JPWO2012046526A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

異常時にリアクトルに蓄積された誘導性エネルギーを機械式スイッチで吸収するのを防止して、機械式スイッチの寿命を長くできる電力変換装置を提供する。異常時で機械式スイッチＳＷをオフしたとき、ダイオードＤＰＡまたはＤＮＡを介してリアクトルＬに蓄積されたエネルギーをコンデンサＣに放出することで、リアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーを機械式スイッチＳＷで吸収することを防止し、機械式スイッチＳＷの寿命を長くすることができる。

Description

この発明は、機械式スイッチの寿命を長くでき、軽負荷時にリアクトルで発生する損失を低減できるＤＣ−ＤＣコンバータなどの電力変換装置に関する。

図７は、従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの要部構成図である。これは例えば非特許文献１に示されている。
図７において、スイッチング素子（図では、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：ＩＧＢＴ）であるＴＰとＴＮを適切な時間比率で交互にオンオフすることにより、直流電源Ｖｓの電圧（＝入力電圧Ｖｉｎ）をＶｓの電圧以上の電圧（＝出力電圧Ｖｏｕｔ）に変換して、負荷に電力を供給するＤＣ−ＤＣコンバータである。

また、図７において、負荷は自動車のモータなどを想定して電流源Ｌｏａｄとしているが、電流源Ｌｏａｄの電流ＩＬｏａｄの向きが、図示と反対の向きになった場合にも、負荷（＝電流源Ｌｏａｄ）に印加される電圧（＝出力電圧Ｖｏｕｔ）が所望の電圧となるよう、ＴＰおよびＴＮを適切な時間比率でオンオフする。この場合、リアクトルＬの電流ＩＬは図示の向きと反対方向に流れ、直流電源Ｖｓには負荷（＝電流源Ｌｏａｄ：モータなど）から電力が回生されることになる。このように、図７の回路構成の場合、直流電源Ｖｓから電流源Ｌｏａｄへ、または電流源Ｌｏａｄから直流電源Ｖｓへと、双方向の電力フロー（双方向フロー）が可能となる。尚、図中のＳＷは機械式スイッチであり、ＤＣ−ＤＣコンバータが異常になった時に回路を遮断（オフ）する。この機械式スイッチはノイズに対して強く低コストであることから多用されている。また、機械式スイッチは有接点スイッチでありナイフスイッチ、ブレーカ、接点のあるリレースイッチなどがありプラグのコンセントからの着脱も含まれる。この機械式スイッチは、非特許文献１には直接示されていないが、実際の装置としては必須のものである。

図８は、従来の別の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。図７では、双方向の電力フローが可能であるのに対し、負荷によっては、電力フローが一方向で済む、すなわち、負荷に電力を供給するだけで良い場合（一方向フロー）もある。この場合は、図７のＴＰを除去することが可能である。また、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは、図５の矢印の向きに流れ、電力フローおよび電流の方向は一方向となる。

図９は、従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。図８では、直流電源Ｖｓの電圧を昇圧して負荷に電力を供給する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであるのに対し、図９の回路構成の場合、直流電源Ｖｓの電圧を降圧して負荷に電力を供給する降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである。この場合、図７のＴＮを除去することが可能である。また、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは、図中の矢印の向きに流れ、電力フローおよび電流の方向は一方向になる（一方向フロー）。

また、特許文献１では、機械式スイッチに直列に電子式スイッチを設け、最初に電子式スイッチをオフしてから次に機械的スイッチをオフすることにより機械式スイッチに高電圧が印加されないようにして、アークを防止することが記載されている。

また、特許文献２では、機械式スイッチに並列に共振回路を接続して機械式スイッチに直流電源システムの通常の電流と共振電流の和が流れるようにし、この和がゼロになるときに機械式スイッチをオフすることが記載されている。

特開２００７−２１３８４２号公報 特開２００７−２５２１６４号公報

Ｅ．Ｋ．Ｓａｔｏ ｅｌ "Ｄｏｕｂｌｅ ＤＣ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｕｎｉｎｔｅｒｒｅｕｐｔｉｂｌｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ．" Ｔｈｅ ２０１０ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｐｐ．６３５−６４２、２０１０．

前記の図７、図８および図９に示した回路において、機械式スイッチＳＷは、直流電源Ｖｓもしくは負荷（電流源Ｌｏａｄ）と電力変換装置を電気的に切り離すためのものであり、電力変換装置に異常が発生した場合や負荷に異常が発生した場合に作用（オフ）する。

ここで、機械式スイッチＳＷは、リアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーを消費する必要があり、一般に、機械式スイッチＳＷには、接続されるインダクタンスの許容値が規定されている。しかし、通常、規定されたインダクタンスのリアクトルＬを接続した場合でも、機械式スイッチＳＷをオフする（開く）とき、アークが発生して、機械式スイッチＳＷを磨耗させ寿命を短くする。また、規定された以上のインダクタンスを接続すると機械式スイッチＳＷの寿命が著しく短くなる等の問題が発生する。

特に、図７および図８では、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーのすべてが機械式スイッチをオフするときに発生するアークによって消費される。このように、機械式スイッチＳＷのオフ時にアークが発生すると機械式スイッチの接点が損傷し寿命が短縮される。また、図９においては，機械スイッチＳＷがオフするとき、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーは、コンデンサＣで吸収するため，機械式スイッチＳＷの寿命の短縮を抑制できる。しかし、コンデンサＣの静電容量が小さい場合には、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーを吸収することで、コンデンサＣの電圧が著しく上昇するため、耐圧の大きいコンデンサを用いる、もしくは、静電容量の大きなコンデンサを用いてコンデンサの電圧がコンデンサの耐圧以下となるようにする必要があり、コンデンサが装置の大型化を招くことになる。

また、電力変換装置の負荷として、種々の負荷が接続されることが想定されるが、一般的には、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど、電力変換装置の出力電力は高くなり、逆に、出力電圧Ｖｏｕｔが低いほど、電力変換装置としての出力電力は低くなる。

ここで、昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、負荷が軽い場合（装置出力電力が低い場合）、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎと等しい状態で運転することが想定される。但し、厳密には、半導体素子（例えば、ダイオードＤＰ）の電圧降下等の影響により、出力電圧Ｖｏｕｔは入力電圧Ｖｉｎと必ずしも等しくない。

この場合、原理的に、リアクトルＬは不要となる。しかし、回路にはリアクトルＬが組み込まれており、このリアクトルＬには、電流が流れるため損失が生ずるという問題がある。

また、特許文献１、２では、機械式スイッチＳＷに付加する回路およびそれを制御する回路が大掛かりでコストアップとなる。また、軽負荷の場合、出力電圧と入力電圧が等しくなったとき、リアクトルＬに流れる電流ＩＬが損失になるという課題に対処できない。

この発明の目的は、前記の課題を解決して、装置の大型化を招くことなく，異常時にリアクトルに蓄積された誘導性エネルギーを機械式スイッチで吸収することを無くして、機械式スイッチの寿命を長くできる電力変換装置を提供することにある。

また、軽負荷時にリアクトルの損失を低減できる電力変換装置を提供することにある。

前記の目的を達成するために、特許請求の範囲の請求項１に記載の発明によれば、第１の電力用半導体スイッチ（例えば、図１のＴＰとＤＰ）と第２の電力用半導体スイッチ（例えば、図１のＴＮとＤＮ）を直列接続（例えば、図１のＴＰのエミッタとＴＮのコレクタを接続）して構成した電力用半導体直列回路と、該電力用半導体直列回路に並列接続されるコンデンサ(例えば、図１のＣ)と、前記第１の電力用半導体スイッチと前記第２の電力用半導体スイッチの直列接続点（例えば、図１のＴＰのエミッタとＴＮのコレクタの接続点）に一端が接続されるリアクトル（例えば、図１のＬ）とで構成される電力変換装置（例えば、図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００）において、前記リアクトルの他端にアノードが接続し前記電力用半導体直列回路の高電位側端（例えば、図１のＴＰのコレクタ側端）にカソードが接続する第１の電力用ダイオード（例えば、図１のＤＰＡ）と、前記リアクトルの他端にカソードが接続し前記電力用半導体直列回路の低電位側端（例えば、図１のＴＮのエミッタ側端）にアノードが接続する第２の電力用ダイオード（例えば、図１のＤＮＡ）を具備する構成とする。尚、前記のリアクトルの他端は、例えば図１では、機械式スイッチＳＷを介して直流電源Ｖｓの正極に接続し、前記コンデンサは図１の負荷Ｌｏａｄと接続する。

また、特許請求の範囲の請求項２記載の発明によれば、第１の電力用ダイオード（例えば、図２のＤＰ）と電力用半導体スイッチ（例えば、図２のＴＮとＤＮ）とを直列接続(例えば、図２のＤＰのアノードとＴＮのコレクタを接続)して構成した電力用半導体直列回路と、該電力用半導体直列回路に並列接続されるコンデンサ（例えば、図２のＣ）と、前記第１の電力用ダイオードと前記電力用半導体スイッチとの直列接続点(例えば、図２のＤＰのアノードとＴＮのコレクタの接続点)に一端が接続されるリアクトル（例えば、図２のＬ）とで構成される電力変換装置において、前記リアクトルの他端にカソードが接続し前記電力用半導体直列回路の低電位側端（例えば、図２のＴＮのエミッタ側端）にアノードが接続する第２の電力用ダイオード（例えば、図２のＤＮＡ）を具備する構成とする。尚、前記のリアクトルの他端は図２の機械式スイッチＳＷを介して直流電源Ｖｓの正極に接続し、前記コンデンサは、例えば図２では、負荷Ｌｏａｄと接続する。

また、特許請求の範囲の請求項３記載の発明によれば、電力用半導体スイッチ（例えば、図３のＴＰとＤＰ）と第１の電力用ダイオード(例えば、図３のＤＮ)とを直列接続（例えば、図３のＴＰのエミッタとＤＮのアノードを接続）して構成した電力用半導体直列回路と、前記電力用半導体スイッチと前記第１の電力用ダイオードとの直列接続点（例えば、図３のＴＰのエミッタとＤＮのアノードの接続点）に一端が接続されるリアクトル（例えば、図３のＬ）と、該リアクトルの他端と前記電力用半導体直列回路の低電位側端（例えば、図３のＤＮのアノード側端）に接続されるコンデンサ（例えば、図３のＣ）で構成される電力変換装置において，前記リアクトルの他端にアノードが接続し、前記電力用半導体直列回路の高電位側端（例えば、図３のＴＰのコレクタ側端）にカソードが接続する第２の電力用ダイオード（例えば、図３のＤＰＡ）を具備する構成とする。尚、前記の電力用半導体直列回路の高電位側端は、例えば図３では、直流電源Ｖｓの正極に接続し、前記リアクトルの他端は機械式スイッチＳＷを介して負荷に接続する。

また、特許請求の範囲の請求項４に記載の発明によれば、請求項１〜３に記載の発明において、前記電力用半導体スイッチが、自己消弧型半導体素子とダイオードを並列接続して構成したスイッチであるとよい。

また、特許請求の範囲の請求項５に記載の発明によれば、請求項４に記載の発明において、前記自己消弧型半導体素子が、ＭＯＳトランジスタ（ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ）もしくはバイポーラトランジスタであるよい。

また、特許請求の範囲の請求項６に記載の発明によれば、請求項１〜３に記載の発明において、前記電力用半導体スイッチが、寄生ダイオードを内蔵したＭＯＳトランジスタ（例えば、寄生ダイオードを内蔵したパワーＭＯＳＦＥＴなど）であるとよい。

この発明によれば、異常時で機械式スイッチＳＷをオフしたとき、リアクトルに蓄積されたエネルギーをダイオードを介してコンデンサＣに放出することで、リアクトルに蓄積された誘導性エネルギーをＳＷで吸収することを防止する。その結果、ＳＷの寿命を長くすることができる。

また、軽負荷のとき、リアクトルを通る電流をダイオードでバイパスすることで、リアクトルの電流で生じる損失を大幅に低減することができる。

この発明の第１実施例の電力変換装置の要部構成図である。 図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作状態を示す説明図である。 この発明の第２実施例の電力変換装置の要部構成図である 図３の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の動作状態を示す説明図である。 この発明の第３実施例の電力変換装置の要部構成図である。 図５の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の動作状態を示す説明図である。 従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの要部構成図である。 従来の別の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。 従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。

実施の形態を以下の実施例で説明する。尚、従来構造と同一な部位には同一符号を付した。

図１は、この発明の第１実施例の電力変換装置の要部構成図である。この電力変換装置は昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００であり、電力の流れは直流電源Ｖｓから負荷である電流源Ｌｏａｄへと電流源Ｌｏａｄから直流電源Ｖｓへと双方向フローである。また、図１には直流電源Ｖｓと機械式スイッチＳＷおよび負荷である電流源Ｌｏａｄも示した。

この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００は、直流電源Ｖｓの高電位側端（正極）に機械式スイッチＳＷを介して一端が接続するリアクトルＬと、このリアクトルＬの一端にアノードが接続するダイオードＤＰＡと、このリアクトルＬの一端にカソードが接続するダイオードＤＮＡとからなる。

また、このリアクトルＬの他端にエミッタが接続するスイッチング素子であるＩＧＢＴ（ＴＰ）と、このリアクトルＬの他端にコレクタが接続するスイッチング素子であるＩＧＢＴ（ＴＮ）と、ＩＧＢＴ（ＴＰ）のエミッタにアノードが接続するダイオードＤＰと、ＩＧＢＴ（ＴＮ）のコレクタにカソードが接続するダイオードＤＮとからなる。このＴＰ，ＴＮ，ＤＰ，ＤＮで電力用半導体直列回路を形成し、ＴＰのエミッタとＴＮのコレクタが接続する直列接続点にリアクトルＬの他端が接続する。また、ＴＰのコレクタ側端を電力用半導体直列回路の高電位側端、ＴＮのエミッタ側端を電力用半導体直列回路の低電位側端と呼ぶことにする。

また、前記ダイオードＤＰＡのカソードとＩＧＢＴ（ＴＰ）のコレクタとダイオードＤＰのカソードとがそれぞれ接続し、ＩＧＢＴ（ＴＰ）のコレクタに一端（正極となる側）が接続するコンデンサＣからなる。

また、直流電源Ｖｓの低電位側端（負極でグランド電位にある）とダイオードＤＮＡのアノードとＩＧＢＴ（ＴＮ）のエミッタとダイオードＤＮのアノードとコンデンサＣの他端（負極となる側）とがそれぞれ接続する。

また、コンデンサＣに負荷である電流源Ｌｏａｄが並列接続されている。
尚、電流源Ｌｏａｄとしてはバッテリーやモータなどを想定し、機械式スイッチＳＷとしてはナイフスイッチ、有接点リレー、プラグによる脱着などを想定し、直流電源Ｖｓとしては商用交流電源を直流化した直流電源や電池などの直流電源を想定している。

図７に示した従来の技術と異なる点は、ダイオードＤＰＡ、ＤＮＡを設け、リアクトルＬの一端を、ダイオードＤＰＡ、ＤＮＡを介して、コンデンサＣの両端に接続する点である。

図２は、図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の動作状態を示す説明図である。例えば、負荷（＝電流源Ｌｏａｄ）に電力を供給している状態、すなわち図に示した矢印の向きに電流ＩＬを流している際に、何らかの異常に伴って、機械式スイッチＳＷがオフしたとする。機械式スイッチＳＷがオフする（経路を遮断する）と図２の経路１で電流が流れ、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーがコンデンサＣに放出される。

一方、負荷（＝電流源Ｌｏａｄ）から直流電源Ｖｓにエネルギーを回生している状態、すなわち図２に示した矢印とは反対の向きに電流ＩＬを流している際に、何らかの異常に伴って、機械式スイッチＳＷがオフしたとする。機械式スイッチＳＷがオフすると図２の経路２で電流が流れ、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーがコンデンサＣに放出される。

このように、機械式スイッチＳＷがオフすると経路１もしくは経路２で電流が流れ、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーはＣに放出され、機械式スイッチＳＷでリアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーを吸収することは無くなる。

このように、いずれの場合も機械式スイッチＳＷでリアクトルＬに蓄積された誘導性エネルギーを吸収することが無くなるので、機械式スイッチＳＷの寿命を長くすることができる。

また、軽負荷時には、電力用半導体素子ＴＰとＴＮの交互のオンオフを停止する。これはＴＰとＴＮが共にオフの状態かもしくはＴＰが常時オン（ＴＮは常時オフ）の状態にする。そうすると、出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎ（＝直流電源Ｖｓの電圧）とほぼ等しくなる。

このような動作状態のときには、直流電源Ｖｓから流れ出る電流は、つぎの２つの経路となる。（１）直流電源Ｖｓ→ダイオードＤＰＡ→コンデンサＣと負荷である電流源Ｌｏａｄ→直流電源Ｖｓ、（２）直流電源Ｖｓ→リアクトルＬ→ダイオードＤＰ→コンデンサＣと負荷である電流源Ｌｏａｄ→直流電源Ｖｓ
これら２つの電流経路のうち、（１）の経路の方が（２）の経路に比べて、インピーダンスが低いことから、電流の大半が（１）の経路を流れる。つまりリアクトルＬを通らずに流れる。そのためリアクトルＬで生ずる損失が低減される。その結果、軽負荷などの運転状態のときに、ＩＧＢＴ（ＴＰ、ＴＮ）にオン信号を与えないことで、リアクトルＬで発生する損失を低減することができる。

尚、図１のダイオードＤＮＡと並列に図示しない小容量のコンデンサを接続するとよい。電力変換装置１００の動作に伴って、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは，脈動成分が含まれるが、直流電源Ｖｓがバッテリ等の二次電池である場合、脈動成分が二次電池の寿命劣化を促進するなどの悪影響を及ぼすことがある。そのため、図示しない小容量のコンデンサを接続することで、直流電源Ｖｓに流れる脈動成分を抑制することが可能となる。

図３は、この発明の第２実施例の電力変換装置の要部構成図である。この電力変換装置は、電力の流れが直流電源Ｖｓから電流源Ｌｏａｄへの一方向フローの昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２００である。また、図３には直流電源Ｖｓと機械式スイッチＳＷおよび負荷である電流源Ｌｏａｄも示した。

この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、直流電源Ｖｓの高電位側端（正極）に一端が接続する機械式スイッチＳＷを介して一端が接続するリアクトルＬと、このリアクトルＬの一端にカソードが接続するダイオードＤＮＡからなる。

また、リアクトルＬの他端にコレクタが接続するＩＧＢＴ（ＴＮ）と、リアクトルＬの他端にアノードが接続するダイオードＤＰと、ＩＧＢＴ（ＴＮ）のコレクタにカソードが接続するダイオードＤＮと、ダイオードＤＰのカソードに一端（正極となる側）が接続するコンデンサＣからなる。

また、直流電源Ｖｓの低電位側端（負極）とダイオードＤＮＡのアノードとＩＧＢＴ（ＴＮ）のエミッタとダイオードＤＮのアノードとコンデンサＣの他端（負極となる側）とがそれぞれ接続する。コンデンサＣに負荷である電流源Ｌｏａｄが並列接続される。

図８に示した従来の回路構成と異なる点は、ダイオードＤＮＡを設け、リアクトルＬの一端を、ダイオードＤＮＡを介してコンデンサＣの負極に接続した点である。
図４は、図３の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２００の動作状態を示す説明図である。運転中（矢印の向きに電流ＩＬを流している際）に、何らかの異常に伴って、機械式スイッチＳＷがオフしたとする。機械式スイッチＳＷがオフすると図の経路１で電流が流れ、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーがコンデンサＣに放出される。

このように、機械式スイッチＳＷがオフすると経路１で電流が流れ、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーはコンデンサＣに放出され、機械式スイッチＳＷで吸収することは無くなる。その結果、機械式スイッチＳＷの寿命を長くすることができる。

尚、図２のダイオードＤＮＡと並列に図示しない小容量のコンデンサを接続するとよい。電力変換装置２００の動作に伴って、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは，脈動成分が含まれるが、直流電源Ｖｓがバッテリ等の二次電池である場合、脈動成分が二次電池の寿命劣化を促進するなどの悪影響を及ぼすことがある。そのため、図示しない小容量のコンデンサを接続することで、直流電源Ｖｓに流れる脈動成分を抑制することが可能となる。

図５は、この発明の第３実施例の電力変換装置の要部構成図である。この電力変換装置は、電力の流れが直流電源Ｖｓから電流源Ｌｏａｄへの一方向フローの降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００である。また、図５には直流電源Ｖｓと機械式スイッチＳＷおよび負荷である電流源Ｌｏａｄも示した。

この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００は、直流電源Ｖｓの高電位側端（正極）にコレクタが接続するＩＧＢＴ（ＴＰ）と、ＩＧＢＴ（ＴＰ）のコレクタにカソードが接続するダイオードＤＰと、ＩＧＢＴ（ＴＰ）のエミッタとダイオードＤＰのアノードとに一端が接続するリアクトルＬからなる。

また、ＩＧＢＴ（ＴＰ）のエミッタにカソードが接続するダイオードＤＮと、ＩＧＢＴ（ＴＰ）のコレクタにカソードが接続するダイオードＤＰＡと、ダイオードＤＰＡのアノードとリアクトルＬの他端に一端（正極）が接続するコンデンサＣからなる。

また、直流電源Ｖｓの低電位側端（負極）とダイオードＤＮのアノードとコンデンサＣの他端（負極）とがそれぞれ接続する。コンデンサＣの一端（正極となる側）は機械式スイッチＳＷを介して負荷である電流源Ｌｏａｄに接続する。

図９に示した従来の回路構成と異なる点は、ダイオードＤＰＡを設け、ダイオードＤＰＡのアノードをリアクトルＬの他端に、ダイオードＤＰＡのカソードをＴＰのコレクタにそれぞれ接続した点である。図５において、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００と直流電源Ｖｓの間には図示しないスイッチが設置されている。

図６は、図５の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ３００の動作状態を示す説明図である。この動作状態は自動車のバッテリーを商用電源で充電する場合などを想定している。動作中（矢印の向きに電流ＩＬを流している際）に、何らかの異常に伴って、機械式スイッチＳＷがオフしたとする。機械式スイッチＳＷがオフすると、図の経路１の電流がコンデンサＣを充電しリアクトルＬに蓄積したエネルギーを吸収する。しかし、コンデンサＣが小さい場合には、リアクトルＬのエネルギーによって、コンデンサＣの正極の電圧は直流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎを超える。そうすると、図の経路２の電流がダイオードＤＰＡを通して直流電源Ｖｓへ流れて行きコンデンサＣの正極の電圧は直流電源Ｖｓの電圧にクランプされる。

すなわち，必要以上に耐圧の大きいコンデンサを用いる、もしくは、静電容量の大きなコンデンサを用いることが無くなり，装置の小型化が達成できる。
尚、実施例１，２，３では電力用半導体スイッチとして、自己消弧型半導体素子であるＩＧＢＴ（ＴＰ，ＴＮ）とこれに逆並列接続されるダイオード（ＤＰ，ＤＮ）を例としてあげたが、ＩＧＢＴの代わりにパワーＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタを用いる場合もある。また、寄生ダイオードを含むパワーＭＯＳＦＥＴを用いると電力用半導体スイッチとしてはＴＰやＴＮに逆並列接続される（ダイオードＤＰ，ＤＮ）は不要となる。

Ｖｓ 直流電源
ＳＷ 機械式スイッチ
ＴＰ，ＴＮ 電力用半導体素子
Ｌ リアクトル
Ｃ コンデンサ
ＤＰ，ＤＮ，ＤＰＡ，ＤＮＡ ダイオード
Ｌｏａｄ 電流源（負荷）
Ｖｉｎ 入力電圧
Ｖｏｕｔ 出力電圧
ＩＬｏａｄ 負荷電流
ＩＬ リアクトルの電流
１００ 昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ（双方向フロー）
２００ 昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ（一方向フロー）
３００ 降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ（一方向フロー）

図８は、従来の別の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成図である。図７では、双方向の電力フローが可能であるのに対し、負荷によっては、電力フローが一方向で済む、すなわち、負荷に電力を供給するだけで良い場合（一方向フロー）もある。この場合は、図７のＴＰを除去することが可能である。また、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは、図８の矢印の向きに流れ、電力フローおよび電流の方向は一方向となる。

Ｅ．Ｋ．Ｓａｔｏ， ｅｔ ａｌ． "Ｄｏｕｂｌｅ ＤＣ−ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｕｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ．" Ｔｈｅ ２０１０ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｐｐ．６３５−６４２、２０１０．

前記の目的を達成するために、特許請求の範囲の請求項１に記載の発明によれば、第１の電力用半導体スイッチ（例えば、図１のＴＰとＤＰ）と第２の電力用半導体スイッチ（例えば、図１のＴＮとＤＮ）を直列接続（例えば、図１のＴＰのエミッタとＴＮのコレクタを接続）して構成した電力用半導体直列回路と、該電力用半導体直列回路に並列接続されるコンデンサ(例えば、図１のＣ)と、前記第１の電力用半導体スイッチと前記第２の電力用半導体スイッチの直列接続点（例えば、図１のＴＰのエミッタとＴＮのコレクタの接続点）に一端が接続されるリアクトル（例えば、図１のＬ）とで構成される電力変換装置（例えば、図１の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１００）において、前記リアクトルの他端にアノードが接続し前記電力用半導体直列回路の高電位側端（例えば、図１のＴＰのコレクタ側端）にカソードが接続する第１の電力用ダイオード（例えば、図１のＤＰＡ）と、前記リアクトルの他端にカソードが接続し前記電力用半導体直列回路の低電位側端（例えば、図１のＴＮのエミッタ側端）にアノードが接続する第２の電力用ダイオード（例えば、図１のＤＮＡ）と、該第２の電力用ダイオードと並列に接続するコンデンサとを具備する構成とする。尚、前記のリアクトルの他端は、例えば図１では、機械式スイッチＳＷを介して直流電源Ｖｓの正極に接続し、前記コンデンサは図１の負荷Ｌｏａｄと接続する。

また、特許請求の範囲の請求項２記載の発明によれば、第１の電力用ダイオード（例えば、図３のＤＰ）と電力用半導体スイッチ（例えば、図３のＴＮとＤＮ）とを直列接続(例えば、図３のＤＰのアノードとＴＮのコレクタを接続)して構成した電力用半導体直列回路と、該電力用半導体直列回路に並列接続されるコンデンサ（例えば、図３のＣ）と、前記第１の電力用ダイオードと前記電力用半導体スイッチとの直列接続点(例えば、図３のＤＰのアノードとＴＮのコレクタの接続点)に一端が接続されるリアクトル（例えば、図３のＬ）とで構成される電力変換装置において、前記リアクトルの他端にカソードが接続し前記電力用半導体直列回路の低電位側端（例えば、図３のＴＮのエミッタ側端）にアノードが接続する第２の電力用ダイオード（例えば、図３のＤＮＡ）と、該第２の電力用ダイオードと並列に接続するコンデンサとを具備する構成とする。尚、前記のリアクトルの他端は図３の機械式スイッチＳＷを介して直流電源Ｖｓの正極に接続し、前記コンデンサは、例えば図３では、負荷Ｌｏａｄと接続する。

また、特許請求の範囲の請求項３記載の発明によれば、電力用半導体スイッチ（例えば、図５のＴＰとＤＰ）と第１の電力用ダイオード(例えば、図５のＤＮ)とを直列接続（例えば、図５のＴＰのエミッタとＤＮのアノードを接続）して構成した電力用半導体直列回路と、前記電力用半導体スイッチと前記第１の電力用ダイオードとの直列接続点（例えば、図５のＴＰのエミッタとＤＮのアノードの接続点）に一端が接続されるリアクトル（例えば、図５のＬ）と、該リアクトルの他端と前記電力用半導体直列回路の低電位側端（例えば、図５のＤＮのアノード側端）に接続されるコンデンサ（例えば、図５のＣ）で構成される電力変換装置において，前記リアクトルの他端にアノードが接続し、前記電力用半導体直列回路の高電位側端（例えば、図５のＴＰのコレクタ側端）にカソードが接続する第２の電力用ダイオード（例えば、図５のＤＰＡ）を具備する構成とする。尚、前記の電力用半導体直列回路の高電位側端は、例えば図５では、直流電源Ｖｓの正極に接続し、前記リアクトルの他端は機械式スイッチＳＷを介して負荷に接続する。

この昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、直流電源Ｖｓの高電位側端（正極）に機械式スイッチＳＷを介して一端が接続するリアクトルＬと、このリアクトルＬの一端にカソードが接続するダイオードＤＮＡからなる。

尚、図３のダイオードＤＮＡと並列に図示しない小容量のコンデンサを接続するとよい。電力変換装置２００の動作に伴って、リアクトルＬに流れる電流ＩＬは，脈動成分が含まれるが、直流電源Ｖｓがバッテリ等の二次電池である場合、脈動成分が二次電池の寿命劣化を促進するなどの悪影響を及ぼすことがある。そのため、図示しない小容量のコンデンサを接続することで、直流電源Ｖｓに流れる脈動成分を抑制することが可能となる。

すなわち，必要以上に耐圧の大きいコンデンサを用いる、もしくは、静電容量の大きなコンデンサを用いることが無くなり，装置の小型化が達成できる。
尚、実施例１，２，３では電力用半導体スイッチとして、自己消弧型半導体素子であるＩＧＢＴ（ＴＰ，ＴＮ）とこれに逆並列接続されるダイオード（ＤＰ，ＤＮ）を例としてあげたが、ＩＧＢＴの代わりにパワーＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタを用いる場合もある。また、寄生ダイオードを含むパワーＭＯＳＦＥＴを用いると電力用半導体スイッチとしてはＴＰやＴＮに逆並列接続されるダイオード（ＤＰ，ＤＮ）は不要となる。

Claims (6)

1. 第１の電力用半導体スイッチと第２の電力用半導体スイッチを直列接続して構成した電力用半導体直列回路と、該電力用半導体直列回路に並列接続されるコンデンサと、前記第１の電力用半導体スイッチと前記第２の電力用半導体スイッチの直列接続点に一端が接続されるリアクトルとで構成される電力変換装置において、
   前記リアクトルの他端にアノードが接続し前記電力用半導体直列回路の高電位側端にカソードが接続する第１の電力用ダイオードと、前記リアクトルの他端にカソードが接続し前記電力用半導体直列回路の低電位側端にアノードが接続する第２の電力用ダイオードを具備することを特徴とする電力変換装置。
2. 第１の電力用ダイオードと電力用半導体スイッチとを直列接続して構成した電力用半導体直列回路と、該電力用半導体直列回路に並列接続されるコンデンサと、前記第１の電力用ダイオードと前記電力用半導体スイッチとの直列接続点に一端が接続されるリアクトルとで構成される電力変換装置において、
   前記リアクトルの他端にカソードが接続し前記電力用半導体直列回路の低電位側端にアノードが接続する第２の電力用ダイオードを具備することを特徴とする電力変換装置。
3. 電力用半導体スイッチと第１の電力用ダイオードとを直列接続して構成した電力用半導体直列回路と、前記電力用半導体スイッチと前記第１の電力用ダイオードとの直列接続点に一端が接続されるリアクトルと、該リアクトルの他端と前記電力用半導体直列回路の低電位側に接続されるコンデンサで構成される電力変換装置において、
   前記リアクトルの他端にアノードが接続し，前記電力用半導体直列回路の高電位側端にカソードが接続する第２の電力用ダイオードを具備することを特徴とする電力変換装置。
4. 前記電力用半導体スイッチが、自己消弧型半導体素子とダイオードを並列接続して構成したスイッチであることを特徴とする請求項１〜３に記載の電力変換装置。
5. 前記自己消弧型半導体素子がＭＯＳトランジスタもしくはバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記電力用半導体スイッチが、寄生ダイオードを内蔵したＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項１〜３に記載の電力変換装置。

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