JP6748489B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、スイッチを交互にオンオフすることで、入力電圧を所定の出力電圧に変換して出力する電力変換装置に関する。
電力変換装置として、直列接続された第１，第２スイッチと、第１，第２スイッチの接続点に一端が接続された平滑リアクトルと、平滑リアクトルに並列接続された補助回路と、を備える構成が知られている（例えば、特許文献１）。第１，第２スイッチのそれぞれには、容量成分が並列接続されている。補助回路は、共振リアクトルと補助スイッチとの直列接続体を備えている。
特許文献１に記載の構成では、補助スイッチがオン状態とされることで、出力端子側から供給される電気エネルギーを共振リアクトルに磁気エネルギーとして蓄積し、共振リアクトルと容量成分とを共振回路として動作させる。これにより、電力変換装置においてゼロ電圧スイッチング（ZVS: Zero Voltage Switching）を実現でき、スイッチング損失の低減及び低ノイズ化を図ることができる。
特開２００４−１２９３９３号公報
上記構成では、補助スイッチがオン状態とされている間に、ノイズなどを原因とした誤動作により、補助スイッチがオフ操作される状況が懸念される。補助スイッチがオフ操作されることで、共振リアクトルに流れる電流が急激に減少することで、過剰なサージ電圧が生じることに本願の発明者らは着目した。
本発明は、上記課題に鑑みて為されたものであり、補助スイッチ及び共振リアクトルを用いてゼロ電圧スイッチングを実現した電力変換装置において、共振リアクトルに過剰な電圧が印加されることを抑制することを主たる目的とする。
本構成は、直列接続された二つの主スイッチ（Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓｂ１，Ｓｂ２）と、前記二つの主スイッチ同士の接続点（ＴＡ，ＴＢ）に一端が接続された平滑リアクトル（Ｌ１）と、前記二つの主スイッチを交互にオンオフさせることで、入力端子（Ｔｐｉｎ，Ｔｎｉｎ）に接続された直流電源（４０）から入力される電磁エネルギーを前記平滑リアクトルに蓄えるとともに、前記平滑リアクトルに蓄えられた電磁エネルギーを出力端子（Ｔｐｏｕｔ，Ｔｎｏｕｔ）に接続された負荷（４２）に出力する制御部（５０）と、を備える電力変換装置であって、前記二つの主スイッチの少なくともいずれかに容量成分（Ｃａ１，Ｃａ２，Ｃｂ１，Ｃｂ２）が並列接続されており、前記容量成分に直列接続され、その容量成分とともに直列共振回路を構成する共振リアクトル（Ｌ２）と、前記直列共振回路と、前記出力端子又は前記入力端子のうち高電圧側の端子である高電圧端子（Ｔｐｉｎ，Ｔｐｏｕｔ）とを接続する第１経路と、前記第１経路に設けられ、前記高電圧端子から前記共振リアクトルに向かって電流が流れるように設けられた補助ダイオード（Ｄｓ）と、前記第１経路に設けられ、オン状態とされることで、前記補助ダイオードを介して前記共振リアクトルに向かって電流を流すことで、前記共振リアクトルに電磁エネルギーを蓄積し、その電磁エネルギーにより前記直列共振回路を共振させる補助スイッチ（Ｓｓ）と、前記第１経路と共通する部分を有するとともに、前記補助スイッチを介さず前記共振リアクトルを介して電流が流れる第２経路と、前記第２経路に設けられ、通電状態とされることで、前記第２経路を介して、前記共振リアクトルに蓄積された電磁エネルギーを放電する通流制限部（Ｄｓ，Ｓｓ）と、を備えていることを特徴とする。
本構成では、補助スイッチをオン状態とし、共振リアクトルと容量成分から構成される直列共振回路を共振させる。直列共振回路が共振することで、主スイッチに並列接続されている容量成分に印加されている電圧を略０とし、その状態で、その主スイッチをオン状態とすることが可能になる。即ち、主スイッチをオン状態とするときに、ＺＶＳを行うことができ、スイッチング損失の低減及び低ノイズ化を図ることができる。
さらに、本構成では、第２経路を設け、共振リアクトルの端子間電圧が所定値以上である場合に、第２経路を介して放電が実施される。このため、共振リアクトルに過剰な電圧が印加されることを抑制することが可能となる。
第１実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの全体構成図。 降圧コンバータの動作態様を示すタイムチャート。 降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。 降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。 降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。 降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。 降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。 降圧コンバータの動作態様を説明するための回路図。 第１実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 第２実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 第３実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 変形例にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 第４実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 変形例にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 第５実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 変形例にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 第６実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 第６実施形態の変形例にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 第７実施形態にかかる非絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 第８実施形態にかかる非絶縁型昇圧コンバータの回路構成図。 第９実施形態にかかる非絶縁型昇圧コンバータの回路構成図。 第１０実施形態にかかる非絶縁型昇降圧コンバータの回路構成図。 第１１実施形態にかかる非絶縁型昇降圧コンバータの回路構成図。 第１２実施形態にかかる非絶縁型昇降圧コンバータの回路構成図。 第１３実施形態にかかる絶縁型降圧コンバータの回路構成図。 第１４実施形態にかかる絶縁型降圧コンバータの回路構成図。
（第１実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換装置を非絶縁型のＤＣＤＣコンバータとして具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図１に示すように、ＤＣＤＣコンバータ１０は、入力電圧を降圧して出力する降圧型のものである。ＤＣＤＣコンバータ１０は、主スイッチＳａ１，Ｓａ２、補助回路２０、平滑リアクトルＬ１、平滑コンデンサ３０，３２（フィルタコンデンサ）、及び、制御回路５０（制御部）を備えている。本実施形態では、各主スイッチＳａ１，Ｓａ１として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。
第１主スイッチＳａ１には、還流ダイオードＤａ１が逆並列に接続され、また、第１主コンデンサＣａ１が並列接続されている。第２主スイッチＳａ２には、第２還流ダイオードＤａ２が逆並列に接続され、また、第２主コンデンサＣａ２が並列接続されている。本実施形態では、各コンデンサＣａ１，Ｃａ２として、外付けのコンデンサを用いている。なお、各コンデンサＣａ１，Ｃａ２としては、外付けのコンデンサに限らず、各主スイッチＳａ１，Ｓａ２の寄生容量であってもよい。また、各還流ダイオードＤａ１，Ｄａ２は、例えば、各スイッチに設けられたボディダイオードであってもよいし、外付けのダイオードであってもよい。
第１主スイッチＳａ１のドレインには、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力側高圧端子Ｔｐｉｎを介して直流電源４０（例えば蓄電池）の正極端子が接続され、ソースには、第２主スイッチＳａ２のドレインが接続されている。第２主スイッチＳａ２のソースには、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力側低圧端子Ｔｎｉｎを介して直流電源４０の負極端子が接続されている。
平滑リアクトルＬ１の第１端には、主スイッチＳａ１，Ｓａ２の接続点が接続され、平滑リアクトルＬ１の第２端には、出力側平滑コンデンサ３２の高電圧側端子と、補助ダイオードＤｓのアノードとが接続されている。平滑コンデンサ３２の高電圧側端子には、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔを介して負荷４２の正極端子が接続され、平滑コンデンサ３２の低電圧側端子には、ＤＣＤＣコンバータ１０の出力側低圧端子Ｔｎｏｕｔを介して負荷４２の負極端子が接続されている。
補助回路２０は、補助ダイオードＤｂ、補助スイッチＳｓ及び共振リアクトルＮ２が直列接続されて構成されている。本実施形態では、補助スイッチＳｓとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。補助スイッチＳｓには、ダイオードＤｔ（例えばボディダイオード）が逆並列に接続されている。
共振リアクトルＬ２の第１端は、平滑リアクトルＬ１の第２端に接続されている。共振リアクトルＬ２の第２端は、補助ダイオードＤｂのアノードに接続されている。補助ダイオードＤｂのカソードには、補助スイッチＳｓのドレインが接続されている。補助スイッチＳｓのソースには、平滑リアクトルＬ１の他端が接続されている。
制御回路５０は、第１電圧センサ４４、第２電圧センサ４５、第１電流センサ４６及び第１電流センサ４７の検出値に基づいて、各スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓｓをオンオフ操作する。ここで、第１電圧センサ４４は、直流電源４０の端子間電圧（入力側高圧端子Ｔｐｉｎと入力側低圧端子Ｔｎｉｎとの間の電位差である入力電圧）を検出する手段であり、第２電圧センサ４５は、負荷４２の端子間電圧（出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔと出力側低圧端子Ｔｎｏｕｔとの間の電位差である出力電圧）を検出する手段である。第１電流センサ４６は、平滑リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１を検出する手段であり、第１電流センサ４７は、共振リアクトルＬ２に流れる電流ＩＬ２を検出する手段である。
制御回路５０は、デッドタイムを挟みつつ、第１主スイッチＳａ１と第２主スイッチＳａ２とを交互にオン操作する。各主スイッチＳａ１，Ｓａ２のオンオフ操作１周期（スイッチング周期Ｔｓｗ）は、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比（降圧比Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）に応じて設定される。例えば、スイッチング周期Ｔｓｗに対する第１主スイッチＳａ１のオン操作期間Ｔｏｎ「Ｔｏｎ／Ｔｓｗ」であるデューティＤＵＴＹは、０．５以下とされる。すなわち、スイッチング周期Ｔｓｗにおいて、第１主スイッチＳａ１のオン操作時間が第２主スイッチＳａ２のオン操作時間以下とされる。
続いて、図２〜図９を用いて、ＤＣＤＣコンバータ１０の動作態様について説明する。図３〜図９のそれぞれには、図２に示す各期間に対応する等価回路を示す。図３〜図９では、ダイオードＤｔの図示を省略している。ここで、図２（ａ）〜図２（ｃ）は各スイッチＳａ１，Ｓａ２、Ｓｓの操作状態の推移を示し、図２（ｄ）は第１主スイッチＳａ１のドレイン及びソース間電圧Ｖｄｓ１の推移を示し、図２（ｅ）は第１主スイッチＳａ１のドレイン電流Ｉｄｓ１の推移を示す。図２（ｆ）は第２主スイッチＳａ２のドレイン及びソース間電圧Ｖｄｓ２の推移を示し、図２（ｇ）は第２主スイッチＳａ２のドレイン電流Ｉｄｓ２の推移を示す。図２（ｈ）は補助スイッチＳｓのドレイン及びソース間電圧Ｖｄｓｓの推移を示す。図２（ｉ）は平滑リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１の推移を示す。図２（ｋ）は補助回路２０に流れる電流ＩＬ２の推移を示す。
なお、図２において、第１主スイッチＳａ１のドレイン電流Ｉｄｓ１は、ドレイン側からソース側へと流れる方向を正と定義し、第２主スイッチＳａ２のドレイン電流Ｉｄｓ２は、ソース側からドレイン側へと流れる方向を正と定義している。補助回路２０に流れる電流ＩＬ２は、補助スイッチＳｓのドレイン側からソース側へと流れる方向を正と定義している。平滑リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、平滑リアクトルＬ１の第１端から第２端へと流れる方向を正と定義している。共振リアクトルＬ２に流れる電流ＩＬ２は、共振リアクトルＬ２の第１端から第２端へと流れる方向を正と定義している。
＜１．時刻ｔ０〜ｔ１＞
図３に示す時刻ｔ０〜ｔ１のモードは、第１主スイッチＳａ１がオフに維持されてかつ第２主スイッチＳａ２がオンに維持されている状況下、補助スイッチＳｓがオフ操作からオン操作に切り替えられることで開始されるモードである。このモードにおいては、第２主スイッチＳａ２、平滑コンデンサ３０及び補助回路２０を含む閉回路が形成される。このため、平滑コンデンサ３０を電力供給源として補助回路２０に流れる電流Ｉｄｓｓが増加し、共振リアクトルＬ２に磁気エネルギーが蓄積される。なお、共振リアクトルＬ２のインダクタンスは、平滑リアクトルＬ１のインダクタンスよりも十分に小さい。このため、補助回路２０に流れる電流は短時間に急速に増加する。
また、このモードにおいては、共振リアクトルＬ２から第２主スイッチＳａ２へと流れる電流が徐々に増加することで、第２主スイッチＳａ２のドレイン電流Ｉｄｓ２が徐々に減少する。そして、時刻ｔ１においてドレイン電流Ｉｄｓ２が０に達する。第２主スイッチＳａ２のドレイン電流Ｉｄｓ２が小さい状態で第２主スイッチＳａ２をオフ操作することにより、ターンオフ損失を低減することができる。
＜２．時刻ｔ１〜ｔ２＞
第２主スイッチＳａ２がオフ操作に切り替えられると、図４に示す時刻ｔ１〜ｔ２（デッドタイム期間）のモードに移行する。このモードにおいては、共振リアクトルＬ２と主コンデンサＣａ１，Ｃａ２との共振により、第１主コンデンサＣａ１に蓄積された電荷が放電されて第１主コンデンサＣａ１の端子間電圧が低下することにより、第１主スイッチＳａ１のドレイン及びソース間電圧Ｖｄｓ１が０まで低下する。このため、その後の第１主スイッチＳａ１のオン操作への切り替え（ターンオン）をＺＶＳとすることができる。
ここで、時刻ｔ１における第２主スイッチＳａ２のオフ操作において、ＺＶＳを実現するには、下式（ｅｑ１）が成立するタイミングで第２主スイッチＳａ２をオン状態からオフ状態に切り替えればよい。なお、式中のＣａ１，Ｃａ２は主コンデンサＣａ１，Ｃａ２のキャパシタンス、Ｌ２は共振リアクトルのリアクタンスである。
Figure 0006748489
 また、上式（ｅｑ１）に代えて、時刻ｔ０〜ｔ１の期間の長さＴｓを下式（ｅｑ２）が成立するタイミングで第２主スイッチＳａ２をオン状態からオフ状態に切り替える構成としてもよい。
Figure 0006748489
 ＜３．時刻ｔ２〜ｔ３＞
第１主スイッチＳａ１がオン操作に切り替えられると、図５に示す時刻ｔ２〜ｔ３のモードに移行する。このモードにおいては、共振リアクトルＬ２に残っている磁気エネルギーが入力端子Ｔｐｉｎ，Ｔｎｉｎ側に放出されて０まで低下する。
なお、補助回路２０によれば、第１主スイッチＳａ１のオン操作への切り替えに伴い発生するサージ電圧を抑制することもできる。つまり、先の図４に示したデッドタイム期間において、第２還流ダイオードＤａ２に流れようとする電流を補助回路２０から第２主スイッチＳａ２側へと流れる電流によってキャンセルすることができる。このため、第１主スイッチＳａ１をターンオンさせて第２還流ダイオードＤａ２に逆電圧が印加されたとしても、リカバリに起因したサージ電圧を抑制できる。
＜４．時刻ｔ３〜ｔ４＞
補助回路２０に流れる電流が０になると、図６に示す時刻ｔ３〜ｔ４のモードに移行する。このモードにおいては、補助ダイオードＤｓが逆バイアスされているため、補助回路２０を流れる電流は０を維持し続けることとなる。
＜５．時刻ｔ４〜ｔ５＞
補助スイッチＳｓがオフ操作に切り替えられると、図７に示す時刻ｔ４〜ｔ５のモードに移行する。ここで、補助スイッチＳｓは、補助回路２０に流れる電流が０の状態でオフ操作に切り替えられる。このため、補助スイッチＳｓのターンオフをＺＣＳとすることができる。これにより、補助スイッチＳｓのターンオフに伴って補助スイッチＳｓにサージが発生することを回避できる。
＜５．時刻ｔ５〜ｔ６＞
第１主スイッチＳａ１がオフ操作に切り替えられると、図８に示す時刻ｔ５〜ｔ６のモードに移行する。このモードにおいては、通常の降圧型コンバータと同様に、第２主スイッチＳａ２のドレイン及びソース間電圧Ｖｄｓ２が０まで低下し、第１主スイッチＳａ１のドレイン及びソース間電圧Ｖｄｓ１がＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧（直流電源４０の出力電圧）まで上昇する。また、補助スイッチＳｓのドレイン及びソース間電圧ＶｄｓｓがＤＣＤＣコンバータ１０の出力電圧（負荷４２の印加電圧）まで上昇する。
＜６．時刻ｔ６〜ｔ０＞
第２主スイッチＳａ２がオン操作に切り替えられると、時刻ｔ６〜ｔ０のモードに移行する。このモードにおいては、通常の降圧型コンバータと同様に、平滑リアクトルＬ１に蓄積されている磁気エネルギーが出力端子Ｔｐｏｕｔ，Ｔｎｏｕｔ側に放出される。また、このモードの期間においては、補助回路２０が全く動作せず、補助回路２０に電流が流れていない。
ちなみに、第２主スイッチＳａ２のオン操作切り替えタイミングは、上記特許文献１に記載されているように、第１主スイッチＳａ１のオフ操作切り替えタイミングから、下式（ｅｑ３）に示す時間Ｔｓｅｔが経過したタイミングとすればよい。なお、下式（ｅｑ３）において、平滑リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬ１は、第１電流センサ４６によって検出された電流を用いればよい。
Figure 0006748489
 なお、その後、補助スイッチＳｓがオン操作に切り替えられることで、先の図３に示すモードに移行する。この際、補助スイッチＳｓのターンオンはハードスイッチングとなる。ただし、各主スイッチＳａ１，Ｓａ２は、ドレイン−ソース間電圧が入力電圧と０との間でスイッチング動作を行うのに対し、補助スイッチＳｓは、出力電圧と０との間でスイッチング動作を行う。降圧型コンバータの場合、入力電圧Ｖｉｎよりも出力電圧Ｖｏｕｔの方が常に低いため、補助スイッチＳｓとして、低耐圧かつスイッチング損失が小さい素子を用いることができる。また、補助スイッチＳｓのスイッチング動作時の端子間電圧も低く、ＺＣＳも実現できるため、補助スイッチＳｓのスイッチング損失の発生量は少ない。
ここで、電流Ｉｓｓが流れている時刻ｔ０〜ｔ３の期間において、補助スイッチＳｓがノイズなどを原因としてオン状態からオフ状態とされることが懸念される。この場合、電流Ｉｓｓが正から０へと急変するため、共振リアクトルＬ２にサージ電圧が生じることになる。
そこで、本実施形態では、図１に示すように、共振リアクトルＬ２と主コンデンサＣａ１，Ｃａ２とから構成される共振回路と、出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔとを接続する第１経路と共通する部分を有するとともに、補助スイッチＳｓを介さず、かつ、共振リアクトルＬ２を介して電流が流れる第２経路を設ける構成とした。
具体的には、図９において一点鎖線で示すように、第２経路は、共振リアクトルＬ２の第２端（即ち、補助スイッチＳｓと接続されている方の端子）と、入力側高圧端子Ｔｐｉｎとを接続する。また、第２経路は、平滑リアクトルＬ１及び第２主コンデンサＣ２を介して、共振リアクトルＬ２の第１端と、入力側低圧端子Ｔｎｉｎとを接続する。
さらに、第２経路に、共振リアクトルＬ２の端子間電圧が所定値以上である場合に通電状態とされる「流通制限部」としてのダイオードＤｕを設けている。ダイオードＤｕは、アノードが共振リアクトルＬ２の第２端に接続されており、カソードが入力側高圧端子Ｔｐｉｎに接続されている。
これにより、ダイオードＤｕのアノード側の電圧がカソード側の電圧より高くなった場合に、ダイオードＤｕが通電状態とされる。ダイオードＤｕのアノード側の電圧は、出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔの電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）から補助ダイオードＤｓの順方向降下電圧（Ｖｆ）を減算し、さらに、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２を加算し、ダイオードＤｕの順方向降下電圧を減算した値となる。一方、ダイオードＤｕのカソード側の電圧は、入力側高圧端子Ｔｐｉｎの電圧（入力電圧Ｖｉｎ）である。つまり、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２が、所定電圧（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ＋２Ｖｆ）より高くなった場合に、ダイオードＤｕは導通状態とされる。なお、２Ｖｆは、ダイオードＤｕ，Ｄｓそれぞれの順方向降下電圧の和である。これにより、共振リアクトルＬ２に印加される電圧を所定電圧以下とすることができ、共振リアクトルＬ２に過剰な電圧が生じることを抑制できる。
（１）本実施形態の構成では、補助スイッチＳｓをオン状態とし、共振リアクトルＬ２とコンデンサＣａ１，Ｃａ２から構成される直列共振回路を共振させる。直列共振回路が共振することで、主スイッチＳａ１，Ｓａ２に並列接続されているコンデンサＣａ１，Ｃａ２に印加されている電圧を略０とし、その状態で、その主スイッチＳａ２をオン状態とすることが可能になる。即ち、主スイッチＳａ２をオン状態とするときに、ＺＶＳを行うことができ、スイッチング損失の低減及び低ノイズ化を図ることができる。
ここで、補助スイッチＳｓがオン状態とされ、共振リアクトルＬ２に電流が流れている状態でノイズなどを原因としてオフ状態とされると、共振リアクトルＬ２に流れる電流が急減することで、サージ電圧が生じる。本実施形態の構成では、補助スイッチＳｓを介さずに電流が流れる第２経路を設け、その第２経路を介して、共振リアクトルＬ２から放電が実施される。このため、共振リアクトルＬ２に過剰な電圧が印加されることを抑制することが可能となる。
共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２が所定値以上である場合に、「通流制限手段」としてのダイオードＤｕは導通状態とされる。つまり、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２が所定値より高くなった場合に、第２経路を介して放電が実施される。このため、共振リアクトルＬ２に過剰な電圧が印加されることを抑制することが可能となる。
第２経路は、入力側高圧端子Ｔｐｉｎと、共振リアクトルＬ２と、入力側低圧端子Ｔｎｉｎとを接続する経路である。このため、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを直流電源４０（又は入力側平滑コンデンサ３０）に還流することが可能となり、電力効率を向上させることができる。
補助スイッチＳｓは、共振リアクトルＬ２と、接続点ＴＡとの間に設けられ、ダイオードＤｕは、入力側高圧端子Ｔｐｉｎと、共振リアクトルＬ２と、の間に設けられている。これにより、簡易な構成で、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを、直流電源４０側に還流することが可能になる。
「通流制限部」として、受動素子であるダイオードＤｕを用いる構成とした。さらに、共振リアクトルＬ２の端子間電圧の上昇に伴って、ダイオードＤｕのアノード側電圧が上昇することを利用して、共振リアクトルＬ２の端子間電圧が所定値以上となった場合にダイオードＤｕが導通状態とされる構成を実現している。本構成によれば、「通流制限部」としてスイッチなどを用いる構成と比較して、制御回路５０による制御を行う必要がなく、構成を簡素化できる。
（第２実施形態）
図１０に第２実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ａの電気的構成を示す。図９に示す第１実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
第２実施形態の第２経路（一点鎖線）は、共振リアクトルＬ２の第１端と、入力側低圧端子Ｔｎｉｎとを接続する。また、第２経路は、還流ダイオードＤａ１を介して、共振リアクトルの第２端と、入力側高圧端子Ｔｐｉｎとを接続する。
補助スイッチＳｓは、共振リアクトルＬ２の第１端と、出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔとの間に設けられている。「通流制限部」としてのダイオードＤｕは、第２経路上において、入力側低圧端子Ｔｎｉｎと、共振リアクトルＬ２の第１端と、の間に設けられている。また、補助ダイオードＤｓのカソードは、共振リアクトルＬ２の第１端に接続され、補助ダイオードＤｓのアノードは、出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔに接続されている。
第２実施形態の構成により、第１実施形態と同様に、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを直流電源４０側に対して簡易な構成で還流することが可能になる。
より具体的には、ダイオードＤｕのアノード側の電圧がカソード側の電圧より高くなった場合に、ダイオードＤｕが通電状態とされる。ダイオードＤｕのアノード側の電圧は、出力側低圧端子Ｔｎｏｕｔの電圧（接地電圧０）となる。一方、ダイオードＤｕのカソード側の電圧は、入力側高圧端子Ｔｐｉｎの電圧（入力電圧Ｖｉｎ）から、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２、及び、補助ダイオードＤｓ及び還流ダイオードＤａの順方向降下電圧Ｖｆを減算した値となる。つまり、共振リアクトルＬ２の端子間電圧が、所定電圧（Ｖｉｎ＋３Ｖｆ）より高くなった場合に、ダイオードＤｔは導通状態とされる。なお、３Ｖｆは、ダイオードＤｕ，Ｄｓ，Ｄａ１それぞれの順方向降下電圧の和である。これにより、共振リアクトルＬ２に印加される電圧を所定電圧以下とすることができ、共振リアクトルＬ２に過剰な電圧が生じることを抑制できる。
（第３実施形態）
第１実施形態では、「通流制限部」としてダイオードＤｕを設ける構成とした。これを変更し、図１１に示すように、第３実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ｂは、通流制限部としてスイッチＳｕを備える構成とする。
また、ＤＣＤＣコンバータ１０Ｂは、スイッチＳｕに加え、共振リアクトルＬ２の端子間電圧を検出する電圧センサ４９を備えている。本実施形態の制御回路５０は、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２の検出値を電圧センサ４８から取得する。制御回路５０は、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２の検出値が所定値を越えている場合に、スイッチＳｕをオン状態とする。これにより、共振リアクトルＬ２の端子間電圧が所定値を超えている場合に、第２経路を介して共振リアクトルＬ２の放電が実施される。
図１２にＤＣＤＣコンバータ１０Ｃとして示すように、第２実施形態の構成においても、第３実施形態と同様に、「通流制限部」として、ダイオードＤｕに代えてスイッチＳｕを設け、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２に基づいて、スイッチＳｕをオン状態とする構成としてもよい。
（第４実施形態）
図１３に本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ｄの電気的構成を示す。本実施形態の構成では、補助回路２０を構成する補助ダイオードＤｓのアノードは出力側低圧端子Ｔｎｏｕｔに接続されている。他の構成は、図１１に示す第３実施形態の構成と同等である。
本実施形態の構成においても、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２の検出値が所定値を越えている場合に、スイッチＳｕをオン状態とする。これにより、共振リアクトルＬ２の端子間電圧が所定値を超えている場合に、第２経路を介して共振リアクトルＬ２の放電が実施される。
また、図１４にＤＣＤＣコンバータ１０Ｅとして示すように、図１２に示す構成においても、補助回路２０を構成する補助ダイオードＤｓのアノードが出力側低圧端子Ｔｎｏｕｔに接続されている構成であってもよい。
（第５実施形態）
図１５に第５実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ｆの電気的構成を示す。本実施形態の共振リアクトルＬ２の第１端は、出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔに接続され、第２端は、補助ダイオードＤｓのアノードに接続されている。また、補助ダイオードＤｓのカソードは、補助スイッチＳｓのドレインに接続されている。補助スイッチＳｓのソースは接続点ＴＡに接続されている。
ここで、「通流制限部」としてのダイオードＤｕのアノードは、共振リアクトルの第２端及び補助ダイオードＤｓのアノードに接続されている。また、ダイオードＤｕのカソードは、入力側高圧端子Ｔｐｉｎに接続されている。換言すると、本実施形態の第２経路は、共振リアクトルＬ２の第２端と、入力側高圧端子Ｔｐｉｎとを、補助ダイオードＤｓを介さずに直接接続する。
つまり、第２経路は、補助ダイオードＤｓを介さず電流が流れる。よって、共振リアクトルＬ２から入力端子Ｔｐｉｎ，Ｔｎｉｎに対して、補助ダイオードＤｓを迂回して還流電流を流すことができ、補助ダイオードＤｓにおける電力損失が生じることや、補助ダイオードＤｂに過剰な電流が流れることを抑制できる。この構成においては、共振リアクトルＬ２の端子間電圧が、所定電圧（Ｖｉｎ＋２Ｖｆ）より高くなった場合に、ダイオードＤｕは導通状態とされる。ここで、２Ｖｆは、ダイオードＤｕ，Ｄａ１それぞれの順方向降下電圧の和である。
図１６に示すように、図１０に示す第２実施形態の構成においても、第５実施形態と同様に、補助ダイオードＤｓを迂回するように第２経路を設ける構成としてもよい。補助ダイオードＤｓを迂回して、還流電流を流すことができ、補助ダイオードＤｓにおける電力損失や、補助ダイオードＤｓに過剰な電流が流れることを抑制できる。
（第６実施形態）
図１７に第６実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ｈの電気的構成を示す。一点鎖線で示すように、本実施形態の第２経路は、共振リアクトルＬ２の第１端と第２端とを接続する経路であって、さらに、補助スイッチＳｓを介さずに電流が流れる経路である。第２経路上には「通流制限部」として、互いに異なる向きで接続された２つのツェナーダイオードＤｔｕ１，Ｄｔｕ２が設けられている。ツェナーダイオードＤｔｕ１は、共振リアクトルＬ２の第２端側にカソードが接続され、共振リアクトルＬ２の第１端側にアノードが接続されている。ツェナーダイオードＤｔｕ２は、共振リアクトルＬ２の第１端側にカソードが接続され、共振リアクトルＬ２の第２端側にアノードが接続されている。
ツェナーダイオードＤｔｕ１に対し、ツェナーダイオードＤｔｕ１の降伏電圧以上の電圧が印加されると、ツェナーダイオードＤｔｕ１は導通状態とされる。これにより、共振リアクトルＬ２の端子間電圧がツェナーダイオードＤｔｕ１の降伏電圧（所定電圧）を越えた場合に、第２経路を介して、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーが放電される。共振リアクトルＬ２から放電される電磁エネルギーは、共振リアクトルＬ２を含む第２経路上の抵抗成分により消費される。
本実施形態の構成によれば、簡易な構成で、共振リアクトルＬ２に過剰に電圧が印加された場合に、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを放電することが可能になる。
図１７に示した構成では、ツェナーダイオードＤｔｕ１及びツェナーダイオードＤｔｕ２のカソード同士が接続され、ツェナーダイオードＤｔｕ１及びツェナーダイオードＤｔｕ２のアノードがそれぞれ共振リアクトルＬ２の第１端及び第２端に接続されている。これを変更し、ツェナーダイオードＤｔｕ１及びツェナーダイオードＤＴｕ２のアノード同士が接続され、ツェナーダイオードＤｔｕ１及びツェナーダイオードＤＴｕ２のカソードがそれぞれ共振リアクトルＬ２の第１端及び第２端に接続される構成であってもよい。
また、図１８に示すように、「通流制限部」として、共振リアクトルＬ２の第２端にカソードが接続され、第１端にアノードが接続されているダイオードＤｕを第２経路上に設ける構成としてもよい。本構成では、共振リアクトルＬ２の端子間電圧がダイオードＤｕの順方向降下電圧Ｖｆを超えた場合に、第２経路を介して、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーが放電される。共振リアクトルＬ２から放電される電磁エネルギーは、共振リアクトルＬ２を含む第２経路上の抵抗成分により消費される。本構成によれば、簡易な構成で、共振リアクトルＬ２に過剰に電圧が印加された場合に、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを放電することが可能になる。
（第７実施形態）
図１９に第７実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ｉの電気的構成を示す。一点鎖線で示すように、図１７に示す第６実施形態と同様、第５実施形態の第２経路は、共振リアクトルＬ２の第１端と第２端とを接続する経路であって、さらに、補助スイッチＳｓを介さずに電流が流れる経路である。第２経路上には「通流制限部」としてのスイッチＳｕが設けられている。さらに、第２経路上には、「受動素子」であるコンデンサＣｕ及び抵抗素子ＲｕがスイッチＳｕと直列接続されて設けられている。
また、共振リアクトルＬ２の端子間電圧を検出する電圧センサ４８、及び、補助ダイオードの端子間電圧を検出する電圧センサ４９が設けられている。制御回路５０は、電圧センサ４８，４９から共振リアクトルＬ２の端子間電圧の検出値、及び、補助ダイオードＤｓの端子間電圧の検出値をそれぞれ取得する。そして、制御回路５０は、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２の検出値が所定値以上の場合に、スイッチＳｕをオン状態とする。また、制御回路５０は、補助ダイオードＤｓの端子間電圧の検出値が所定値以上の場合に、スイッチＳｕをオン状態とするアクティブスナバ制御を行う。
本実施形態の構成によれば、簡易な構成で、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを放電することが可能になる。また、第２経路に抵抗素子Ｒｕを設けることで、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーをより速く放電することが可能になる。さらに、補助ダイオードＤｓに対するアクティブスナバ用の回路（スイッチＳｕ、コンデンサＣｕ及び抵抗素子Ｒｕ）と、共振リアクトルの放電回路とを兼用することで、素子の数を低減しつつ、素子の保護動作を行うことが可能になる。
（第８実施形態）
図２０に、第８実施形態の「電力変換装置」である昇圧型ＤＣＤＣコンバータ１０Ｊを示す。図示されるように、ＤＣＤＣコンバータ１０Ｊは、主スイッチＳｂ１，Ｓｂ２、補助回路２０、平滑リアクトルＬ１、平滑コンデンサ３０，３２、及び制御回路（図示略）を備えている。本実施形態では、各主スイッチＳｂ１，Ｓｂ２として、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。
第１主スイッチＳｂ１のドレインには、第２主スイッチＳｂ２のソースが接続されている。主スイッチＳｂ１，Ｓｂ２の接続点には、平滑リアクトルＬ１の第１端が接続されている。平滑リアクトルＬ１の第２端には、入力側高圧端子Ｔｐｉｎを介して直流電源（図示略）の正極端子が接続されている。直流電源の負極端子には、入力側低圧端子Ｔｎｉｎを介して第１主スイッチＳｂ１のソースが接続されている。また、入力側高圧端子Ｔｐｉｎ及び入力側低圧端子Ｔｎｉｎとの間には、入力側平滑コンデンサ３０が設けられている。
第１主スイッチＳｂ１には、第１還流ダイオードＤｂ１が逆並列に接続され、また、第１主コンデンサＣｂ１が並列接続されている。第２主スイッチＳｂ２には、第２還流ダイオードＤｂ２が逆並列に接続され、また、第２主コンデンサＣｂ２が並列接続されている。
第２主スイッチＳｂ２のドレインには、出力側平滑コンデンサ３２の第１端が接続され、出力側平滑コンデンサ３２の第２端には、第１主スイッチＳｂ１のソースが接続されている。出力側平滑コンデンサ３２には、出力端子Ｔｐｏｕｔ，Ｔｎｏｕｔを介して負荷（図示略）が並列接続されている。
補助回路２０は、補助ダイオードＤｓ、補助スイッチＳｓ、及び共振リアクトルＬ２を備えている。本実施形態では、補助スイッチＳｓとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いている。補助スイッチＳｓには、ダイオードＤｔが逆並列に接続されている。共振リアクトルＬ２の第２端には、入力側高圧端子Ｔｐｉｎが接続され、平滑リアクトルＬ１の第１端には、整流素子としての補助ダイオードＤｓのアノードが接続されている。補助ダイオードＤｓのカソードには、共振リアクトルＬ２の第１端が接続され、共振リアクトルＬ２の第２端には、補助スイッチＳｓのドレインが接続されている。補助スイッチＳｓのソースには、平滑リアクトルＬ１の第２端が接続されている。
制御回路は、各スイッチＳｂ１，Ｓｂ２，Ｓｓをオンオフ操作する。制御回路は、デッドタイムを挟みつつ、第１主スイッチＳｂ１と第２主スイッチＳｂ２とを交互にオン操作する。各主スイッチＳｂ１，Ｓｂ２のスイッチング周期Ｔｓｗは、ＤＣＤＣコンバータ１０の入力電圧Ｖｉｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔの比（昇圧比Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）に応じて設定される。
続いて、本実施形態にかかる補助スイッチＳｓの操作手法について説明する。本実施形態では、主スイッチＳｂ１，Ｓｂ２を上記第１実施形態の主スイッチＳａ１，Ｓａ２とみなした場合に、補助スイッチＳｓの操作態様を、上記第１実施形態の補助スイッチＳｓの操作態様と同一とする。
詳しくは、第２主スイッチＳｂ２がオンに維持されている期間の途中に補助スイッチＳｓをオフ操作からオン操作に切り替える。そして、補助スイッチＳｓのオフ操作への切り替えに先立って第２主スイッチＳｂ２をオン操作からオフ操作に切り替える。これにより、第２主スイッチＳｂ２のオフ操作への切り替えに起因したサージ電圧を抑制することができる。また、第１主スイッチＳｂ１のターンオンをＺＶＳとすることができる。
さらに、本実施形態の構成では、出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔと、共振リアクトルＬ２と、出力側低圧端子Ｔｎｏｕｔと、を接続するように第２経路を設けている。そして、第２経路上に「通流制限部」としてのダイオードＤｕを設けている。より具体的には、補助スイッチＳｓは、共振リアクトルＬ２の第１端と、入力側高圧端子Ｔｐｉｎとの間に設けられている。また、ダイオードＤｕは、共振リアクトルＬ２の第２端と、接続点ＴＡとの間に設けられている。
本実施形態の構成によれば、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを負荷４２（及び出力側平滑コンデンサ３２）に還流することで、電力効率を向上させることが可能となる。
また、本実施形態の構成では、ダイオードＤｕのアノード側の電圧は、主コンデンサＣｂ２の端子間電圧と、補助ダイオードＤｓの順方向降下電圧と、共振リアクトルＬ２の端子間電圧とを加算した値となる。なお、補助スイッチＳｓがオン状態とされていると、ダイオードＤｕのアノード側の電圧は、入力側高圧端子Ｔｐｉｎの電圧（Ｖｉｎ）と略等しくなる。また、ダイオードＤｕのカソード側の電圧は、出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔの電圧（Ｖｏｕｔ）と略等しくなる。
本実施形態の構成において「通流制限部」は、ダイオードＤｕであって、共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２が、所定電圧より高くなる場合に、通電状態となる。これにより、共振リアクトルＬ２に印加される電圧は、所定電圧より低くすることができ、共振リアクトルＬ２に過剰な電圧が生じることを抑制できる。
（第９実施形態）
図２１に、本実施形態の「電力変換装置」である昇圧型ＤＣＤＣコンバータ１０Ｋを示す。第８実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
本実施形態の補助スイッチＳｓは、共振リアクトルＬ２と、入力側高圧端子Ｔｐｉｎとの間に設けられている。また、「通流制限部」としてのダイオードＤｕは、入力側低圧端子Ｔｎｉｎと、共振リアクトルＬ２との間に設けられている。具体的には、ダイオードＤｕのアノードは、入力側低圧端子Ｔｎｉｎに接続され、カソードは、共振リアクトルＬ２の第１端に接続されている。
本実施形態の構成では、ダイオードＤｕのアノードの電圧は、入力側低圧端子Ｔｎｉｎの電圧、即ち接地電圧（０）である。また、ダイオードＤｕのカソードの電圧は、入力側高圧端子Ｔｐｉｎの電圧（Ｖｉｎ）から補助ダイオードＤｂの順方向降下電圧（Ｖｆ）及び共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２を減算した値である。即ち、入力電圧Ｖｉｎより、共振リアクトルＬ２の端子間電圧と補助ダイオードＤｂの順方向降下電圧との和が大きくなった場合（Ｖｉｎ＜ＶＬ２−２Ｖｆ）に、ダイオードＤｕが導通状態とされる。ここで、２Ｖｆは、ダイオードＤｕ，Ｄｓそれぞれの順方向降下電圧の和である。これにより、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーが第２経路を介して入力側高圧端子Ｔｐｉｎに対して流れることになる。
本実施形態の構成によれば、簡易な構成で、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを直流電源４０（及び入力側平滑コンデンサ３０）に還流することが可能になる。
「通流制限部」は、ダイオードＤｕであって、共振リアクトルＬ２の電圧ＶＬ２が、所定電圧（Ｖｉｎ＋２Ｖｆ（ダイオードＤｕ，Ｄｓそれぞれの順方向降下電圧の和））より高くなる場合に、通電状態となる。これにより、共振リアクトルＬ２に印加される電圧は、所定電圧（Ｖｉｎ＋２Ｖｆ（ダイオードＤｕ，Ｄｓそれぞれの順方向降下電圧の和））以下とすることができ、共振リアクトルＬ２に過剰な電圧が印加されることを抑制できる。
（第１０実施形態）
図２２に第１０実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ｌを示す。本実施形態のＤＣＤＣコンバータは、昇降圧型のＤＣＤＣコンバータである。ＤＣＤＣコンバータ１０Ｌは、入力端子Ｔｐｉｎ，Ｔｎｉｎに接続されている主スイッチＳａ１，Ｓａ２と、出力端子Ｔｐｏｕｔ，Ｔｎｏｕｔに接続されている主スイッチＳｂ１，Ｓｂ２と、を備えている。
主スイッチＳａ１のドレインは入力側高圧端子Ｔｐｉｎに接続され、主スイッチＳａ１のソースは主スイッチＳａ２のドレインに接続されている。主スイッチＳａ２のソースは入力側低圧端子Ｔｎｉｎに接続されている。主スイッチＳｂ１のドレインは出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔに接続され、主スイッチＳｂ１のソースは主スイッチＳｂ２のドレインに接続されている。主スイッチＳｂ２のソースは出力側低圧端子Ｔｎｏｕｔに接続されている。
主スイッチＳａ１のソースと主スイッチＳａ２のドレインとが接続される接続点ＴＡと、主スイッチＳｂ１のソースと主スイッチＳｂ２のドレインとが接続される接続点ＴＢと、の間に平滑リアクトルＬ１が設けられている。主スイッチＳａ１，Ｓａ２が交互にオン操作されることでＤＣＤＣコンバータは降圧回路として動作し、主スイッチＳｂ１，Ｓｂ２が交互にオン操作されることでＤＣＤＣコンバータは昇圧回路として動作する。
本実施形態では、平滑リアクトルＬ１と並列に第１経路が設けられ、その第１経路上に補助回路２０が設けられている。補助回路２０は、共振リアクトルＬ２、補助ダイオードＤｓ、補助スイッチＳｓを備えて構成されている。補助スイッチＳｓがオン状態とされることで、共振リアクトルＬ２は、主コンデンサＣａ１，Ｃａ２，Ｃｂ１，Ｃｂ２のいずれかと直列共振回路を構成する。本実施形態では、第１実施形態の降圧回路、及び、第８実施形態の昇圧回路と同様に、補助スイッチＳｓを用いて、主スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓｂ１，Ｓｂ２のＺＶＳを実現する。
また、図２２に一点鎖線で示すように、第８実施形態（図１０，２１）と同様の第２経路を設ける構成としている。これにより、共振リアクトルＬ２に過剰な電圧が生じることを抑制できる。
（第１１実施形態）
図２３に第１１実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ｍの電気的構成を示す。ＤＣＤＣコンバータ１０Ｍは、第１０実施形態と同様に昇降圧型のＤＣＤＣコンバータである。第１０実施形態と同一の構成について同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
本実施形態の第２経路は、第６，７実施形態と同様に、共振リアクトルＬ２の第１端と第２端とを接続する経路であり、第２経路上には、「通流制限部」としてのダイオードＤｕ及び抵抗素子Ｒｕが設けられている。ダイオードＤｕのアノードは共振リアクトルＬ２の第２端側に接続されており、カソードは共振リアクトルＬ２の第１端側に接続されている。本実施形態の構成によれば、共振リアクトルＬ２にサージ電圧が生じる場合に、第２経路を介して電流が流れ、放電が実施される。
なお、共振リアクトルＬ２の第１端と第２端とを接続する第２経路を設け、第２経路上に、「通流制限部」としてのダイオードＤｕ及び抵抗素子Ｒｕを設ける本実施形態の構成は、昇圧型ＤＣＤＣコンバータに適用してもよいし、降圧型ＤＣＤＣコンバータに適用してもよい。
（第１２実施形態）
図２４に第１２実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ｎの電気的構成を示す。ＤＣＤＣコンバータ１０Ｎは、絶縁型ＤＣＤＣコンバータである。他の実施形態と同一の構成について、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
絶縁型ＤＣＤＣコンバータは、トランスＴｒの１次側にスイッチＳｃ１〜Ｓｃ４を有するフルブリッジ回路と、トランスＴｒの２次側にスイッチＳｃ５〜Ｓｃ８を有するフルブリッジ回路とを有する。
本実施形態の構成では、２次側のフルブリッジ回路を構成する上アームスイッチング素子であるスイッチＳｃ５，Ｓｃ７おけるＺＶＳを実現するために、補助回路２０が設けられている。補助回路２０は、共振リアクトルＬ２、補助ダイオードＤｓ、及び、補助スイッチＳｓを備えている。
共振リアクトルＬ２は、スイッチＳｃ５，Ｓｃ７に並列接続されているコンデンサＣｃ５，Ｃｃ７のそれぞれと直列共振回路を構成する。補助スイッチＳｓがオン状態とされることで、出力側高圧端子Ｔｐｏｕｔから共振リアクトルＬ２に対して電磁エネルギーが蓄積される。
本実施形態では、一点鎖線で示すように、補助回路２０が設けられている第１経路と異なる第２経路が設けられている。第２経路は、共振リアクトルＬ２の第１端と第２端とを接続する経路であり、第２経路上には、トランスＴｕの一次コイルと、「通流制限部」としてのダイオードＤｕとが設けられている。トランスＴｕの二次コイルは、入力側高圧端子Ｔｐｉｎと入力側低圧端子Ｔｎｉｎとに接続されている。
本実施形態の構成によれば、共振リアクトルＬ２にサージ電圧が生じる場合に、第２経路を介してトランスＴｕの一次コイルに電流が流れることで、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを入力端子Ｔｐｉｎ，Ｔｎｉｎに還流させることができる。また、トランスＴｕの１次巻線と２字巻線との巻数比によって、ダイオードＤｕが導通される際の共振リアクトルＬ２の端子間電圧ＶＬ２を調整できる。このため、共振リアクトルＬ２に印加される電圧の最大値を任意のものに設定することができる。
（第１３実施形態）
図２５に第１３実施形態の電気的構成を示す。第１３実施形態のＤＣＤＣコンバータ１０Ｐは、第１実施形態と同様のＤＣＤＣコンバータである。他の実施形態と同一の構成については、同一の符号を付し、適宜説明を省略する。
本実施形態の第１経路は、入力側高圧端子Ｔｐｉｎと、共振リアクトルＬ２と、接続点ＴＡと、入力側低圧端子Ｔｎｉｎとを接続する。さらに、第１経路上には、補助ダイオードＤｓと、補助スイッチＳｓとが設けられている。補助ダイオードＤｓのアノードは、入力側高圧端子Ｔｐｉｎに接続されており、カソードは共振リアクトルＬ２の第１端に接続されている。また、補助スイッチＳｓのドレインは共振リアクトルＬ２の第２端に接続されており、ソースは接続点ＴＡに接続されている。
本実施形態の図２５に一点鎖線で示す第２経路は、共振リアクトルＬ２の第１端と第２端とを接続する経路であり、第２経路上には、トランスＴｕの一次コイルと、「通流制限部」としてのダイオードＤｕとが設けられている。ダイオードＤｕのアノードは、共振リアクトルＬ２の第２端側に、カソードは共振リアクトルの第１端側にそれぞれ接続されている。トランスＴｕの二次コイルは、入力側高圧端子Ｔｐｉｎと入力側低圧端子Ｔｎｉｎとに接続されている。
本実施形態の構成によれば、共振リアクトルＬ２にサージ電圧が生じる場合に、第２経路を介してトランスＴｕに電流が流れることで、共振リアクトルＬ２に蓄積された電磁エネルギーを入力端子Ｔｐｉｎ，Ｔｎｉｎに還流させることができる。
（第１４実施形態）
図２６に第１４実施形態におけるＤＣＤＣコンバータ１０Ｑの電気的構成を示す。本実施形態では、平滑リアクトルＬ１をトランスＴＳの一次巻線（主巻線）とし、共振リアクトルＬ２をトランスの二次巻線（補助巻線）としている。さらに、主巻線の第１端と補助巻線の第１端とが同極性となるようにしている。これにより、補助巻線側の漏れインダクタに印加される電圧を、主巻線側の励磁インダクタの端子間電圧に巻線比「Ｌ２／Ｌ１」を乗算した値だけ高くすることができる。したがって、漏れインダクタ（共振リアクトルＬ２）に磁気エネルギーを蓄積する時間を短縮することができる。
（他の実施形態）
・共振回路としては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、共振リアクトルＬ２に別途連結されたインダクタと容量成分とを共振回路として動作させてもよい。
・ＤＣＤＣコンバータを構成するスイッチとしては、ＭＯＳＦＥＴに限らず、例えばＩＧＢＴを用いてもよい。
・電力変換装置としては、入力電圧や出力電圧が直流電圧であるものに限らず、交流電圧であるものであってもよい。こうした装置としては、具体的には例えば、電力変換装置の入力側に、外部の交流電源から出力された交流電圧を直流電圧に変換して出力する整流回路（全波整流回路）が設けられたものを挙げることができる。
１０…ＤＣＤＣコンバータ、Ｓａ１，Ｓａ２…主スイッチ、Ｃａ１，Ｃａ２…主コンデンサ、Ｄｓ…補助ダイオード、Ｄｕ…ダイオード、Ｌ１…平滑リアクトル、Ｌ２…共振リアクトル、ＴＡ…接続点、Ｔｐｉｎ…入力側高圧端子、Ｔｐｏｕｔ…出力側高圧端子。

Claims (16)

  1. 直列接続された二つの主スイッチ（Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓｂ１，Ｓｂ２）と、
    前記二つの主スイッチ同士の接続点（ＴＡ，ＴＢ）に一端が接続された平滑リアクトル（Ｌ１）と、
    前記二つの主スイッチを交互にオンオフさせることで、入力端子（Ｔｐｉｎ，Ｔｎｉｎ）に接続された直流電源（４０）から入力される電磁エネルギーを前記平滑リアクトルに蓄えるとともに、前記平滑リアクトルに蓄えられた電磁エネルギーを出力端子（Ｔｐｏｕｔ，Ｔｎｏｕｔ）に接続された負荷（４２）に出力する制御部（５０）と、
    を備える電力変換装置（１０）であって、
    前記二つの主スイッチのそれぞれに容量成分（Ｃａ１，Ｃａ２，Ｃｂ１，Ｃｂ２）が並列接続されており、
    前記容量成分に直列接続され、その容量成分とともに直列共振回路を構成する共振リアクトル（Ｌ２）と、
    前記直列共振回路と、前記出力端子又は前記入力端子のうち高電圧側の端子である高電圧端子（Ｔｐｉｎ，Ｔｐｏｕｔ）とを接続する第１経路と、
    前記第１経路に設けられ、前記高電圧端子から前記共振リアクトルに向かって電流が流れるように設けられた補助ダイオード（Ｄｓ）と、
    前記第１経路に設けられ、オン状態とされることで、前記補助ダイオードを介して前記共振リアクトルに向かって電流を流すことで、前記共振リアクトルに電磁エネルギーを蓄積し、その電磁エネルギーにより前記直列共振回路を共振させる補助スイッチ（Ｓｓ）と、
    前記第１経路と共通する部分を有するとともに、前記補助スイッチを介さず前記共振リアクトルを介して電流が流れる第２経路と、
    前記第２経路に設けられ、通電状態とされることで、前記第２経路を介して、前記共振リアクトルに蓄積された電磁エネルギーを放電する通流制限部（Ｄｕ，Ｓｕ，Ｄｔｕ１）と、
    を備えていることを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記通流制限部は、前記共振リアクトルの端子間電圧が所定値以上である場合に、通電状態とされることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記第２経路は、前記入力端子のうち高電圧側の端子と、前記共振リアクトルと、前記入力端子のうち低電圧側の端子とを接続する経路であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  4. 前記補助スイッチは、前記共振リアクトルと、前記接続点との間に設けられ、
    前記通流制限部は、前記入力端子のうち高電圧側の端子と、前記共振リアクトルの端子のうち前記補助スイッチと接続されている方の端子と、の間に設けられていることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記補助スイッチは、前記共振リアクトルと、前記出力端子のうち高電圧側の端子との間に設けられ、
    前記通流制限部は、前記入力端子のうち低電圧側の端子と、前記共振リアクトルの端子のうち前記補助スイッチと接続されている方の端子と、の間に設けられていることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 前記第２経路は、前記出力端子のうち高電圧側の端子と、前記共振リアクトルと、前記出力端子のうち低電圧側の端子とを接続する経路であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  7. 前記補助スイッチは、前記共振リアクトルと、前記入力端子のうち高電圧側の端子との間に設けられ、
    前記通流制限部は、前記出力端子のうち高電圧側の端子と、前記共振リアクトルの端子のうち前記補助スイッチと接続されている方の端子と、の間に設けられていることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 前記補助スイッチは、前記共振リアクトルと、前記接続点との間に設けられ、
    前記通流制限部は、前記入力端子のうち低電圧側の端子と、前記共振リアクトルの端子のうち前記補助スイッチと接続されている方の端子と、の間に設けられていることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  9. 前記通流制限部は、ダイオード（Ｄｕ）であることを特徴とする請求項１から請求項８までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 前記第２経路は、前記補助ダイオードを介さず電流が流れることを特徴とする請求項３乃至９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 前記第２経路は、前記共振リアクトルの一端と他端とを接続する経路であることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
  12. 前記通流制限部は、互いに逆方向に接続された２つのツェナーダイオード（Ｄｔｕ１，Ｄｔｕ２）であることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 前記通流制限部は、ダイオードであることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  14. 前記制御部は、前記補助ダイオードに印加される電圧が所定値より高くなった場合に、前記通流制限部を通電状態とさせることを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
  15. 前記第２経路には、前記通流制限部と直列接続された抵抗素子（Ｒｕ）が設けられていることを特徴とする請求項１１又は請求項１３又は請求項１４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  16. 前記第２経路には、トランスの一次コイルが設けられており、
    前記トランスの二次コイルは、前記入力端子のうち高電圧側の端子と低電圧側の端子との間に設けられていることを特徴とする請求項１１又は請求項１３から請求項１５までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
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