KR20140016984A - Vswr 측정 회로, 무선 통신 장치, vswr 측정 방법 및 vswr 측정 프로그램이 저장된 기록 매체 - Google Patents
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Abstract
이 VSWR 측정 회로는, PA (4) 에 의해 증폭한 주신호 중 제 1의 CPL (5) 에서 추출한 주신호의 일부를 A/D 변환기 (10) 에서 변환한 디지털 신호에 기초하여, 주신호의 왜곡 보상 (digital pre-distortion) 을 수행하기 위한 왜곡 보상 회로 (digital pre-distortion circuit; 13) 를 구비한다. VSWR 측정 회로에서, 전력 측정부 (16) 는, 안테나 단에 케이블을 통해 접속하는 위치에 배치한 제 2의 CPL (7) 에서 추출한 피드백 신호에 포함되는 반사 신호의 전력 레벨을 측정한다. 이 때문에, VSWR 측정 회로는, 왜곡 보상 회로 (13) 의 전단으로부터 추출된 주신호와 제 2의 CPL (7) 에서 추출된 상기 피드백 신호를 A/D 변환기 (10) 에서 디지털 신호로 변환한 신호를 입력으로 하여, 상기 피드백 신호에 포함되는 주신호 성분을 제거하여, 반사 신호만을 추출하여 전력 측정부 (16) 로 출력하는 주신호 성분 제거 회로 (11) 를 구비한다. 결과적으로, 소형화 및 저가격화가 가능하며, 또한 고정밀도의 VSWR 측정 기능을 실현하는 VSWR 측정 회로를 제공할 수 있다.
Description
본 발명은 VSWR (Voltage Standing Wave Ratio : 전압 정재파 비) 측정 회로, 무선 통신 장치, VSWR 측정 방법 및 VSWR 측정 프로그램이 저장된 기록 매체에 관한 것이다.
휴대 전화 기지국 등의 무선 신호를 송수신하는 최근의 무선 통신 장치는 매우 고기능화되고 있으며, 그 기능 중 하나로서, 안테나 단에 연결된 케이블과 안테나 본체의 정상성 (normality) 과 정합성 (matching) 을 VSWR (Voltage Standing Wave Ratio : 전압 정재파 비) 를 측정함으로써 판별하는 기능을 무선 통신 장치가 구비하는 것이 강하게 요구되는 경우가 많아지고 있다. 또한, 케이블 및 안테나의 고장 검출뿐만 아니라 측정된 VSWR 값의 정밀도가 요구되는 경우도 많다.
예를 들면, 특허문헌1인 일본 특개 2009-290375호 공보 "DIGITAL PRE-DISTORTION APPARATUS, RADIO COMMUNICATION APPARATUS, AND DIGITAL PRE-DISTORTION METHOD"에서는, 송신할 주신호의 왜곡 성분을 제거하기 위한 디지털 전치 왜곡 장치로서, 송신할 주신호를 적절한 레벨로 증폭시켜 안테나 단에 공급하고자 할 때, 그 주신호의 일부를 피드백하여 왜곡 성분을 보상할 뿐만 아니라, DPD (Digital Pre-Distortion; 디지털 전치 왜곡) 제어용의 피드백 경로와는 별도로 안테나 단에 공급되는 신호의 전력 성분을 VSWR부에서 추출하여 피드백을 행함으로써, 추출된 왜곡 성분과 전력 성분에 기초하여 송신 신호의 왜곡을 보정하기 위한 보상 계수를 산출하여, 보다 정확하게 디지털 전치 왜곡을 수행할 수 있게 하게 하는 기술이 제안되고 있다.
그러나, 상기 특허문헌1 등의 현재의 VSWR 측정 기능에서는 다음과 같은 과제가 있다.
제 1의 과제는, VSWR을 감지하기 위해, VSWR 측정 전용으로 전력 성분을 추출하기 위한 대형의 방향성 결합기 (또는 써큘레이터) 와, 전력 측정용의 고정밀 검파기와, 검출한 전력을 베이스밴드부에 피드백시키기 위한 회로가 필요하며, 또한 고정밀도의 VSWR 측정을 행하기 위해서는, 회로가 대형화하여, 소형화, 저가격화가 요구되는 최근의 무선 통신 장치 개발에 맞지 않은 점이다.
제 2의 과제는, 고정밀도의 VSWR 측정을 저렴하게 실현하기 위해서는, 크리티컬한 회로 설계를 행할 필요가 있고, 개개의 차이를 흡수하기 위해, 고도의 조정 행위를 요한다는 것이다.
도 3과 도 4에 도시된 종래의 VSWR 측정 회로의 블록 구성을 사용하여 종래의 VSWR 측정 과제에 대해 자세히 설명한다. 도 3은 종래의 VSWR 측정 회로의 블록 구성의 일례를 도시하는 블록 구성도이며, DPD (digital pre-distortion) 제어용의 신호를 취출하기 위한 제 1의 CPL (First Directional Coupler : 제 1의 방향성 결합기) 과는 별도로, VSWR 측정용의 주신호와 반사 신호를 독립적으로 추출하기 위해 안테나 단에 케이블을 통해 접속되는 위치에 제 2의 CPL (Second Directional Coupler : 제 2의 방향성 결합기) 을 배치하는 경우에 대해 설명하고 있다. 또한 도 4는 종래의 VSWR 측정 회로의 블록 구성의 다른 예를 도시하는 블록 구성도이고, VSWR 측정용의 주신호와 반사 신호를 독립적으로 추출하기 위해 안테나 단에 케이블을 통해 접속되는 위치에 제 2의 CPL (제 2의 방향성 결합기) 대신 CIR (Circulator : 써큐레이터) 을 배치하는 경우를 도시하고 있다.
도 3의 VSWR 측정 회로는, 전술한 바와 같이, DPD (digital pre-distortion) 제어용의 피드백 경로를 형성하기 위한 제 1의 CPL (5) (제 1의 방향성 결합기 (5)) 과는 별도로, VSWR 측정용의 피드백 경로를 형성하기 위한 제 2의 CPL (7) (제 2의 방향성 결합기 (7)) 을 갖추고 있고, 제 2의 CPL (7) 에서 주신호와 반사 신호를 독립적으로 추출하여, 고주파 스위치 (SW; 8) 에 의해 적절히 전환되면서 검파기 (17) 에 공급하는 것에 의해, 검파기 (17) 에서 각각의 신호의 레벨 검출을 행하도록 구성된다. 이러한 회로 구성에서는, 안테나 단에 접속되는 케이블 및 안테나의 임피던스 정합성이 좋은 만큼, 반사 신호의 레벨은 낮아지기 때문에, VSWR을 정확하게 측정하기 위해서는 반사 신호만을 정확하게 추출하는 것이 가능하게 되는 제 2의 CPL (7) 의 지향성으로서 20dB 이상을 필요로 한다. 이러한 지향성을 실현하기 위해, 제 2의 CPL (7) 의 선로 길이를 신호 파장의 대략 1/4에 가까운 길이로 하는 것이 필요하다.
따라서, 제 2의 CPL (7) 의 크기는 주파수가 낮을수록 커지므로, 휴대 전화와 같은 무선 통신 장치에서 사용하는 주파수 대역에서 제 2의 CPL (7) 의 존재가 무시할 수 없는 크기가 된다는 문제가 있다. 또한, 제 2의 CPL (7) 에서 고주파 스위치 (SW; 8) 까지의 VSWR 측정용의 피드백 경로의 신호와 DPD 제어용의 피드백 경로의 신호 사이의 분리 (isolation) 에도 주의를 기울인 설계가 필요하다는 것에 더하여, 검파기 (17) 와 베이스밴드부 (1) 사이의 인터페이스를 고려하여 IC (집적 회로) 를 사용하게 되기 때문에, 전원의 배선과 장착 위치를 배려한 설계가 요구되고, 이것은 저가화와 소형화에 저해 요인이 된다.
한편, 도 4의 VSWR 측정 회로는, 전술한 바와 같이, 도 3의 제 2의 CPL (7) 대신 CIR (18) (써큐레이터 (18)) 을 사용하여 구성되어 있다. 도 4에서는, 이러한 CIR (18) (써큐레이터 (18)) 을 사용하는 것에 의해, 도 3에서 높은 지향성을 갖는 제 2의 CPL (7) 을 이용하는 경우와 마찬가지로 CIR (18) 의 높은 분리 성능에 의해 주신호의 영향을 작게 하는 회로 구성으로 할 필요가 있다.
그러나, 이러한 도 4의 VSWR 측정 회로에서도 분리성을 높이기 위해, 내구력이 높은 써큐레이터를 필요로 하기 때문에, 도 3의 경우와 마찬가지로 높은 가격화와 대형화가 불가피하다.
(본 발명의 목적)
본 발명은 이러한 과제를 해결하기 위해 이루어진 것으로, 소형화 및 저가격화가 가능하고, 고정밀 VSWR 측정 기능을 제공할 수 있는 VSWR 측정 회로, 무선 통신 장치, VSWR 측정 방법, 및 VSWR 측정 프로그램이 저장된 기록 매체를 제공하는 것을 그 목적으로 하고 있다.
전술한 과제를 해결하기 위해, 본 발명에 따른 VSWR 측정 회로, 무선 통신 장치, VSWR 측정 방법 및 VSWR 측정 프로그램이 저장된 기록 매체는 주로 다음과 같은 특징적인 구성을 채용하고 있다.
(1) 본 발명에 따른 VSWR 측정 회로는: 안테나로부터 송신하기 위해 파워 앰프에 의해 증폭된 주신호 중 일부의 주신호를 추출하는 제 1의 방향성 결합기; 상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호를 변환하는 아날로그/디지털 변환기; 상기 아날로그/디지털 변환기에 의해 변환된 상기 신호를 사용함으로써 왜곡 보상을 수행하는 왜곡 보상 회로; 안테나 단에 케이블을 통해 연결되어 피드백 신호에 포함된 반사 신호를 추출하는 제 2의 방향성 결합기; 상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호와 상기 제 2의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 반사 신호의 각각의 전력 측정을 실시하여, VSWR (Voltage Standing Wave Ratio : 전압 정재파 비) 를 측정하는 전력 측정부; 및
상기 왜곡 보상 회로의 전단에서 취출된 상기 주신호와 상기 피드백 신호를 상기 아날로그/디지털 변환기에 의해 디지털 신호로 변환한 신호를 입력으로 설정하여, 상기 피드백 신호에 포함된 주신호 성분을 제거하여 상기 전력 측정부에 출력하는 주신호 성분 제거 회로를 포함한다.
(2) 무선 신호를 송수신하는 본 발명에 따른 무선 통신 장치는, 상기 안테나 단에 접속되는 케이블 및 상기 안테나의 VSWR을 측정하는 회로로서, 적어도 상기 (1) 에 기재된 VSWR 측정 회로를 포함한다.
(3) 본 발명에 따른 VSWR 측정 방법은: 안테나로부터 송신하기 위해 파워 앰프에 의해 증폭된 주신호 중 일부의 주신호를 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출하는 단계; 상기 추출된 상기 주신호를 아날로그/디지털 변환기에 의해 변환하는 단계; 상기 변환된 신호를 사용함으로써 왜곡 보상 회로에 의한 왜곡 보상을 수행하는 단계; 안테나 단에 케이블을 통해 접속된 제 2의 방향성 결합기에 의해, 피드백 신호에 포함되는 반사 신호를 추출하는 단계; 전력 측정부에 의해, 상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호와 상기 제 2의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 반사 신호의 각각의 전력 측정을 수행하고, VSWR (Voltage Standing Wave Ratio : 전압 정재파 비) 를 측정하는 단계; 및 상기 왜곡 보상 회로의 전단에서 취출된 상기 주신호와 상기 피드백 신호를 상기 아날로그/디지털 변환기에 의해 디지털 신호로 변환한 신호를 입력으로 설정하여, 상기 피드백 신호에 포함된 주신호 성분을 제거하여 상기 전력 측정부로 출력하는 단계를 포함한다.
(4) 본 발명에 따른 VSWR 측정 프로그램이 저장된 기록 매체는, 적어도 상기 (3) 에 기재된 VSWR 측정 방법을 컴퓨터에 의해 실행하는 프로그램을 저장한다.
본 발명의 VSWR 측정 회로, 무선 통신 장치, VSWR 측정 방법 및 VSWR 측정 프로그램이 저장된 기록 매체에 따르면, 다음과 같은 효과를 얻을 수있다.
제 1의 효과는, VSWR (Voltage Standing Wave Ratio : 전압 정재파 비) 측정용의 주신호와 반사 신호가 고정밀도로 추출될 수 있기 때문에, VSWR 값이 큰 (나쁜) 상태에서 작은 (좋은) 상태에 이르기까지의 광범위한 범위에서 VSWR을 정확하게 측정하는 것이 가능하게 된다.
제 2의 효과는, VSWR 측정용으로서, 왜곡 보상용의 DPD (Digital Pre-Distortion) 제어 루프의 일부를 유용하고, 디지털 처리에 의해 반사 신호의 추출 정밀도를 향상시킬 수 있는 주신호 성분 제거 회로를 도입하고 있기 때문에, 안테나 단에 케이블을 통해 접속하는 위치에서의 신호를 추출하여 피드백하는 메커니즘이 저가의 방향성 결합기와 고주파 스위치로 구성될 수 있고, 초소형이면서 저가의 VSWR 측정 회로를 실현할 수 있다는 것이다.
제 3의 효과는, VSWR 측정의 정확성을 보장하기 위해 고급 조정 등에 의한 튜닝을 필요로 하지 않고, VSWR 측정 회로의 제조 자동화 및 공정수 절감을 도모하는 것이 가능하게 된다는 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 VSWR 측정 회로의 블록 구성의 일례를 도시하는 블록 구성도이다.
도 2는 도 1에 도시된 VSWR 측정 회로에서의 반사 신호의 추출 이미지를 설명하기 위한 파형도이다.
도 3은 종래의 VSWR 측정 회로의 블록 구성의 일례를 도시하는 블록 구성도이다.
도 4는 종래의 VSWR 측정 회로의 블록 구성의 다른 예를 도시하는 블록 구성도이다.
도 2는 도 1에 도시된 VSWR 측정 회로에서의 반사 신호의 추출 이미지를 설명하기 위한 파형도이다.
도 3은 종래의 VSWR 측정 회로의 블록 구성의 일례를 도시하는 블록 구성도이다.
도 4는 종래의 VSWR 측정 회로의 블록 구성의 다른 예를 도시하는 블록 구성도이다.
이하, VSWR (Voltage Standing Wave Ratio : 전압 정재파 비) 측정 회로, 무선 통신 장치, VSWR 측정 방법 및 VSWR 측정 프로그램이 저장된 기록 매체의 바람직한 실시예를 첨부 도면을 참조로 설명한다. 또한, 이하의 설명에서는 본 발명에 따른 VSWR 측정 회로 및 VSWR 측정 방법에 대해 설명하지만, 무선 신호를 송수신하는 무선 통신 장치에 있어서, 상기 설명된 VSWR 측정 회로를 안테나 단에 접속되는 케이블 및 안테나 등의 VSWR을 측정하는 회로로서 탑재하여 구성하도록 하여도 좋고, 상기 설명된 VSWR 측정 방법을 컴퓨터 실행가능 VSWR 측정 프로그램으로서 구현하여도 좋다.
(본 발명의 특징)
본 발명의 실시예의 설명에 앞서, 본 발명의 특징에 대해 그 개요를 먼저 설명한다. 본 발명의 주요 특징은, 휴대 전화 기지국 등에서의 무선 통신 장치의 안테나 단에 접속되는 케이블 및 안테나 등의 VSWR을 측정하는 기능을 고정밀도로, 저가로, 그리고 소형으로 실현할 수 있는 메커니즘을 채용하고 있다는 것이다.
보다 구체적으로는, 본 발명에서는, 소망의 성능을 충족시키면서 소형이며 저가인 VSWR 측정 회로를 다음과 같은 회로 구성에 의해 실현하고 있다.
본 발명은, 왜곡 보상 (DPD : Digital Pre-distortion) 제어용의 피드백 경로 및 VSWR 측정용의 피드백 경로가 공유되고, 또한 VSWR 측정용의 반사 신호에 포함되는 주신호 성분을 디지털 신호 처리에 의해 효과적으로 제거하기 위한 주신호 성분 제거 회로가 구비되도록 구성된다. 즉, VSWR 측정용의 피드백 경로와 DPD 제어용의 공유된 피드백 경로는, DPD 제어시와, VSWR 측정용의 주신호의 레벨 검출시, 그리고, VSWR 측정용의 반사 신호 레벨 검출시에서 고주파 스위치 (SW; 8) 의해 적절하게 전환된다.
또한, VSWR 측정용의 반사 신호의 레벨 검출시에는, 안테나 단에 케이블을 통해 접속된 제 2의 CPL (Second Directional Coupler : 제 2의 방향성 결합기) 로부터 피드백 경로에 출력되어 온 피드백 신호에 주신호의 역상 신호를 가산하는 것에 의해, 상기 피드백 신호에 포함된 주신호 성분을 상쇄하고 (cancel), 반사 신호만을 고정밀하게 추출하여, 반사 신호의 레벨을 정확하게 검출하는 것을 가능하게 하고 있다.
반사 신호가 안테나 단에 케이블을 통해 접속되는 위치에 배치한 제 2의 CPL (7) 에 의해 받아들여져서 피드백 경로에 출력되지만, 이 제 2의 CPL (7) 은 소형 및 저가격을 실현하기 위해 작은 지향성을 갖도록 구성된다. 그러나, 작은 지향성을 갖도록 구성되면, 피드백 경로에 출력되는 피드백 신호에 반사 신호뿐만 아니라 다수의 주신호 성분이 포함된다.
특히, VSWR 값이 작은 (좋은) 경우, 제 2의 CPL (7) 에 의해 받아들여진 피드백 신호에서 반사 신호 레벨보다 주신호 레벨이 더 커질 수도 있고, 반사 신호의 레벨 검출이 곤란하게 된다. 이러한 상황을 해결하기 위해, 본 발명에서는, 피드백 신호의 디지털 변환이 수행되고, 변환된 신호는 VSWR 측정 회로의 입력단으로부터 주신호 입력과 함께 주신호 성분 제거 회로에 입력되고, VSWR 측정 회로의 입력단로부터의 주신호가 활용되어, 피드백 신호에 포함된 주신호 성분이 제거되고, 반사 신호만이 추출된다.
즉, 주신호 성분 제거 회로에서, VSWR 측정 회로의 입력단으로부터의 주신호 입력은 먼저 역상으로 변환되고, 계속해서, 역상으로 변환된 그 신호는, VSWR 측정 회로의 DPD 회로로부터 출력된 신호의 송신 이후에 제 2의 CPL (7) 에 의해 받아들여지고 피드백 신호로서 피드백 경로를 통해 리턴될 때까지의 경과 시간만큼 지연된 신호 (지연 신호) 로서 생성되고, 디지털 변환이 수행된 피드백 신호와 생성된 신호 (지연 신호) 는 가산되어, 피드백 신호에 포함된 주신호 성분이 제거되고, 순수한 반사 신호만이 추출된다.
따라서, 추출된 반사 신호의 전력 레벨을 전력 측정부에서 정밀하게 측정하는 것이 가능해지고, 대형의 방향성 결합기, 고가의 써큐레이터, 및 고정밀도의 검파기를 이용하지 않고, VSWR 측정용의 반사 신호의 레벨 검출시에 측정된 반사 신호의 전력 레벨, 및 VSWR 측정용의 주신호의 레벨 검출시에 측정된 주신호의 전력 레벨에 기초하여, VSWR 값은 고정밀도로 산출될 수 있다.
(실시예의 구성예)
다음으로, 본 발명에 따른 VSWR 측정 회로의 블록 구성에 대하여 도 1을 참조로 상세하게 설명한다. 도 1은 본 발명에 따른 VSWR 측정 회로의 블록 구성의 일례를 도시하는 블록 구성도이고, 종래 기술의 경우와 마찬가지로, 표준 왜곡 보상 회로 (DPD : Digital Pre-Distortion) 와 결합하고 또한 반사 신호를 추출하기 위해, 안테나 단에 케이블을 통해 접속하는 위치에 제 2의 CPL (Second Directional Coupler : 제 2의 방향성 결합기) 을 배치하는 경우에 대해 설명하고 있다.
도 1의 VSWR 측정 회로에서, 송신될 주신호는 VSWR 측정 회로의 입력단에 배치한 베이스밴드부 (1) 의 왜곡 보상 회로 (13) 에 먼저 입력된다. DPD (13) 의 출력으로서의 주신호는 D/A 변환기 (2) (디지털/아날로그 변환기 (2)) 에서 아날로그 신호로 변환된다. D/A 변환기 (2) 의 출력 신호는 업컨버터 (up-converter; 3) 와 제 1의 PA (4) (제 1의 파워 앰프 (4)) 를 통해 제 1의 CPL (5) (제 1의 방향성 결합기 (5)) 에 출력된다. 제 1의 PA (4) 는 안테나로부터의 출력 신호가 적정 레벨이 되도록, 업컨버터 (3) 의 출력을 증폭한다. 제 1의 CPL (5) 에서 추출된 주신호의 일부는 고주파 스위치 (SW; 8) 및 제 2의 PA (24) (제 2의 파워 앰프; 24) 를 통해 다운컨버터 (9) 에 전송된다. 제 2의 PA (24) (제 2의 파워 앰프 (24)) 및 다운컨버터 (9) 는 DPD 제어용의 피드백 경로의 일부에 포함되는 회로이다. 다운컨버터 (9) 는 제 1의 CPL (5) 에서 추출된 주신호를 IF (Intermediate Frequency : 중간 주파수) 로 주파수 변환한다. IF로 주파수 변환된 주신호는 베이스밴드부 (1) 에서 받아들여진다. 베이스밴드부 (1) 는 받아들인 주신호를 A/D 변환기 (10) (아날로그/디지털 변환기 (10)) 에 의해 디지털 신호로 변환하고, 이 디지털 신호를 DPD (13) (DPD 회로 (13)) 에 입력한다. DPD (13) 는 A/D 변환기 (10) 의 출력으로서의 디지털 신호에 기초한 디지털 신호 처리 기술을 사용하는 일반적인 DPD 방법에 의해 송신될 주신호의 DPD 처리를 수행한다.
VSWR 측정을 위해, 주신호의 레벨과 반사 신호의 레벨 양자를 측정하는 것이 필요하다. 주신호 레벨의 측정은 제 1의 CPL (5) 을 통해 추출된 DPD 제어용의 신호에 의해 수행된다. 한편, 반사 신호의 레벨을 측정하기 위해, 제 1의 CPL (5) 의 출력은 대역통과 필터 (BPF (band pass filter) ; 6) 를 통해 제 2의 CPL (7) (제 2의 방향성 결합기 (7)) 에 공급된다. 제 2의 CPL (7) 은 반사 신호를 추출하고, 추출된 반사 신호를 후술할 레벨 측정용의 회로 (전력 측정부 (16)) 에 공급한다. 제 2의 CPL (7) 의 출력단은 케이블을 통해 안테나 단에 접속된다.
제 2의 CPL (7) 에서 추출된 신호는 반사 신호의 레벨을 측정하기 위해 고주파 스위치 (SW; 8) 로 전송된다. 위에서 설명한 바와 같이, 도 1의 실시형태의 VSWR 측정 회로에서, 반사 신호의 레벨 측정용의 회로 (전력 측정부 (16)) 에 반사 신호를 피드백하는 피드백 경로에 고주파 스위치 (SW; 8) 가 포함된다. 전술한 바와 같이, 고주파 스위치 (SW; 8) 는 DPD 제어용의 피드백 경로의 회로이기도 하다. 따라서, 고주파 스위치 (SW; 8) 는 DPD 제어용의 피드백 경로 및 반사 신호 레벨 측정용의 피드백 경로 양자 모두에 포함되어 있다. 고주파 스위치 (SW; 8) 를 설치하는 것으로, DPD 제어용의 피드백 경로의 일부인 제 2의 PA (24) (제 2의 파워 앰프 (24)), 다운컨버터 (9), 및 A/D 변환기 (10) 가 VSWR 측정용의 피드백 경로에 겸용된다. 하기에 설명되는 바와 같이, 제 2의 CPL (7) 에 의해 추출되어 고주파 스위치 (SW; 8) 로 전송되는 신호에 반사 신호뿐만 아니라 주신호가 포함되더라도, 본 실시형태의 VSWR 측정 회로가 달성될 수 있다. 본 실시형태의 설명에서, 반사 신호에 더하여, 제 2의 CPL (7) 에 의해 추출된 신호에 주신호가 포함되기 때문에, 제 2의 CPL (7) 에 의해 추출되고 고주파 스위치 (SW; 8) 로 전송된 신호는 피드백 신호로 칭해진다. 위에서 설명한 바와 같이, 본 실시형태에서, 나중에 설명되는 바와 같이, 반사 신호에 더하여, 케이블을 통해 안테나 단에 접속되는 위치에 배열된 제 2의 CPL (7) 에 의해 추출된 피드백 신호에 주신호가 포함되더라도, VSWR이 정확하게 측정될 수 있기 때문에, 제 2의 CPL (7) 로서, 높은 지향성을 갖는 대형의 방향성 결합기와 고가의 써큐레이터를 사용하는 회로는 사용되지 않고, 낮은 지향성을 가지지만, 저가이며 파장의 1/4보다 더 훨씬 짧은 선로 길이를 갖는 회로가 사용될 수 있다.
따라서, 본 실시 형태에서의 제 2의 CPL (7) 은 선로 길이가 파장의 1/4보다 훨씬 짧으며 저가인 소형의 것이 되도록 설정된다. 제 2의 CPL (7) 로서 소형이며 저렴한 CPL이 사용되기 때문에, 추출된 피드백 신호에 반사 신호뿐만 아니라 다수의 주신호 성분이 포함된다. 피드백 신호에 반사 신호 외에 다수의 주신호 성분이 포함되어도 VSWR을 정확히 측정할 수 있도록 하기 위해, 베이스밴드부 (1) 에서는, 도 1의 VSWR 측정 회로가 추출된 피드백 신호에 포함되는 주신호 성분을 제거하기 위한 주신호 성분 제거 회로 (11) 를 구비하고 있다. 주신호 성분 제거 회로 (11) 는 인버터 (14), 지연 회로 (15) 및 가산기 (12) 를 구비하도록 구성된다. 여기서, 인버터 (14) 는 VSWR 측정 회로의 입력단에 배치된 DPD 회로 (13) 의 전단 (즉, 송신 신호의 신호 입력단) 으로부터 취출된 주신호를 역위상으로 반전시키는 회로이다.
또한, 지연 회로 (15) 는 인버터 (14) 로부터의 역위상 신호를 DPD 회로 (13) 에서 제 2의 CPL (7) 까지의 신호 경로와 제 2의 CPL (7) 에서 A/D 변환기 (10) 까지의 신호 경로의 전체 신호 경로의 지연량만큼 지연시키기 위한 회로이다. 즉, DPD 회로 (13) 로부터 출력된 신호가 제 2의 CPL (7) 에 도달하고, DPD 제어용의 피드백 경로를 통해 피드백 신호로서 주신호 성분 제거 회로 (11) 에 피드백될 때까지의 시간만큼 인버터 (14) 로부터의 역위상 신호를 지연시킨 지연 신호를 얻기 위해 지연 회로 (15) 가 제공되어 있다.
또한, 가산기 (12) 는 지연 회로 (15) 로부터 출력되는 지연 신호와 A/D 변환기 (10) 로부터 출력되는 피드백 신호를 가산하여, 피드백 신호에 포함된 주신호 성분을 상쇄하기 위한 회로이다.
주신호 성분 제거 회로 (11) 의 작용을 더욱 상세히 설명한다. 주신호 성분 제거 회로 (11) 에서는, DPD 회로 (13) 의 전단으로부터 취출된 주신호, 및 제 2의 CPL (7) 의해 추출된 피드백 신호를 A/D 변환기 (10) (아날로그/디지털 변환기 (10)) 에 의해 디지털 신호로 변환한 신호가 입력으로서 설정된다. 그 다음, 먼저, DPD 회로 (13) 의 전단으로부터 취출된 주신호를 인버터 (14) 에서 역위상으로 변환하고, 역위상으로 변환된 데이터는 지연 회로 (15) 에 가산된다. 지연 회로 (15) 에서는, DPD 회로 (13) 로부터 출력된 신호가 제 2의 CPL (7) 에서 추출된 피드백 신호 (반사 신호와 주신호 성분을 포함하는 신호) 로서 피드백 경로를 통해 A/D 변환기 (10) (아날로그/디지털 변환기 (10)) 로부터 출력되는 타이밍까지 인버터 (14) 의 출력으로서의 역위상 변환 데이터를 지연시킨다. 그 후, 지연 회로 (15) 에서 지연시킨 데이터 (지연 신호) 를 A/D 변환기 (10) (아날로그/디지털 변환기 (10)) 로부터 추출된 데이터 (즉, 피드백 신호가 디지털 신호로 변환된 신호) 에 가산기 (12) 에 의해 가산한다. 가산기 (12) 에 의한 가산에 의해, 제 2의 CPL (7) 에서 추출된 신호 (피드백 신호) 로부터 주신호 성분을 제거하여 순수한 반사 신호 성분만을 얻는다. 그리하여, 주신호 성분 제거 회로 (11) 는 순수한 반사 신호 성분을 전력 측정부 (16) 에 출력할 수 있다.
(실시형태의 동작의 설명)
다음으로, 도 1에 본 발명의 실시예로 나타낸 VSWR 측정 회로의 동작을 더욱 상세히 설명한다. 도 2는 도 1에 도시된 VSWR 측정 회로의 반사 신호의 추출 이미지를 설명하기 위한 파형도이고, 도 2의 (A) 는 주신호의 파형을 도시하고, 도 2의 (B) 는 반사 신호의 파형을 도시하고, 도 2의 (C) 는 주신호와 반사 신호의 합성 파형을 도시하고 있다. 또한, 도 2의 (D) 는 주신호의 역위상의 파형을 도시하고, 도 2의 (E) 는 도 2의 (C) 의 합성 파형과 도 2의 (D) 의 역위상 파형의 가산 결과로 생성되는 반사 신호의 파형을 도시하고 있다.
VSWR을 측정할 때, 주신호와 반사 신호 레벨을 전력 측정부 (16) 에 의해 각각 측정하여 반사 손실값 (RL : Return Loss) 을 계산하고, 계산된 반사 손실값 (RL) 를 사용하여 다음 식 (1) 을 이용하여 VSWR을 산출한다.
주신호 레벨은 다음에 의해 측정된다: 도 1에 도시된 VSWR 측정 회로에서, 제 1의 CPL (5) 측에 고주파 스위치 (SW; 8) 가 설정되고; DPD를 수행하기 위한 주신호의 피드백 루프로서 제 1의 PA (4) (제 1의 파워 앰프 (4)) 의 출력측에 배치된 제 1의 CPL (5) 에서 추출된 데이터가, 상기 고주파 스위치 (8), 상기 제 2의 PA (14) (제 2의 파워 앰프 (14)), 다운컨버터 (9), 및 A/D 변환기 (10) (아날로그/디지털 변환기 (10)) 의 DPD 제어용의 피드백 경로를 통해 베이스밴드부 (1) 의 전력 측정부 (16) 로 출력되고; 파워 측정부 (16) 에서 측정이 수행된다.
여기서, VSWR을 정밀하게 계산하기 위해, 도 1에 도시된 바와 같이, 안테나 단으로의 주신호의 송신 출력 레벨 (c) 을 계산하는 것이 필요하다. 주신호의 송신 출력 레벨 (c) 을 계산하기 위해, 제 1의 CPL (5) 에서 추출된 레벨 (c+a) 에서 레벨 (a) (즉, BPF (6) 의 손실 및 제 2의 CPL (7) 의 지향성을 고려한 레벨) 을 감산하는 감산 처리가 필요하다. 이 감산 처리는 각 신호의 레벨을 전력 레벨로 변환하는 것에 의해 수행된다.
이와는 반대로, 반사 신호 레벨을 측정하는 경우, 스위치 (8) 를 제 2의 CPL (7) 측에 설정하여 형성되는 DPD 제어용의 피드백 경로를 사용한다. 즉, 제 2의 CPL (7) 의 지향성이 큰 경우라면, 안테나 단에 케이블을 통해 접속된 위치에 배치된 제 2의 CPL (7) 에서 추출된 신호를 거의 반사 신호만으로 할 수 있기 때문에, 제 2의 CPL (7) 에서 추출된 신호를 DPD 제어용의 피드백 경로의 스위치 (SW; 8), 제 2의 PA (14) (제 2의 파워 앰프 (14)), 다운컨버터 (9) 및 A/D 변환기 (10) (아날로그/디지털 변환기 (10)) 를 통해 베이스밴드부 (1) 의 전력 측정부 (16) 로 출력하고, 이들은 전력 측정부 (16) 에서 측정될 수도 있다.
그러나, 전술한 바와 같이, 제 2의 CPL (7) 에 대해 저렴하고 소형인 방향성 결합기가 사용되어, 지향성이 작다. 이 때문에, 제 2의 CPL (7) 에서 안테나 단에서 반사되어 온 신호, 즉 도 2의 (B) 에 도시된 반사 신호 (b) 만을 추출하려고 해도, 도 2의 (C) 에 도시된 합성파처럼 BPF (6) 로부터의 다수의 주신호 성분 (a) 이 포함되어 버린다. 따라서, 도 2의 (C) 의 합성파 (a+b) 가 스위치 (SW; 8), 제 2의 PA (14) (제 2의 파워 앰프 (14)), 다운컨버터 (9), 및 A/D 변환기 (10) 의 DPD 제어용의 피드백 경로를 통해 피드백 신호로서 전력 측정부 (16) 에 입력되어 버려, 이대로 전력 측정부 (16) 에서 피드백 신호의 레벨 측정이 수행되면, 주신호 성분 (a) 의 영향으로 반사 신호 (b) 의 정확한 레벨 측정을 수행하기 어렵게 된다.
특히, 케이블과 안테나의 임피던스의 정합성이 양호한 상태에 있고, VSWR이 작은 (좋은) 경우에는, 반사 신호 (b) 의 레벨보다 주신호 (a) 의 레벨이 더 높기 때문에, 반사 신호 (b) 의 레벨을 정확하게 측정하기 점점 어려워진다.
결과적으로, 도 1의 VSWR 측정 회로는, 전술한 바와 같이, 인버터 (14), 지연 회로 (15), 및 가산기 (12) 를 포함하는 주신호 성분 제거 회로 (11) 를 베이스밴드부 (1) 가 더 구비하도록 구성된다. 즉, VSWR 측정 회로의 입력단에 배치된 DPD 회로 (13) 에 입력되기 전에 주신호 (즉, 신호 입력단에 입력되는 주신호) 를 추출하고, 그것을 도 2의 (D) 에 도시된 바와 같이 인버터 (14) 에서 역위상으로 변환한 역위상 신호 (a') 로서 출력하고, 출력된 역위상 신호 (a') 를 가산기 (12) 에서 도 2의 (C) 의 합성파 (a+b) 에 가산하여, 제 2의 CPL (7) 에서 추출한 신호, 즉 합성파 (a+b) 에 포함된 주신호 성분 (a) 을 상쇄하여, 도 2의 (E) 에 도시된 바와 같이 반사 신호 (b) 만을 추출한 반사파를 추출하는 것을 가능하게 하고 있다.
물론, 상술한 바와 같이, 가산할 역위상 신호 (a') 는, 반사 신호 (b) 에 주신호 성분 (a) 이 포함된 합성파 (a+b) 가 A/D 변환기 (10) 에서 추출될 때까지의 지연량을 고려하여 타이밍을 맞추어 가산기 (12) 에 출력하는 것이 필요하다. 결과적으로, 주신호 성분 제거 회로 (11) 는 DPD 회로 (13) 에서 제 2의 CPL (7) 까지 및 제 2의 CPL (7) 에서 A/D 변환기 (10) 까지의 총 지연량을 지연 회로 (15) 에 설정해 두고, 역위상 신호 (a') 를 상기 지연 회로 (15) 를 통해 필요한 지연량만큼 정확히 지연시켜, 가산기 (12) 에 출력하도록 구성된다.
이러한 회로 구성을 채용함으로써, 제 2의 CPL (7) 에서 받아들여진 피드백 신호 (합성파 (a+b)) 중 반사 신호 (b) 만을 정밀하게 추출하여 전력 측정부 (16) 에 출력하여, 전력 측정부 (16) 에서 반사 신호 (b) 의 레벨을 정확하게 측정하고, 이전에 산출한 주신호의 송신 출력 레벨 (c) 과의 차이 (c-b) 를 계산하여, 반사 손실 (RL) 을 산출할 수 있다.
따라서, 반사 신호 (b) 를 추출하기 위한 방향성 결합기인 제 2의 CPL (7) 로서, 종래 기술의 도 3에서 설명한 지향성이 양호한 방향성 결합기 (파장의 대략 1/4 길이를 갖는 큰 사이즈의 결합기) 를 사용하지 않거나 도 4에서 설명한 분리도가 높은 고가의 써큐레이터를 이용하지 않거나, 심지어는 VSWR 측정에 전용의 검파기를 사용하지 않으면서 고정밀한 VSWR 측정을 저렴하게 실현하는 것이 가능하게 된다.
(실시형태의 효과의 설명)
이상 상세하게 설명한 바와 같이, 본 실시형태에 있어서는 다음에 기재하는 효과를 얻을 수 있다.
제 1의 효과는, VSWR 측정용의 주신호와 반사 신호가 고정밀도로 추출될 수 있기 때문에, VSWR 값이 큰 (나쁜) 상태에서 작은 (좋은) 상태에 이르기까지의 광범위한 범위에서 VSWR을 정확하게 측정하는 것이 가능하게 된다.
제 2의 효과는, VSWR 측정용으로서, 왜곡 보상용의 DPD (Digital Pre-Distortion) 제어 루프의 일부를 유용하고, 디지털 처리에 의해 반사 신호의 추출 정밀도를 향상시킬 수 있는 주신호 성분 제거 회로를 도입하고 있기 때문에, 안테나 단에 케이블을 통해 접속하는 위치에서의 신호를 추출하여 피드백하는 메커니즘이 저가의 방향성 결합기 (제 2의 CPL (7)) 와 고주파 스위치 (SW; 8) 를 사용하여 구성될 수 있고, 초소형이면서 저가의 VSWR 측정 회로를 실현할 수 있다는 것이다.
제 3의 효과는, VSWR 측정의 정확성을 보장하기 위해 고급 조정 등에 의한 튜닝을 필요로 하지 않고, VSWR 측정 회로의 제조 자동화 및 공정수 절감을 도모하는 것이 가능하게 된다는 것이다.
이상, 본 발명의 바람직한 실시형태의 구성을 설명했다. 그러나, 이러한 실시형태는 본 발명의 단순한 예시에 불과하며, 본 발명은 이들에 전혀 제한되는 것이 아님에 유의하라. 본 발명의 요지를 벗어나지 않고 특정 용도에 따라 다양한 수정 및 변경이 가능하다는 것을 당업자는 쉽게 이해할 수 있을 것이다.
본 출원은 2011년 5월 30일에 출원된 일본 특원 출원 제2011-120035호에 기초한 우선권을 주장하고, 그 개시의 전부는 여기에 통합된다.
1: 베이스밴드부
2: D/A 변환기 (디지털/아날로그 변환기)
3: 업컨버터
4: PA (파워 앰프)
5: 제 1의 CPL (제 1의 방향성 결합기)
6: BPF (대역통과 필터)
7: 제 2의 CPL (제 2의 방향성 결합기)
8: SW (고주파 스위치)
9: 다운컨버터
10: A/D 변환기 (아날로그/디지털 변환기)
11: 주신호 성분 제거 회로
12: 가산기
13: 왜곡 보상 회로 (DPD 회로)
14: 인버터
15: 지연 회로
16: 전력 측정부
17: 검파기
18: CIR (써큐레이터)
24: PA (파워 앰프)
2: D/A 변환기 (디지털/아날로그 변환기)
3: 업컨버터
4: PA (파워 앰프)
5: 제 1의 CPL (제 1의 방향성 결합기)
6: BPF (대역통과 필터)
7: 제 2의 CPL (제 2의 방향성 결합기)
8: SW (고주파 스위치)
9: 다운컨버터
10: A/D 변환기 (아날로그/디지털 변환기)
11: 주신호 성분 제거 회로
12: 가산기
13: 왜곡 보상 회로 (DPD 회로)
14: 인버터
15: 지연 회로
16: 전력 측정부
17: 검파기
18: CIR (써큐레이터)
24: PA (파워 앰프)
Claims (10)
- VSWR (Voltage Standing Wave Ratio; 전압 정재파 비) 측정 회로로서,
안테나로부터 송신하기 위해 파워 앰프에 의해 증폭된 주신호들 중 일부의 주신호를 추출하는 제 1의 방향성 결합기;
상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호를 변환하는 아날로그/디지털 변환기;
상기 아날로그/디지털 변환기에 의해 변환된 신호를 사용함으로써 왜곡 보상을 수행하는 왜곡 보상 회로;
안테나 단에 케이블을 통해 접속되고, 피드백 신호들에 포함된 반사 신호를 추출하는 제 2의 방향성 결합기;
상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호와 상기 제 2의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 반사 신호의 각각의 전력 측정을 수행하고, 상기 VSWR을 측정하는 전력 측정부; 및
상기 왜곡 보상 회로의 전단으로부터 취출된 상기 주신호와, 상기 피드백 신호들을 상기 아날로그/디지털 변환기에 의해 디지털 신호들로 변환한 신호들을 입력들로 설정하여, 상기 피드백 신호들에 포함된 주신호 성분을 제거하여 상기 전력 측정부에 출력하는 주신호 성분 제거 회로를 포함하는, VSWR 측정 회로. - 제 1항에 있어서,
상기 주신호 성분 제거 회로는:
상기 왜곡 보상 회로의 상기 전단으로부터 취출된 상기 주신호를 역위상 신호로서 출력하는 인버터;
상기 인버터로부터 출력된 신호를, 상기 왜곡 보상 회로로부터 상기 주신호가 출력된 타이밍으로부터 상기 디지털 신호들로 변환된 상기 피드백 신호들이 상기 주신호 성분 제거 회로에 반송되는 타이밍까지의 총 지연량만큼 지연시키는 지연 회로; 및
상기 지연 회로로부터 출력되는 신호들과 상기 제 2의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 피드백 신호들을 상기 디지털 신호들로 변환한 신호들을 가산하여 상기 피드백 신호들에 포함된 상기 주신호 성분을 제거하는 가산기를 포함하는, VSWR 측정 회로. - 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
VSWR 측정용으로 사용되는 상기 주신호의 전력 레벨로서, 상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호의 전력 레벨을 상기 전력 측정부에 의해 측정함으로써 얻어진 값에서, 상기 제 1의 방향성 결합기로부터 상기 안테나 단에 전력이 도달할 때까지의 손실분을 차감함으로써 보정된 전력 레벨이 설정되는, VSWR 측정 회로. - 제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서,
VSWR용의 상기 주신호의 전력 레벨 측정시 및 왜곡 보상 실시시에 상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호가 상기 디지털/아날로그 변환기에 피드백되고, VSWR용의 상기 반사 신호의 전력 레벨 측정시에 상기 제 2의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 피드백 신호들이 전환되어 상기 디지털/아날로그 변환기에 피드백되도록 전환하는 고주파 스위치를 더 포함하는, VSWR 측정 회로. - 무선 신호를 송수신하는 무선 통신 장치로서,
안테나 단에 접속되는 케이블 및 안테나에서의 VSWR을 측정하는 회로로서, 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 기재된 VSWR 측정 회로를 포함하는, 무선 통신 장치. - VSWR (Voltage Standing Wave Ratio; 전압 정재파 비) 측정 방법으로서,
안테나로부터 송신하기 위해 파워 앰프에 의해 증폭된 주신호들 중 일부의 주신호를 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출하는 단계;
추출된 상기 주신호를 아날로그/디지털 변환기에 의해 변환하는 단계;
변환된 신호를 사용함으로써 왜곡 보상 회로에 의한 왜곡 보상을 수행하는 단계;
안테나 단에 케이블을 통해 접속된 제 2의 방향성 결합기에 의해, 피드백 신호들에 포함된 반사 신호를 추출하는 단계;
전력 측정부에 의해, 상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호와 상기 제 2의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 반사 신호의 각각의 전력 측정을 수행하고, 상기 VSWR을 측정하는 단계; 및
상기 왜곡 보상 회로의 전단으로부터 취출된 상기 주신호와 상기 피드백 신호들을 상기 아날로그/디지털 변환기에 의해 디지털 신호들로 변환한 신호들을 입력들로서 설정하여, 상기 피드백 신호들에 포함된 주신호 성분을 제거하여 상기 전력 측정부로 출력하는 단계를 포함하는, VSWR 측정 방법. - 제 6항에 있어서,
상기 주신호 성분은:
상기 왜곡 보상 회로의 상기 전단으로부터 취출된 상기 주신호를 역위상 신호로서 출력하는 단계;
인버터 기능에 의해 출력된 신호를, 상기 왜곡 보상 회로로부터 상기 주신호가 출력된 타이밍으로부터 상기 디지털 신호들로 변환된 상기 피드백 신호들이 상기 주신호 성분 제거 회로에 반송되는 타이밍까지의 총 지연량만큼 지연시키는 단계; 및
상기 지연 기능에 의해 출력되는 신호들과 상기 제 2의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 피드백 신호들을 상기 디지털 신호들로 변환한 신호들을 가산하고, 상기 피드백 신호들에 포함된 상기 주신호 성분을 제거하는 단계에 의해 제거되는, VSWR 측정 방법. - 제 6항 또는 제 7항에 있어서,
VSWR 측정용으로 사용되는 상기 주신호의 전력 레벨로서, 상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호의 전력 레벨을 상기 전력 측정부에 의해 측정함으로써 얻어진 값에서, 상기 제 1의 방향성 결합기로부터 상기 안테나 단에 전력이 도달할 때까지의 손실분을 차감함으로써 보정된 전력 레벨이 설정되는, VSWR 측정 방법. - 제 6항 내지 제 8항 중 어느 한 항에 있어서,
VSWR용의 상기 주신호의 전력 레벨 측정시 및 왜곡 보상 실시시에 상기 제 1의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 주신호가 상기 디지털/아날로그 변환기에 피드백되고, VSWR용의 상기 반사 신호의 전력 레벨 측정시에 상기 제 2의 방향성 결합기에 의해 추출된 상기 피드백 신호들이 전환되어 상기 디지털/아날로그 변환기에 피드백되도록 전환하는 스위칭 기능을 더 포함하는, VSWR 측정 방법. - 제 6항 내지 제 9항 중 어느 한 항에 기재된 VSWR 측정 방법이 컴퓨터 실행가능 프로그램으로서 실시되는, VSWR 측정 프로그램이 저장된 기록 매체.
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