WO2012042625A1 - 無線通信装置および帰還制御方法 - Google Patents

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WO2012042625A1
WO2012042625A1 PCT/JP2010/067023 JP2010067023W WO2012042625A1 WO 2012042625 A1 WO2012042625 A1 WO 2012042625A1 JP 2010067023 W JP2010067023 W JP 2010067023W WO 2012042625 A1 WO2012042625 A1 WO 2012042625A1
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unit
signal
output
wireless communication
reflected wave
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PCT/JP2010/067023
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佐藤　健一
収 黒田
明 豊間根
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富士通株式会社
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    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0433—Circuits with power amplifiers with linearisation using feedback

Definitions

  • This case relates to a wireless communication device that detects a voltage standing wave ratio (VSWR) of an antenna and a feedback control method of the wireless communication device.
  • VSWR voltage standing wave ratio
  • the antenna of a base station in a wireless communication system is an important element that connects a wireless communication circuit and space, and a failure here has a great influence on the entire system. Accordingly, it is important for the operation of the radio communication system to quickly know the failure in the antenna portion and to predict the failure.
  • the wireless communication apparatus can detect or predict a failure in the antenna portion by monitoring the VSWR.
  • a distortion compensation process called predistortion in which distortion is generated in advance by multiplying a transmission signal before amplification by a distortion compensation coefficient, and distortion generated by an amplifier is canceled.
  • this distortion compensation processing the transmission signal amplified by the amplifier is fed back and compared with the original transmission signal, the distortion compensation coefficient is updated so that the difference is minimized.
  • the distortion compensation coefficient converges to an optimum value, and distortion of the transmission signal generated in the amplifier is compensated.
  • Patent Document 1 a distortion compensation amplifying apparatus capable of easily detecting a failure without increasing a transmission loss of an output unit, particularly when a failure occurs in a signal transmission path.
  • a transmission / reception apparatus has been proposed that achieves improvement in distortion correction improvement amount of power amplifiers, power saving, and high performance of a receiver to achieve downsizing (see, for example, Patent Document 2). Further, in a transmitter having a plurality of transmission circuits having a power amplifier, a transmitter that realizes miniaturization and low power consumption when performing distortion compensation processing to correct signal distortion generated in the power amplifier. In addition, a transmission / reception apparatus has been proposed (see, for example, Patent Document 3).
  • JP 2010-57012 JP 2007-19703 A JP 2010-41470 A
  • the radio communication apparatus since the radio communication apparatus includes a circuit that outputs a reflected wave from the antenna to a circuit that calculates VSWR and a circuit that feeds back a signal for performing distortion compensation processing, the circuit scale is large and the cost is high. There was a problem that became high.
  • This case has been made in view of such points, and an object thereof is to provide a wireless communication apparatus and a feedback control method capable of reducing the circuit scale and reducing the cost.
  • the wireless communication apparatus includes an antenna, a calculation unit that calculates a voltage standing wave ratio, a processing unit that performs distortion compensation processing, an amplification unit that amplifies a signal compensated for distortion by the processing unit, and the amplification unit.
  • An output unit that outputs the amplified signal to the antenna and outputs a reflected wave from the antenna, and either the reflected wave output from the output unit or a part of the signal amplified by the amplification unit
  • a switch unit that outputs one of the signals, the reflected wave or the signal output from the switch unit is converted so that the calculation unit can calculate the voltage standing wave ratio, and the processing unit performs the distortion compensation
  • a feedback unit that converts the data to be processed and outputs the result to the processing unit.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a wireless communication apparatus according to the first embodiment.
  • the wireless communication apparatus includes a calculation unit 1, a processing unit 2, an amplification unit 3, an output unit 4, an antenna 5, a switch unit 6, and a feedback unit 7.
  • the calculation unit 1 calculates VSWR.
  • the processing unit 2 performs distortion compensation processing for a signal to be wirelessly transmitted.
  • the amplifying unit 3 amplifies the signal whose distortion has been compensated for by the processing unit 2.
  • the output unit 4 outputs the signal amplified by the amplification unit 3 to the antenna 5 and outputs the reflected wave from the antenna 5 to the switch unit 6.
  • the switch unit 6 outputs either the reflected wave output from the output unit 4 or a part of the signal amplified by the amplification unit 3.
  • the feedback unit 7 converts the reflected wave or signal output from the switch unit 6 so that the calculation unit 1 can calculate the voltage standing wave ratio, and converts the processing unit 2 so as to perform the distortion compensation processing. And output to the calculation unit 1 and the processing unit 2.
  • the feedback unit 7 down-converts the radio frequency signal and the reflected wave frequency amplified by the amplification unit 3.
  • the feedback unit 7 then converts the frequency down-converted signal and reflected wave into analog-so that the calculation unit 1 can calculate the VSWR by digital signal processing and the processing unit 2 can update the distortion compensation coefficient by digital signal processing. Digitally convert.
  • the wireless communication apparatus switches the reflected wave of the antenna 5 and the signal of the amplification unit 3 and outputs the signal, and the calculation unit 1 and the processing unit 2 output the reflected wave or signal output from the switch unit 6. And a feedback unit 7 for outputting the output.
  • the wireless communication apparatus can share the circuit that outputs the reflected wave to the calculation unit 1 and the circuit that feeds back the signal of the amplification unit 3 to the processing unit 2 in the feedback unit 7, thereby reducing the circuit scale. And cost reduction can be achieved.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a wireless communication apparatus according to the second embodiment.
  • the wireless communication device includes a distortion compensation processing unit 11, a D / A (Digital / Analog) converter 12, multipliers 13 and 20, amplifiers 14 and 21, a coupler 15, a circulator 16, a BPF (Band Pass). Filters 17 and 22, antenna 18, switch 19, A / D (Analog / Digital) converter 23, storage unit 24, VSWR calculation unit 25, and control unit 26.
  • the multiplier 20, the amplification unit 21, the BPF 22, and the A / D converter 23 illustrated in FIG. 2 form a feedback unit 30.
  • the wireless communication device is mounted on a base station, for example, and performs wireless communication with a mobile phone.
  • the distortion compensation processing unit 11 receives a transmission signal that is wirelessly transmitted via the antenna 18. In addition, the transmission signal amplified by the amplifier 14 is fed back to the distortion compensation processing unit 11 via the coupler 15, the switch 19, and the feedback unit 30 (hereinafter, this signal may be referred to as a feedback signal). .
  • the distortion compensation processing unit 11 updates the distortion compensation coefficient based on the transmission signal and the feedback signal, applies the distortion compensation coefficient to the input transmission signal, and compensates for the distortion of the transmission signal generated by the amplifier 14.
  • the D / A converter 12 converts the digital transmission signal output from the distortion compensation processing unit 11 into an analog transmission signal.
  • the multiplier 13 multiplies the transmission signal output from the D / A converter 12 by an oscillation signal having a radio frequency generated by an oscillator (not shown). As a result, the transmission signal is converted into a radio frequency signal.
  • the amplifier 14 amplifies the signal converted into the radio frequency.
  • the coupler 15 outputs a signal output from the amplifier 14 to the circulator 16 and outputs a part of the signal to the switch 19.
  • the circulator 16 outputs the signal output from the coupler 15 to the BPF 17. Further, the circulator 16 outputs a signal reflected by the antenna 18 to the switch 19.
  • the signal reflected by the antenna 18 may be referred to as a reflected wave.
  • the BPF 17 passes a signal component of a predetermined band of the signal output from the circulator 16 and removes an unnecessary signal component of the signal to be wirelessly transmitted.
  • the antenna 18 wirelessly outputs the signal output from the BPF 17 to the wireless communication device of the communication partner.
  • the switch 19 receives a signal output from the coupler 15 and a reflected wave output from the circulator 16.
  • the switch 19 outputs one of a signal output from the coupler 15 and a reflected wave output from the circulator 16 to the feedback unit 30 based on the control of the control unit 26.
  • the multiplier 20 of the feedback unit 30 multiplies the signal from the coupler 15 output from the switch 19 by an oscillation signal generated by an oscillator (not shown). Thereby, the transmission signal output from the coupler 15 is down-converted to the frequency of the baseband signal (transmission signal input to the distortion compensation processing unit 11), for example.
  • the multiplier 20 multiplies the reflected wave output from the switch 19 from the circulator 16 by an oscillation signal generated by an oscillator (not shown). Thereby, the reflected wave output from the circulator 16 is down-converted to the frequency of the baseband signal, for example.
  • the amplifying unit 21 amplifies the signal output from the multiplier 20.
  • the BPF 22 passes signal components in a predetermined band of the signal output from the multiplier 20 and removes unnecessary signal components.
  • the A / D converter 23 converts the analog signal output from the BPF 22 into a digital signal.
  • a signal output from the A / D converter 23 is output to the distortion compensation processing unit 11 and the VSWR calculation unit 25.
  • the feedback unit 30 down-converts the reflected frequency of the radio frequency and the frequency of the signal amplified by the amplifier 14, the VSWR calculation unit 25 calculates VSWR by digital signal processing, and the distortion compensation processing unit 11 performs digital signal processing.
  • the analog-to-digital conversion is performed so that the distortion compensation coefficient can be updated. That is, the feedback unit 30 shares a circuit that outputs the reflected wave to the VSWR calculation unit 25 and a circuit that feeds back the feedback signal to the distortion compensation processing unit 11.
  • the information of the signal leaking from the circulator 16 is stored in the storage unit 24 in advance.
  • the storage unit 24 stores a vector (amplitude and phase) of a signal that leaks from the circulator 16 at the time of factory shipment.
  • the circulator 16 outputs the signal output from the coupler 15 to the BPF 17 and outputs the reflected wave from the antenna 18 to the switch 19, but the signal from the coupler 15 that should not be output originally. A part is output to the switch 19.
  • the storage unit 24 stores information in advance in a signal leaking from the circulator 16.
  • a signal leaking from the circulator 16 may be referred to as an interference wave.
  • the VSWR calculation unit 25 calculates the VSWR based on the reflected wave power of the reflected wave output from the feedback unit 30 and the transmission power of the transmission signal.
  • the transmission power of the transmission signal can be known in advance at the time of design, for example.
  • VSWR calculation unit 25 can calculate VSWR by the following formulas (1) and (2).
  • Equation (1) VSWR.
  • Equation (2) P r is reflected wave power, and P f is transmission power.
  • the signal output from the circulator 16 to the switch 19 includes an interference wave and a reflected wave. Therefore, a combined wave of an interference wave and a reflected wave is output as a signal output from the feedback unit 30 when the switch 19 outputs a signal from the circulator 16.
  • the VSWR calculator 25 extracts a reflected wave from the combined wave based on the interference wave stored in the storage unit 24, and calculates an appropriate VSWR.
  • the control unit 26 controls switching of the switch 19.
  • the control unit 26 controls the operations of the distortion compensation processing unit 11 and the VSWR calculation unit 25.
  • the control unit 26 alternately switches the output of the switch 19 so that the distortion compensation coefficient is updated and the VSWR is calculated in a time-sharing manner.
  • control unit 26 controls the switch 19 to output a signal from the circulator 16 to the feedback unit 30, the control unit 26 operates the VSWR calculation unit 25 so as to calculate VSWR. Further, when the control unit 26 controls the switch 19 to output the signal from the coupler 15 to the feedback unit 30, the control unit 26 operates the distortion compensation processing unit 11 so as to update the distortion compensation coefficient.
  • FIG. 3 is a diagram showing a block of the distortion compensation processing unit in FIG.
  • the distortion compensation processing unit 11 includes a PD (PreDistortion) unit 41, a power calculation unit 42, a distortion compensation coefficient TB (Table) 43, a delay unit 44, and a distortion compensation coefficient update unit 45. Yes.
  • the PD unit 41 multiplies the transmission signal by a distortion compensation coefficient output from the distortion compensation coefficient TB43.
  • the transmission signal multiplied by the distortion compensation is output to the D / A converter 12.
  • a transmission signal is input to the power calculation unit 42.
  • the power calculation unit 42 calculates an address corresponding to the power of the input transmission signal.
  • the distortion compensation coefficient TB43 outputs a distortion compensation coefficient corresponding to the address output from the power calculation unit 42 to the PD unit 41.
  • the distortion compensation coefficient TB43 stores the distortion compensation coefficient updated by the distortion compensation coefficient update unit 45 at the address output from the power calculation unit 42.
  • the delay unit 44 delays the transmission signal and outputs it to the distortion compensation coefficient update unit 45.
  • the distortion compensation coefficient updating unit 45 updates the distortion compensation coefficient of the distortion compensation coefficient TB43 based on the transmission signal delayed by the delay unit 44 and the feedback signal output from the feedback unit 30. For example, the distortion compensation coefficient updating unit 45 updates the distortion compensation coefficient of the distortion compensation coefficient TB43 so that the difference between the transmission signal output from the delay unit 44 and the feedback signal output from the feedback unit 30 becomes zero. .
  • the distortion compensation coefficient update unit 45 performs a distortion compensation coefficient update process based on the control of the switch 19 of the control unit 26. For example, when the control unit 26 controls the switch 19 so that the signal of the coupler 15 is output to the feedback unit 30, the distortion compensation coefficient update unit 45 performs a distortion compensation coefficient update process.
  • the feedback signal is delayed from the transmission signal input to the distortion compensation processing unit 11 by the D / A converter 12, the amplifier 14, and the feedback unit 30. Therefore, the transmission signal is delayed by the delay unit 44, and the timing is matched with the feedback signal input to the distortion compensation coefficient update unit 45.
  • FIG. 4 is a diagram showing a block of the VSWR calculation unit in FIG. As illustrated in FIG. 4, the VSWR calculation unit 25 includes an FFT (Fast Fourier Transform) 51 and a calculation unit 52.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the signal output from the feedback unit 30 is input to the FFT 51.
  • the FFT 51 performs FFT on the signal output from the feedback unit 30 and calculates the amplitude and phase of the signal.
  • the FFT 51 outputs the calculated amplitude and phase of the signal to the calculation unit 52.
  • the calculation unit 52 calculates the VSWR based on the amplitude and phase of the signal output from the FFT 51 and the amplitude and phase of the interference wave stored in the storage unit 24 in advance.
  • the calculation unit 52 calculates VSWR based on the control of the switch 19 of the control unit 26.
  • the arithmetic unit 52 measures an interference wave leaking from the circulator 16 and outputs it to the storage unit 24 before factory shipment.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining interference wave leakage of the circulator.
  • FIG. 5 shows the circulator 16 shown in FIG.
  • the circulator 16 outputs a signal output from the coupler 15 to the BPF 17 as indicated by an arrow 61a in FIG. Further, the circulator 16 outputs the reflected wave from the antenna 18 output from the BPF 17 to the switch 19 as indicated by an arrow 61b.
  • the circulator 16 originally outputs only the reflected wave to the switch 19, but outputs a part of the signal from the coupler 15 to the switch 19 as indicated by an arrow 61 c. That is, the circulator 16 outputs a combined wave obtained by combining the reflected wave indicated by the arrow 61b and the interference wave indicated by the arrow 61c.
  • Equations (1) and (2) do not include parameters due to the interference wave, and the interference wave output from the circulator 16 is a signal that is unnecessary for the calculation of the VSWR. Therefore, an appropriate value of VSWR is obtained as the leakage of the interference wave from the circulator 16 is small. That is, the VSWR depends on the component performance (interference wave leakage) of the circulator 16.
  • the calculation unit 52 extracts the reflected wave from the combined wave output from the circulator 16 based on the amplitude and phase of the interference wave of the circulator 16 stored in advance in the storage unit 24, and calculates an appropriate VSWR. . That is, the calculation unit 52 can calculate an appropriate VSWR without depending on the component performance of the circulator 16.
  • FIG. 6 is a first diagram illustrating extraction of reflected waves.
  • An arrow 62 a shown in FIG. 6 indicates a synthesized wave output from the circulator 16.
  • the combined wave is a combined wave of the reflected wave indicated by the arrow 62b and the interference wave indicated by the arrow 62c.
  • the phases of the combined wave indicated by the arrow 62a, the reflected wave indicated by the arrow 62b, and the interference wave indicated by the arrow 62c shown in FIG. 6 are based on the phase of the signal input from the coupler 15 to the circulator 16.
  • the phases of the arrows 62a to 62c are based on the phase of the signal indicated by the arrow 61a in FIG. 5 (corresponding to the horizontal straight line shown in FIG. 6).
  • FIG. 7 is a second diagram illustrating extraction of reflected waves.
  • FIG. 7 shows the combined wave, interference wave, and reflected wave shown in FIG. 7 that are the same as those in FIG. 6 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
  • the reflected wave indicated by the arrow 62b can be extracted by vector subtracting the interference wave indicated by the arrow 62c from the combined wave indicated by the arrow 62a. That is, the calculation unit 52 can extract a reflected wave by vector subtracting the interference wave stored in advance in the storage unit 24 from the combined wave output from the circulator 16. And the calculating part 52 can calculate the reflected wave power of the extracted reflected wave, for example, and can calculate VSWR by Formula (1), (2).
  • the computing unit 52 calculates the size of the arrow 62b from the cosine theorem based on the arrows 62a and 62c.
  • the amplitude (voltage) of the composite wave indicated by the arrow 62a is V 3
  • the voltage of the interference wave indicated by the arrow 62c is V 2
  • the voltage of the reflected wave indicated by the arrow 62b is V 1 .
  • the angle between the combined wave and the interference wave is ⁇ 1 .
  • the voltage V 1 of the reflected wave is obtained by the following equation (3).
  • the power of the reflected wave can be calculated by the following formula (4) or formula (5).
  • the FFT 51 receives the signal input from the coupler 15 to the circulator 16 from the feedback unit 30 and calculates the amplitude and phase of the signal. .
  • the calculation unit 52 can obtain the phase and amplitude of the synthesized wave based on the signal input to the circulator 16.
  • the arithmetic unit 52 then receives a signal input from the coupler 15 to the circulator 16 based on the phase and amplitude of the interference wave based on the signal input from the coupler 15 stored in the storage unit 24 in advance to the circulator 16. It is possible to calculate the phase and amplitude of the reflected wave with reference to.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining switch switching of the control unit.
  • the control unit 26 controls the switch 19 so that the signal output from the coupler 15 is output to the feedback unit 30 during the startup sequence illustrated in FIG.
  • the feedback signal of the signal amplified by the amplifier 14 is input to the distortion compensation coefficient update unit 45.
  • the distortion compensation coefficient updating unit 45 can update the distortion compensation coefficient that compensates for distortion of the transmission signal by the amplifier 14.
  • control unit 26 controls the switch 19 so that a signal output from the coupler 15 and a signal output from the circulator 16 (CIR 16 in FIG. 8) are alternately output to the feedback unit 30. To do.
  • the control unit 26 controls to output the signal output from the circulator 16 to the feedback unit 30, the calculation unit 52 extracts the reflected wave from the combined wave output from the circulator 16 and calculates VSWR.
  • the distortion compensation coefficient update unit 45 performs a distortion compensation coefficient update process.
  • the calculation unit 52 acquires the phase and amplitude of the signal from the coupler 15 output from the feedback unit 30. Thereby, the calculation unit 52 can acquire the phase of the signal input from the coupler 15 to the circulator 16 and can calculate the phase of the reflected wave based on the phase of the signal input to the circulator 16.
  • the control unit 26 controls the switch 19 based on the distortion of the signal so that the distortion compensation processing time of the distortion compensation processing unit 11 is longer than the voltage standing wave ratio calculation time of the VSWR calculation unit 25. For example, as illustrated in FIG. 8, when the distortion degradation of the transmission signal is large, the control unit 26 controls the switch 19 to lengthen the distortion compensation coefficient update processing time. For example, when the distortion compensation coefficient calculated by the distortion compensation coefficient update unit 45 is updated to be larger than a predetermined threshold, the control unit 26 determines that the distortion degradation of the transmission signal is large, and increases the distortion compensation coefficient update processing time. The switch 19 is controlled to do so.
  • FIG. 9 is a first part of a diagram illustrating a signal path by a switch.
  • FIG. 9 shows a part of the wireless communication apparatus of FIG. 9, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the arrows shown in FIG. 9 indicate signal paths when the switch 19 outputs a signal output from the coupler 15 to the feedback unit 30.
  • the switch 19 outputs the signal output from the coupler 15 to the feedback unit 30
  • the signal amplified by the amplifier 14 is fed back to the distortion compensation coefficient update unit 45, and the FFT 15 receives the signal from the coupler 15 from the circulator 16.
  • the signal input to is input via the feedback unit 30.
  • the distortion compensation coefficient updating unit 45 can update the distortion compensation coefficient
  • the calculation unit 52 can obtain the phase of the signal input to the circulator 16 serving as a phase reference for the combined wave and the reflected wave. .
  • FIG. 10 is a second part of the diagram for explaining the signal path by the switch.
  • FIG. 10 shows a part of the wireless communication apparatus of FIG. 10, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the arrows shown in FIG. 10 indicate signal paths when the switch 19 outputs a signal output from the circulator 16 to the feedback unit 30.
  • the switch 19 outputs a signal (combined wave) output from the circulator 16 to the feedback unit 30
  • the combined wave output from the circulator 16 is input to the FFT 51.
  • the calculation unit 52 calculates the reflected wave at the antenna 18 based on the phase and amplitude of the combined wave output from the FFT 51 and the phase and amplitude of the interference wave stored in advance in the storage unit 24. Can do.
  • the calculating part 52 can calculate suitable VSWR based on Formula (1), (2).
  • a signal input to the circulator 16 in the switch state of the switch 19 described in FIG. 9 is input to the FFT 51.
  • the calculation unit 52 can calculate the phase and amplitude of the reflected wave based on the phase of the signal input to the circulator 16.
  • FIG. 11 is a first diagram illustrating the storage of interference waves in the storage unit. 11, the same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the storage of the interference wave in the storage unit 24 is performed, for example, before shipment from the factory.
  • the interference wave is stored by connecting the terminator 71 instead of the antenna 18 and switching the switch 19 so that the signal output from the coupler 15 is output to the feedback unit 30.
  • the amplifier 14 is controlled so that the power of the transmission signal becomes maximum (maximum transmission power).
  • the arithmetic unit 52 acquires the phase of the signal input from the coupler 15 to the circulator 16.
  • FIG. 12 is a second diagram illustrating the storage of interference waves in the storage unit. 12, the same components as those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
  • the switch 19 is switched so that the signal output from the circulator 16 is output to the feedback unit 30.
  • a terminator 71 is connected to the output of the BPF 17 instead of the antenna 18. For this reason, the reflected wave input from the BPF 17 to the circulator 16 is sufficiently small, and an interference wave is output from the circulator 16.
  • the calculation unit 52 calculates the phase of the interference wave based on the phase of the signal input from the coupler 15 acquired previously to the circulator 16, and stores the calculated phase and the amplitude of the interference wave in the storage unit 24.
  • the wireless communication apparatus switches the output of the reflected wave of the antenna 18 and the signal of the amplifier 14 and outputs the reflected wave or signal output from the switch 19 to the VSWR calculation unit 25 and the distortion compensation processing unit 11. And a feedback unit 30 for outputting the output.
  • the radio communication apparatus can share the circuit that outputs the reflected wave to the VSWR calculation unit 25 and the circuit that feeds back the signal of the amplifier 14 to the distortion compensation processing unit 11 in the feedback unit 30, and thus the circuit scale. Can be reduced in size and cost can be reduced.
  • the wireless communication device down-converts the reflected wave output from the circulator 16 and A / D-converts it, and down-converts the signal output from the amplifier 14 and the signal output from the amplifier 14 to A / D. It is not necessary to provide a circuit for performing D conversion and feeding back to the distortion compensation processing unit 11.
  • the wireless communication device measures the interference wave output from the circulator 16 in advance and stores it in the storage unit 24. Thereby, the VSWR calculation unit 25 can calculate an appropriate VSWR.
  • the wireless communication device measures the interference wave of the circulator 16 for each device and stores it in the storage unit 24, it is possible to calculate an appropriate VSWR that matches the characteristics of the circulator 16 for each device.
  • a radio communication apparatus according to the third embodiment will be described.
  • a terminator is connected instead of the antenna, and information on the interference wave is stored in the storage unit.
  • a phase shifter is connected instead of an antenna, and information on interference waves is stored in the storage unit.
  • the wireless communication apparatus according to the third embodiment has the same blocks as the wireless communication apparatus of FIG.
  • the function of the calculation unit 52 in FIG. 4 is partially different.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating storage of interference waves in the storage unit of the wireless communication apparatus according to the third embodiment.
  • FIG. 13 shows a part of the wireless communication apparatus shown in FIG. In FIG. 13, the same components as those in FIG. In FIG. 13, a phase shifter 72 is connected instead of the antenna 18.
  • the phase shifter 72 includes a phase variable unit 72a and a reflection unit 72b.
  • the phase variable unit 72a changes the phase of the traveling wave (the signal output from the coupler 15 and input to the reflecting unit 72b) and the reflected wave (the traveling wave reflected by the reflecting unit 72b) according to the control of the calculation unit 52.
  • the reflection unit 72b reflects the traveling wave output from the phase variable unit 72a.
  • the reflected wave reflected by the reflector 72b is attenuated by a predetermined value with respect to the traveling wave, for example, 3 dBm.
  • the reflection unit 72b reflects the input traveling wave with a predetermined phase.
  • the phase shifter 72 is connected instead of the antenna 18 before shipment from the factory, for example.
  • the phase variable unit 72 a of the phase shifter 72 is connected to the calculation unit 52.
  • the switch 19 switches the switch so that the signal output from the circulator 16 is output to the feedback unit 30. Further, the amplifier 14 is controlled so that the power of the transmission signal is maximized.
  • the calculation unit 52 When the calculation unit 52 is connected to the phase variable unit 72a, the calculation unit 52 changes the traveling wave input to the phase variable unit 72a and the phase of the reflected wave output from the reflection unit 72b. The amplitude of the synthesized wave output from the circulator 16 is changed by the phase control of the traveling wave and the reflected wave by the calculation unit 52.
  • FIG. 14 is a diagram showing the relationship between the phase of the interference wave and the reflected wave and the amplitude of the synthesized wave.
  • An arrow 73 a shown in FIG. 14 indicates an interference wave output from the circulator 16.
  • An arrow 73b indicates a reflected wave output from the circulator 16 before phase control of the phase varying unit 72a.
  • An arrow 73c indicates a composite wave output from the circulator 16 before the phase control of the phase variable unit 72a.
  • the arrow 74a indicates a reflected wave output from the circulator 16 after the phase control of the phase variable unit 72a.
  • An arrow 74b indicates a combined wave output from the circulator 16 after the phase control of the phase variable unit 72a.
  • the calculation unit 52 changes the phase of the traveling wave and the reflected wave input to the phase variable unit 72a as described above. Due to the phase change between the traveling wave and the reflected wave, the phase of the reflected wave output from the circulator 16 changes. For example, the phase changes as indicated by arrows 73b and 74a in FIG.
  • the computing unit 52 obtains how much the phase of the reflected wave output from the circulator 16 has changed until the amplitude of the signal (synthetic wave) output from the circulator 16 becomes maximum.
  • the computing unit 52 calculates the phase change amount of the reflected wave output from the circulator 16 from the phase control amount of the traveling wave and the reflected wave of the phase variable unit 72a, and calculates the angle formed by the reflected wave and the interference wave (arrow). The angle formed by 73a and 73b is calculated).
  • the calculation unit 52 calculates the phase of the reflected wave with respect to the traveling wave, and calculates the phase of the interference wave with respect to the phase of the traveling wave.
  • the phase of the reflected wave with respect to the traveling wave can be calculated from the phase control amount of the traveling wave and the reflected wave of the phase variable unit 72a and the phase difference between the traveling wave and the reflected wave generated in the reflecting unit 72b.
  • the calculation unit 52 subtracts the amplitude of the reflected wave indicated by the arrow 74a from the maximum amplitude of the synthesized wave indicated by the arrow 74b. Thereby, the amplitude of the interference wave indicated by the arrow 73a is calculated. The amplitude of the reflected wave is obtained from the maximum transmission power and the attenuation amount of the reflection unit 72b.
  • the calculation unit 52 stores the calculated phase and amplitude of the interference wave in the storage unit 24.
  • the wireless communication apparatus can measure the interference wave of the circulator 16 by connecting the phase shifter 72 instead of the antenna 18. The wireless communication apparatus can calculate an appropriate VSWR.

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Abstract

　回路規模を小型化し、コスト低減を図る。　算出部（１）は、ＶＳＷＲを算出する。処理部（２）は、無線送信する信号の歪補償処理を行う。増幅部（３）は、処理部（２）によって歪補償された信号を増幅する。出力部（４）は、増幅部（３）によって増幅された信号をアンテナ（５）に出力するとともに、アンテナ（５）からの反射波をスイッチ部（６）に出力する。スイッチ部（６）は、出力部（４）から出力される反射波または増幅部（３）によって増幅された信号の一部のいずれか一方を出力する。帰還部（７）は、スイッチ部（６）から出力される反射波または信号を、算出部（１）が電圧定在波比を算出できるように変換し、処理部（２）が歪補償処理を行えるように変換して、算出部（１）および処理部（２）に出力する。

Description

無線通信装置および帰還制御方法
　本件は、アンテナの電圧定在波比（ＶＳＷＲ：Voltage Standing Wave Ratio）を検出する無線通信装置および無線通信装置の帰還制御方法に関する。
　無線通信システムにおける基地局のアンテナは、無線通信回路と空間とを結ぶ重要な素子であり、ここでの故障はシステム全体に大きな影響を与えることになる。従って、アンテナ部分における故障をいち早く知ることや故障を予知することは、無線通信システムの運用上、重要である。
　例えば、無線通信装置のアンテナを接続するコネクタに緩みが生じ、または、ケーブルやアンテナに損傷等が生じると、回路とアンテナとのインピーダンス整合がずれる。インピーダンス整合がずれると、その整合のずれに応じてアンテナでの送信信号の反射波が大きくなり、ＶＳＷＲが大きくなる。従って、無線通信装置は、ＶＳＷＲを監視することにより、アンテナ部分における故障を検出し、または、予知することができる。
　また、近年、無線通信装置では、デジタル化による高能率伝送が多く採用されるようになっている。無線通信に多値位相変調方式を適用する場合、送信側で、送信用電力増幅器の増幅特性を直線化して非線形歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要である。
　例えば、増幅する前の送信信号に対し、歪補償係数を乗算して予め歪を発生させ、増幅器で生じる歪を打ち消すプリディストーションと呼ばれる歪補償処理が知られている。この歪補償処理では、増幅器で増幅された送信信号をフィードバックし、元の送信信号と比較して、差分が最小となるように歪補償係数が更新される。これによって、歪補償係数は最適な値に収束していき、増幅器で生じる送信信号の歪が補償される。
　なお、従来、特に信号を伝送する経路に故障が発生したとき、出力部の伝送損失を増やすことなく故障を容易に検出することができる歪補償増幅装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
　また、電力増幅器の歪補正改善量改善と省電力化、受信機の高性能化を実現し、小型化を図った送受信装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。
　さらに、電力増幅器を有する送信回路を複数の系統備えた送信機において、電力増幅器で発生する信号歪を補正するために歪補償処理を行う場合に、小型化・低消費電力化を実現する送信機および送受信装置が提案されている（例えば、特許文献３参照）。
特開２０１０－５７０１２号公報 特開２００７－１９７０３号公報 特開２０１０－４１４７０号公報
　しかし、無線通信装置は、アンテナでの反射波を、ＶＳＷＲを算出する回路に出力する回路と、歪補償処理を行うために信号をフィードバックする回路とを別々に備えるため、回路規模が大きく、コストが高くなるという問題点があった。
　本件はこのような点に鑑みてなされたものであり、回路規模を小型化し、コスト低減を図ることができる無線通信装置および帰還制御方法を提供することを目的とする。
　上記課題を解決するために、無線通信を行う無線通信装置が提供される。この無線通信装置は、アンテナと、電圧定在波比を算出する算出部と、歪補償処理を行う処理部と、前記処理部によって歪補償された信号を増幅する増幅部と、前記増幅部によって増幅された前記信号を前記アンテナに出力するとともに前記アンテナからの反射波を出力する出力部と、前記出力部から出力される前記反射波または前記増幅部によって増幅された前記信号の一部のいずれか一方を出力するスイッチ部と、前記スイッチ部から出力される前記反射波または前記信号を、前記算出部が前記電圧定在波比を算出できるように変換し、かつ前記処理部が前記歪補償処理を行えるように変換して前記算出部および前記処理部に出力する帰還部と、を有する。
　開示の装置および方法によれば、回路規模を小型化し、コスト低減を図ることができる。
　本発明の上記および他の目的、特徴および利点は本発明の例として好ましい実施の形態を表す添付の図面と関連した以下の説明により明らかになるであろう。
第１の実施の形態に係る無線通信装置を示した図である。 第２の実施の形態に係る無線通信装置を示した図である。 図２の歪補償処理部のブロックを示した図である。 図２のＶＳＷＲ算出部のブロックを示した図である。 サーキュレータの干渉波漏れを説明する図である。 反射波の抽出を説明する図のその１である。 反射波の抽出を説明する図のその２である。 制御部のスイッチ切替えを説明する図である。 スイッチによる信号経路を説明する図のその１である。 スイッチによる信号経路を説明する図のその２である。 干渉波の記憶部への記憶を説明する図のその１である。 干渉波の記憶部への記憶を説明する図のその２である。 第３の実施の形態に係る無線通信装置の干渉波の記憶部への記憶を説明する図である。 干渉波と反射波の位相と合成波の振幅の関係を示した図である。
　以下、実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
　［第１の実施の形態］
　図１は、第１の実施の形態に係る無線通信装置を示した図である。図１に示すように、無線通信装置は、算出部１、処理部２、増幅部３、出力部４、アンテナ５、スイッチ部６、および帰還部７を有している。
　算出部１は、ＶＳＷＲを算出する。
　処理部２は、無線送信する信号の歪補償処理を行う。
　増幅部３は、処理部２によって歪補償された信号を増幅する。
　出力部４は、増幅部３によって増幅された信号をアンテナ５に出力するとともに、アンテナ５からの反射波をスイッチ部６に出力する。
　スイッチ部６は、出力部４から出力される反射波または増幅部３によって増幅された信号の一部のいずれか一方を出力する。
　帰還部７は、スイッチ部６から出力される反射波または信号を、算出部１が電圧定在波比を算出できるように変換し、かつ処理部２が歪補償処理を行えるように変換して、算出部１および処理部２に出力する。
　例えば、帰還部７は、増幅部３によって増幅された無線周波数の信号および反射波の周波数をダウンコンバートする。そして、帰還部７は、周波数をダウンコンバートした信号および反射波を、算出部１がデジタル信号処理によってＶＳＷＲを算出し、処理部２がデジタル信号処理によって歪補償係数を更新できるように、アナログ－デジタル変換する。
　このように、無線通信装置は、アンテナ５の反射波と増幅部３の信号とを切替えて出力するスイッチ部６と、スイッチ部６から出力される反射波または信号を算出部１および処理部２に出力する帰還部７とを備えるようにした。これにより、無線通信装置は、反射波を算出部１に出力する回路と、増幅部３の信号を処理部２にフィードバックする回路とを帰還部７で共通化することができ、回路規模を小型化し、コスト低減を図ることができる。
　［第２の実施の形態］
　次に、第２の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
　図２は、第２の実施の形態に係る無線通信装置を示した図である。図２に示すように、無線通信装置は、歪補償処理部１１、Ｄ／Ａ（Digital/Analog）コンバータ１２、乗算器１３，２０、増幅器１４，２１、カプラ１５、サーキュレータ１６、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１７，２２、アンテナ１８、スイッチ１９、Ａ／Ｄ（Analog/Digital）コンバータ２３、記憶部２４、ＶＳＷＲ算出部２５、および制御部２６を有している。図２に示す乗算器２０、増幅部２１、ＢＰＦ２２、およびＡ／Ｄコンバータ２３は、帰還部３０を形成している。無線通信装置は、例えば、基地局に搭載され、携帯電話と無線通信を行う。
　歪補償処理部１１には、アンテナ１８を介して無線送信する送信信号が入力される。また、歪補償処理部１１には、増幅器１４によって増幅された送信信号が、カプラ１５、スイッチ１９、および帰還部３０を介してフィードバックされる（以下、この信号をフィードバック信号と呼ぶことがある）。歪補償処理部１１は、送信信号とフィードバック信号とに基づいて歪補償係数を更新し、入力される送信信号に歪補償係数を施して、増幅器１４で生じる送信信号の歪を補償する。
　Ｄ／Ａコンバータ１２は、歪補償処理部１１から出力されるデジタルの送信信号をアナログの送信信号に変換する。
　乗算器１３は、Ｄ／Ａコンバータ１２から出力される送信信号に、図示しない発振器によって生成された無線周波数を有する発振信号を乗算する。これにより、送信信号は、無線周波数の信号に変換される。
　増幅器１４は、無線周波数に変換された信号を増幅する。
　カプラ１５は、増幅器１４から出力される信号をサーキュレータ１６に出力するとともに、その一部をスイッチ１９に出力する。
　サーキュレータ１６は、カプラ１５から出力される信号をＢＰＦ１７に出力する。また、サーキュレータ１６は、アンテナ１８で反射した信号をスイッチ１９に出力する。以下では、アンテナ１８で反射した信号を反射波と呼ぶことがある。
　ＢＰＦ１７は、サーキュレータ１６から出力される信号の所定帯域の信号成分を通過させ、無線送信する信号の不要な信号成分を除去する。
　アンテナ１８は、ＢＰＦ１７から出力される信号を通信相手の無線通信装置に無線出力する。
　スイッチ１９には、カプラ１５から出力される信号と、サーキュレータ１６から出力される反射波とが入力される。スイッチ１９は、制御部２６の制御に基づいて、カプラ１５から出力される信号と、サーキュレータ１６から出力される反射波との一方を、帰還部３０に出力する。
　帰還部３０の乗算器２０は、スイッチ１９から出力されるカプラ１５からの信号に、図示しない発振器によって生成された発振信号を乗算する。これにより、カプラ１５から出力される送信信号は、例えば、ベースバンド信号（歪補償処理部１１に入力される送信信号）の周波数にダウンコンバートされる。また、乗算器２０は、スイッチ１９から出力されるサーキュレータ１６からの反射波に、図示しない発振器によって生成された発振信号を乗算する。これにより、サーキュレータ１６から出力される反射波は、例えば、ベースバンド信号の周波数にダウンコンバートされる。
　増幅部２１は、乗算器２０から出力される信号を増幅する。
　ＢＰＦ２２は、乗算器２０から出力される信号の所定帯域の信号成分を通過させ、不要な信号成分を除去する。
　Ａ／Ｄコンバータ２３は、ＢＰＦ２２から出力されるアナログの信号をデジタルの信号に変換する。Ａ／Ｄコンバータ２３から出力される信号は、歪補償処理部１１およびＶＳＷＲ算出部２５に出力される。
　すなわち、帰還部３０は、無線周波数の反射波および増幅器１４によって増幅された信号の周波数をダウンコンバートし、ＶＳＷＲ算出部２５がデジタル信号処理によってＶＳＷＲを算出し、歪補償処理部１１がデジタル信号処理によって歪補償係数を更新できるように、アナログ－デジタル変換する。つまり、帰還部３０は、反射波をＶＳＷＲ算出部２５に出力する回路と、フィードバック信号を歪補償処理部１１にフィードバックする回路とを共通化している。
　記憶部２４には、サーキュレータ１６から漏れる信号の情報が予め記憶される。例えば、記憶部２４には、工場出荷時にサーキュレータ１６から漏れる信号のベクトル（振幅と位相）が記憶される。
　ここで、サーキュレータ１６は、上記したように、カプラ１５から出力される信号をＢＰＦ１７に出力し、アンテナ１８からの反射波をスイッチ１９に出力するが、本来出力すべきでないカプラ１５からの信号の一部をスイッチ１９に出力してしまう。記憶部２４は、このサーキュレータ１６から漏れる信号に情報を予め記憶する。以下では、サーキュレータ１６から漏れる信号を干渉波と呼ぶことがある。
　ＶＳＷＲ算出部２５は、帰還部３０から出力される反射波の反射波電力と、送信信号の送信電力とに基づいてＶＳＷＲを算出する。送信信号の送信電力は、例えば、設計時において予め知ることができる。
　ＶＳＷＲ算出部２５は、次の式（１）、式（２）によってＶＳＷＲを算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　ここで、式（１）のρはＶＳＷＲである。式（２）のＰrは反射波電力であり、Ｐfは送信電力である。
　上記したように、サーキュレータ１６からスイッチ１９に出力される信号には、干渉波と反射波が含まれる。そのため、スイッチ１９がサーキュレータ１６からの信号を出力している場合の帰還部３０から出力される信号には、干渉波と反射波の合成波が出力される。以下で詳細に説明するが、ＶＳＷＲ算出部２５は、記憶部２４に記憶された干渉波に基づいて合成波から反射波を抽出し、適切なＶＳＷＲを算出する。
　制御部２６は、スイッチ１９の切替えを制御する。また、制御部２６は、歪補償処理部１１およびＶＳＷＲ算出部２５の動作を制御する。制御部２６は、スイッチ１９の出力を交互に切替え、歪補償係数の更新とＶＳＷＲの算出とが時分割で行われるようにする。
　例えば、制御部２６は、サーキュレータ１６からの信号を帰還部３０に出力するようにスイッチ１９を制御した場合、ＶＳＷＲを算出するようにＶＳＷＲ算出部２５を動作させる。また、制御部２６は、カプラ１５からの信号を帰還部３０に出力するようにスイッチ１９を制御した場合、歪補償係数を更新するように歪補償処理部１１を動作させる。
　図３は、図２の歪補償処理部のブロックを示した図である。図３に示すように、歪補償処理部１１は、ＰＤ（PreDistortion）部４１、パワー算出部４２、歪補償係数ＴＢ（Table）４３、遅延部４４、および歪補償係数更新部４５を有している。
　ＰＤ部４１は、送信信号に歪補償係数ＴＢ４３から出力される歪補償係数を乗算する。歪補償が乗算された送信信号は、Ｄ／Ａコンバータ１２に出力される。
　パワー算出部４２には、送信信号が入力される。パワー算出部４２は、入力される送信信号の電力に応じたアドレスを算出する。
　歪補償係数ＴＢ４３は、パワー算出部４２から出力されるアドレスに応じた歪補償係数をＰＤ部４１に出力する。また、歪補償係数ＴＢ４３は、パワー算出部４２から出力されたアドレスに、歪補償係数更新部４５によって更新された歪補償係数を記憶する。
　遅延部４４は、送信信号を遅延して歪補償係数更新部４５に出力する。
　歪補償係数更新部４５は、遅延部４４によって遅延された送信信号と、帰還部３０から出力されるフィードバック信号とに基づいて、歪補償係数ＴＢ４３の歪補償係数を更新する。歪補償係数更新部４５は、例えば、遅延部４４から出力される送信信号と、帰還部３０から出力されるフィードバック信号との差分がゼロとなるように歪補償係数ＴＢ４３の歪補償係数を更新する。
　歪補償係数更新部４５は、制御部２６のスイッチ１９の制御に基づいて、歪補償係数の更新処理を行う。例えば、歪補償係数更新部４５は、制御部２６がカプラ１５の信号を帰還部３０に出力するようにスイッチ１９を制御した場合、歪補償係数の更新処理を行う。
　なお、フィードバック信号は、Ｄ／Ａコンバータ１２や増幅器１４、帰還部３０により、歪補償処理部１１に入力される送信信号より遅延する。そのため、送信信号は、遅延部４４によって遅延され、歪補償係数更新部４５に入力されるフィードバック信号とタイミングが合わせられる。
　図４は、図２のＶＳＷＲ算出部のブロックを示した図である。図４に示すように、ＶＳＷＲ算出部２５は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）５１および演算部５２を有している。
　ＦＦＴ５１には、帰還部３０から出力される信号が入力される。ＦＦＴ５１は、帰還部３０から出力される信号をＦＦＴし、信号の振幅と位相とを算出する。ＦＦＴ５１は、算出した信号の振幅と位相とを演算部５２に出力する。
　演算部５２は、ＦＦＴ５１から出力される信号の振幅と位相と、記憶部２４に予め記憶されている干渉波の振幅と位相とに基づいて、ＶＳＷＲを算出する。演算部５２は、制御部２６のスイッチ１９の制御に基づいて、ＶＳＷＲを算出する。
　また、演算部５２は、例えば、工場出荷前において、サーキュレータ１６から漏れる干渉波を測定し、記憶部２４に出力する。
　図５は、サーキュレータの干渉波漏れを説明する図である。図５には、図２で示したサーキュレータ１６が示してある。
　サーキュレータ１６は、図５の矢印６１ａに示すように、カプラ１５から出力される信号をＢＰＦ１７へ出力する。また、サーキュレータ１６は、矢印６１ｂに示すように、ＢＰＦ１７から出力されるアンテナ１８での反射波をスイッチ１９へ出力する。
　サーキュレータ１６は、本来、反射波のみをスイッチ１９へ出力するが、矢印６１ｃに示すように、カプラ１５からの信号の一部をスイッチ１９に出力してしまう。すなわち、サーキュレータ１６からは、矢印６１ｂに示す反射波と、矢印６１ｃに示す干渉波とを合成した合成波が出力される。
　ＶＳＷＲは、上記した式（１）、式（２）によって求まる。式（１）、式（２）には、干渉波によるパラメータは含まれておらず、サーキュレータ１６から出力される干渉波は、ＶＳＷＲの算出に不要な信号である。従って、ＶＳＷＲは、サーキュレータ１６からの干渉波の漏れが小さいほど、適切な値が求まる。つまり、ＶＳＷＲは、サーキュレータ１６の部品性能（干渉波の漏れ）に依存する。
　しかし、演算部５２は、記憶部２４に予め記憶されたサーキュレータ１６の干渉波の振幅と位相とに基づいて、サーキュレータ１６から出力される合成波から反射波を抽出し、適切なＶＳＷＲを算出する。すなわち、演算部５２は、サーキュレータ１６の部品性能に依存することなく、適切なＶＳＷＲを算出することができる。
　図６は、反射波の抽出を説明する図のその１である。図６に示す矢印６２ａは、サーキュレータ１６から出力される合成波を示している。合成波は、矢印６２ｂに示す反射波と、矢印６２ｃに示す干渉波との合成波である。
　なお、図６に示す矢印６２ａの合成波、矢印６２ｂの反射波、および矢印６２ｃの干渉波の位相は、カプラ１５からサーキュレータ１６に入力される信号の位相を基準に示している。例えば、矢印６２ａ～６２ｃの位相は、図５の矢印６１ａに示す信号の位相を基準（図６に示す水平の直線が対応）に示している。
　図７は、反射波の抽出を説明する図のその２である。図７には、図６に示した合成波、干渉波、および反射波が示してある。図７において図６と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。
　図７に示すように、矢印６２ａに示す合成波から、矢印６２ｃに示す干渉波をベクトル減算すれば、矢印６２ｂに示す反射波を抽出することができる。すなわち、演算部５２は、サーキュレータ１６から出力される合成波から、記憶部２４に予め記憶している干渉波をベクトル減算することによって、反射波を抽出することができる。そして、演算部５２は、例えば、抽出した反射波の反射波電力を算出し、式（１）、（２）によってＶＳＷＲを算出することができる。
　具体的には、演算部５２は、矢印６２ａと矢印６２ｃとに基づく余弦定理から、矢印６２ｂの大きさを算出する。例えば、矢印６２ａに示す合成波の振幅（電圧）をＶ3、矢印６２ｃに示す干渉波の電圧をＶ2、矢印６２ｂに示す反射波の電圧をＶ1とする。また、合成波と干渉波のなす角をθ1とする。この場合、反射波の電圧Ｖ1は、次の式（３）によって求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　そして、次の式（４）または式（５）によって、反射波の電力を算出することができる。
　Ｐ［ｍＷ］＝２０＊Ｖ1［Ｖ］2　…（４）
　Ｐ［ｄＢｍ］＝１０＊ＬＯＧ（Ｐ［ｍＷ］）　…（５）
　なお、ＦＦＴ５１は、スイッチ１９がカプラ１５の信号を帰還部３０に出力するときに、カプラ１５からサーキュレータ１６に入力される信号を帰還部３０から受信し、その信号の振幅と位相とを算出する。これにより、演算部５２は、サーキュレータ１６に入力される信号を基準にした合成波の位相と振幅とを得ることができる。そして、演算部５２は、記憶部２４に予め記憶されたカプラ１５からサーキュレータ１６に入力される信号を基準にした干渉波の位相と振幅とに基づいて、カプラ１５からサーキュレータ１６に入力される信号を基準にした反射波の位相と振幅とを算出することができる。
　図８は、制御部のスイッチ切替えを説明する図である。制御部２６は、図８に示す起動シーケンス中においては、カプラ１５から出力される信号を帰還部３０に出力するように、スイッチ１９を制御する。これにより、歪補償係数更新部４５には、増幅器１４によって増幅された信号のフィードバック信号が入力される。そして、歪補償係数更新部４５は、増幅器１４による送信信号の歪を補償する歪補償係数を更新することができる。
　制御部２６は、運用中においては、カプラ１５から出力される信号と、サーキュレータ１６（図８中ではＣＩＲ１６）から出力される信号とを交互に帰還部３０に出力するように、スイッチ１９を制御する。制御部２６が、サーキュレータ１６から出力される信号を帰還部３０に出力するように制御した場合、演算部５２は、サーキュレータ１６から出力される合成波から反射波を抽出し、ＶＳＷＲを算出する。
　制御部２６が、カプラ１５から出力される信号を帰還部３０に出力するように制御した場合、歪補償係数更新部４５は、歪補償係数の更新処理を行う。また、演算部５２は、帰還部３０から出力されるカプラ１５からの信号の位相と振幅とを取得する。これにより、演算部５２は、カプラ１５からサーキュレータ１６に入力される信号の位相を取得でき、サーキュレータ１６に入力される信号の位相を基準とした反射波の位相を算出することができる。
　なお、制御部２６は、信号の歪に基づいて、歪補償処理部１１の歪補償処理の時間がＶＳＷＲ算出部２５の電圧定在波比の算出時間より長くなるようにスイッチ１９を制御する。例えば、制御部２６は、図８に示すように、送信信号の歪劣化が大きい場合、歪補償係数の更新処理時間を長くするようにスイッチ１９を制御する。例えば、制御部２６は、歪補償係数更新部４５の算出する歪補償係数が所定の閾値より大きく更新された場合、送信信号の歪劣化が大きいと判断し、歪補償係数の更新処理時間を長くするようにスイッチ１９を制御する。
　図９は、スイッチによる信号経路を説明する図のその１である。図９には、図２の無線通信装置の一部が示してある。図９において、図２と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。
　図９に示す矢印は、スイッチ１９がカプラ１５から出力される信号を帰還部３０に出力する場合の信号経路を示している。スイッチ１９がカプラ１５から出力される信号を帰還部３０に出力する場合、歪補償係数更新部４５には、増幅器１４で増幅された信号がフィードバックされるとともに、ＦＦＴ５１には、カプラ１５からサーキュレータ１６に入力される信号が帰還部３０を介して入力される。これにより、歪補償係数更新部４５は、歪補償係数を更新することができ、演算部５２は、合成波と反射波の位相基準となるサーキュレータ１６に入力される信号の位相を得ることができる。
　図１０は、スイッチによる信号経路を説明する図のその２である。図１０には、図２の無線通信装置の一部が示してある。図１０において、図２と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。
　図１０に示す矢印は、スイッチ１９がサーキュレータ１６から出力される信号を帰還部３０に出力する場合の信号経路を示している。スイッチ１９がサーキュレータ１６から出力される信号（合成波）を帰還部３０に出力する場合、ＦＦＴ５１には、サーキュレータ１６から出力される合成波が入力される。これにより、演算部５２は、ＦＦＴ５１から出力される合成波の位相と振幅と、記憶部２４に予め記憶されている干渉波の位相と振幅とに基づき、アンテナ１８での反射波を算出することができる。そして、演算部５２は、式（１）、（２）に基づいて、適切なＶＳＷＲを算出することができる。
　なお、ＦＦＴ５１には、図９で説明したスイッチ１９のスイッチ状態において、サーキュレータ１６に入力される信号が入力される。これにより、演算部５２は、サーキュレータ１６に入力される信号の位相を基準にした反射波の位相と振幅とを算出することができる。
　次に、干渉波の記憶部２４への記憶について説明する。
　図１１は、干渉波の記憶部への記憶を説明する図のその１である。図１１において、図２と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。
　干渉波の記憶部２４への記憶は、例えば、工場出荷前に行う。干渉波の記憶は、図１１に示すように、アンテナ１８の代わりに終端器７１を接続し、カプラ１５から出力される信号を帰還部３０に出力するようにスイッチ１９を切替える。また、送信信号の電力が最大（最大送信電力）となるように増幅器１４を制御する。この状態において、演算部５２は、カプラ１５からサーキュレータ１６に入力される信号の位相を取得する。
　図１２は、干渉波の記憶部への記憶を説明する図のその２である。図１２において、図１１と同じものには同じ符号を付し、その説明を省略する。
　図１１で説明したように、演算部５２がカプラ１５からサーキュレータ１６に入力される信号の位相を取得した後、サーキュレータ１６から出力される信号を帰還部３０に出力するようにスイッチ１９を切替える。
　ＢＰＦ１７の出力には、アンテナ１８の代わりに終端器７１が接続されている。このため、ＢＰＦ１７からサーキュレータ１６に入力される反射波は十分小さく、サーキュレータ１６からは、干渉波が出力される。演算部５２は、先に取得したカプラ１５からサーキュレータ１６に入力される信号の位相を基準に干渉波の位相を算出し、算出した位相と干渉波の振幅とを記憶部２４に記憶する。
　干渉波の位相と振幅が記憶部２４に記憶されると、終端器７１をはずし、アンテナ１８を取り付ける。
　このように、無線通信装置は、アンテナ１８の反射波と増幅器１４の信号とを切替えて出力するスイッチ１９と、スイッチ１９から出力される反射波または信号をＶＳＷＲ算出部２５および歪補償処理部１１に出力する帰還部３０とを備えるようにした。これにより、無線通信装置は、反射波をＶＳＷＲ算出部２５に出力する回路と、増幅器１４の信号を歪補償処理部１１にフィードバックする回路とを帰還部３０で共通化することができ、回路規模を小型化し、コスト低減を図ることができる。
　例えば、無線通信装置は、サーキュレータ１６から出力される反射波をダウンコンバートしてＡ／Ｄ変換し、ＶＳＷＲ算出部２５に出力する回路と、増幅器１４から出力される信号をダウンコンバートしてＡ／Ｄ変換し、歪補償処理部１１にフィードバックする回路とを設けなくて済む。
　また、無線通信装置は、サーキュレータ１６から出力される干渉波を予め測定して記憶部２４に記憶するようにした。これにより、ＶＳＷＲ算出部２５は、適切なＶＳＷＲを算出することができる。
　また、無線通信装置は、装置ごとにおいてサーキュレータ１６の干渉波を測定し、記憶部２４に記憶するので、装置ごとのサーキュレータ１６の特性に合わせた適切なＶＳＷＲを算出することができる。
　［第３の実施の形態］
　次に、第３の実施の形態に係る無線通信装置について説明する。第２の実施の形態では、アンテナの代わりに終端器を接続し、干渉波の情報を記憶部に記憶するようにした。第３の実施の形態では、アンテナの代わりに位相器を接続し、干渉波の情報を記憶部に記憶するようにする。なお、第３の実施の形態に係る無線通信装置は、図２の無線通信装置と同様のブロックを有する。また、第３の実施の形態では、図４の演算部５２の機能が一部異なる。
　図１３は、第３の実施の形態に係る無線通信装置の干渉波の記憶部への記憶を説明する図である。図１３には、図２で示した無線通信装置の一部が示してある。図１３において図２と同じ物には同じ符号を付し、その説明を省略する。なお、図１３では、アンテナ１８の代わりに位相器７２が接続されている。
　図１３に示すように、位相器７２は、位相可変部７２ａおよび反射部７２ｂを有している。位相可変部７２ａは、演算部５２の制御に応じて、進行波（カプラ１５から出力され反射部７２ｂに入力される信号）および反射波（反射部７２ｂで反射された進行波）の位相を変化させる。
　反射部７２ｂは、位相可変部７２ａから出力される進行波を反射する。反射部７２ｂで反射される反射波は、進行波に対して所定の値で減衰し、例えば、３ｄＢｍ減衰する。また、反射部７２ｂは、入力される進行波を所定の位相で反射する。
　位相器７２は、例えば、工場出荷前にアンテナ１８の代わりに接続される。位相器７２の位相可変部７２ａは、演算部５２と接続される。また、スイッチ１９は、サーキュレータ１６から出力される信号を帰還部３０に出力するようにスイッチを切替える。また、送信信号の電力が最大となるように増幅器１４を制御する。
　演算部５２は、位相可変部７２ａと接続されると、位相可変部７２ａに入力される進行波と、反射部７２ｂから出力される反射波の位相とを変化させる。サーキュレータ１６から出力される合成波の振幅は、演算部５２による進行波と反射波の位相制御によって変化する。
　図１４は、干渉波と反射波の位相と合成波の振幅の関係を示した図である。図１４に示す矢印７３ａは、サーキュレータ１６から出力される干渉波を示す。矢印７３ｂは、位相可変部７２ａの位相制御前のサーキュレータ１６から出力される反射波を示す。矢印７３ｃは、位相可変部７２ａの位相制御前のサーキュレータ１６から出力される合成波を示す。
　矢印７４ａは、位相可変部７２ａの位相制御後のサーキュレータ１６から出力される反射波を示す。矢印７４ｂは、位相可変部７２ａの位相制御後のサーキュレータ１６から出力される合成波を示す。
　演算部５２は、上記したように、位相可変部７２ａに入力される進行波および反射波の位相を変化させる。進行波と反射波の位相変化により、サーキュレータ１６から出力される反射波の位相は変化し、例えば、図１４の矢印７３ｂ，７４ａに示すように位相が変化する。
　図１４の矢印７３ａ，７４ａに示すように、干渉波と反射波の位相が一致したとき、合成波の振幅は、矢印７４ｂに示すように最大となる。
　演算部５２は、サーキュレータ１６から出力される信号（合成波）の振幅が最大となるまでに、サーキュレータ１６から出力される反射波の位相がどのくらい変化したかを取得する。演算部５２は、位相可変部７２ａの進行波と反射波の位相制御量から、サーキュレータ１６から出力される反射波の位相変化量を算出し、反射波と干渉波のなす角を算出する（矢印７３ａ，７３ｂのなす角を算出する）。そして、演算部５２は、進行波に対する反射波の位相を算出し、進行波の位相に対する干渉波の位相を算出する。なお、進行波に対する反射波の位相は、位相可変部７２ａの進行波および反射波の位相制御量と、反射部７２ｂで生じる進行波と反射波の位相差とにより算出できる。
　演算部５２は、矢印７４ｂに示す合成波の最大振幅から、矢印７４ａに示す反射波の振幅を減算する。これにより、矢印７３ａに示す干渉波の振幅を算出する。なお、反射波の振幅は、最大送信電力と反射部７２ｂの減衰量より求まる。演算部５２は、算出した干渉波の位相と振幅とを記憶部２４に記憶する。
　干渉波の位相と振幅が記憶部２４に記憶されると、位相器７２をはずし、アンテナ１８を取り付ける。
　このように、無線通信装置は、アンテナ１８の代わりに位相器７２を接続することによってもサーキュレータ１６の干渉波を測定できる。そして、無線通信装置は、適切なＶＳＷＲを算出することができる。
　上記については単に本発明の原理を示すものである。さらに、多数の変形、変更が当業者にとって可能であり、本発明は上記に示し、説明した正確な構成および応用例に限定されるものではなく、対応するすべての変形例および均等物は、添付の請求項およびその均等物による本発明の範囲とみなされる。
　１　算出部
　２　処理部
　３　増幅部
　４　出力部
　５　アンテナ
　６　スイッチ部
　７　帰還部

Claims (8)

  1. 　無線通信を行う無線通信装置において、
    　アンテナと、
    　電圧定在波比を算出する算出部と、
    　歪補償処理を行う処理部と、
    　前記処理部によって歪補償された信号を増幅する増幅部と、
    　前記増幅部によって増幅された前記信号を前記アンテナに出力するとともに前記アンテナからの反射波を出力する出力部と、
    　前記出力部から出力される前記反射波または前記増幅部によって増幅された前記信号の一部のいずれか一方を出力するスイッチ部と、
    　前記スイッチ部から出力される前記反射波または前記信号を、前記算出部が前記電圧定在波比を算出できるように変換し、かつ前記処理部が前記歪補償処理を行えるように変換して前記算出部および前記処理部に出力する帰還部と、
    　を有することを特徴とする無線通信装置。
  2. 　前記帰還部は、前記反射波および前記信号の周波数をダウンコンバートし、アナログ－デジタル変換することを特徴とする請求の範囲第１項記載の無線通信装置。
  3. 　前記出力部の出力には、前記反射波とともに前記増幅部によって増幅された前記信号が含まれ、前記出力部の出力に含まれる前記信号の情報を予め記憶した記憶部をさらに有することを特徴とする請求の範囲第１項または第２項に記載の無線通信装置。
  4. 　前記算出部は、前記記憶部に記憶された前記信号の情報と、前記帰還部から出力される前記反射波とに基づいて前記電圧定在波比を算出することを特徴とする請求の範囲第３項記載の無線通信装置。
  5. 　前記記憶部に記憶される前記信号の情報は、前記アンテナの代わりに終端器を接続し、前記出力部から前記スイッチ部に出力される出力信号に基づいて算出されることを特徴とする請求の範囲第３項記載の無線通信装置。
  6. 　前記記憶部に記憶される前記信号の情報は、前記アンテナの代わりに位相器を接続し、前記出力部から前記スイッチ部に出力される出力信号に基づいて算出されることを特徴とする請求の範囲第３項記載の無線通信装置。
  7. 　前記信号の歪に基づいて、前記処理部の前記歪補償処理の時間が前記算出部の前記電圧定在波比の算出時間より長くなるように前記スイッチ部を制御する制御部をさらに有することを特徴とする請求の範囲第１項記載の無線通信装置。
  8. 　無線通信を行う無線通信装置の帰還制御方法において、
    　増幅部によって増幅された信号の一部または前記増幅部によって増幅された前記信号がアンテナによって反射された反射波のいずれか一方を出力し、
    　出力された前記信号および前記反射波を、電圧定在波比を算出できるように変換し、かつ歪補償処理を行えるように変換して前記電圧定在波比を算出する算出部および前記信号の前記歪補償処理を行う処理部に出力する、
    　ことを特徴とする帰還制御方法。
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