JPWO2012164905A1 - Ｖｓｗｒ測定回路、無線通信装置、ｖｓｗｒ測定方法およびｖｓｗｒ測定プログラム - Google Patents

Ｖｓｗｒ測定回路、無線通信装置、ｖｓｗｒ測定方法およびｖｓｗｒ測定プログラム Download PDF

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Abstract

ＰＡ（４）により増幅した主信号のうち第１のＣＰＬ（５）にて抽出した一部の主信号をＡ／Ｄ ＣＯＮＶ（１０）にて変換したデジタル信号に基づき、主信号の歪補償を行う歪補償回路（１３）を備えたＶＳＷＲ測定回路において、アンテナ端にケーブルを介して接続する位置に配置した第２のＣＰＬ（７）にて抽出したフィードバック信号に含まれる反射信号の電力レベルを電力測定部（１６）にて測定するために、歪補償回路（１３）の前段から取り出した主信号と第２のＣＰＬ（７）にて抽出した前記フィードバック信号をＡ／Ｄ ＣＯＮＶ（１０）にてデジタル信号に変換した信号とを入力として、該フィードバック信号に含まれる主信号成分を除去して、反射信号のみを取り出して電力測定部（１６）に対して出力する主信号成分除去回路（１１）を備える。これにより小型化、低価格化が可能で、かつ、高精度なＶＳＷＲ測定機能を実現するＶＳＷＲ測定回路を提供できる。

Description

本発明は、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）測定回路、無線通信装置、ＶＳＷＲ測定方法およびＶＳＷＲ測定プログラムが格納された記録媒体に関する。
近年の携帯電話基地局等の無線信号の送受信を行う無線通信装置は、非常に高機能化してきており、その機能の１つとして、アンテナ端子に接続されたケーブルやアンテナ本体の正常性や整合性をＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）を測定することによって判別する機能を備えていることが強く要求されることが多くなっている。さらに、単に、ケーブルおよびアンテナの故障検出だけでなく、測定したＶＳＷＲ値の精度が求められる場合も多い。
例えば、特許文献１の特開２００９−２９０３７５号公報「歪補償装置、無線通信装置および歪補償方法」においては、送信する主信号の歪成分を除去するための歪補償装置として、送信する主信号を適切なレベルで増幅させた後アンテナ端に供給しようとする際に該主信号の一部をフィードバックして歪成分を補償するだけでなく、歪補償（ＤＰＤ：Digital Pre-Distortion）制御用のフィードバックルートとは別に、アンテナ端に供給される信号の電力成分をＶＳＷＲ部において抽出してフィードバックを行うことによって、抽出した歪成分と電力成分とに基づいて、送信信号の歪を補正するための補償係数を算出することによって、より正確に歪補償を行うことを可能にする技術が提案されている。
特開２００９−２９０３７５号公報（第５−７頁）
しかしながら、前記特許文献１等の現状のＶＳＷＲ測定機能においては、以下のような課題がある。
第１の課題は、ＶＳＷＲを検出するために、ＶＳＷＲ測定専用に電力成分を抽出するための大型の方向性結合器（またはサーキュレータ）と、電力測定用の高精度の検波器と、検出した電力をベースバンド部にフィードバックさせるための回路とが必要であり、さらに、高精度のＶＳＷＲ測定を行うためには、回路が大型化し、小型化・低価格化が求められる昨今の無線通信装置の開発にそぐわない点である。
第２の課題は、高精度なＶＳＷＲ測定を安価に実現するためには、クリティカルな回路設計を行う必要があり、個体差を吸収するために、高度な調整行為を要することである。
図３および図４に示す従来のＶＳＷＲ測定回路のブロック構成を用いて、従来のＶＳＷＲ測定の課題についてさらに説明する。図３は、従来のＶＳＷＲ測定回路のブロック構成の一例を示すブロック構成図であり、歪補償（ＤＰＤ）制御用の信号を取り出すための第１のＣＰＬ（First Directional Coupler：第１の方向性結合器）とは別に、ＶＳＷＲ測定用の主信号と反射信号とを別々に抽出するために、アンテナ端にケーブルを介して接続する位置に第２のＣＰＬ（Second Directional Coupler：第２の方向性結合器）を配置している場合について示している。また、図４は、従来のＶＳＷＲ測定回路のブロック構成の他の例を示すブロック構成図であり、ＶＳＷＲ測定用の主信号と反射信号とを別々に抽出するために、アンテナ端にケーブルを介して接続する位置に、第２のＣＰＬ（第２の方向性結合器）の代わりに、ＣＩＲ（Circulator：サーキュレータ）を配置している場合を示している。
図３のＶＳＷＲ測定回路は、前述したように、歪補償（ＤＰＤ）制御用のフィードバックルートを形成するための第１のＣＰＬ５（第１の方向性結合器５）とは別に、ＶＳＷＲ測定用のフィードバックルートを形成するための第２のＣＰＬ７（第２の方向性結合器７）を備えており、第２のＣＰＬ７において主信号と反射信号とを別々に抽出して、高周波スイッチＳＷ８により適宜切り替えながら検波器１７に供給することによって、検波器１７においてそれぞれの信号のレベル検出を行う回路構成としている。かくのごとき回路構成においては、アンテナ端に接続されるケーブルやアンテナとのインピーダンス整合性が良い程、反射信号のレベルは低くなるため、ＶＳＷＲを正確に測定するためには、反射信号のみを正確に抽出することが可能になる第２のＣＰＬ７の指向性（Directivity）として、２０ｄＢ以上を必要とする。このような指向性（Directivity）を実現するためには、第２のＣＰＬ７の線路長を、信号波長の略１／４に近い長さにすることが必要となる。
したがって、第２のＣＰＬ７のサイズは周波数が低いほど大きくなるので、携帯電話等の無線通信装置で使用する周波数帯においては、第２のＣＰＬ７の存在が無視できない大きさになるという問題がある。また、第２のＣＰＬ７から高周波スイッチＳＷ８までのＶＳＷＲ測定用のフィードバックルート上の信号と歪補償（ＤＰＤ）制御用のフィードバックルート上の信号との間のアイソレーションにも注意した設計が必要となることに加え、検波器１７は、Ｂａｓｅｂａｎｄ部１との間のインタフェースを考慮して、ＩＣ（Integrated Circuit）を使うことになるため、電源の引き回しや実装位置に配慮した設計が求められ、低価格化と小型化との阻害要因となる。
一方、図４のＶＳＷＲ測定回路は、前述したように、図３の第２のＣＰＬ７の代わりに、ＣＩＲ１８（サーキュレータ１８）を用いて構成されている。図４においては、かくのごときＣＩＲ１８（サーキュレータ１８）を用いることによって、図３において高い指向性（High Directivity）を有する第２のＣＰＬ７を用いる場合と同様に、ＣＩＲ１８の高いアイソレーション性能により、主信号の影響を小さくする回路構成にすることが必要である。
しかし、このような図４のＶＳＷＲ測定回路においても、アイソレーションを高くするために、耐電力の高いサーキュレータを必要とするため、図３の場合と同様に、高価格化と大型化が避けられない。
（本発明の目的）
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、小型化、低価格化が可能で、かつ、高精度なＶＳＷＲ測定機能を実現することができるＶＳＷＲ測定回路、無線通信装置、ＶＳＷＲ測定方法およびＶＳＷＲ測定プログラムが格納された記録媒体を提供することを、その目的としている。
前述の課題を解決するため、本発明によるＶＳＷＲ測定回路、無線通信装置、ＶＳＷＲ測定方法およびＶＳＷＲ測定プログラムが格納された記録媒体は、主に、次のような特徴的な構成を採用している。
（１）本発明によるＶＳＷＲ測定回路は、アンテナから送信するためにパワーアンプにより増幅した主信号のうち、一部の主信号を抽出する第１の方向性結合器と、前記第１の方向性結合器によって抽出した該主信号を変換するアナログ・デジタル変換器と、前記アナログ・デジタル変換器により変換した信号を用いることにより歪補償を行う歪補償回路と、アンテナ端にケーブルを介して接続され、フィードバック信号に含まれる反射信号を抽出する第２の方向性結合器と、前記第１の方向性結合器によって抽出した前記主信号と、第２の方向性結合器によって抽出した前記反射信号のそれぞれの電力測定を行い、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）を測定する電力測定部と、前記歪補償回路の前段から取り出した前記主信号と、前記フィードバック信号を前記アナログ・デジタル変換器によりデジタル信号に変換した信号とを入力として、前記フィードバック信号に含まれている主信号成分を除去して、前記電力測定部に対して出力する主信号成分除去回路を備えたＶＳＷＲ測定回路である。
（２）本発明による無線通信装置は、無線信号を送受信する無線通信装置において、アンテナ端に接続されるケーブルやアンテナにおけるＶＳＷＲを測定する回路として、少なくとも前記（１）に記載のＶＳＷＲ測定回路を備えていることを特徴とする
（３）本発明によるＶＳＷＲ測定方法は、アンテナから送信するためにパワーアンプにより増幅した主信号のうち、一部の主信号を第１の方向性結合器により抽出し、前記抽出した該主信号をアナログ・デジタル変換器により変換し、前記変換した信号を用いることにより歪補償回路による歪補償を行い、アンテナ端にケーブルを介して接続された第２の方向性結合器により、フィードバック信号に含まれる反射信号を抽出し、電力測定部は、前記第１の方向性結合器によって抽出した前記主信号と、第２の方向性結合器によって抽出した前記反射信号のそれぞれの電力測定を行い、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）を測定し、前記歪補償回路の前段から取り出した前記主信号と、前記フィードバック信号を前記アナログ・デジタル変換器によりデジタル信号に変換した信号とを入力として、前記フィードバック信号に含まれている主信号成分を除去して、前記電力測定部に対して出力するＶＳＷＲ測定方法である。
（４）本発明によるＶＳＷＲ測定プログラムが格納された記録媒体は、少なくとも前記（３）に記載のＶＳＷＲ測定方法を、コンピュータによって実行可能なプログラムを格納していることを特徴とする。
本発明のＶＳＷＲ測定回路、無線通信装置、ＶＳＷＲ測定方法およびＶＳＷＲ測定プログラムが格納された記録媒体によれば、以下のような効果を奏することができる。
第１の効果は、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）測定用の主信号と反射信号とを精度良く抽出することができるので、ＶＳＷＲ値が大きい（悪い）状態から小さい（良い）状態に至るまでの広範な範囲において、ＶＳＷＲを正確に測定することが可能になることである。
第２の効果は、ＶＳＷＲ測定用として、歪補償用のＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）制御ループの一部を流用することと、デジタル処理により反射信号の抽出精度を向上させることが可能な主信号成分除去回路を導入しているので、アンテナ端にケーブルを介して接続する位置における信号を抽出してフィードバックする仕組みが、安価な方向性結合器と高周波スイッチとで構成可能となり、非常に小型かつ安価なＶＳＷＲ測定回路を実現できることである。
第３の効果は、ＶＳＷＲ測定の精度を確保するために、高度な調整等によるチューニングを必要とせず、ＶＳＷＲ測定回路の製造の自動化や工数低減を図ることが可能になることである。
本発明によるＶＳＷＲ測定回路のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。 図１に示すＶＳＷＲ測定回路における反射信号の抽出イメージを説明するための波形図である。 従来のＶＳＷＲ測定回路のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。 従来のＶＳＷＲ測定回路のブロック構成の他の例を示すブロック構成図である。
以下、本発明によるＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）測定回路、無線通信装置、ＶＳＷＲ測定方法およびＶＳＷＲ測定プログラムが格納された記録媒体の好適な実施形態について添付図を参照して説明する。なお、以下の説明においては、本発明によるＶＳＷＲ測定回路およびＶＳＷＲ測定方法について説明するが、無線信号を送受信する無線通信装置において、かかるＶＳＷＲ測定回路をアンテナ端に接続されるケーブルやアンテナ等におけるＶＳＷＲを測定する回路として搭載して構成するようにしても良いし、かかるＶＳＷＲ測定方法をコンピュータにより実行可能なＶＳＷＲ測定プログラムとして実施するようにしても良い。
（本発明の特徴）
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の特徴についてその概要をまず説明する。本発明は、携帯電話の基地局等における無線通信装置のアンテナ端に接続されるケーブルやアンテナ等のＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）を測定する機能を、高精度、安価、小型に実現することができる仕組みを採用していることを主要な特徴にしている。
より具体的には、本発明においては、所望の性能を満たしつつ、小型で低価格なＶＳＷＲ測定回路を以下のような回路構成によって実現している。
本発明においては、歪補償（ＤＰＤ：Digital Pre-Distortion）制御用のフィードバックルートとＶＳＷＲ測定用のフィードバックルートとを共用し、かつ、ＶＳＷＲ測定用の反射信号に含まれる主信号成分をデジタル信号処理によって効果的に除去するための主信号成分除去回路を備えて構成している。つまり、ＶＳＷＲ測定用のフィードバックルートと共用する歪補償制御用のフィードバックルートを、歪補償（ＤＰＤ）制御時およびＶＳＷＲ測定用の主信号レベル検出時とＶＳＷＲ測定用の反射信号レベル検出時とにおいて、高周波スイッチＳＷ８によって適宜切り替える。
さらに、ＶＳＷＲ測定用の反射信号レベル検出時においては、アンテナ端にケーブルを介して接続された第２のＣＰＬ（Second Directional Coupler：第２の方向性結合器）からフィードバックルートに出力されてきたフィードバック信号に対して主信号の逆相信号を加算することによって、該フィードバック信号に含まれている主信号成分を打ち消して、反射信号のみを精度良く抽出し、反射信号のレベルを正確に検出することを可能にしている。
反射信号は、アンテナ端にケーブルを介して接続する位置に配置した第２のＣＰＬ７によって取り込んでフィードバックルートに出力するが、この第２のＣＰＬ７を、小型・低価格を実現するために、指向性（Directivity）の小さな構成としている。しかし、指向性（Directivity）が小さい構成にすると、フィードバックルートに出力したフィードバック信号には、反射信号のみならず、主信号成分が多分に含まれてしまうことになる。
特に、ＶＳＷＲ値が小さい（良い）場合は、第２のＣＰＬ７によって取り込んだフィードバック信号において、反射信号レベルよりも主信号レベルの方が大きくなることもあり、反射信号のレベル検出が困難になる。かくのごとき事態を解消するために、本発明においては、このフィードバック信号をデジタル変換して、ＶＳＷＲ測定回路の入力端から入力されてくる主信号とともに、主信号成分除去回路に入力して、ＶＳＷＲ測定回路の入力端からの主信号を利用することによって、フィードバック信号に含まれる主信号成分を取り除き、反射信号のみを抽出するようにしている。
つまり、主信号成分除去回路においては、ＶＳＷＲ測定回路の入力端から入力されてくる主信号をまず逆位相に変換し、しかる後、ＶＳＷＲ測定回路の歪補償回路から出力した信号の送信後に第２のＣＰＬ７によって取り込まれてフィードバック信号としてフィードバックルートを経由して返送されてくるまでに経過する時間だけ逆位相に変換した信号を遅延させた信号（遅延信号）として生成して、生成した信号（遅延信号）とデジタル変換したフィードバック信号とを加算することによって、フィードバック信号に含まれる主信号成分を除去し、純粋な反射信号のみを抽出する。
而して、抽出した反射信号の電力レベルを電力測定部において精度良く測定することが可能になり、大型の方向性結合器や高価なサーキュレータや高精度の検波器を用いることなく、ＶＳＷＲ測定用の反射信号レベル検出時において測定した反射信号の電力レベルとＶＳＷＲ測定用の主信号レベル検出時において測定した主信号の電力レベルとに基づいて、ＶＳＷＲ値を精度良く算出することを可能にしている。
（実施形態の構成例）
次に、本発明によるＶＳＷＲ測定回路のブロック構成について、図１を用いて詳細に説明する。図１は、本発明によるＶＳＷＲ測定回路のブロック構成の一例を示すブロック構成図であり、従来技術の場合と同様に、標準的な歪補償回路（ＤＰＤ：Digital Pre-Distortion）と組み合わせ、かつ、反射信号を抽出するために、アンテナ端にケーブルを介して接続する位置に第２のＣＰＬ（Second Directional Coupler：第２の方向性結合器）を配置している場合について示している。
図１のＶＳＷＲ測定回路において、送信するべき主信号はそのＶＳＷＲ測定回路の入力端に配置したＢａｓｅｂａｎｄ部１（ベースバンド部１）内の歪補償回路１３にまず入力される。歪補償回路１３の出力の主信号は、Ｄ／Ａ ＣＯＮＶ２（デジタル・アナログ変換器２）においてアナログ信号に変換される。Ｄ／Ａ ＣＯＮＶ２の出力信号は、Ｕｐ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ３（アップ・コンバータ３）と第１のＰＡ４（第１のパワーアンプ４）とを介して第１のＣＰＬ５（第１の方向性結合器５）に出力される。第１のＰＡ４は、アンテナからの出力信号が適切なレベルになるように、Ｕｐ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ３の出力を増幅する。第１のＣＰＬ５において抽出された主信号の一部は、高周波スイッチＳＷ８及び第２のＰＡ２４（第２のパワーアンプ２４）を介して、Ｄｏｗｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ９（ダウン・コンバータ９）に送られる。第２のＰＡ２４（第２のパワーアンプ２４）およびＤｏｗｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ９（ダウン・コンバータ９）は、歪補償（ＤＰＤ）制御用フィードバックルートの一部を構成する回路である。Ｄｏｗｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ９は、第１のＣＰＬ５で抽出された主信号をＩＦ（Intermediate Frequency：中間周波数）に周波数変換する。ＩＦに周波数変換された主信号は、Ｂａｓｅｂａｎｄ部１に取り込まれる。Ｂａｓｅｂａｎｄ部１は、取り込んだ主信号をＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０（アナログ・デジタル変換器１０）によってデジタル信号に変換して、このデジタル信号をＤＰＤ１３（歪補償回路１３）に入力する。ＤＰＤ１３は、Ａ／Ｄ ＣＯＮＶ１０の出力のデジタル信号に基づき、デジタル信号処理技術を用いた一般的な歪補償方法により、送信する主信号の歪補償処理を行う。
ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）測定のためには、主信号のレベルと反射信号のレベルとの両方を測定することが必要である。主信号レベルの測定は、第１のＣＰＬ５を介して抽出した歪補償（ＤＰＤ）制御用の信号によって行う。一方、反射信号のレベルを測定するために、第１のＣＰＬ５の出力は、ＢＰＦ６（バンドパスフィルタ６）を介して、第２のＣＰＬ７（第２の方向性結合器７）に供給される。第２のＣＰＬ７は、反射信号を抽出し、抽出した反射信号を後述のレベル測定用の回路（電力測定部１６）に供給する。第２のＣＰＬ７の出力端は、ケーブルを介してアンテナ端に接続される。
第２のＣＰＬ７において抽出した信号は、反射信号のレベルを測定するために、高周波スイッチＳＷ８に送られる。このように、図１の実施の形態のＶＳＷＲ測定回路では、反射信号のレベル測定用の回路（電力測定部１６）に反射信号をフィードバックするためのフィードバックルートに、高周波スイッチＳＷ８が含まれる。前述の通り、高周波スイッチＳＷ８は、歪補償（ＤＰＤ）制御用フィードバックルート内の回路でもある。したがって、高周波スイッチＳＷ８は、歪補償（ＤＰＤ）制御用フィードバックルートおよび反射信号レベル測定用のフィードバックルートの双方に組み込まれている。高周波スイッチＳＷ８を設けることにより、歪補償（ＤＰＤ）制御用フィードバックルートの一部である第２のＰＡ２４（第２のパワーアンプ２４）、Ｄｏｗｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ９およびＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０がＶＳＷＲ測定用フィードバックルートに兼用されている。第２のＣＰＬ７で抽出され、高周波スイッチＳＷ８に送られる信号には、反射信号だけでなく主信号が含まれていても本実施の形態のＶＳＷＲ測定回路が実現できることは、後述の通りである。本実施の形態の説明では、第２のＣＰＬ７で抽出される信号には反射信号に加えて、主信号が含まれるので、第２のＣＰＬ７で抽出されて高周波スイッチＳＷ８に送られる信号をフィードバック信号と称することとする。このように、本実施の形態では、後に詳しく説明するように、アンテナ端にケーブルを介して接続する位置に配置した第２のＣＰＬ７によって抽出したフィードバック信号には、反射信号に加えて主信号が含まれていてもＶＳＷＲを正確に測定できるので、第２のＣＰＬ７としては、高い指向性（High Directivity）を有する大型の方向性結合器や高価なサーキュレータを用いた回路ではなく、指向性（Directivity）は小さいものの、安価で、かつ、線路長が波長の（１／４）よりも大幅に短い小型な構成のものを用いることができる。
そこで、本実施の形態における第２のＣＰＬ７は、線路長が波長の（１／４）よりも大幅に短い小型であって、安価なものであるとする。第２のＣＰＬ７として小型で安価なものを用いるので、抽出したフィードバック信号には、反射信号だけでなく、主信号成分が多分に含まれてしまう。フィードバック信号に反射信号の他に多くの主信号成分が含まれていてもＶＳＷＲを正確に測定できるようにするために、図１のＶＳＷＲ測定回路は、抽出したフィードバック信号に含まれる主信号成分を除去するための主信号成分除去回路１１をＢａｓｅｂａｎｄ部１に備えている。主信号成分除去回路１１は、インバータ１４、遅延回路１５および加算器１２を有してなる。ここで、インバータ１４は、ＶＳＷＲ測定回路の入力端に配置している歪補償回路１３の前段（すなわち送信信号の信号入力端）から取り出した主信号を逆位相に反転させて出力する回路である。
また、遅延回路１５は、インバータ１４からの逆位相信号を、歪補償回路１３から第２のＣＰＬ７までの信号路と第２のＣＰＬ７からＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０までの信号路との合計の信号路の遅延量だけ遅延させるための回路である。すなわち、歪補償回路１３から出力した信号が第２のＣＰＬ７に達して、歪補償（ＤＰＤ）制御用のフィードバックルートを介してフィードバック信号として主信号成分除去回路１１にフィードバックされてくるまでの時間分だけ、インバータ１４からの逆位相信号を遅延させた遅延信号を得るために、遅延回路１５が設けてある。
また、加算器１２は、遅延回路１５から出力される遅延信号とＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０から出力されるフィードバック信号とを加算して、フィードバック信号に含まれている主信号成分を打ち消すための回路である。
主信号成分除去回路１１の作用を一層詳しく説明する。主信号成分除去回路１１においては、歪補償回路１３の前段から取り出した主信号と第２のＣＰＬ７によって抽出したフィードバック信号をＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０（アナログ・デジタル変換器１０）によりデジタル信号に変換した信号とを入力とする。そして、まず、歪補償回路１３の前段から取り出した主信号をインバータ１４において逆位相に変換し、逆位相に変換したデータを遅延回路１５に加える。遅延回路１５においては、歪補償回路１３から出力した信号が第２のＣＰＬ７において抽出したフィードバック信号（反射信号と主信号成分とが含まれている信号）としてフィードバックルートを介してＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０（アナログ・デジタル変換器１０）から出力されてくるタイミングまで、インバータ１４の出力の逆位相変換データを遅延させる。しかる後に、遅延回路１５で遅延させたデータ（遅延信号）を、Ａ／Ｄ ＣＯＮＶ１０（アナログ・デジタル変換器１０）から取り込んだデータ（すなわちフィードバック信号をデジタル信号に変換した信号）に、加算器１２によって加算する。加算器１２による加算によって、第２のＣＰＬ７において抽出した信号（フィードバック信号）から主信号成分を除去して、純粋な反射信号成分のみを得る。かくして、主信号成分除去回路１１は、純粋な反射信号成分電力測定部１６に対して出力することができる。
（実施形態の動作の説明）
次に、図１に本発明の一実施形態として示したＶＳＷＲ測定回路の動作についてさらに詳細に説明する。図２は、図１に示すＶＳＷＲ測定回路における反射信号の抽出イメージを説明するための波形図であり、図２（Ａ）は主信号の波形を示し、図２（Ｂ）は反射信号の波形を示し、図２（Ｃ）は主信号と反射信号との合成波形を示している。また、図２（Ｄ）は、主信号の逆位相の波形を示し、図２（Ｅ）は、図２（Ｃ）の合成波形と図２（Ｄ）の逆位相波形との加算結果として生成される反射信号の波形を示している。
ＶＳＷＲを測定する場合、主信号レベルと反射信号レベルとを電力測定部１６によってそれぞれ測定することによって、リターンロス値（ＲＬ：Return Loss）を計算し、計算したリターンロス値（ＲＬ）を用いて、次の式（１）を用いて、ＶＳＷＲを算出する。
ＶＳＷＲ＝（１＋１０(ＲＬ／２０)）／（１−１０(ＲＬ／２０)） …（１）
主信号レベルは、図１に示すＶＳＷＲ測定回路において、歪補償（ＤＰＤ）を行うための主信号のフィードバックループ用として第１のＰＡ４（第１のパワーアンプ４）の出力側に配置した第１のＣＰＬ５において抽出したデータを、高周波スイッチＳＷ８を第１のＣＰＬ５側に設定して、ＳＷ８、第２のＰＡ１４（第２のパワーアンプ１４）、Ｄｏｗｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ９（ダウン・コンバータ９）およびＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０（アナログ・デジタル変換器１０）の歪補償（ＤＰＤ）制御用フィードバックルートを介してＢａｓｅｂａｎｄ部１の電力測定部１６に出力し、電力測定部１６において測定する。
ここで、ＶＳＷＲを精度良く算出するためには、図１に示すように、アンテナ端への主信号の送信出力レベルｃを求めることが必要である。主信号の送信出力レベルｃを求めるためには、第１のＣＰＬ５において抽出したレベル（ｃ＋ａ）からレベルａ（すなわち、ＢＰＦ６のロスと第２のＣＰＬ７の指向性（Directivity）とを考慮したレベル）を引き算する減算処理が必要である。この減算処理は、各信号のレベルを電力レベルに換算して行う。
これに対して、反射信号レベルの測定を行う場合は、ＳＷ８を第２のＣＰＬ７側に設定することによって形成される歪補償（ＤＰＤ）制御用フィードバックルートを用いる。つまり、第２のＣＰＬ７の指向性（Directivity）が大きい場合であれば、アンテナ端にケーブルを介して接続する位置に配置した第２のＣＰＬ７において抽出された信号は、ほぼ反射信号のみにすることができるので、第２のＣＰＬ７において抽出された信号を、歪補償（ＤＰＤ）制御用フィードバックルートのＳＷ８、第２のＰＡ１４（第２のパワーアンプ１４）、Ｄｏｗｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ９（ダウン・コンバータ９）およびＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０（アナログ・デジタル変換器１０）を介してＢａｓｅｂａｎｄ部１の電力測定部１６に出力し、電力測定部１６において測定するようにしても良い。
しかし、前述したように、第２のＣＰＬ７は、安価で小型な方向性結合器を採用しており、指向性（Directivity）が小さい。このため、第２のＣＰＬ７においてアンテナ端から反射してきた信号すなわち図２（Ｂ）に示す反射信号ｂのみを抽出しようとしても、図２（Ｃ）に示す合成波のように、ＢＰＦ６からの主信号成分ａが多分に含まれてしまう。したがって、図２（Ｃ）の合成波（ａ＋ｂ）が、ＳＷ８、第２のＰＡ１４（第２のパワーアンプ１４）、Ｄｏｗｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ９、Ａ／Ｄ ＣＯＮＶ１０の歪補償（ＤＰＤ）制御用フィードバックルートを介してフィードバック信号として電力測定部１６に入力されてしまい、このまま、電力測定部１６においてフィードバック信号のレベル測定を行うと、主信号成分ａの影響によって、反射信号ｂの正確なレベル測定を行うことが困難である。
特に、ケーブル、アンテナとのインピーダンスの整合性が良好な状態にあって、ＶＳＷＲが小さい（良い）場合には、反射信号ｂのレベルよりも主信号ａのレベルの方が高くなっているので、反射信号ｂのレベルを正確に測定することが益々難しくなる。
そこで、図１のＶＳＷＲ測定回路においては、前述したように、インバータ１４、遅延回路１５、加算器１２からなる主信号成分除去回路１１をＢａｓｅｂａｎｄ部１にさらに備えて構成するようにしている。つまり、ＶＳＷＲ測定回路の入力端に配置されている歪補償回路１３に入力される前の主信号（すなわち、信号入力端に入力される主信号）を取り出して、図２（Ｄ）に示すように、インバータ１４において逆位相に変換した逆位相信号ａ′として出力し、出力された逆位相信号ａ′を加算器１２において図２（Ｃ）の合成波（ａ＋ｂ）に加算することによって、第２のＣＰＬ７にて抽出した信号すなわち合成波（ａ＋ｂ）に含まれる主信号成分ａを打ち消して、図２（Ｅ）に示すように、反射信号ｂのみを抽出した反射波を取り出すことを可能にしている。
勿論、加算する逆位相信号ａ′は、反射信号ｂに主信号成分ａが含まれた合成波（ａ＋ｂ）をＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０に取り込むまでの遅延量を考慮して、タイミングを合わせて加算器１２に出力することが必要であることは、上述のとおりである。そこで、主信号成分除去回路１１では、歪補償回路１３から第２のＣＰＬ７までと第２のＣＰＬ７からＡ／Ｄ ＣＯＮＶ１０までとの合計の遅延量を遅延回路１５にて設定しておき、逆位相信号ａ′を、該遅延回路１５を介して必要な遅延量だけ正確に遅延させて、加算器１２に出力するように構成してある。
かくのごとき回路構成を採用して、第２のＣＰＬ７にて取り込んだフィードバック信号（合成波（ａ＋ｂ））のうち、反射信号ｂのみを精度良く抽出して、電力測定部１６に出力することにより、電力測定部１６において反射信号ｂのレベルを正確に測定し、先に算出しておいた主信号の送信出力レベルｃとの差（ｃ−ｂ）を求めることによって、リターンロスＲＬを算出することができる。
而して、反射信号ｂを抽出するための方向性結合器である第２のＣＰＬ７として、従来技術の図３において説明したような指向性（Directivity）の良い方向性結合器（波長の略１／４の長さのサイズが大きい結合器）を用いたり、図４において説明したようなアイソレーション度が高い高価なサーキュレータを用いたり、さらには、ＶＳＷＲ測定に専用の検波器を用いたりすることなく、高精度のＶＳＷＲ測定を安価に実現することが可能になる。
（本実施形態の効果の説明）
以上に詳細に説明したように、本実施形態においては、以下に記載するような効果を得ることができる。
第１の効果は、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）測定用の主信号と反射信号とを精度良く抽出することができるので、ＶＳＷＲ値が大きい（悪い）状態から小さい（良い）状態に至るまでの広範な範囲において、ＶＳＷＲを正確に測定することが可能になることである。
第２の効果は、ＶＳＷＲ測定用として、歪補償用のＤＰＤ（Digital Pre-Distortion）制御ループの一部を流用することと、デジタル処理により反射信号の抽出精度を向上させることが可能な主信号成分除去回路１１を導入しているので、アンテナ端にケーブルを介して接続する位置における信号を抽出してフィードバックする仕組みが、安価な方向性結合器（第２のＣＰＬ７）と高周波スイッチ（ＳＷ８）とを用いて構成でき、非常に小型かつ安価なＶＳＷＲ測定回路を実現することができることである。
第３の効果は、ＶＳＷＲ測定の精度を確保するために、高度な調整等によるチューニングを必要とせず、ＶＳＷＲ測定回路の製造の自動化や工数低減を図ることが可能になることである。
以上、本発明の好適な実施形態の構成を説明した。しかし、かかる実施形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではないことに留意されたい。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であることが、当業者には容易に理解できよう。
この出願は、２０１１年５月３０日に出願された日本出願特願２０１１−１２００３５を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１ Ｂａｓｅｂａｎｄ部（ベースバンド部）
２ Ｄ／Ａ ＣＯＮＶ（デジタル・アナログ変換器）
３ Ｕｐ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（アップ・コンバータ）
４ ＰＡ（Power Amplifier：パワーアンプ）
５ 第１のＣＰＬ（First Directional Coupler：第１の方向性結合器）
６ ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
７ 第２のＣＰＬ（Second Directional Coupler：第２の方向性結合器）
８ ＳＷ（高周波スイッチ）
９ Ｄｏｗｎ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（ダウン・コンバータ）
１０ Ａ／Ｄ ＣＯＮＶ（アナログ・デジタル変換器）
１１ 主信号成分除去回路
１２ 加算器
１３ 歪補償回路（ＤＰＤ：Digital Pre-Distortion）
１４ インバータ
１５ 遅延回路
１６ 電力測定部
１７ 検波器
１８ ＣＩＲ（Ｃｉｒｃｕｌａｔｏｒ：サーキュレータ）
２４ ＰＡ（Power Amplifier：パワーアンプ）
本発明は、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）測定回路、無線通信装置、ＶＳＷＲ測定方法およびＶＳＷＲ測定プログラムに関する。
（本発明の目的）
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、小型化、低価格化が可能で、かつ、高精度なＶＳＷＲ測定機能を実現することができるＶＳＷＲ測定回路、無線通信装置、ＶＳＷＲ測定方法およびＶＳＷＲ測定プログラムを提供することを、その目的としている。
前述の課題を解決するため、本発明によるＶＳＷＲ測定回路、無線通信装置、ＶＳＷＲ測定方法およびＶＳＷＲ測定プログラムは、主に、次のような特徴的な構成を採用している。
（４）本発明によるＶＳＷＲ測定プログラムは、少なくとも前記（３）に記載のＶＳＷＲ測定方法を、コンピュータによって実行可能なプログラムとして実施していることを特徴とする。
本発明のＶＳＷＲ測定回路、無線通信装置、ＶＳＷＲ測定方法およびＶＳＷＲ測定プログラムによれば、以下のような効果を奏することができる。


Claims (10)

  1. アンテナから送信するためにパワーアンプにより増幅した主信号のうち、一部の主信号を抽出する第１の方向性結合器と、
    前記第１の方向性結合器によって抽出した該主信号を変換するアナログ・デジタル変換器と、
    前記アナログ・デジタル変換器により変換した信号を用いることにより歪補償を行う歪補償回路と、
    アンテナ端にケーブルを介して接続され、フィードバック信号に含まれる反射信号を抽出する第２の方向性結合器と、
    前記第１の方向性結合器によって抽出した前記主信号と、第２の方向性結合器によって抽出した前記反射信号のそれぞれの電力測定を行い、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）を測定する電力測定部と、
    前記歪補償回路の前段から取り出した前記主信号と、前記フィードバック信号を前記アナログ・デジタル変換器によりデジタル信号に変換した信号とを入力として、前記フィードバック信号に含まれている主信号成分を除去して、前記電力測定部に対して出力する主信号成分除去回路を備えたＶＳＷＲ測定回路。
  2. 前記主信号成分除去回路が、
    前記歪補償回路の前段から取り出した前記主信号を逆位相の信号として出力するインバータと、
    該インバータから出力された信号を、前記歪補償回路から前記主信号が出力されたタイミングから、デジタル信号に変換された前記フィードバック信号が当該主信号成分除去回路に返送されてくるタイミングまでの合計の遅延量だけ遅延させる遅延回路と、
    該遅延回路から出力される信号と、前記第２の方向性結合器によって抽出した前記フィードバック信号をデジタル信号に変換した信号とを加算して、該フィードバック信号に含まれている主信号成分を除去する加算器と
    から構成されていること特徴とする請求項１に記載のＶＳＷＲ測定回路。
  3. ＶＳＷＲ測定用として用いる前記主信号の電力レベルとして、前記第１の方向性結合器によって抽出した当該主信号の電力レベルを前記電力測定部により測定した値から、前記第１の方向性結合器から前記アンテナ端に達するまでの損失分を差し引いて補正した電力レベルを設定することを特徴とする請求項１または２に記載のＶＳＷＲ測定回路。
  4. ＶＳＷＲ用の主信号の電力レベル測定時および歪補償実施時においては、前記第１の方向性結合器によって抽出した前記主信号を前記デジタル・アナログ変換器にフィードバックし、ＶＳＷＲ用の反射信号の電力レベル測定時においては、前記第２の方向性結合器によって抽出した前記フィードバック信号を切り替えて前記デジタル・アナログ変換器にフィードバックするように切り替える高周波スイッチを、さらに備えていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のＶＳＷＲ測定回路。
  5. 無線信号を送受信する無線通信装置において、アンテナ端に接続されるケーブルやアンテナにおけるＶＳＷＲを測定する回路として、請求項１ないし４のいずれかに記載のＶＳＷＲ測定回路を備えていることを特徴とする無線通信装置。
  6. アンテナから送信するためにパワーアンプにより増幅した主信号のうち、一部の主信号を第１の方向性結合器により抽出し、
    前記抽出した該主信号をアナログ・デジタル変換器により変換し、
    前記変換した信号を用いることにより歪補償回路による歪補償を行い、
    アンテナ端にケーブルを介して接続された第２の方向性結合器により、フィードバック信号に含まれる反射信号を抽出し、
    電力測定部は、前記第１の方向性結合器によって抽出した前記主信号と、第２の方向性結合器によって抽出した前記反射信号のそれぞれの電力測定を行い、ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio：電圧定在波比）を測定し、
    前記歪補償回路の前段から取り出した前記主信号と、前記フィードバック信号を前記アナログ・デジタル変換器によりデジタル信号に変換した信号とを入力として、前記フィードバック信号に含まれている主信号成分を除去して、前記電力測定部に対して出力するＶＳＷＲ測定方法。
  7. 前記歪補償回路の前段から取り出した前記主信号を逆位相の信号として出力し、
    該インバータ機能により出力された信号を、前記歪補償回路から前記主信号が出力されたタイミングから、デジタル信号に変換された前記フィードバック信号が当該主信号成分除去回路に返送されてくるタイミングまでの合計の遅延量だけ遅延させ、
    該遅延機能により出力される信号と、前記第２の方向性結合器によって抽出した前記フィードバック信号をデジタル信号に変換した信号とを加算して、該フィードバック信号に含まれている主信号成分を除去することで、
    前記主信号成分を除去している請求項６に記載のＶＳＷＲ測定方法。
  8. ＶＳＷＲ測定用として用いる前記主信号の電力レベルとして、前記第１の方向性結合器によって抽出した当該主信号の電力レベルを前記電力測定部により測定した値から、前記第１の方向性結合器から前記アンテナ端に達するまでの損失分を差し引いて補正した電力レベルを設定することを特徴とする請求項６または７に記載のＶＳＷＲ測定方法。
  9. ＶＳＷＲ用の主信号の電力レベル測定時および歪補償実施時においては、前記第１の方向性結合器によって抽出した前記主信号を前記デジタル・アナログ変換器にフィードバックし、ＶＳＷＲ用の反射信号の電力レベル測定時においては、前記第２の方向性結合器によって抽出した前記フィードバック信号を切り替えて前記デジタル・アナログ変換器にフィードバックするように切り替えるスイッチング機能を、さらに有していることを特徴とする請求項６ないし８のいずれかに記載のＶＳＷＲ測定方法。
  10. 請求項６ないし９のいずれかに記載のＶＳＷＲ測定方法を、コンピュータによって実行可能なプログラムとして実施していることを特徴とするＶＳＷＲ測定プログラムが格納された記録媒体。
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