CN104025619B - 信号处理装置 - Google Patents

Abstract

具备：过大输入推定部(102)，推定作为对象的信号的过大输入；控制部(105)，根据通过过大输入推定部(102)推定的过大输入信息来计算缓和作为对象的信号的过大输入的频率特性；以及频率特性变形部(103)，根据控制部(105)所计算出的频率特性来改变作为对象的信号的频率特性。

Description

信号处理装置

技术领域

本发明涉及一种改善声音信号再生中的失真、破音(crackling noise，音割れ(日文))的信号处理技术。

背景技术

在以扬声器来再生音乐、广播音等声音信号的扬声器再生系统中，有时音质由于失真、破音而劣化。失真、破音的原因大致分为两个。第一是向扬声器的输入信号失真的情况，第二是即使输入信号没有失真也由于超过扬声器的再生界限而产生失真、破音的情况。

关于第一情况，能够如下地进行说明。在最近的声音信号再生系统中通过数字处理来校正频率特性、或调整音量的装置逐渐增多。在频率特性的校正中，当例如高频成分增强10dB时，产生数字信号在-10dBFS以上的音量值下饱和的可能性。此外0dBFS表示数字信号的最大振幅值。因此，在大音量时导致再生音在数字上失真，导致音质劣化。该状态表示在图2中。

在图2中，纵轴表示数字信号的振幅强度，横轴表示频率。另外，信号饱和而产生破音的区域以灰色表示，其边界以粗线表示。201、202、203表示校正了频率特性的数字声音信号的频率特性的一个例子，201是当音量值小时的特性，202是当音量值中等程度时的特性，203是当音量值大时的特性。在201、202的音量值中，声音信号不超过0dBFS，因此不产生破音，能够以原来的音质欣赏。但是，当如203那样提高音量时，高频成分的一部分的信号强度超过0dBFS，导致数字地饱和。当信号饱和时产生失真、破音而音质劣化。

这样，当要以大音量再生校正了频率特性的数字信号时，有特定的频率成分超过成为数字信号的最大振幅值的0dBFS的情况，因此以此为原因，信号饱和而产生失真、破音。

接着，说明第二情况、即由于超过扬声器的再生界限而产生失真、破音的情况。

在扬声器再生中，有扬声器的振动板能够振动的最大的变位幅度，当输入如超过它那样的信号时，扬声器振动板不能良好地振动而产生失真、破音。这里，扬声器振动板的变位幅度依赖于输入信号的频率。该关系表示在图3中。图3表示当不改变电压(V)而只改变信号的频率来输入到扬声器时的扬声器振动板的变位幅度。此外，图3实际上由于表示扬声器的制动程度的Q值等的不同而F0附近的特性比图3鼓起或平坦，但是大概的倾向不变。另外，对变位幅度的特性与图3所示的特性不同的扬声器也能够应用本发明，因此为了说明上的便利，将扬声器振动板的变位幅度的特性视为图3而进行下面的说明。

根据图3，扬声器振动板的变位幅度在低于F0(扬声器的最低谐振频率)的频率成分中成为大致固定值、在高于F0的频率成分中变位幅度以大致-12dB/oct的斜率减少。这表示将F0附近以下的低的频率成分输入到扬声器时，与输入高的频率成分时相比扬声器振动板以更大的变位幅度进行振动。因而，当将较多地包含低的频率成分的信号输入到扬声器、并提高其电压时，导致在某电压以上的情况下超过振动板的最大变位幅度。即，可以说越是较多地包含低的频率成分的信号、并且越是提高电压，变得越容易超过扬声器的再生界限。该状态表示在图4中。

在图4中，纵轴表示信号的振幅强度，横轴表示频率。另外，超过扬声器振动板的变位界限而产生破音的区域以灰色表示，其边界以粗线表示。这里，图4的特性是针对声音信号的振幅值的特性，因此与图3所示的扬声器的变位幅度的特性不同，扬声器振动板的变位界限成为+12dB/oct的斜率。

另外，401、402、403表示以扬声器再生的声音信号的频率特性，特别是假定了较多地包含低频成分的情况。401是当音量值小时的特性、402是当音量值为中等程度时的特性、403是当音量值大时的频率特性。在如401那样以小的音量值再生时，在较多地包含低频成分的声音信号中也不超过扬声器振动板的最大变位幅度，因此能够不产生破音而以原来的音质欣赏。但是，当如402、403那样提高音量时，导致超过扬声器振动板的最大变位幅度，因此产生失真、破音而音质劣化。

这样，当输入如超过振动板的最大变位幅度那样的信号时，振动板不能良好地进行振动而产生失真、破音。

失真、破音是没有包含在原来的声音信号中的声音，因此成为当要欣赏音乐时的大的妨碍要因。

对于该问题，以往通过图13所示的处理结构来缓和了失真、破音。在图13中，成为如下结构：对于输入信号1301，通过抑制低频成分的HPF(高通滤波器)1302后输出信号1303。根据这种结构，能够在输入到扬声器之前抑制成为破音的原因的低频成分，因此能够减少产生失真、破音的比例。但是，在以往的技术中通过HPF1302来抑制低频成分，因此例如再生的信号的低频成分少，存在如下问题：在即使以大电压驱动扬声器也不会产生破音那样的情况下，也始终抑制低频带成分从而无法再生原来的声音。另外，在不以那么大的电压进行驱动而不通过高通滤波器1302也不会产生破音那样的情况下，也始终抑制低频成分，因此还存在不能再生原来的声音这样的问题。即，在以往的技术中存在如下问题：为了防止大电压驱动时(大音量时)的破音，过度地抑制低频成分从而变得不能欣赏原来的音质。

作为缓和该课题的技术，例如有专利文献1所公开的技术。图14是专利文献1所公开的振幅限制装置的处理模块。根据专利文献1，在用于抑制过大输入的振幅限制中检测振幅限制特性所致的失真的量，并根据该值来控制每个频带的增益，由此缓和振幅限制所致的音质劣化。

专利文献1：日本特开2009-147701号公报

发明内容

然而，在上述的专利文献1所公开的技术中，要抑制的频率成分被所分割的带宽所限制，因此存在如下问题：连本来不抑制也可以的频率成分也过度地抑制从而导致音质劣化。例如，考虑通过BPF(带通滤波器)分割为子带的带宽为100Hz的情况。此时，当输入60Hz以下的频率成分具有大的强度的信号时，本来只抑制60Hz以下的信号成分就不会产生破音。然而，在该技术抑制了0～100Hz的信号成分整体的强度，因此导致应该抑制的频率成分以外的成分(60～100Hz的成分)也被抑制。另外，如图3所示，扬声器振幅板的变位幅度具有频率特性，但是在专利文献1所公开的振幅限制装置中，没有成为反映了变位幅度的频率特性的处理结构。因此，可以说不具有防止由于超过扬声器振动板的最大变位而产生的破音的功能。

本发明是为了解决如上所述的问题而作出的，其目的在于提供一种在保持了音质的同时能够防止扬声器再生中的失真、破音的信号处理装置。

本发明的信号处理装置具备：过大输入推定部，推定作为对象的信号的过大输入；控制部，根据通过过大输入推定部推定的过大输入信息计算缓和作为对象的信号的过大输入的频率特性；以及频率特性变形部，根据控制部计算出的频率特性来改变作为对象的信号的频率特性。

根据本发明，能够在保持了音质的状态下防止扬声器再生中的失真、破音。

附图说明

图1是实施方式1的信号处理装置的原理说明图。

图2是表示数字信号的振幅界限与音源的频率特性的关系的图。

图3是表示扬声器振动板的变位特性的图。

图4是表示扬声器的振动界限与音源的频率特性的关系的图。

图5是实施方式2的信号处理装置的原理说明图。

图6是实施方式3的信号处理装置的原理说明图。

图7是实施方式4的信号处理装置的原理说明图。

图8是表示实施方式4的信号处理装置的两个增益系数的频率特性的原理说明图。

图9是实施方式5的信号处理装置的原理说明图。

图10是表示实施方式5的信号处理装置的两个增益系数的频率特性的迁移的说明图。

图11是实施方式6的信号处理装置的原理说明图。

图12是表示实施方式6的信号处理装置的三个增益系数的频率特性的迁移的说明图。

图13是以往技术的原理说明图。

图14是以往技术的振幅限制装置的处理框图。

附图标记说明

101：输入信号；102：过大输入推定部；103：频率特性变形部；104：推定结果信号；105：控制部；106：参数；107：输出信号；501：扬声器振动板变位推定部；502：信息；503：可变滤波器；602：音量值；701：相位校正部；702：HPF；705：第一乘法器；706：第二乘法器；713：加法器；901：LPF；1101：第一HPF；1102：第二HPF；1103：第三HPF；1107：第一相位校正部；1108：第二相位校正部；1109：第三相位校正部；1113：第一乘法器；1114：第二乘法器；1115：第三乘法器。

具体实施方式

下面，为了更详细地说明本发明，参照附图说明用于实施本发明的方式。

实施方式1.

图1是本发明的原理说明图。下面说明本发明的动作。

输入到本发明的信号处理装置的输入信号101被分支而送到过大输入推定部102和频率特性变形部103。

在过大输入推定部102中，推定输入信号101相对于对象扬声器是否为过大输入、或者是否超过数字信号的最大振幅值，并将推定结果信号104向控制部105进行输出。

在控制部105中，使用从过大输入推定部102输入的推定结果信号104来计算出如输入信号101不会成为过大输入那样的频率特性，将实现该频率特性的参数106向频率特性变形部103进行输出。作为参数106的具体例子，是使频率特性变形的滤波器系数。

频率特性变形部103按照从控制部105送来的参数106使输入信号101的频率特性变形并输出输出信号107。如果参数106为滤波器系数，则在频率特性部中使用该系数106来进行滤波处理。

如以上那样，根据实施方式1的处理结构，能够防止再生声音信号成为过大输入。因此，根据本发明获得能够抑制失真、破音这样的效果。另外，通过控制部还获得如下效果：尽可能减少频率特性的变形来使得不产生失真、破音，由此能够以所需最小限度的频率特性变化来防止失真、破音。

实施方式2.

图5是表示本发明的其它实施例的图。在本实施例中，表示以不超过扬声器振动板的变位界限的方式使声音信号的频率特性变形的例子。下面，说明本实施例的动作。

输入到本发明的信号处理装置的输入信号101被分支而送到过大输入推定部102和频率特性变形部103。

本实施例的过大输入推定部102的特征在于具有扬声器振动板变位推定部501。在扬声器振动板变位推定部501中，根据音量值、对象扬声器的F0等信息502和输入信号101来推定扬声器振动板的变位值。作为变位值推定的具体例子，准备以F0为截止频率的二阶IIR滤波器的LPF，使输入信号101通过该LPF后乘以音量值，由此求出与对象扬声器的变位幅度大致成比例的值。另外，在二阶IIR滤波器的LPF中，还能够变更Q值，因此还能够根据对象扬声器的制动程度改变Q值来提高推定精度。当然也可以以其它的方法、例如FIR滤波器来模拟对象扬声器的振动板变位特性。

将这样求出的扬声器变位值作为推定结果信号104向控制部105进行输出。

在控制部105中，对所输入的推定结果信号104进行HPF处理，求出如变位推定信号的振幅值落入规定的阈值以内那样的HPF的滤波器系数。规定的阈值是与对象扬声器的振动板的最大变位幅度大致相当的值。另外，作为HPF的滤波器系数的计算方法，只要如下即可：首先将HPF的截止频率设定得低(例如设定为20Hz)，然后逐渐地提高截止频率，求出HPF的输出信号的振幅值成为阈值以下的截止频率。另外，将此时的滤波器系数向频率特性变形部103进行输出。

本实施例的频率特性变形部103具有可变滤波器503。可变滤波器503使用从控制部105送来的滤波器系数106来对输入信号101进行滤波处理，将所获得的信号作为输出信号107进行输出。

如以上那样，根据实施方式2的处理结构，能够抑制主要是低频成分的强度为支配性的扬声器振动板的变位幅度，因此获得能够防止失真、破音这样的效果。另外，在本实施例的控制部中，能够将HPF的截止频率设为尽可能小的值，因此还获得能够以所需最小限度的频率特性的变化来防止失真、破音这样的效果。

实施方式3.

图6是表示本发明的其它实施例的图。在本实施例中，表示在实施了如高频成分的校正多那样的频率特性校正的数字声音信号中以不超过数字信号的最大振幅的方式使信号的频率特性变形的例子。下面说明本实施例的动作。

输入到本发明的信号处理装置的输入信号101被分支而送到过大输入推定部102和频率特性变形部103。

本实施例的过大输入推定部102的特征在于由数字信号振幅计算部601构成。在数字信号振幅计算部601中，将音量值602与输入信号101相乘来求出音量处理后的振幅值，将求出的振幅值作为推定结果信号104向控制部105进行输出。

在控制部105中，对所输入的推定结果信号104、即振幅值进行LPF处理，求出如LPF处理后的信号落入规定的阈值以内那样的LPF的滤波器系数。规定的阈值通常设定0dBFS，但是不限于此，在扬声器耐输入和放大器输出未匹配而在要限制放大器的输出的情况等时，也可以设定比其小的值。另外，作为LPF的滤波器系数的计算方法，只要如下即可：首先，将LPF的截止频率设定得高(例如设定为20KHz)，然后逐渐地降低截止频率来求出LPF的输出信号的振幅值成为阈值以下的截止频率。另外，将此时的滤波器系数向频率特性变形部103进行输出。

本实施例的频率特性变形部103也与实施例2同样地由可变滤波器503构成。可变滤波器503使用从控制部105送来的滤波器系数106来对输入信号101进行滤波处理，将获得的信号作为输出信号107进行输出。

如以上那样，根据实施方式3的处理结构，获得如下效果：能够抑制如将高频成分校正得多那样的数字声音信号的振幅值，能够抑制失真、破音。另外，在本实施例的控制部中，能够将LPF的截止频率设为尽可能大的值，因此还获得能够以所需最小限度的频率特性的变化来防止失真、破音这样的效果。

实施方式4.

图7是表示本发明的其它实施例的图。在本实施例中，其特征点在于，频率特性变形部103不是由可变滤波器构成，而是具有固定滤波器、相位校正、多个乘法器以及加法器。说明本实施例的动作。

输入到本发明的信号处理装置的输入信号101被分支而送到相位校正部701和HPF702。

相位校正部701不改变输入信号101的频率振幅特性而只校正相位特性，使得成为与HPF702的相位特性大致相同的特性，将获得的信号703向第一乘法器705和过大输入推定部102进行输出。

HPF702对输入信号101进行滤波处理，将获得的信号704向第二乘法器706和过大输入推定部102进行输出。

这里，说明校正相位使得成为与HPF702大致相同的相位特性的相位校正部701的实现方法。在以二阶IIR滤波器的1级来实现HPF702的情况下，其相位特性在截止频率处正好旋转90度、在其以后的频率成分中逐渐旋转到180度为止。实现这种相位特性的相位校正部能够由一阶IIR滤波器的全通滤波器构成。另外，在以二阶IIR滤波器的2级实现HPF的情况下，相位特性在截止频率处正好旋转180度、在其以后的频率成分中逐渐地旋转到360度为止。实现这种相位特性的相位校正部能够由二阶IIR滤波器的全通滤波器构成。另外，在以二阶IIR的N级实现HPF的情况下，能够通过将一阶IIR和二阶IIR的全通滤波器恰当地进行串联连接来实现相同的相位特性。另外，在以FIR滤波器实现HPF的情况下，相位特性成为直线相位，因此相位校正部能够由采样延迟处理构成。这样能够实现如成为与HPF702相同的相位特性那样的相位校正部701。

本实施例的过大输入推定部102与实施例2同样地由扬声器振动板变位推定部501构成。在扬声器振动板变位推定部501中，使用音量值、对象扬声器的F0等信息502来推定当再生了信号703时的扬声器振动板的变位值，从而求出第一扬声器振动板变位值707。同样地，推定当再生了信号704时的扬声器振动板的变位值来求出第二扬声器振动板变位值708。作为变位值推定的具体例子，以与实施例2相同的方法来求出，因此省略详细说明。

将这样求出的两个扬声器振动板变位值707、708向控制部105进行输出。

在控制部105中，求出如在对所输入的两个扬声器振动板变位值707、708分别乘以不同的增益系数后相加时振幅值的绝对值落入规定的阈值以内那样的两个增益系数。其中，将两个增益系数的合计设为1。

当以这种条件改变两个增益系数时，能够实现不同的低频衰减效果。图8表示当以截止频率80Hz的二阶IIR滤波器2的级来实现HPF702、以截止频率80Hz的二阶IIR的全通滤波器1级来实现相位校正部701时的两个增益系数的频率特性的迁移。另外，在图8中，当对扬声器振动板变位值707的增益系数设为A1、对扬声器振动板变位值708的增益系数设为A2时，801表示A1＝1.0、A2＝0.0的特性、802表示A1＝0.1、A2＝0.9的特性、803表示A1＝0.0、A2＝1.0的特性。这样，可知完全平坦的特性(A1＝1.0、A2＝0.0)和与截止频率80Hz的二阶IIR滤波器的2级相同的特性(A1＝0.0、A2＝1.0)的区间能够实现低频衰减特性。另外，关于截止频率以上的频率成分，以合计成为1的比例来相加相位对齐的成分，因此能够保持没有强度增减的平坦的特性。

作为这种两个增益系数的具体计算方法，当将扬声器振动板变位值707设为X1、扬声器振动板变位值708设为X2、对X1的增益系数设为A1、对X2的增益系数设为A2、规定的阈值设为T时，能够通过求出满足下面的式(1)的A1、A2来实现。

T>ABS(X1×A1+X2×A2) ···(1)

A1+A2＝1

此外，ABS(x)表示x的绝对值。

另外，为了将频率特性的变形抑制到所需最小限度，在满足上述的式(1)的A1、A2的组合中优选求出A1的值接近1的组合。这是因为，X1是以只校正了相位特性的信号为基础的信号，A1越接近1，频率特性的变形变得越少。为了求出这种增益系数，只要首先设为A1＝1、然后逐渐减小A1的值的同时求出ABS(X1×A1+X2×A2)的值、并采用变得比T小时的A1、A2即可。

将这样求出的A1作为增益系数709向第一乘法器705进行输出。另外，将A2作为增益系数710向第二乘法器706进行输出。

在第一乘法器705中，将输入的信号703与增益系数709相乘，将获得的信号711向加法器713进行输出。

在第二乘法器706中，将输入的信号704与增益系数710相乘，将获得的信号712向加法器713进行输出。

在加法器713中，将输入的两个信号711、712相加，将获得的信号作为输出信号107进行输出。

如以上那样，根据该实施方式4的处理结构，具有能够简易地实现频率特性变形部、控制部这样的效果。

实施方式5.

通过将在实施例4中说明的HPF702替换为LPF，在实施了如高频成分的校正多那样的频率特性校正的数字声音信号中还能够以不超过数字信号的最大振幅的方式使信号的频率特性变形。图9是表示将HPF702替换为LPF的情况下的实施例的处理结构。

输入到本发明的信号处理装置的输入信号101被分支而送到相位校正部701和LPF901。

相位校正部701不改变输入信号101的频率振幅特性而以使成为与LPF901的相位特性大致相同的特性的方式只校正相位特性，将获得的信号703向第一乘法器705和过大输入推定部102进行输出。

LPF901对输入信号101进行滤波处理，将获得的信号902向第二乘法器706和过大输入推定部102进行输出。

这里，相位校正部701能够与实施例4同样地由全通滤波器或采样延迟处理来实现，因此省略详细的说明。

本实施例的过大输入推定部102与实施例3同样地由数字信号振幅计算部601构成。在数字信号振幅计算部601中，将音量值602与输入信号703相乘来求出第一振幅值(扬声器振动板变位值)707。同样地，将音量值602与输入信号902相乘来求出第二振幅值(扬声器振动板变位值)708。

将这样求出的第一以及第二振幅值707、708向控制部105进行输出。

在控制部105中，分别求出如当对所输入的两个振幅值707、708乘以两个不同的增益系数后相加时、振幅值的绝对值落入规定的阈值以内那样的两个增益系数。其中，两个增益系数的合计设为1。

当以这种条件改变两个增益系数时，能够实现不同的高频衰减效果。图10表示LPF901由截止频率6000Hz的二阶IIR滤波器的2级来实现、相位校正部701由截止频率6000Hz的二阶IIR的全通滤波器的1级来实现时的两个增益系数的频率特性的迁移。另外，在图10中，当将对扬声器振动板变位值707的增益系数设为A1、将对扬声器振动板变位值708的增益系数设为A2时，1001表示A1＝1.0、A2＝0.0的特性、1002表示A1＝0.1、A2＝0.9的特性、1003表示A1＝0.0、A2＝1.0的特性。如上所述可知，从完全平坦的特性(A1＝1.0、A2＝0.0)到截止频率6000Hz的二阶IIR滤波器2的级的特性(A1＝0.0、A2＝1.0)为止，能够实现不同的高频衰减特性。另外，关于截止频率以下的频率成分，以合计为1的比例相加相位对齐的成分，因此能够保持没有强度增减的平坦的特性。作为这种两个增益系数的具体计算方法，与实施例4同样地求出，因此省略说明。

将这样求出的A1作为增益系数709向第一乘法器705进行输出。另外，将A2作为增益系数710向第二乘法器706进行输出。

在第一乘法器705中，将输入的信号703与增益系数709相乘，将获得的信号711向加法器713进行输出。

在第二乘法器706中，将输入的信号902与增益系数710相乘，将获得的信号712向加法器713进行输出。

在加法器713中，相加所输入的两个信号711、712，将获得的信号作为输出信号107进行输出。

如以上那样，根据该实施方式5的处理结构，具有能够简易地控制频率特性变形部、控制部这样的效果。

实施方式6.

在实施例4、5中，由一个相位校正部和一个HPF或LPF来实现了频率特性变形部103，但是不限于此，也可以由多个相位校正部和多个HPF或LPF来实现频率特性变形部103。

图11是表示由三个相位校正部和三个HPF来实现了频率特性变形部的例子的图。下面说明本实施例的动作。

输入到本发明的信号处理装置的输入信号101被分支为三个而送到第一HPF1101、第二HPF1102、以及第三HPF1103。

在第一HPF1101中，对输入信号进行滤波处理，将获得的信号1104向第一相位校正部1107进行输出。

在第二HPF1102中，对输入信号进行滤波处理，将获得的信号1105向第二相位校正部1108进行输出。

在第三HPF1103中，对输入信号进行滤波处理，将获得的信号1106向第三相位校正部1109进行输出。

在第一相位校正部1107中，不改变信号的频率振幅特性而只校正相位特性使得成为与当第二HPF1102和第三HPF1103两者都进行处理时的相位特性大致相同的特性，将获得的信号1110向第一乘法器1113和过大输入推定部102进行输出。

在第二相位校正部1108中，不改变信号的频率振幅特性而以使成为与当第一HPF1101和第三HPF1103两者都进行处理时的相位特性大致相同的特性的方式只校正相位特性，将获得的信号1111向第二乘法器1114和过大输入推定部102进行输出。

在第三相位校正部1109中，不改变信号的频率振幅特性而以使成为与当第一HPF1101和第二HPF1102两者都进行处理时的相位特性大致相同的特性的方式只校正相位特性，将获得的信号1112向第三乘法器1115和过大输入推定部102进行输出。

这里，各相位校正部能够与实施例4同样地由全通滤波器或采样延迟处理来实现，因此省略详细的说明。

本实施例的过大输入推定部102由扬声器振动板变位推定部501构成。在扬声器振动板变位推定部501中，使用音量值、对象扬声器的F0等信息502来推定当再生了信号1110时的扬声器振动板的变位值，从而求出第一扬声器振动板变位值1116。同样地，推定当再生了信号1111时的扬声器振动板的变位值，求出第二扬声器振动板变位值1117。同样地，推定当再生了信号1112时的扬声器振动板的变位值，求出第三扬声器振动板变位值1118。

作为变位值推定的具体例子，以与实施例2相同的方法来求出，因此省略详细说明。

将这样求出的三个扬声器振动板变位值1116、1117、1118向控制部105进行输出。

在控制部105中，求出如当对所输入的三个扬声器振动板变位值1116、1117、1118分别乘以不同的增益系数后相加时、振幅值的绝对值落入规定的阈值以内那样的三个增益系数。其中，将三个增益系数的合计设为1。

当以这种条件改变三个增益系数时，能够实现不同的低频衰减效果。图12表示当第一HPF1101由截止频率30Hz的二阶IIR滤波器的2级来实现、第二HPF1102由截止频率70Hz的二阶IIR滤波器的2级来实现、第三HPF1103由截止频率140Hz的二阶IIR滤波器的4级来实现、第一相位校正部1107通过将截止频率70Hz的二阶IIR滤波器的1级与截止频率140Hz的二阶IIR滤波器的2级串联连接来实现、第二相位校正部1108通过将截止频率30Hz的二阶IIR滤波器的1级与截止频率140Hz的二阶IIR滤波器的2级串联连接来实现、第三相位校正部1109通过将截止频率30Hz的二阶IIR滤波器的1级与截止频率70Hz的二阶IIR滤波器的1级串联连接来实现时的三个增益系数的频率特性的迁移。

另外，在图12中，当对扬声器振动板变位值1116的增益系数设为A1、对扬声器振动板变位值1117的增益系数设为A2、对扬声器振动板变位值1118的增益系数设为A3时，1201表示A1＝1.0、A2＝0.0、A3＝0.0的特性、1202表示A1＝0.1、A2＝0.9、A3＝0.0的特性、1203表示A1＝0.0、A2＝1.0、A3＝0.0的特性、1204表示A1＝0.0、A2＝0.1、A3＝0.9的特性、1205表示A1＝0.0、A2＝0.0、A3＝1.0的特性。如上所述可知，从完全平坦的特性(A1＝1.0、A2＝0.0、A3＝0.0)到截止频率140Hz的二阶IIR滤波器的4级的特性(A1＝0.0、A2＝0.0、A3＝1.0)为止，能够实现不同的低频带衰减特性。另外，关于截止频率以上的频率成分，以成为合计1的比例相加相位对齐的成分，因此能够保持没有强度增减的平坦的特性。

另外，作为这种三个增益系数的具体计算方法，能够通过当将扬声器振动板变位值1116设为X1、将扬声器振动板变位值1117设为X2、将扬声器振动板变位值1118设为X3、将对X1的增益系数设为A1、将对X2的增益系数设为A2、将对X3的增益系数设为A3、将规定的阈值设为T时求出满足下面的式(2)的A1、A2、A3来实现。

T>ABS(X1×A1+X2×A2+X3×A3) ···(2)

A1+A2+A3＝1

此外，ABS(x)表示x的绝对值。

将这样求出的A1作为增益系数1119向第一乘法器1113进行输出。另外，将A2作为增益系数1120向第二乘法器1114进行输出。另外，将A3作为增益系数1121向第三乘法器1115进行输出。

在第一乘法器1113中，将输入的信号1110与增益系数1119相乘，将获得的信号1122向加法器713进行输出。

在第二乘法器1114中，将输入的信号1111与增益系数1120相乘，将获得的信号1123向加法器713进行输出。

在第三乘法器1115中，将输入的信号1112与增益系数1121相乘，将获得的信号1124向加法器713进行输出。

在加法器713中，相加所输入的三个信号1122、1123、1124，将获得的信号作为输出信号107进行输出。

如以上那样，根据该实施方式6的处理结构，获得如下效果：能够由三个相位校正和三个HPF来实现频率特性变形部，能够由频率特性变形部来实现比实施例4、5更接近通常的HPF的特性。

当然，能够通过增加相位校正和HPF的个数来实现更接近通常的HPF的特性。另外，通过将本结构的HPF替换为LPF，还能够在实施了如高频成分的校正多那样的频率特性校正的数字声音信号中，以不超出数字信号的最大振幅的方式使信号的频率特性变形。

此外，本申请发明能够在本发明的范围内进行各实施方式的自由组合、或者各实施方式的任意的结构要素的变形、或者在各实施方式中省略任意的结构要素。

产业上的可利用性

如以上那样，本发明的信号处理装置能够改善声音信号再生中的失真、破音，能够利用于音频再生装置等中。

Claims (5)

1.一种信号处理装置，其特征在于，具备：

过大输入推定部，推定作为对象的信号的过大输入；

控制部，根据所述过大输入推定部推定的过大输入，计算缓和作为所述对象的信号的过大输入的频率特性；以及

频率特性变形部，根据所述控制部计算出的频率特性来改变作为所述对象的信号的频率特性，

所述过大输入推定部具备变位推定部，该变位推定部推定构成对作为所述对象的信号进行再生的扬声器的振动板的振动的变位幅度，

所述变位推定部在推定构成所述扬声器的振动板的振动的变位幅度时，使用所述扬声器的音量值、所述扬声器的最低谐振频率、所述扬声器的Q值中的至少一个来构成模拟所述变位幅度的滤波器，输出将作为所述对象的信号输入到所述滤波器而获得的信号。

2.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

所述频率特性变形部具备：高通滤波器；相位校正部，校正作为所述对象的信号的相位特性，使得校正后的作为所述对象的信号的相位特性与所述高通滤波器的相位特性大致相同；第一乘法器，调整从所述相位校正部输出的信号的增益；第二乘法器，调整从所述高通滤波器输出的信号的增益；系数决定部，决定所述第一乘法器以及所述第二乘法器的增益系数，使得所述第一乘法器的增益系数和第二乘法器的增益系数的合计成为固定值；以及加法器，将从所述第一乘法器以及所述第二乘法器输出的信号相加。

3.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

所述频率特性变形部具备：低通滤波器；相位校正部，校正作为所述对象的信号的相位特性，使得校正后的作为所述对象的信号的相位特性与所述低通滤波器的相位特性大致相同；第一乘法器，调整从所述相位校正部输出的信号的增益；第二乘法器，调整从所述低通滤波器输出的信号的增益；系数决定部，决定所述第一乘法器以及所述第二乘法器的增益系数，使得所述第一乘法器的增益系数和第二乘法器的增益系数的合计成为固定值；以及加法器，将从所述第一乘法器以及所述第二乘法器输出的信号相加。

4.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

所述频率特性变形部具备：

截止频率不同的多个高通滤波器，对作为所述对象的信号进行滤波处理来生成与多个高通滤波器一一对应的多路滤波器输出信号；

与所述多个高通滤波器一一对应的多个相位校正部，校正与自身对应的高通滤波器所生成的滤波器输出信号的相位特性，使得校正后的滤波器输出信号的相位特性与除了与自身对应的高通滤波器以外的所有高通滤波器的滤波器输出信号被各自对应的相位校正部校正了相位特性之后的滤波器输出信号的相位特性大致相同；

与所述多个相位校正部一一对应的多个乘法器，调整从与自身对应的相位校正部输出的信号的增益；

系数决定部，决定各个乘法器的增益系数，使得各个乘法器的增益系数的合计成为固定值；以及

加法器，将根据所述系数决定部所决定的各个乘法器的增益系数对由与各个乘法器对应的相位校正部校正了相位的各路滤波器输出信号进行加权之后的各路滤波器输出信号相加。

5.根据权利要求1所述的信号处理装置，其特征在于，

所述频率特性变形部具备：

截止频率不同的多个低通滤波器，对作为所述对象的信号进行滤波处理来生成与多个低通滤波器一一对应的多路滤波器输出信号；

与所述多个低通滤波器一一对应的多个相位校正部，校正与自身对应的低通滤波器所生成的滤波器输出信号的相位特性，使得校正后的滤波器输出信号的相位特性与除了与自身对应的低通滤波器以外的所有低通滤波器的滤波器输出信号被各自对应的相位校正部校正了相位特性之后的滤波器输出信号的相位特性大致相同；

与所述多个相位校正部一一对应的多个乘法器，调整从与自身对应的相位校正部输出的信号的增益；

系数决定部，决定各个乘法器的增益系数，使得各个乘法器的增益系数的合计成为固定值；以及

加法器，将根据所述系数决定部所决定的各个乘法器的增益系数对由与各个乘法器对应的相位校正部校正了相位的各路滤波器输出信号进行加权之后的各路滤波器输出信号相加。