CN103563251A - Vswr测量电路、无线通信装置、vswr测量方法、以及其上存储有vswr测量程序的记录介质 - Google Patents

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Abstract

VSWR测量电路具有数字预矫正电路(13)，用于根据数字信号执行主信号的数字预矫正，其中在模数转换器(10)处，对在第一CPL(5)处从由PA(4)放大的主信号提取的部分主信号进行转换。在VSWR测量电路中，功率测量单元(16)测量在第二CPL(7)处提取的反馈信号中包括的反射信号的功率电平，其中第二CPL(7)位于通过线缆连接到天线端子的位置处。为此，VSWR测量电路具有主信号分量去除电路(11)，其中将从数字预矫正电路(13)的前级提取的主信号和在模数转换器(10)处转换在第二CPL(7)处提取的反馈信号所得的数字信号提供作为输入，去除反馈信号中包括的主信号分量，并仅提取反射信号以便输出到功率测量单元(16)。因此，可以提供能够小型化且降低成本的VSWR测量电路，并实现高精度VSWR测量功能。

Description

VSWR测量电路、无线通信装置、VSWR测量方法、以及其上存储有VSWR测量程序的记录介质
技术领域
本发明涉及一种VSWR(电压驻波比)测量电路、无线通信装置、VSWR测量方法、以及在其上存储有VSWR测量程序的记录介质。
背景技术
近来的发送和接收手机基站等的无线信号的无线通信装置在功能上得到了很大的发展，且作为多种功能之一，经常强烈需要无线通信装置具有通过测量VSWR(电压驻波比)来确定连接到天线端子的线缆和天线体的正常性和匹配性的功能。此外，在很多情况下，不仅需要线缆和天线的故障检测，而且需要所测量的VSWR值是准确的。
例如，在作为专利文献1的“DIGITAL PRE-DISTORTIONAPPARATUS，RADIO COMMUNICATION APPARATUS，ANDDIGITAL PRE-DISTORTION METHOD”日本待审专利申请公开2009-290375中提出了一种技术，其中作为用于去除要发送的主信号的失真分量的数字预矫正(pre-distortion)装置，当以适当等级放大要发送的主信号以便尝试供给天线端子时，不仅将部分主信号进行反馈以便补偿失真分量，而且在用于DPD(数字预矫正)控制的反馈路线之外的VSWR单元中，提供给天线端子的信号的功率分量也被提供和反馈，从而基于所提取的失真分量和功率分量，计算用于矫正发送信号的失真的补偿系数，由此能够更准确地执行数字预矫正。
引用列表
专利文献
【专利文献1】
日本待审专利申请公开2009-290375(第5-7页)
发明内容
然而，在专利文献1等中的现有VSWR测量功能具有以下问题。
第一问题在于，为了检测VSWR，需要VSWR测量专用的用于提取功率分量的大定向耦合器(或环行器)、用于功率测量的高准确度检测器、以及用于向基带单元反馈所检测功率的电路，此外，为了执行高准确度VSWR测量，电路尺寸增加，这不适于无线通信装置的要求小型化和低成本的近期发展趋势。
第二问题在于，为了以低成本实现高准确度VSWR测量，需要执行临界电路(critical circuit)设计，且为了吸收个体差异，需要高级的调整行为。
使用图3和4所示的传统VSWR测量电路的块配置进一步描述传统VSWR测量的问题。图3是示出了传统VSWR测量电路的块配置的一个示例的块配置图，该图示出了以下情况：除了用于提取用于DPD(数字预矫正)控制的信号的第一CPL(第一定向耦合器)之外，在通过线缆连接到天线端子的位置布置第二CPL(第二定向耦合器)，以便分别提取用于VSWR测量的主信号和反射信号。此外，图4是示出了传统VSWR测量电路的块配置的另一示例的块配置图，该图示出了以下情况：将CIR(环行器)而不是第二CPL(第二定向耦合器)布置在通过线缆连接到天线端子的位置处，以便分别提取用于VSWR测量的主信号和反射信号。
如上所述，除了用于构成DPD(数字预矫正)控制的反馈路线的第一CPL5(第一定向耦合器5)之外，图3的VSWR测量电路具有第二CPL7(第二定向耦合器7)，用于构成VSWR测量的反馈路线，第二CPL7配置为使得在第二CPL7中分别提取主信号和反射信号，通过高频开关SW8的切换而适当地将它们提供给检测器17，由此在检测器17中执行各信号的电平检测。在这种电路配置中，与连接到天线端子的线缆和天线的阻抗匹配性越好，反射信号的电平就越低，因此，需要不小于20dB作为第二CPL7的指向性，使得可以准确地仅提取反射信号，以便准确测量VSWR。为了实现这种指向性，第二CPL7的线长需要是接近信号波长的约四分之一的长度。
因此，频率越低，第二CPL7的尺寸就越大，从而就存在以下问题：在无线通信装置(例如，手机)中使用的频带内，第二CPL7将非常大。此外，除了设计必要性之外，还需注意在从第二CPL7到高频率开关SW8的用于VSWR的测量反馈路线上的信号和在用于DPD控制的反馈路线上的信号之间的隔离，考虑到在检测器17和基带单元1之间的接口而使用IC(集成电路)，因此，需要考虑功率供给的布线和安装位置进行设计，这成为降低成本和减小尺寸的阻碍因素。
同时，如上所述，使用CIR18(环行器18)而不是图3的第二CPL7来配置图4的VSWR测量电路。在图4中，通过使用这种CIR18(环行器18)，必须具有通过CIR18的高隔离性能来降低主信号的影响的电路配置，这与图3中使用具有高指向性的第二CPL7的情况相似。
然而，由于需要具有高功率耐久性的环行器以便在图4的这种VSWR测量电路中也实现高度隔离，所以类似于图3的情况，不能避免成本的增加和尺寸的增大。
(本发明的目的)
本发明在于解决这种问题，且其目的在于提供VSWR测量电路、无线通信装置、VSWR测量方法以及其上存储有VSWR测量程序的记录介质，能够减小尺寸并降低成本，且可以实现高准确度VSWR测量功能。
解决方案
为了解决上述问题，根据本发明的VSWR测量电路、无线通信装置、VSWR测量方法以及其上存储有VSWR测量程序的记录介质主要采用以下特征配置。
(1)根据本发明的VSWR测量电路包括：第一定向耦合器，提取由功率放大器放大的主信号的部分主信号，以便从天线进行发送；模数转换器，转换由所述第一定向耦合器提取的所述主信号；失真补偿电路，使用经所述模数转换器转换后的信号来执行失真补偿；第二定向耦合器，通过线缆连接到天线端子，并提取反馈信号中包括的反射信号；功率测量单元，对由所述第一定向耦合器提取的所述主信号和由所述第二定向耦合器提取的所述反射信号分别执行功率测量，并测量VSWR(电压驻波比)；以及主信号分量去除电路，以从所述失真补偿电路的前级提取的所述主信号以及由所述模数转换器转换所述反馈信号所得的数字信号作为输入，去除所述反馈信号中包括的主信号分量以向所述功率测量单元输出。
(2)根据本发明的无线通信装置，该无线通信装置发送并接收无线信号，包括根据至少上文(1)的VSWR测量电路作为在连接到所述天线端子的所述线缆和所述天线中测量VSWR的电路。
(3)根据本发明的VSWR测量方法包括：由第一定向耦合器提取由功率放大器放大的主信号的部分主信号，以便从天线发送；由模数转换器转换所提取的主信号；由失真补偿电路通过使用转换后的信号来执行失真补偿；由通过线缆连接到天线端子的第二定向耦合器提取反馈信号中包括的反射信号；由功率测量单元对由所述第一定向耦合器提取的所述主信号和由所述第二定向耦合器提取的所述反射信号分别执行功率测量，并测量VSWR(电压驻波比)；以及以从所述失真补偿电路的前级提取的所述主信号以及由所述模数转换器转换所述反馈信号所得的所述数字信号作为输入，去除所述反馈信号中包括的主信号分量以向所述功率测量单元输出。
(4)根据本发明的其上存储有VSWR测量程序的记录介质存储程序，所述程序可以通过计算机执行根据至少上文(3)的VSWR测量方法。
发明的有益效果
根据本发明的VSWR测量电路、无线通信装置、VSWR测量方法以及其上存储有VSWR测量程序的记录介质，可以实现以下效果。
第一效果是由于可以高准确度地提取用于VSWR(电压驻波比)测量的主信号和反射信号，可以在从VSWR值较大(恶劣)的状态到VSWR值较小(良好)的状态的大范围内准确测量VSWR。
第二效果是由于对VSWR测量引入了可以从用于失真补偿的DPD(数字预矫正)控制环分路并且可以通过数字处理改善反射信号的提取准确度的主信号分量去除电路，可以用廉价的定向耦合器和高频开关来配置在通过线缆连接到天线端子的位置处提取并反馈信号的结构，并且可以实现尺寸非常小且廉价的VSWR测量电路。
第三效果在于可以在VSWR测量电路的制造中实现自动化和步骤减少，而无需高级调整等来确保VSWR测量的准确度。
附图说明
图1是示出了根据本发明的VSWR测量电路的块配置的一个示例的块配置图。
图2是示出了在图1所示VSWR测量电路中的反射信号的提取图像的波形图。
图3是示出了传统VSWR测量电路的块配置的一个示例的块配置图。
图4是示出了传统VSWR测量电路的块配置的另一示例的块配置图。
具体实施方式
下文中将参考附图描述VSWR(电压驻波比)测量电路、无线通信装置、VSWR测量方法和其上存储有VSWR测量程序的记录介质的优选实施例。应注意，尽管根据本发明的VSWR测量电路和VSWR测量方法将在以下描述中进行描述，然而在发送和接收无线信号的无线通信装置中，上述VSWR测量电路可以配置为安装作为在连接到天线端子的线缆、天线等中测量VSWR的电路，或上述VSWR测量方法可以实现为计算机可执行VSWR测量程序。
(本发明的特征)
在描述本发明的实施例之前，将首先描述对本发明特征的总结。本发明的主要特征在于采用了一种机制，能够以高准确度、廉价、和小尺寸的特点实现测量连接到在手机基站等中的无线通信装置的天线端子的线缆、天线等的VSWR(电压驻波比)的功能。
更具体地，在本发明中，在满足所需性能的同时，通过以下电路配置，实现了小尺寸且廉价的VSWR测量电路。
对本发明进行配置，使得共享用于失真补偿(DPD：数字预矫正)控制的反馈路线和用于VSWR测量的反馈路线，并提供主信号分量去除电路，用于通过数字信号处理有效去除包括在用于VSWR测量的反射信号中的主信号分量。也就是说，在进行DPD控制时、在用于VSWR测量的主信号的电平检测时，以及在用于VSWR测量的反射信号的电平检测时，由高频开关SW8适当切换用于VSWR测量的反馈路线和用于DPD控制的共享反馈路线。
此外，在用于VSWR测量的反射信号的电平检测时，将主信号的反相信号与从通过线缆连接到天线端子的CPL(第二定向耦合器)输出到反馈线路的反馈信号相加，从而抵消包括在反馈信号中的主信号分量，且仅高准确度地提取反射信号，由此能够准确检测反射信号的电平。
尽管由在通过线缆连接到天线端子的位置处布置的第二CPL7提取反射信号，以便输出给反馈线路，但是该第二CPL7配置为具有较小指向性，以便实现小尺寸和低价格。然而，当第二CPL7配置为具有小指向性时，在向反馈路线输出的反馈信号中不仅包括反射信号，而且包括一些主信号分量。
具体地，当VSWR值较小(良好)时，主信号电平可能变得大于由第二CPL7提取的反馈信号中的反射信号，反射信号的电平检测变得相当困难。为了消除这种情况，在本发明中，执行反馈信号的数字转换，将转换后的信号与从VSWR测量电路的输入端子输入的主信号一起输入主信号分量去除电路，利用来自VSWR测量电路的输入端子的主信号，由此去除包括在反馈信号中的主信号分量，并仅提取反射信号。
也就是说，在主信号分量去除电路中，首先，将从VSWR测量电路的输入端子输入的主信号转换为反相，随后，将转换为反相的信号产生作为被延迟了一段时间的信号(延迟信号)，直到在发送从VSWR测量电路的DPD电路输出的信号之后由第二CPL7引入该信号，并通过反馈线路返回作为反馈信号，将所产生的信号(延迟信号)和执行了数字转换的反馈信号相加，由此去除包括在反馈信号中的主信号分量，仅提取纯粹的反射信号。
因此，可以在功率测量单元中高准确度测量所提取反射信号的功率电平，并且可以基于在用于VSWR测量的反射信号的电平检测时测量的反射信号的功率电平，以及在用于VSWR测量的主信号的电平检测时测量的主信号的功率电平，来以高准确度计算VSWR值，而不使用大型定向耦合器、昂贵的环行器以及高准确度的检测器。
(实施例的配置示例)
接下来将参考图1详细描述根据本发明的VSWR测量电路的块配置。图1是示出了根据本发明的VSWR测量电路的块配置的一个示例的块配置图，类似于传统技术的情况，它示出了以下情况：在通过线缆连接到天线端子的位置处布置第二CPL(第二定向耦合器)，以便结合标准失真补偿电路(DPD：数字预矫正)和提取反射信号。
在图1的VSWR测量电路中，首先将要发送的主信号输入基带单元1中的失真补偿电路13，该基带单元1布置在VSWR测量电路的输入端子处。在数模转换器2中，将作为DPD电路13的输出的主信号转换为模拟信号。将数模转换器2的输出信号通过上变频器3和第一PA4(第一功率放大器4)输出到第一CPL5(第一定向耦合器5)。第一PA4放大上变频器3的输出，以便来自天线的输出信号处在适当电平。通过高频开关SW8和第二PA24(第二功率放大器24)将在第一CPL5中提取的部分主信号发送到下变频器9。第二PA24(第二功率放大器24)和下变频器9是包括在部分的用于DPD控制的反馈路线中的电路。下变频器9将第一CPL5提取的主信号频率转换到IF(中间频率)。在基带单元1中引入变频为IF的主信号。基带单元1通过模数转换器10将引入的主信号转换为数字信号，并向DPD13(DPD电路13)输入该数字信号。DPD13基于作为模数转换器10的输出的数字信号，通过使用数字信号处理技术的通用DPD方法，执行要发送的主信号的DPD处理。
对于VSWR(电压驻波比)测量，有必要测量主信号电平和反射信号电平。通过由第一CPL5提取的用于DPD控制的信号来执行主信号电平的测量。同时，为了测量反射信号的电平，通过BPF6(带通滤波器6)向第二CPL7(第二定向耦合器7)供给第一CPL5的输出。第二CPL7提取反射信号，并向电平测量电路(功率测量单元16)供给所提取的反射信号，其中该电平测量电路将在下文详述。第二CPL7的输出端子通过线缆连接到天线端子。
将第二CPL7提取的信号发送给高频开关SW8，以便测量反射信号的电平。如上所述，在图1实施例的VSWR测量电路中，高频开关SW8包括在反馈路线中，用于向反射信号的电平测量电路(功率测量单元16)反馈反射信号。如上所述，高频开关SW8也是在用于DPD控制的反馈路线中的电路。因此，高频开关SW8包含在用于DPD控制的反馈路线和用于反射信号电平测量的反馈路线中。通过提供高频开关SW8，作为用于DPD控制的反馈路线的一部分的第二PA24(第二功率放大器24)、下变频器9、以及模数转换器10也用于VSWR测量的反馈线路。如下所述，即使在由第二CPL7提取并发送给高频开关SW8的信号中不仅包括反射信号还包括主信号，仍可以实现实施例的VSWR测量电路。在实施例的描述中，由于通过第二CPL7提取的信号除了包括反射信号之外还包括主信号，所以由第二CPL7提取并发送给高频开关SW8的信号称为反馈信号。如上所述，在实施例中，如下文所详述，由于即使由布置在通过线缆连接到天线端子的位置处的第二CPL7提取的反馈信号除了包括反射信号之外还包括主信号，仍可以准确测量VSWR，所以不使用具有高指向性的大型定向耦合器的电路以及昂贵的环行器作为第二CPL7，而是可以使用具有这种廉价且线长显著小于波长的四分之一的小型配置的电路，尽管该电路具有较小的指向性。
因此，将实施例中的第二CPL7设置为小型器件，其线长显著小于波长的四分之一并且十分廉价。由于将小型廉价的CPL用作第二CPL7，在所提取的反馈信号中不仅包括反射信号而且包括一些主信号分量。为了能够准确测量VSWR，即使在反馈信号中除了反射信号之外还包括一些主信号分量，在基带单元1中，图1的VSWR测量电路具有主信号分量去除电路11，用于去除包括在所提取的反馈信号中的主信号分量。主信号分量去除电路11配置为具有反相器14、延迟电路15和加法器12。这里，反相器14是将从DPD电路13的前级(即，传输信号的信号输入端子)提取的主信号反转为反相的电路，该DPD电路13布置在VSWR测量电路的输入端子处。
此外，延迟电路15是用于将来自反相器14的反相信号延迟全部信号路径的延迟量的电路，所述全部信号路径是从DPD电路13到第二CPL7的信号路径以及从第二CPL7到模数转换器10的信号路径。即，提供延迟电路15以便获得延迟信号，其中将来自反相器14的反相信号延迟了一段时间直到从DPD电路13输出的信号到达第二CPL7，并通过用于DPD控制的反馈路线将其作为反馈信号反馈给主信号分量去除电路11。
此外，加法器12是用于将从延迟电路15输出的延迟信号和从模数转换器10输出的反馈信号相加，并抵消包括在反馈信号中的主信号分量的电路。
主信号分量去除电路11的动作将在下文进行详述。在主信号分量去除电路11中，将从DPD电路13的前级提取的主信号、以及通过模数转换器10转换由第二CPL7提取的反馈信号所得到的数字信号设置为输入。首先，从DPD电路13的前级提取的主信号在反相器14中转换为反相，并将转换为反相的数据添加到延迟电路15。在延迟电路15中，延迟作为反相器14的输出的反相转换数据，直到从DPD电路13输出的信号通过反馈路线从模数转换器10输出作为第二CPL7提取的反馈信号(包括反射信号和主信号分量的信号)时。此后，通过加法器12将在延迟电路15中延迟的数据(延迟信号)与从模数转换器10提取的数据(即，反馈信号转换所得的数字信号)相加。通过加法器12的加法，从第二CPL7提取的信号(反馈信号)中去除主信号分量，并仅获得纯粹的反射信号分量。在这种情况下，主信号分量去除电路11可以向功率测量单元16输出纯粹的反射信号分量。
(实施例操作的描述)
接下来，将更详细地描述作为本发明一个实施例的图1所示的VSWR测量电路的操作。图2是示出了在图1所示VSWR测量电路中的反射信号的提取图像的波形图，图2(A)示出了主信号的波形，图2(B)示出了反射信号的波形，并且图2(C)示出了主信号和反射信号的合成波形。此外，图2(D)示出了主信号的反相波形，并且图2(E)示出了作为将图2(C)的合成波形与图2(D)的反相波形的相加结果而产生的反射信号的波形。
当测量VSWR时，通过由功率测量单元16分别测量主信号电平和反射信号电平来计算RL(回波损耗)，并且采用所计算的RL，使用以下表达式(1)来计算VSWR。
VSWR=(1+10(RL/20))/(1-10(RL/20))...(1)
通过以下步骤来测量主信号电平：在如图1所示的VSWR测量电路中，高频开关SW8设置在第一CPL5侧；并且将在第一CPL5中提取的数据通过SW8、第二PA14(第二功率放大器14)、下变频器9、以及模数转换器10的用于DPD控制的反馈路线输出到基带单元1的功率测量单元16；并且在功率测量单元16中执行测量，其中第一CPL5布置在第一PA4(第一功率放大器4)的输出侧，作为用于执行DPD的主信号反馈环。
这里，为了以高准确度计算VSWR，如图1所示，有必要计算到天线端子的主信号的传输输出电平c。为了计算主信号的传输输出电平c，需要进行减法处理，从在第一CPL5中提取的电平(c+a)中减去电平a(即，考虑到BPF6的损耗和第二CPL7的指向性的电平)。通过将每个信号的电平转换为功率电平来执行该减法处理。
与此相反，当测量反射信号的电平时，使用通过将SW8设置在第二CPL7侧而构成的用于DPD控制的反馈路线。也就是说，如果第二CPL7的指向性较大，则由布置在通过线缆连接到天线端子的位置处的第二CPL7提取的信号可以实质上仅是反射信号，由此通过用于DPD控制的反馈路线的SW8、第二PA14(第二功率放大器14)、下变频器9、以及模数转换器10，将第二CPL7提取的信号输出到基带单元1的功率测量单元16，并在功率测量单元16中对其进行测量。
然而，如上所述，针对第二CPL7使用廉价的和较小的定向耦合器，并且它具有较小的指向性。为此，即使尝试在第二CPL7中仅提取从天线端子反射的反射信号，即，图2(B)所示反射信号b，但是仍包括来自BPF6的一些主信号分量a，如图2(C)所示的合成波所示。因此，通过SW8、第二PA14(第二功率放大器14)、下变频器9、以及模数转换器10的用于DPD控制的反馈路线，将图2(C)的合成波(a+b)作为反馈信号输入功率测量单元16，并且当在功率测量单元16中执行反馈信号的电平测量时，由于主信号分量a的影响，难以执行反射信号b的准确电平测量。
具体地，当与线缆和天线的阻抗匹配处于良好状态，并且VSWR较小(良好)时，由于主信号a的电平高于反射信号b的电平，要准确测量反射信号b的电平变得更加困难。
因此，如上所述，对图1的VSWR测量电路进行配置，使得基带单元1还具有包括反相器14、延迟电路15和加法器12的主信号分量去除电路11。也就是说，在向布置在VSWR测量电路的输入端子处的DPD电路13输入之前，提取主信号(即，向信号输入端子输入的主信号)，如图2(D)所示，输出作为在反相器14中转换为反相的反相信号a’，在加法器12中将输出的反相信号a’与图2(C)的合成波(a+b)相加，由此抵消了包括在由第二CPL7提取的信号(即，合成波(a+b))中的主信号分量a，从而能够提取反射波，如图2(E)所示，从中仅提取反射信号b。
自然地，如上所示，考虑到直到在模数转换器10中引入包括主信号分量a和反射信号分量b的合成波(a+b)的延迟量，有必要将要相加的反相信号a’适时输出到加法器12。因此，对主信号分量去除电路11进行配置，使得对延迟电路15设置从DPD电路13到第二CPL7并且从第二CPL7到模数转换器10的总延迟量，并且反相信号a’通过延迟电路15准确地延迟了所需延迟量，并输出到加法器12。
通过采用这种电路配置，在第二CPL7提取的反馈信号(合成波(a+b))中仅高准确度地提取反射信号b，以便输出给功率测量单元16，由此在功率测量单元16中准确测量反射信号b的电平，并且计算与主信号的先前计算传输输出电平c的差别(c-b)，由此能够计算回波损耗RL。
因此，有可能以低成本实现高准确度VSWT测量，而无需使用传统技术的图3描述的具有良好指向性的定向耦合器(长度实质为波长四分之一的大型耦合器)、图4描述的具有高隔离度的昂贵环行器、以及VSWR测量的专用检测器来实现作为用于提取反射信号b的定向耦合器的第二CPL7。
(实施例作用的描述)
如上所示，在实施例中可以获得下文所述作用。
第一效果是由于可以高准确度地提取用于VSWR(电压驻波比)测量的主信号和反射信号，可以在从VSWR值较大(恶劣)的状态到VSWR值较小(良好)的状态的大范围内准确测量VSWR。
第二效果是由于对VSWR测量引入了可以从用于失真补偿的DPD(数字预矫正)控制环分路并且可以通过数字处理改善反射信号的提取准确度的主信号分量去除电路，可以用廉价的定向耦合器(第二CPL7)和高频开关(SW8)来配置在通过线缆连接到天线端子的位置处提取并反馈信号的结构，并且可以实现尺寸非常小且廉价的VSWR测量电路。
第三效果在于可以在VSWR测量电路的制造中实现自动化和步骤减少，而无需高级调整等来确保VSWR测量的准确度。
上文中，描述了本发明的优选实施例的配置。然而，应注意，这种实施例仅是本发明的示例，并且本发明不限于此。本领域技术人员可以容易理解，在不脱离本发明的精神的前提下，根据具体应用可以进行各种修改和改变。
本申请要求2011年5月30日提交的日本专利申请2011-120035的优先权，该申请的全部公开合并于此。
参考符号列表
1   基带单元
2   数模转换器
3   上变频器
4   PA(功率放大器)
5   第一CPL(第一定向耦合器)
6   BPF(带通滤波器)
7   第二CPL(第二定向耦合器)
8   SW(高频开关)
9   下变频器
10  模数转换器
11  主信号分量去除电路
12  加法器
13  失真补偿电路(DPD电路)
14  反相器
15  延迟电路
16  功率测量单元
17  检测器
18  CIR(环行器)
24  PA(功率放大器)

Claims (10)

1.一种电压驻波比VSWR测量电路，包括：
第一定向耦合器，提取由功率放大器放大以便从天线进行发送的主信号的部分主信号；
模数转换器，转换由所述第一定向耦合器提取的所述主信号；
失真补偿电路，使用经所述模数转换器转换后的信号来执行失真补偿；
第二定向耦合器，通过线缆连接到天线端子，并提取反馈信号中包括的反射信号；
功率测量单元，对由所述第一定向耦合器提取的所述主信号和由所述第二定向耦合器提取的所述反射信号分别执行功率测量，并测量VSWR；以及
主信号分量去除电路，以从所述失真补偿电路的前级提取的所述主信号以及由所述模数转换器转换所述反馈信号所得的数字信号作为输入，去除所述反馈信号中包括的主信号分量以向所述功率测量单元输出。
2.根据权利要求1所述的VSWR测量电路，其中
所述主信号分量去除电路包括：
反相器，将从所述失真补偿电路的所述前级提取的所述主信号输出为反相信号；
延迟电路，将从所述反相器输出的信号延迟从由所述失真补偿电路输出所述主信号的时刻开始到转换为所述数字信号的所述反馈信号返回所述主信号分量去除电路的时刻为止的总延迟量；
加法器，将从所述延迟电路输出的信号与转换由所述第二定向耦合器提取的所述反馈信号所得的所述数字信号相加，并去除所述反馈信号中包括的所述主信号分量。
3.根据权利要求1或2所述的VSWR测量电路，其中将如下校正的功率电平设置为用于VSWR测量的所述主信号的功率电平，所述校正的功率电平是通过从由所述功率测量单元测量由所述第一定向耦合器提取的所述主信号的功率电平而获得的值减去从所述第一定向耦合器到所述天线端子的功率损耗而获得的。
4.根据权利要求1到3中的任何一项所述的VSWR测量电路，还包括高频开关，所述高频开关进行切换以使得在针对VSWR进行所述主信号的功率电平测量时和在实现失真补偿时将由所述第一定向耦合器提取的所述主信号反馈到所述数模转换器，以及使得在针对VSWR进行所述反射信号的功率电平测量时将由所述第二定向耦合器提取的所述反馈信号切换为反馈到所述数模转换器。
5.一种发送和接收无线信号的无线通信装置，包括根据权利要求1到4中的任何一项所述的VSWR测量电路作为测量连接到所述天线端子的所述线缆和所述天线中的VSWR的电路。
6.一种电压驻波比VSWR测量方法，包括：
由第一定向耦合器提取由功率放大器放大以便从天线进行发送的主信号的部分主信号；
由模数转换器转换所提取的主信号；
由失真补偿电路通过使用转换后的信号来执行失真补偿；
由通过线缆连接到天线端子的第二定向耦合器提取反馈信号中包括的反射信号；
由功率测量单元对由所述第一定向耦合器提取的所述主信号和由所述第二定向耦合器提取的所述反射信号分别执行功率测量，并测量VSWR；以及
以从所述失真补偿电路的前级提取的所述主信号以及由所述模数转换器转换所述反馈信号所得的所述数字信号作为输入，去除所述反馈信号中包括的主信号分量以向所述功率测量单元输出。
7.根据权利要求6所述的VSWR测量方法，其中
通过以下操作去除主信号分量：
反相操作，将从失真补偿电路的前级提取的主信号输出为反相信号；
延迟操作，将所述反相操作输出的信号延迟从由所述失真补偿电路输出所述主信号的时刻开始到转换为所述数字信号的所述反馈信号返回所述主信号分量去除电路的时刻为止的总延迟量；以及
将延迟操作输出的信号与转换由所述第二定向耦合器提取的所述反馈信号所得的所述数字信号相加，并去除所述反馈信号中包括的所述主信号分量。
8.根据权利要求6或7所述的VSWR测量方法，其中将如下校正的功率电平设置为用于VSWR测量的所述主信号的功率电平，所述校正的功率电平是通过从由所述功率测量单元测量由所述第一定向耦合器提取的所述主信号的功率电平而获得的值减去从所述第一定向耦合器到所述天线端子的功率损耗而获得的。
9.根据权利要求6到8中的任何一项所述的VSWR测量方法，还包括开关操作，所述开关操作进行切换以使得在针对VSWR进行所述主信号的功率电平测量时和在实现失真补偿时将由所述第一定向耦合器提取的所述主信号反馈到所述数模转换器，以及使得在针对VSWR进行所述反射信号的功率电平测量时将由所述第二定向耦合器提取的所述反馈信号切换为反馈到所述数模转换器。
10.一种其上存储有VSWR测量程序的记录介质，其中根据权利要求6到9中的任何一项所述的VSWR测量方法实现为计算机可执行程序。
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