JPWO2012099098A1

JPWO2012099098A1 - 温度補償機能を有する自動利得制御回路を用いたディジタル復調回路

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Publication number: JPWO2012099098A1
Application number: JP2012553726A
Authority: JP
Inventors: 雄三鈴木
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Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2011-01-17
Filing date: 2012-01-17
Publication date: 2014-06-30
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Abstract

中間周波数の受信信号を可変利得制御増幅器にて増幅するディジタル復調回路において、増幅後の受信信号をベースバンド信号に変換して同相成分および直交成分に分離する。この同相成分および直交成分に対応するディジタル信号に基づいて第１の利得制御電圧を生成する。一方、周囲温度に応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号を平滑して所定の利得およびオフセットを付加し、温度補正値を生成する。この温度補正値を第１の利得制御電圧に加えて、第２の利得制御電圧を生成する。可変利得制御増幅器は、第２の利得制御電圧に応じた利得で受信信号を増幅する。これにより、比較的簡易な回路構成でディジタル復調回路における温度補償機能および自動利得制御機能を実現することができる。

Description

本発明は、温度補償機能を有する自動利得制御回路を用いたディジタル復調回路に関する。
本願は、２０１１年１月１７日に日本国に出願された特願２０１１−６６０８号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。

一般に、ディジタル復調回路には可変利得増幅器（ＶＧＡ：ＶａｒｉａｂｌｅＧａｉｎＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）が広く用いられている。このディジタル復調回路は、搬送波をディジタル信号で変調した変調波からディジタル信号を復調するものである。

特許文献１、２にはディジタル復調回路の可変利得増幅器の温度変化を補償するための技術が開示されている。特許文献１は自動利得制御回路（ＡＧＣ：ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）の温度補償方法が開示されており、温度センサで検出された温度に補正を施して通信装置のベースバンド処理に適用するものである。特許文献２はディジタル無線端末に適用される温度補償方法を開示しており、アナログ処理部のアンプゲインのパラメータの温度補償をディジタル処理部のパラメータメモリを用いて実現するものである。

特許文献１、２の技術では、温度情報に応じた温度補正データが予めメモリに格納されており、ＣＰＵ処理によりメモリから温度補正データを読み出すことで、可変利得増幅器に対する制御値の温度補償を実現している。

特開２００４−３３６３５９号公報特開２００６−１８６６９６号公報

特許文献１、２に開示されているディジタル復調回路では、温度情報に応じた温度補正データを複数のメモリに予め記憶する必要がある。また、ディジタル復調回路の動作時には、温度情報に応じて温度補正データをメモリから読み出す構成も必要となる。そのため、ディジタル復調回路の回路規模が増大するという問題がある。

本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、簡易な構成で自動利得制御回路の温度補償機能を実現したディジタル復調回路を提供することを目的とする。

本発明に係るディジタル復調回路は、中間周波数の受信信号を増幅する可変利得制御増幅器と、可変利得制御増幅器で増幅された受信信号をベースバンド信号に変換し、同相成分および直交成分に分離する直交復調器と、ベースバンド信号の同相成分および直交成分をそれぞれディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、ディジタル信号に基づいて第１の利得制御電圧を生成してする利得制御回路と、周囲温度に応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号を生成して平滑するとともに、周囲温度変化を補償するための所定の利得およびオフセットを付加して温度補正値を生成する温度補正回路と、第１の利得制御電圧に温度補正値を加算して第２の利得制御電圧を生成する加算器とを具備する。上記可変利得制御増幅器は、第２の利得制御電圧に応じた利得で受信信号を増幅する。

本発明に係る受信装置は、無線周波数信号を受信して中間周波数の受信信号に変換するものであり、上記のディジタル復調回路により温度補償機能及び自動利得制御機能を有するディジタル復調を実施する。

本発明によれば、温度補正回路により周囲温度を示す温度データに対して可変利得制御増幅器の温度変化を補償するための所定の利得およびオフセットを付加して、アナログの温度補正値を生成する。また、ローパルフィルタを用いて周囲温度に応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号を平滑しているので、アナログの温度補正値を比較的簡易な回路構成で生成することができる。このように、本発明は比較的簡易な回路構成でディジタル復調回路内のアナログ回路素子の温度補償を実現することができる。

本発明の実施例に係る温度補償機能を実施する自動利得制御回路を用いたディジタル復調回路のブロック図である。図１に示すオフセット・ゲイン付加回路の回路図である。図１に示すＰＷＭ変調回路のブロック図である。周囲温度とＰＷＭ変調波形との関係を示す図である。ＰＷＭ変調回路の各部の動作波形の経時変化を示すタイムチャートである。周囲温度変化とＬＰＦの出力電圧との関係を示すグラフである。温度補正前後のＡＧＣ制御電圧および温度補正値３４の温度特性を示すグラフである。本実施例の変形例に係るディジタル復調回路のブロック図である。図８に示すＰＷＭ変調回路のブロック図である。温度補償機能を実施しない自動利得制御回路を用いたディジタル復調回路のブロック図である。ＡＧＣ電圧対ＡＶＧＡゲインの特性を示すグラフである。受信信号レベル対ＡＧＣ制御電圧の特性を示すグラフである。（Ａ）ＡＧＣ制御電圧対ＡＶＧＡゲインの特性を示すグラフ、（Ｂ）受信信号レベル対ＡＶＧＡゲインの特性を示すグラフである。（Ａ）受信信号レベル対ＡＧＣ制御電圧の特性を示すグラフ、（Ｂ）受信信号レベル対ＡＶＧＡ出力レベルの特性を示すグラフである。周囲温度変化による受信信号レベル対ＡＧＣ制御電圧の特性を示すグラフである。周囲温度変化による受信信号レベル対ＡＶＧＡゲインの特性を示すグラフである。周囲温度変化による受信信号レベル対ＡＶＧＡ出力レベルの特性を示すグラフである。温度対ＡＧＣ制御電圧の特性を示すグラフである。

本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。本発明の特徴を明確にするため、図１０〜図１８を参照して温度補償機能を実施しない自動利得制御回路を用いたディジタル復調回路の構成及び動作について説明する。その後、図１〜図９を参照して本発明の特徴である温度補償機能を有する自動利得制御回路を用いたディジタル復調回路の構成及び動作について詳細に説明する。

図１０は、温度補償機能を実施しない自動利得制御回路を用いたディジタル復調回路の構成を示すブロック図である。このディジタル復調回路は、無線周波数（ＲＦ：ＲａｄｉｏＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）から中間周波数（ＩＦ：ＩｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ）に変換された受信信号１０を入力する。受信信号１０は、不要周波数成分を除去するためにＢＰＦ（ＢａｎｄＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）１１に入力される。ＢＰＦ１１を通過した受信信号１０は、中間周波数パワーアンプ（ＩＦアンプ）１２で増幅された後、ＡＶＧＡ（ＡｎａｌｏｇＶｏｌｔａｇｅＶａｒｉａｂｌｅＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌＡｍｐｌｉｆｉｅｒ：即ち、アナログ電圧制御ＶＧＡ）１３に送られる。ＡＶＧＡ１３は、ＡＧＣ制御回路２１（ＡＧＣ：ＡｎａｌｏｇＶｏｌｔａｇｅＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ；ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）から供給されるＡＧＣ制御電圧２０に応じて、内蔵アンプのゲインを可変することにより、その入力レベルが変動しても出力レベルを一定に保つ機能を有する。直交復調器１４は、局部発振器（ＬＯ）１５から供給される発振信号を用いてＡＶＧＡ１３から受信したＩＦ信号をベースバンド（ＢＢ）信号に変換して、同相成分（Ｐｃｈ）と直交成分（Ｑｃｈ）とに分離する。直交復調器１４は、ベースバンド信号の同相成分をＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）１６ａを介してＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器１７ａに供給するとともに、直交成分をＬＰＦ１６ｂを介してＡ／Ｄ変換器１７ｂに供給する。Ａ／Ｄ変換器１７ａはベースバンド信号の同相成分をディジタル信号Ｄｉに変換して、ディジタルフィルタＲＯＦ（ＲｏｏｔＣｏｓｉｎｅＲｏｌｌＯｆｆＦｉｌｔｅｒ）１８ａを介してＥＱＬ（Ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）１９に供給する。また、Ａ／Ｄ変換器１７ｂはベースバンド信号の直交成分をディジタル信号Ｄｑに変換して、ＲＯＦ１８ｂを介してＥＱＬ１９に供給する。ＥＱＬ１９は、ディジタル信号Ｄｉ、Ｄｑから符号間干渉成分を除去するための線形イコライザである。このディジタル復調回路には、その他の機能として、ＬＯ１５の発振信号の周波数を受信信号１０の周波数に同期させるキャリア同期機能、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂにおいてＡ／Ｄ変換に用いるサンプリングクロック位相を最適位相に同期させるクロック同期機能を有する。これらの機能は、本発明の実施例に直接関連しないので、その詳細な説明を割愛する。

次に、本発明の主要構成部であるＡＧＣ制御回路２１について説明する。ＡＧＣ制御回路２１は、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂからディジタル信号Ｄｉ、Ｄｑを受信し、その２乗和を計算して瞬時電力Ｐ（＝Ｄｉ^２＋Ｄｑ^２）を求める。この瞬時電力Ｐは予め設定した閾値ＡＣＧＲＥＦ２２と比較される。ＡＧＣ制御回路２１は、比較結果を平滑化してＡＧＣ制御電圧２０を生成してＡＶＧＡ１３に送出する。ＡＶＧＡ１３は、ＡＧＣ制御電圧２０に従って内蔵アンプのゲインを可変することにより、受信信号１０のレベル変動に伴いパワーアンプ１２のレベルが変化した場合にも、その出力レベルを常時一定とする。

図１１はＡＧＣ電圧２０対ＡＶＧＡ１３ゲインの特性を示し、図１２は受信信号１０レベル対ＡＧＣ制御電圧２０の特性を示す。説明の便宜上、ＡＶＧＡ１３のゲインはＡＧＣ制御電圧２０の増加に伴って線形に増大すると過程する。図１１及び図１２を用いてＡＧＣ制御回路２１の動作を説明する。例えば、受信信号１０のレベルが低下した場合、これに応じてＡ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力レベルも低下するため、Ａ／Ｄ変換後のディジタル信号Ｄｉ、Ｄｑから算出された瞬時電力Ｐは閾値ＡＧＣＲＥＦ２２を下回る。このとき、ＡＧＣ制御回路２１はＡＧＣ制御電圧２０を増大してＡＶＧＡ１３の内蔵アンプのゲインを増加させることで、ＡＶＧＡ１３の出力レベル並びにＡ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力レベルの低下を抑制する。一方、受信信号１０のレベルが増大してＡ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力レベルが増加し、瞬時電力Ｐが閾値ＡＶＧＲＥＦ２２を上回った場合、ＡＧＣ制御回路２１はＡＧＣ制御電圧２０を低減し、ＡＶＧＡ１３の内蔵アンプのゲインを減少させることで、ＡＶＧＡ１３の出力レベル並びにＡ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力レベルの増大を抑制する。即ち、図１０に示すディジタル復調回路は、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂのディジタル信号Ｄｉ、Ｄｑより算出した瞬時電力Ｐ（＝Ｄｉ^２＋Ｄｑ^２）と閾値ＡＧＣＲＥＦ２２との比較結果に基づいてＡＧＣ制御電圧２０を導出し、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力レベルが一定になるようにＡＶＧＡ１３の内蔵アンプのゲインを制御する。これにより、受信信号１０がレベル変動する条件下においても、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂの入力レベルが閾値ＡＧＣＲＥＦ２２と同等になるように一定に保つことが可能となる。

しかし、ＡＶＧＡ１３の内蔵アンプのゲイン特性にもデバイスとしての限界があり、ＡＧＣ制御可能な入力レベルの範囲は限られている。図１３及び図１４は、図１１及び図１２に示した特性に加えて、受信信号１０レベル対ＡＶＧＡ１３ゲイン特性、受信信号１０レベル対ＡＶＧＡ１３出力レベル特性を示す。ここで、受信信号１０はディジタル復調回路のＩＦ入力信号（即ち、ＢＰＦ１１の入力信号）を意味する。図１３及び図１４に示したように、ＡＧＣ制御電圧２０の変化に対してＡＶＧＡ１３のゲインが線形に変化している領域はＡＧＣ制御が有効な領域である。受信信号１０のレベル変動範囲がＡＧＣ制御有効領域内にある場合には、ＡＶＧＡ１３の内蔵アンプのゲインを可変制御し、ＡＶＧＡ１３の出力レベルを一定に保つことが可能である。一方、ＡＧＣ制御が無効な領域ではＡＧＣ制御電圧２０の変化によらずＡＶＧＡ１３のゲインが一定である。このため、受信信号１０のレベル変動範囲がＡＧＣ制御無効領域にある場合には、ＡＶＧＡ１３の出力レベルが一定になるようにＡＶＧＡ１３の内蔵アンプのゲイン制御を実施できない。従って、受信信号１０のレベルが低下した場合、ＡＶＧＡ１３の出力レベルもそのまま低下し、ディジタル復調回路においてＳ／Ｎ比（信号電力対雑音電力比）の劣化を引き起こす。一方、受信信号１０のレベルが増加した場合、ＡＶＧＡ１３の出力レベルも増加し、ディジタル復調回路において波形歪による伝送特性の劣化を引き起こす。このため、受信信号１０のレベル変動範囲をＡＧＣ制御有効領域に収めないと無線伝送特性が劣化する。

上記のＡＧＣ制御有効領域は、周囲温度に依存して変化する。ディジタル復調回路において、パワーアンプ１２、ＡＧＶＡ１３、直交復調器１４などのアクティブデバイスは、一般的に温度上昇時にゲインが低下し、温度低下時にゲインが増加する性質を有する。図１５〜図１７は、周囲温度変化が生じたときの受信信号１０のレベルに対するＡＧＣ制御電圧２０、ＡＶＧＡ１３のゲイン、ＡＶＧＡ１３の出力レベルの特性を示す。図１５〜図１７では、実線が常温（例えば、２７℃）、破線が低温（動作範囲の下限温度）、鎖線が高温（動作範囲の上限温度）の特性を示している。図１５〜図１７に示す特性から、ディジタル復調回路は温度変化によるアクティブデバイスのゲイン変動を吸収すべく、温度上昇時はＡＧＣ制御電圧２０を下げてＡＶＧＡ１３の内蔵アンプのゲインを増加させ、温度減少時はＡＧＣ制御電圧２０を上げてＡＶＧＡ１３の内蔵アンプのゲインを減少させる。このように、ディジタル復調回路においてＡＧＣ制御有効領域（即ち、受信信号１０のレベル変化に対してＡＶＧＡ１３のゲインが線形に変化する領域）が温度変化に応じてシフトしていることが分かる。図１５〜図１７に示す特性によれば、常温時に受信信号１０のレベル可変範囲（ＩＦｍｉｎ〜ＩＦｍａｘ）をＡＧＣ制御有効領域内に設定しても、高温時にＡＧＣ制御可能領域がシフトし、受信信号１０のレベルがＩＦｍｉｎ〜ＩＦｍａｘ（高温）の範囲内にあるときにＡＧＣ制御無効となってしまう。この場合、受信信号１０のレベル低下に伴いＡＶＧＡ１３の出力レベルも低下するため、信号レベル低下に起因するＳ／Ｎ比劣化の影響を受け、無線伝送特性が劣化する。即ち、図１０に示す従来型の自動利得制御回路を用いたディジタル復調回路では、周囲温度変化が生じた場合、受信信号１０のレベル可変範囲をＡＧＣ制御有効領域に収めることができなくなり、無線伝送特性の劣化を引き起こす。

図１８は、周囲温度に対する（温度補正前の）ＡＧＣ制御電圧２０の特性を示す。但し、受信信号１０のレベルは一定であるものとする。図１８に示すように、温度上昇に伴ってディジタル復調回路を構成するアクティブデバイスのゲインが減少するため、ＡＧＣ制御回路２１はこのゲイン減少を吸収すべく、Ａ／Ｄ変換器１７ａ、１７ｂのディジタル信号Ｄｉ、Ｄｑの２乗和による瞬時電圧Ｐ（＝Ｄｉ^２＋Ｄｑ^２）と閾値ＡＧＣＲＥＦ２２との比較結果を平滑化してＡＧＣ制御電圧２０を生成する。

そこで、本発明の実施例に係るディジタル復調回路では、自動利得制御回路において温度センサにより取得した温度情報に基づいて周囲温度変化に応じて連続的に滑らかに変化する制御値を生成し、その制御値の温度変化率を調整することで、ＡＧＣ制御電圧２０に対する温度変化の影響を打ち消すための温度補正値を生成することを特徴とする。これにより、周囲温度変化が生じた場合でも、ＡＧＣ制御電圧およびＡＶＧＡ１３のゲインを一定に保持することができるため、ＡＧＣ制御可能範囲の温度変動に起因する無線伝送特性の劣化を未然に防止することができる。

図１は、本発明の実施例に係るディジタル復調回路を示すブロック図である。図１において、図１０と同一構成要素には同一の符号を付すものとする。図１のディジタル復調回路は自動利得制御補償方式を採用しており、図１０に示す温度補償機能を有さないディジタル復調回路の構成要素に比べて一点鎖線で囲んだブロック１００の構成を新たに具備したものである。このブロック１００は、温度センサ３０、ＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調回路３１、ＬＰＦ（ＬｏｗＰａｓｓＦｉｌｔｅｒ）３２、オフセット・ゲイン付加回路３３、及び加算回路３５を含む。温度センサ３０は、例えば、パワーアンプ１２、ＡＶＧＡ１３、直交復調器１４の周辺温度を検知するものであり、周囲温度を示すディジタル値（即ち、温度情報）を出力する。ＰＷＭ変調回路３１は、温度センサ３０の温度情報に基づいて、パルス波のデューティ比を変化させてＰＷＭ変調波形を出力する。ＬＰＦ３２は、ＰＷＭ変調波形を平滑化して直流成分を抽出する。オフセット・ゲイン付加回路３３は、ＬＰＦ３２から受信した直流成分に適切なゲイン（又は、所定の乗数）を乗じるとともに、適切なオフセット（又は、所定の定数）を加えて温度補正値３４を出力する。加算回路３５は、ＡＧＣ制御回路２１のＡＧＣ制御電圧２０に温度補正値３４を加えてＡＧＣ制御電圧３６とし、ＡＶＧＡ１３に送出する。また、ブロック１０１は温度補正値生成回路を示す。

図１において、ＢＰＦ１１、パワーアンプ１２、ＡＶＧＡ１３、直交復調器１４、ＬＯ１５、ＬＰＦ１６ａ、ＬＰＦ１６ｂ、Ａ／Ｄ変換器１７ａの入力部、Ａ／Ｄ変換器１７ｂの入力部、ＬＰＦ３２、オフセット・ゲイン付加回路３３、及び加算回路３５がアナログ部を構成している。また、Ａ／Ｄ変換器１７ａの出力部、Ａ／Ｄ変換器１７ｂの出力部、ＲＯＦ１８ａ、ＲＯＦ１８ｂ、ＥＱＬ１９、ＡＧＣ制御回路２１、温度センサ３０の出力部、及びＰＷＭ変調回路３１がディジタル部を構成している。

図２は、オフセット・ゲイン付加回路３３の回路図である。オフセット・ゲイン付加回路３３は、演算増幅器４４を用いた反転増幅回路で構成される。ＬＰＦ３２で平滑化された直流成分が入力端子４０に供給される。抵抗４１ａ、４１ｂはゲイン付加用の抵抗である。抵抗４３ａ、４３ｂはオフセット付加用の抵抗であり、端子４２に印加される電源電圧（或いは、一定電圧）を分圧してオフセット値を生成する。抵抗４１ａ、４１ｂ、４３ａ、４３ｂの設定方法については下記の動作説明で述べる。オフセット・ゲイン付加回路３３により所望のゲイン及びオフセットを付加された直流成分は温度補正値３４として出力端子４５から出力される。

図３は、ＰＷＭ変調回路３１のブロック図であり、各機能ブロックは全て同一クロックで動作するものとする。図３において、入力端子５０には温度センサ３０で検出した温度情報（即ち、温度データ）が入力される。温度データは、例えば、８ビットのディジタル値とする。ラッチ回路５３は、Ｅｎａｂｌｅ回路５２の制御信号（パルス信号）がハイレベル「Ｈ（Ｅｎａｂｌｅ）」のときに限り温度データを読み込む。Ｅｎａｂｌｅ回路５２の制御信号がローレベル「Ｌ」のときには、制御信号が「Ｈ（Ｅｎａｂｌｅ）」のときに読み込んだ温度データをラッチする。Ｅｎａｂｌｅ回路５２は、８ビットカウンタ５１の計数値に基づいてラッチ回路５３への制御信号を生成する。比較器５４は、ラッチ回路５３の温度データの値Ａと８ビットカウンタ５１の計数値Ｂとを比較してＰＷＭ波形を生成し、出力端子５５へ出力する。

次に、図１のディジタル復調回路の動作について説明する。説明の便宜上、常温時（２７℃）のＡＧＣ制御範囲を受信信号１０のレベル可変範囲（ＩＦｍｉｎ〜ＩＦｍａｘ）に対して最適な無線伝送特性が実現できるように調整されているものとする。

図１８に示すように、温度補正前のＡＧＣ制御電圧２０は温度上昇によるディジタル復調回路を構成するアクティブデバイスのゲインの減少を吸収すべく、ＡＧＣ制御回路２１によって増加される。ＡＧＣ制御電圧２０の増加により、ＡＶＧＡ１３のゲインが増大する。最適な温度補償を行うためには、ＡＧＣ制御電圧２０に対して適切な温度補正を施すことにより、ＡＧＣ制御電圧２０およびＡＶＧＡ１３のゲインの温度変動を抑制し、受信信号１０のレベル（ＩＦｍｉｎ〜ＩＦｍａｘ）に対するＡＧＣ制御範囲を常に最適な範囲（即ち、常温時（２７℃）のＡＧＣ動作範囲）に保つ必要がある。以上を鑑みて、ＡＧＣ制御回路２１の温度補償について説明する。

図１において、温度センサ３０は周囲温度を検出して８ビットディジタル値である温度データをＰＷＭ変調回路３１へ送出する。ＰＷＭ変調回路３１は、温度データに対してＰＷＭ変調を施して変調信号（或いは、ＰＷＭ変調波形）を生成する。図４は周囲温度とＰＷＭ変調波形との関係を示し、図５はＰＷＭ変調回路３１の各部の動作波形を示す。図５に示すように、８ビットカウンタ５１は「００００００００（１０進数表現で「０」）」から「１１１１１１１１（１０進数表現で「２５５」）」の８ビット２進数を繰り返しカウントするものである。Ｅｎａｂｌｅ回路５２は、８ビットカウンタ５１の計数値が「１１１１１１１１」のときに限り、ハイレベルの制御信号「Ｈ（Ｅｎａｂｌｅ）」をラッチ回路５３に送出する。ラッチ回路５３は、制御信号「Ｈ（Ｅｎａｂｌｅ）」のときに限り、温度データを読み込む。一方、Ｅｎａｂｌｅ回路５２の制御信号「Ｌ」のときには、ラッチ回路５３は制御信号「Ｈ（Ｅｎａｂｌｅ）」のときに読み込んだ温度データをラッチする。比較器５４は、８ビットカウンタ５１の計数値Ｂがラッチ回路５３の温度データ値Ａ以下の場合（Ｂ≦Ａ）にはハイレベル「Ｈ」を出力し、計数値Ｂが温度データ値Ａよりも大きい場合（Ｂ＞Ａ）にはローレベル「Ｌ」を出力する。このようにして、比較器５４よりＰＷＭ波形が出力される。ＰＷＭ波形の周期は、８ビットカウンタ５１のクロックパルス周期の２５６倍であり、そのデューティ比は周囲温度上昇に伴い増加する。

図４は、周囲温度、温度センサ３０の出力値（温度データ）、ラッチ回路５３の出力値（ＰＷＭ波形）、及びＰＷＭ波形のデューティ比（即ち、１周期におけるハイレベル「Ｈ」期間の割合）を例示したものである。ここでは、「０℃」を最低動作温度としている。図５は、８ビットカウンタ５１の出力値（計数値Ｂ）、Ｅｎａｂｌｅ回路５２の出力（制御信号）、温度データ（端子５０入力）、温度データ（ラッチ回路５３出力Ａ）、及びＰＷＭ波形（比較器５４出力）の経時変化を示したタイムチャートである。

図１において、ＬＰＦ３２はＰＷＭ変調回路３１のＰＷＭ変調波形を平滑化して直流成分を抽出する。図６は、周囲温度変化とＬＰＦ３２の出力信号との関係を示す。周囲温度の上昇に伴いＰＷＭ変調波形のデューティ比が増加するため、ＬＰＦ３２で平滑化された直流成分も増大する。

図２に示すように、オフセット・ゲイン付加回路３３は演算増幅器４４からなる反転増幅回路で構成され、端子４０に入力されるＬＰＦ３２の直流成分に対して所望のゲインおよびオフセットを付加して温度補正値３４に変換して、端子４５を介して加算回路３５へ送出する。オフセット・ゲイン付加回路５３において、ゲイン付加抵抗４１ａ、４１ｂの抵抗値をＲ１、Ｒ２とすると、ゲインα（即ち、入力信号に適用される所定の乗数）はα＝−Ｒ２／Ｒ１（反転増幅のため符号はマイナスとなる）で与えられる。この抵抗値Ｒ１、Ｒ２はゲイン付加後の信号値の温度変化率（即ち、「信号値の変化量」／「温度変化量」）がＡＧＣ制御電圧２０の温度変化率に対して、絶対値が同一で符号がマイナスとなるように予め調整されている。一方、オフセットβ（或いは、所定の定数）は端子４２に印加される電源電圧を「１Ｖ」、オフセット付加抵抗４３ａ、４３ｂの抵抗値をＲ３、Ｒ４とした場合、β＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）で与えられる。尚、抵抗値Ｒ３、Ｒ４はゲインおよびオフセット付加後の信号値が常温時（２７℃）に「０」となるように予め調整されている。加算回路３５は、温度補正前のＡＧＣ制御電圧２０に温度補正値３４を加算することにより、温度補正後のＡＧＣ制御電圧３６を生成して、ＡＶＧＡ１３へ送出する。

図７は、温度補正前のＡＧＣ制御電圧２０、温度補正後のＡＧＣ制御電圧３６、及び温度補正値３４の温度特性を示す。但し、受信信号１０のレベルは一定としている。図７に示すように、温度補正値３４の特性の傾きはＡＧＣ制御電圧２０（温度補正前）の特性に対して、絶対値が同一で極性が正反対になっている。また、温度補正値３４は常温時（２７℃）に「０」となっている。ＡＧＣ制御電圧２０（温度補正前）に温度補正値３４を加算して得られるＡＧＣ制御電圧３６（温度補正後）は、周囲温度変化によらず、常温時のＡＧＣ制御電圧２０と同等の値を保持している。従って、受信信号１０のレベル（ＩＦｉｍｉｎ〜ＩＦｍａｘ）に対するＡＧＣ制御範囲を常に常温時に設定した最適な範囲に保つことができる。

本実施例は、温度センサの温度データに対してＰＷＭ変調を施して生成したＰＷＭ変調波形を平滑化することにより、周囲温度変化に応じた電圧値を生成し、その電圧値が所望の温度でゼロとなるように設定し、かつ、その電圧値の温度変化率が温度補正前のＡＧＣ制御電圧の温度変化率に対して絶対値が同一で逆極性となるように調整することにより、温度補正値を生成するようにしている。即ち、周囲温度が変化した場合においても、ＡＧＣ制御電圧に温度補正値を加算することにより、ＡＶＧＡゲインを所望の温度の設定値に常時維持することができる。これにより、ＡＧＣ制御範囲の温度シフトを防止することができるため、周囲温度変化時に無線伝送特性の劣化しない最適な自動利得制御を実現することができる。また、本実施例ではＰＷＭ波形をアナログ回路で平滑化して得られた電圧値に基づいて温度補正値を導出しているため、周囲温度変化に応じてＡＶＧＡゲインを滑らかに所望の値に収束させることができる。

図８は、本実施例の変形例に係るディジタル復調回路のブロック図である。図１のディジタル復調回路に比べて、図８のディジタル復調回路ではオフセット・ゲイン付加回路３３が除外され、ＰＷＭ変調回路３１に代えてＰＷＭ変調回路６０を具備している。図１０のディジタル復調回路に比べて、図８のディジタル復調回路は一転鎖線で囲んだブロック１１０を具備している。尚、ブロック１１１は温度補正値生成回路を示す。この変形例では、オフセット・ゲイン付加回路３３の機能をＰＷＭ変調回路６０に取り込んでディジタル信号処理により実現するものである。図９は、ＰＷＭ変調回路６０のブロック図である。ＰＷＭ変調回路６０は、ＰＷＭ変調回路３１（図３参照）に対してゲイン付加用の乗算器７０とオフセット付加用の加算器７１を追加した構成となっている。ＰＷＭ変調回路６０において、入力端子５０で受信した温度データに対して乗算器７０によりゲインα（所定の乗数）を乗じ、加算器７１によりオフセットβ（所定の定数）を付与する。ＰＷＭ変調回路６０は、所望のゲインおよびオフセットを付加した温度データに対してＰＷＭ変調を施して、出力端子５５からＰＷＭ変調波形を出力する。ゲインαは、周囲温度変化に対するＰＷＭ変調波形のデューティ比の変化量、即ち、ＬＰＦ３２の出力信号の温度特性の傾きを決定する。オフセットβは、ＬＰＦ３２の出力信号の温度特性のオフセットを決定する。即ち、ＬＰＦ３２の出力信号の温度特性の傾きがＡＧＣ制御電圧２０（温度補正前）の温度特性に対して絶対値が同一で極性が同一となるようにゲインαを事前調整するとともに、ＬＰＦ３２の出力信号の値が所望の温度（例えば、動作下限温度）でゼロとなるようにオフセットβを事前調整する。このようにして、ＬＰＦ３２の出力信号を温度補正値３４に調整することができる。

本発明の実施例及び変形例によれば、オフセット・ゲイン付加回路３３又はＰＷＭ変調回路６０により温度センサ３０により検出された温度データ（周囲温度）に対してＡＶＧＡ１３のゲインの温度変化を補償するための乗数αが乗じられるとともに、定数βが加算されることにより、アナログの温度補正値３４が生成される。即ち、ディジタル復調回路において予め保持しておくデータは乗数αと定数βのみとなる。また、乗数αや定数βはオフセット・ゲイン付加回路３３（図２参照）の端子４２に印加されるアナログ電圧値と抵抗値Ｒ１〜Ｒ４として設定可能であり、ＰＷＭ変調回路６０（図９参照）の乗算器７０や加算器７１へ入力するディジタル値として保持可能である。また、周囲温度を示す温度データに応じたパルス幅を有するＰＷＭ変調信号をＬＰＦ３２を用いて平滑しているので、アナログの温度補正値３４を比較的簡易な回路構成で生成することができる。このように、本実施例及び変形例はＣＰＵ処理で予めメモリに記憶したデータを読み出して処理する従来技術に比べて簡易な回路構成で実現できる。また、本実施例及び変形例に係るディジタル復調回路を備える受信装置は、比較的簡易な回路構成で受信信号に対して温度補償機能を有するディジタル復調処理を実現することができる。

本発明は、上記の実施例及び変形例に限定されるものではない。また、本実施例の構成を更に変更することも可能である。例えば、オフセット・ゲイン付加回路を反転演算増幅回路から非反転演算増幅回路として、加算回路を減算回路に変更するようにしてもよい。

本発明は、温度補償機能を有する自動利得制御回路を簡易な回路構成で実現するものであり、ディジタル復調回路や受信装置に適用することができる。

１１ＢＰＦ
１２パワーアンプ
１３ＡＶＧＡ
１４直交復調器
１５局部発振器
１６ａ、１６ｂＬＰＦ
１７ａ、１７ｂＡ／Ｄ変換器
１８ａ、１８ｂディジタルフィルタ（ＲＯＦ）
１９イコライザ（ＥＱＬ）
２１ＡＧＣ制御回路
３０温度センサ
３１、６０ＰＷＭ変調回路
３２ＬＰＦ
３３オフセット・ゲイン付加回路
３５加算回路
５１８ビットカウンタ
５２Ｅｎａｂｌｅ回路
５３ラッチ回路
５４比較器
７０乗算器
７１加算器

本発明に係るディジタル復調回路は、中間周波数の受信信号を増幅する可変利得制御増幅器と、可変利得制御増幅器で増幅された受信信号をベースバンド信号に変換し、同相成分および直交成分に分離する直交復調器と、ベースバンド信号の同相成分および直交成分をそれぞれディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、当該ディジタル信号に基づいて第１の利得制御電圧を生成する利得制御回路と、周囲温度に応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号を生成して平滑するとともに、周囲温度変化を補償するための所定の利得およびオフセットを上記平滑したパルス幅変調信号に付加して温度補正値を生成する温度補正回路と、第１の利得制御電圧に温度補正値を加算して第２の利得制御電圧を生成する加算器とを具備する。上記可変利得制御増幅器は、第２の利得制御電圧に応じた利得で受信信号を増幅する。

Claims

中間周波数の受信信号を増幅する可変利得制御増幅器と、
前記可変利得制御増幅器で増幅された受信信号をベースバンド信号に変換し、同相成分および直交成分に分離する直交復調器と、
ベースバンド信号の同相成分および直交成分をそれぞれディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
ディジタル信号に基づいて第１の利得制御電圧を生成してする利得制御回路と、
周囲温度に応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号を生成して平滑するとともに、周囲温度変化を補償するための所定の利得およびオフセットを付加して温度補正値を生成する温度補正回路と、
第１の利得制御電圧に温度補正値を加算して第２の利得制御電圧を生成する加算器とを具備し、
前記可変利得制御増幅器により第２の利得制御電圧に応じた利得で受信信号を増幅することを特徴とするディジタル復調回路。
前記利得制御回路はディジタル信号の同相成分および直交成分の２乗和により計算した瞬時電力と所定の閾値との比較結果に基づいて第１の利得制御電圧を生成するようにした請求項１記載のディジタル復調回路。
前記温度補正回路は、周囲温度に応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調回路と、
パルス幅変調信号を平滑するローパスフィルタと、
平滑後のパルス幅変調信号に対して所定の利得およびオフセットを付加して温度補正値を生成する付加回路よりなる請求項１記載のディジタル復調回路。
前記温度補正回路は、周囲温度を示す温度データに対して所定のディジタル処理を施してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調回路と、
前記パルス幅変調信号を平滑して温度補正値を生成するローパスフィルタよりなる請求項１記載のディジタル復調回路。
前記パルス幅変調回路は、周囲温度を示す温度データをラッチするラッチ回路と、
計数値を算出するカウンタと、
計数値に応じて前記ラッチ回路の動作タイミングを制御するイネーブル回路と、
前記ラッチ回路の温度データと前記カウンタの計数値とを比較してパルス幅変調信号を生成する比較器とよりなる請求項３記載のディジタル復調回路。
前記パルス幅変調回路は、周囲温度を示す温度データに対して所定の乗数を乗じるとともに所定の定数を加えるディジタル処理部と、
前記ディジタル処理部を経た温度データをラッチするラッチ回路と、
計数値を算出するカウンタと、
計数値に応じて前記ラッチ回路の動作タイミングを制御するイネーブル回路と、
前記ラッチ回路の温度データと前記カウンタの計数値とを比較してパルス幅変調信号を生成する比較器とよりなる請求項４記載のディジタル復調回路。
無線周波数信号を受信して中間周波数の受信信号に変換してディジタル復調を行なう受信装置において、
中間周波数の受信信号を増幅する可変利得制御増幅器と、
前記可変利得制御増幅器で増幅された受信信号をベースバンド信号に変換し、同相成分および直交成分に分離する直交復調器と、
ベースバンド信号の同相成分および直交成分をそれぞれディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、
ディジタル信号に基づいて第１の利得制御電圧を生成してする利得制御回路と、
周囲温度に応じたパルス幅を有するパルス幅変調信号を生成して平滑するとともに、周囲温度変化を補償するための所定の利得およびオフセットを付加して温度補正値を生成する温度補正回路と、
第１の利得制御電圧に温度補正値を加算して第２の利得制御電圧を生成する加算器を含み、前記可変利得制御増幅器により第２の利得制御電圧に応じた利得で受信信号を増幅するディジタル復調回路を具備することを特徴とする受信装置。