JPWO2011001769A1 - 無線通信用高周波回路及び無線通信機 - Google Patents

Abstract

広帯域アンプを複数の通信周波数帯域に兼用するとともに、複数の通信周波数帯域に対応するために複数のデュプレクサを用いた回路を構成した場合の問題を解消して送信効率を高めた無線通信用高周波回路を構成する。アンプ（１１０）の出力ポートとリレースイッチ（１３０）との間に第１のインピーダンス整合回路（１２０）が設けられている。第１のインピーダンス整合回路（１２０）には、アンプ（１１０）の出力ポートから接地に向かって、図中に破線で示す第１の信号経路（１０２）が構成されている。第１の信号経路（１０２）にはインダクタ（１２１）と可変容量素子（１２２）が挿入されている。リレースイッチ（１３０）の出力ポート（１３１，１３２，１３３）とデュプレクサ（１５１，１５２，１５３）の送信信号入力ポートとの間には第２のインピーダンス整合回路（１４１，１４２，１４３）がそれぞれ設けられている。

Description

本発明は、携帯電話端末等の無線通信用の高周波回路及び無線通信機に関するものである。

近年の携帯電話端末は、複数の通信周波数帯域を利用できるようにしたものが一般的である。例えば特許文献１には、ＣＤＭＡ方式とＴＤＭＡ方式とを共用する通信端末において両方式間のハンドオーバを可能とした通信端末が開示されている。

図１は特許文献１に示されている通信端末のシステム構成図である。通信端末の主要な構成は、アンテナ共用器２、ＴＤＭＡの変調器、復調器およびＣＤＭＡの変調器、復調器を備えた変復調部４、変復調部４内の変調器の出力を増幅してアンテナ共用器２に供給する電力増幅器３、変復調部４に接続された信号処理部５、アンテナ共用器２と変復調部４と電力増幅器３と信号処理部５を制御する制御部６からなる。アンテナ１で受信された信号はアンテナ共用器２を介して変復調部４内のＴＤＭＡ復調部、ＣＤＭＡ復調部にそれぞれ供給され、変復調部４内のＴＤＭＡ変調部、ＣＤＭＡ変調部の出力はいずれも電力増幅器３を介してアンテナ共用器２に供給される。

前記電力増幅器３は、二つのアンプ３１，３３、スイッチ３２，３４を備えている。また、前記アンテナ共用器２には、フィルタ２３，２９によるデュプレクサを備えている。

このように、同時送受信を行う携帯電話端末の送信部の回路構成は、「アンプ→デュプレクサ→アンテナ」である。ここで矢印→は送信信号の流れを示しており、この順番で部品を接続することを表している。

一般的に、複数の通信周波数帯域の電波を一台の携帯電話が送受信する場合にアンプとデュプレクサは送受信する通信周波数帯域の数だけ必要であるが、アンテナは全ての通信周波数帯域で共用されるので、回路構成としては、「アンプ→デュプレクサ→リレースイッチ→アンテナ」となる。ここでリレースイッチは複数のデュプレクサのうちの一つを選択してアンテナに接続するために用いられる。

最近、複数の通信周波数帯域の送信信号を増幅できる広帯域のアンプの開発が進んでおり、実用化されようとしている。この広帯域のアンプを用いれば、デュプレクサのみが通信周波数帯域の数だけ必要であり、アンプとアンテナは通信周波数帯域の数よりも少ない数（究極的には１個）で済むため、回路構成は、「アンプ→リレースイッチ→デュプレクサ→リレースイッチ→アンテナ」となる。ここで、アンプとデュプレクサとの間のリレースイッチは、複数のデュプレクサのうち一つを選択してアンプに接続するために用いられる。

前記、アンプ、デュプレクサ、アンテナといった構成部品のすべては、それらの特性インピーダンスが標準の５０Ωになるように設計される。これは高周波部品同士をインピーダンス整合した状態でそのまま接続できるようにするためのルールでもある。すなわち、これらの部品を接続すれば５０Ωでインピーダンス整合して所定の回路として機能する。

特開２００２−３２５０４９号公報

しかし前述の広帯域のアンプを使用して、アンプ→リレースイッチ→デュプレクサという回路構成をとった場合、次に述べるようにアンプとデュプレクサとの間でインピーダンスマッチングを十分にとることができず、信号反射が発生して送信効率が悪化してしまう。

すなわち、アンプの出力部はバイポーラトランジスタのエミッタかコレクタもしくは電界効果型トランジスタのソースかドレインである。いずれであっても電流出力線端がアンプの出力ポートになるため、アンプの出力インピーダンスは非常に低く、一般に１０Ω以下である。前述のとおり、デュプレクサの入力インピーダンスは５０Ωであるため、アンプの出力部に整合回路を形成して、アンプの出力部の特性インピーダンスを５０Ωに変換する必要がある。

しかし、複数の通信周波数帯域に亘る広い周波数範囲で、１０Ω以下の低インピーダンスを５０Ωにインピーダンス変換を行う整合回路を構成することは現実には困難である。そのため、結局は十分なインピーダンスマッチングがとられることなく、信号反射が発生して送信効率が悪化してしまう。

また、部品同士を接続する配線の持つ寄生容量等の影響もあるため、厳密に５０Ωで整合がとれないことが多く、ただ単に接続するだけでは良好なインピーダンス整合状態が得られない。そのため、インピーダンスの整合状態を微調整する目的で、インダクタやキャパシタが設けられることが多い。

アンプの出力部に形成される整合回路の中に可変容量素子を入れて、通信周波数帯域の変更に応じてその可変容量素子の容量値を切り替えるという方式も考えられる。この方法によれば、通信周波数帯域ごとに整合状態を変更できるため、良好なインピーダンスマッチングをとることが可能になり、信号反射に起因する送信効率悪化を抑えることができる。

この方式について、図２，図３，図４を用いて説明する。図２，図３，図４はいずれもアンプ５１０の出力部から接地に至る信号経路５０２が形成されていて、信号経路５０２の中に信号分岐点５０３が設けられている。信号分岐点５０３からリレースイッチ５４０に向かって、信号経路５０５が設けられている。アンプ５１０と信号分岐点５０３との間には、実効的に可変インダクタとして作用する可変インダクタンス部５２０が挿入されている。図２，図３，図４では、可変インダクタンス部５２０の構成がそれぞれ異なる。

図２，図３，図４のいずれの例でも、信号分岐点５０３と接地との間には可変容量素子５３１が挿入されている。この可変インダクタンス部５２０と可変容量素子５３１とによる整合回路は、通信周波数帯域ごとに可変容量の値を調整することによって、アンプ５１０の出力部のインピーダンスを上昇させて、リレースイッチ５４０でのインピーダンスを５０Ωにする。

また、信号経路５０５と接地との間にはインダクタ５３２と可変容量素子５３３を直列接続した回路が挿入されているが、インダクタ５３２と可変容量素子５３３はアンプ５１０の出力する送信信号の高調波（２倍波または３倍波）の周波数で直列共振を起こして、そのときのインピーダンスが非常に小さくなるように定められる。この回路によって、高調波が接地にシャントさせることで除去して、送信信号の歪み成分が低減される。通信周波数帯域が変わると、送信信号の高調波周波数が変化するが、それに応じて可変容量素子５０９の容量値が切り替えられて、狙った高調波が抑圧される。

図２，図３，図４に挙げた整合回路は、可変容量素子を使用しない整合回路と比較して、次の２つの大きな利点がある。第１の利点は、通信周波数帯域の変更に応じて可変容量素子の容量値を変化させて、使用している通信周波数帯域に応じて整合させるため、良好なインピーダンスマッチングがとれることである。第２の利点は、使用している通信周波数帯域の変更に応じて、抑圧する高調波の周波数を変更することができるため、より効果的に高調波抑圧ができることである。

しかし、図２，図３，図４に挙げた整合回路には、次に述べる大きな欠点が存在する。
図２の構成では、インダクタ５２１と可変容量素子５２２を直列接続することによって可変インダクタンス部５２０を構成している。このように、インダクタ５２１のインダクタンスを可変容量素子５２２の容量で実効的に減少させるように構成されているため、可変インダクタンス部５２０全体の実効インダクタンスよりもインダクタンスのかなり大きなインダクタ５２１を使用する必要がある。一般的にインダクタの内部抵抗（等価直列抵抗）はインダクタンスが大きなものほど大きくなる。そのため、図２の構成を採った場合には、可変インダクタンス部５２０の抵抗は、可変インダクタンス部５２０の実効インダクタンスの割には大きな値となる。よって、可変インダクタンス部５２０での損失が大きくなり、送信効率が劣化する。

図３の構成では、インダクタ５２３と可変容量素子５２４とを並列接続することによって、可変インダクタンス部５２０を構成している。そのため、インダクタ５２３と可変容量素子５２４には互いに逆向きの電流が流れ、その差分が可変インダクタンス部５２０を通過する電流となる。したがって、可変インダクタンス部５２０を通過する電流と比較して、非常に大きな電流がインダクタ５２３及び可変容量素子５２４を流れることになり、結果的にインダクタ５２３及び可変容量素子５２４の内部抵抗による大きな損失が発生する。したがって、図３の構成であっても可変インダクタンス部５２０での損失が大きくなり、送信効率が劣化する。

図４の構成では、可変インダクタンス部５２０は、可変容量素子をスイッチのように使用して、インダクタを切り替える。可変容量の値を大きくすることで「ＯＮに近い状態」を作り、可変容量の値を小さくすることで「ＯＦＦに近い状態」を作る。可変容量素子の容量を無限大にできれば完全なＯＮにできるし、可変容量素子の容量をゼロにできれば完全なＯＦＦにできるが、実際には限られた容量しか得られないので、完全なＯＮやＯＦＦは不可能である。

「ＯＮに近い状態」のときの容量が有限であることから、図２の構成と同様の問題が発生する。すなわち、可変インダクタンス部５２０の実効的なインダクタンスよりも大きなインダクタンスを有するインダクタを使用する必要があり、そのためインダクタの内部抵抗が大きくなって、可変インダクタンス部５２０での損失が大きくなり、送信効率が劣化する。

また「ＯＦＦに近い状態」のときの容量がゼロにならないことから、図３の構成と同様の問題が発生する。すなわち、ＯＦＦになっているはずの経路に逆向きの電流が流れるため、可変インダクタンス部５２０の内部電流が増加して、可変インダクタンス部５２０での損失が大きくなり、送信効率が劣化する。

以上述べたとおり、可変インダクタンス部５２０を設ける図２，図３，図４の構成では、可変インダクタンス部５２０で大きな損失が発生して、送信効率が劣化する。また、図２，図３，図４のいずれの構成においても、可変インダクタンス部５２０はインダクタとキャパシタの共振系を構成しているため、インピーダンスの周波数依存性が大きい。そのため、同一通信帯域内においても、帯域全体にわたって良好なインピーダンスマッチングを維持することが困難であり、信号反射による送信効率悪化も結果的にそれほど小さくできない。

この他に、図５に示すように、リレースイッチ５４０を用いて、通信帯域毎にインピーダンス整合回路５６１，５６２，５６３を切り替える構成も考えられる。しかし、この構成にも大きな問題がある。アンプ５１０の出力部は低インピーダンス（電流伝送系）であるため、図５のようにアンプ５１０の出力部をリレースイッチ５４０に直接接続すると、リレースイッチ５４０に大きな電流が流れる。図２，図３，図４では、整合回路によって高インピーダンス系に変換してから、換言すれば電圧伝送系に変換してから、リレースイッチに接続しているため、リレースイッチ５４０に流れる電流量は相対的に小さい。それに対して、図５の構成ではリレースイッチ５４０に大きな電流が流れる。リレースイッチ５４０は接点抵抗を持っているため、大きな電流が流れると大きな損失が発生する。したがって、図５の構成ではリレースイッチ５４０の接点抵抗での損失が大きくなり、結局、高い送信効率が得られない。

一方、前述のとおり、広帯域のアンプを用いれば、デュプレクサのみが通信周波数帯域の数だけ必要であり、アンテナは複数の通信周波数帯域での通信に兼用される。そして、どの通信周波数帯域においても、特性インピーダンスが５０Ωになるよう設計される。しかしながら実際には、通信周波数帯域毎に特性インピーダンスを変更することができれば、アンテナの放射効率をもっと向上させることが可能である。

アンテナには様々な方式があるが、最も基本的な方式は波長の１／４の長さを持つ電線（ポール）である。携帯電話の中に入れる場合には、１／４波長の長さを確保することができないため、それより実効的に短い電線を使用する。そして、長さが足りない分、電線の根元部分にインダクタを付加する。同じ電線を、複数の通信周波数帯域で兼用する場合には、根元に付加するインダクタのインダクタンスを、通信周波数帯域毎に変更できれば望ましい。これは、周波数が高ければ波長が短くなるため、電線の長さの不足分が実効的に小さくなることに加えて、同じインダクタンスであっても周波数が高いときの方が大きなインピーダンスとして作用するからである。

したがって、短い電線をアンテナとして使用する場合には、通信周波数帯域ごとに、接続先の特性インピーダンスを変更して、周波数が低いときほどインダクタンスが高くなるように設定することができれば、アンテナの放射効率をさらに高めることができる。

本発明の目的は、広帯域アンプを複数の通信周波数帯域に兼用するとともに、複数の通信周波数帯域に対応するために複数のデュプレクサを用いた回路を構成した場合の問題を解消して送信効率を高めた無線通信用高周波回路を提供することにある。

（１）この発明の無線通信用高周波回路は、複数の通信周波数帯域の送信信号を出力するアンプと、共用の（１つの）入力ポート及び個別の（複数の）出力ポートを有する第１のリレースイッチと、前記アンプの出力ポートと前記リレースイッチの入力ポートの間に設けられた第１のインピーダンス整合回路と、送信信号入力ポート、受信信号出力ポート及び入出力共用ポートを有する、互いに異なる通信周波数帯域用の複数のデュプレクサと、前記第１のリレースイッチと前記デュプレクサの送信信号入力ポートとの間にそれぞれ接続された第２のインピーダンス整合回路と、を備える。

前記の構成により、アンプとデュプレクサ間のインピーダンス整合が良好となり、且つ損失が低減することによって送信効率が向上する。

（２）前記第１のインピーダンス整合回路は、例えば、前記アンプの出力ポートと接地とを結ぶ第１の信号経路と、前記第１の信号経路の途中である分岐点から前記第１のリレースイッチの入力ポートにつながる第２の信号経路とを備えていて、前記第１の信号経路のうち前記アンプと前記分岐点との間に第１のリアクタンス素子（インダクタまたはキャパシタ）が挿入され、前記分岐点と接地との間に前記第１のリアクタンス素子とは逆極性の第２のリアクタンス素子（キャパシタまたはインダクタ）が挿入されている。ここで「逆極性のリアクタンス素子」というのは、インピーダンス虚部の符号が逆のリアクタンス素子を示す。キャパシタに対する逆極性のリアクタンス素子はインダクタであり、インダクタに対する逆極性のリアクタンス素子はキャパシタである。

（３）例えば、前記第２のリアクタンス素子は可変容量素子であって、且つ前記第１の信号経路中の前記アンプと前記信号分岐点との間には可変容量素子が挿入されていない、又は、前記第１のリアクタンス素子が可変容量素子であって、且つ前記第１の信号経路中の、前記信号分岐点と前記接地との間には可変容量素子が挿入されていない。

この構成により、通信周波数帯域毎に前記可変容量素子の容量値を変化させることができ、通信周波数毎に、より高いインピーダンスに変換できる。また、前記第１の信号経路中の前記アンプと前記信号分岐点との間には可変容量素子が挿入されていないことにより、前述の挿入損失増大という不都合や、内部電流増加による損失増大、及びインダクタと可変容量が共振系を形成してインピーダンスの周波数特性が急峻になり、信号反射が発生するといった各種不具合を回避できる。

（４）例えば、前記可変容量素子は静電駆動型のＭＥＭＳ可変容量素子であり、前記第１のリレースイッチは静電駆動型のＭＥＭＳスイッチであり、前記ＭＥＭＳ可変容量素子及び前記第１のリレースイッチを駆動する共用の駆動ＩＣを備える。

静電駆動型のＭＥＭＳ可変容量素子や、静電駆動型のＭＥＭＳスイッチを駆動させるためには、高電圧が必要なため、高電圧を発生してこれらの素子を駆動する駆動ＩＣが別途必要になることが多い。静電駆動型のＭＥＭＳ可変容量素子や、静電駆動型のＭＥＭＳスイッチを使用したときには、一つの駆動ＩＣを共用することによってコストやサイズを削減できる。

（５）例えば、前記第２のインピーダンス整合回路は調整可能なリアクタンス回路を備えていて、前記可変容量素子のキャパシタンスのばらつきを前記調整可能なリアクタンス回路によって補償できるようにする。

この構成により、ある程度のバラツキを許容した可変容量素子を用いることができ、実用化を容易にする上、可変容量素子の製造歩留まりを実質的に上げることになるため、コスト的に有利となる。

（６）前記調整可能なリアクタンス回路は、例えば、ワイヤボンディングによって形成されるワイヤのインダクタンスを利用した回路である。

（７）前記調整可能なリアクタンス回路は、例えば、レーザー光によってキャパシタンスの調整が可能なキャパシタである。

（８）また、この発明の無線通信用高周波回路は、送信信号入力ポート、受信信号出力ポート及び入出力共用ポートを有する、互いに異なる通信周波数帯域用の複数のデュプレクサと、アンテナに接続される共用の（１つの）出力ポート及び個別の（複数の）入力ポートを有する第２のリレースイッチと、前記複数のデュプレクサの入出力共用ポートと前記第２のリレースイッチとの間に設けられた第３のインピーダンス整合回路と、を備える。

この構成により、アンテナから第２のリレースイッチ側を見たインピーダンスが、第２のリレースイッチの接点がどのデュプレクサに通じる経路に接続されているかによって異なるように設計されていて、（すなわちアンテナインピーダンスを通信周波数帯域毎に適切に変更され、）そのことによって、各通信帯域におけるアンテナの放射効率が向上する。

（９）例えば、前記アンテナから前記第２のリレースイッチ側を見たときのインピーダンスは、前記第２のリレースイッチの接点が接続されるデュプレクサの通信周波数帯域が低いほど誘導性に定められている。

特に、１／４波長電線を小型化したものを原型とするアンテナの場合には、前記アンテナから前記第２のリレースイッチ側を見たときのインピーダンスが、前記第２のリレースイッチの接点が通信帯域周波数の低いデュプレクサに接続されているときほど、誘導性になっているようにすることで所望の効果が得られる。

（１０）また、この発明の無線通信用高周波回路は、複数の通信周波数帯域の送信信号を出力するアンプと、共用の（１つの）入力ポート及び個別の（複数の）出力ポートを有する第１のリレースイッチと、前記アンプの出力ポートと前記リレースイッチの入力ポートの間に設けられた第１のインピーダンス整合回路と、互いに異なる通信周波数帯域用の複数のデュプレクサと、前記第１のリレースイッチと前記デュプレクサとの間にそれぞれ接続された第２のインピーダンス整合回路と、アンテナに接続される共用の（１つの）出力ポート及び個別の（複数の）入力ポートを有する第２のリレースイッチと、前記複数のデュプレクサと前記第２のリレースイッチとの間に設けられた第３のインピーダンス整合回路と、を備える。

この構成により、（１）と（８）で述べた双方の効果を奏する。しかも、デュプレクサの両側に個別の整合回路を形成できるため、デュプレクサそのものの特性インピーダンスを５０Ωに設計する必要はなくなる。

（１１）例えば、前記アンテナから前記第２のリレースイッチ側を見たときのインピーダンスは、前記第２のリレースイッチの接点が接続されるデュプレクサの通信周波数帯域が低いほど誘導性に定められている。

（１２）例えば、前記複数のデュプレクサのうちの少なくとも一つのデュプレクサのポートの特性インピーダンスは５０Ωよりも高く設計されている。

弾性波フィルタによって構成されたデュプレクサは、一般的に、特性インピーダンスを高く設計するほど小型になり、低コスト化する（ウエハからのチップ取れ個数が上がる）ため、この構成においては、デュプレクサの特性インピーダンスを５０Ωよりも高く設計すれば、全体を小型／低コスト化できる。

（１３）例えば、前記第１のリレースイッチ及び前記第２のリレースイッチは静電駆動型のＭＥＭＳスイッチであり、前記第１のリレースイッチ及び前記第２のリレースイッチを駆動する共用の駆動ＩＣを備える。

（１４）この発明の無線通信機は、前記のいずれかの構成の無線通信用高周波回路を備え、前記アンプへ送信信号を供給する送信回路、及び前記デュプレクサから出力される受信信号を入力する受信回路を備える。

この発明によれば、アンプとデュプレクサ間のインピーダンス整合が良好となり、且つ損失が低減することによって送信効率が向上する。
また、アンテナから第２のリレースイッチを見たときのインピーダンスが、第２のリレースイッチの接点がどのデュプレクサに通じる経路に接続されているかによって異なるように設計されていて、（すなわちアンテナインピーダンスを通信周波数帯域毎に適切に変更され、）そのことによって、各通信帯域におけるアンテナの放射効率が向上する。

特許文献１に示されている通信端末のシステム構成図である。 アンプ→リレースイッチ→デュプレクサの構成において、従来技術に基づいてアンプとリレースイッチとの間にインピーダンス整合回路を設けた例を示す図である。 アンプ→リレースイッチ→デュプレクサの構成において、従来技術に基づいてアンプとリレースイッチとの間にインピーダンス整合回路を設けた例を示す図である。 アンプ→リレースイッチ→デュプレクサの構成において、従来技術に基づいてアンプとリレースイッチとの間にインピーダンス整合回路を設けた例を示す図である。 アンプ→リレースイッチ→デュプレクサの構成において、従来技術に基づいてリレースイッチとデュプレクサとの間にインピーダンス整合回路を設けた例を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る前段側無線通信用高周波回路１００の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る後段側無線通信用高周波回路２００の構成を示す図である。 第３の実施形態に係る無線通信用高周波回路３００の構成を示す図である。

《第１の実施形態》
図６は、本発明の第１の実施形態に係る前段側無線通信用高周波回路１００の構成を示す図である。アンプ１１０の出力ポートとリレースイッチ１３０との間に第１のインピーダンス整合回路１２０が設けられている。第１のインピーダンス整合回路１２０には、アンプ１１０の出力ポートから接地（グランド）に向かって、図中に破線で示す第１の信号経路１０２が構成されている。第１の信号経路１０２にはインダクタ１２１と可変容量素子１２２が挿入されている。第１の信号経路１０２の途中の点である信号分岐点１０５とリレースイッチ１３０との間には第２の信号経路１０６が設けられている。

第１のインピーダンス整合回路１２０は、第１の信号経路１０２中の、アンプ１１０と信号分岐点１０５との間には、インダクタ１２１を設けているのみであり、可変容量素子は挿入されていない。このことにより、可変インダクタを構成する場合のように、挿入損失増大の不都合や、内部電流増加による損失増大、及びインダクタと可変容量が共振系を形成してインピーダンスの周波数特性が急峻になり信号反射が発生する、といった各種不具合を回避できる。

リレースイッチ１３０の出力ポート１３１，１３２，１３３とデュプレクサ１５１，１５２，１５３の送信信号入力ポートとの間には第２のインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３がそれぞれ設けられている。

前記デュプレクサ１５１，１５２，１５３はそれぞれＵＭＴＳのバンド１，バンド２，バンド３の周波数帯域に対応するデュプレクサであり、それらの送信信号の中心周波数は、それぞれ１９５０ＭＨｚ，１８８０ＭＨｚ，１７５２ＭＨｚである。

第１のインピーダンス整合回路１２０は、アンプ１１０の出力ポートとリレースイッチ１３０の入力ポートの特性インピーダンスが整合するように設計されている。すなわちアンプ１１０の出力ポートの低インピーダンスをリレースイッチ１３０の入力ポートのインピーダンス（標準の５０Ω）に高める。

インダクタ１２１の素子値は２ｎＨであり、可変容量素子１２２は使用する通信バンドが切り替わる毎にその容量値が変更される。具体的には、ＵＭＴＳのバンド１，バンド２，バンド３のそれぞれにおいて、可変容量素子１２２の容量値は３．３ｐＦ，３．６ｐＦ，４．１ｐＦとする。

第２のインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３は、リレースイッチ１３０の出力ポート１３１，１３２，１３３が、デュプレクサ１５１，１５２，１５３の特性インピーダンス５０Ωにインピーダンス整合するように設計されている。例えば、ＵＭＴＳのバンド１の周波数帯でリレースイッチ１３０の出力ポート１３１の特性インピーダンスが３０Ωであれば、第２のインピーダンス整合回路１４１は３０Ωを５０Ωに変換する。また、例えば、ＵＭＴＳのバンド３の周波数帯でリレースイッチ１３０の出力ポート１３３の特性インピーダンスが７０Ωであれば、第２のインピーダンス整合回路１４３は７０Ωを５０Ωに変換する。そして、例えば、ＵＭＴＳのバンド２の周波数帯でリレースイッチ１３０の出力ポート１３２の特性インピーダンスが５０Ωであれば、第２のインピーダンス整合回路１４２は特にインピーダンス変換は行わない。

第２のインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３は調整可能なリアクタンス回路を備えている。この調整可能なリアクタンス回路は、前記可変容量素子１２２のキャパシタンスのばらつきを補償する。

前記調整可能なリアクタンス回路はインダクタを含み、このインダクタとしては、例えばワイヤボンディングに用いられるワイヤのインダクタンスを利用する。すなわち、ボンディングワイヤによってインダクタを構成する。そのインダクタンスはワイヤの長さ、すなわちボンディング位置によって調整する。

また、前記調整可能なリアクタンス回路はキャパシタを含み、レーザー光によるトリミングによってキャパシタンスの調整を行う。
このようにして、第２のインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３は、リレースイッチ１３０とデュプレクサ１５１，１５２，１５３との間のインピーダンスを整合させる。

以上の構成によって、アンプ１１０とデュプレクサ１５１，１５２，１５３との間でインピーダンスが整合して、信号反射が抑制され送信効率が最大になる。また、第２のインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３の中には、高調波抑圧回路も構成されている。これらの高調波抑圧回路は各周波数帯域に応じた周波数の高調波を抑圧する。

例えば、信号経路と接地との間に、インダクタと可変容量素子との直列回路がシャントに接続されていて、そのインダクタと可変容量素子の共振周波数が、アンプ１１０から出力される送信信号の高調波（２倍波もしくは３倍波）の周波数に一致するように、可変容量のキャパシタンスが定められる。これにより高調波が接地にリークして除去され、送信信号の歪み成分が低減される。通信周波数帯域が変わると、送信信号の高調波周波数も変化するので、それに応じて前記可変容量素子のキャパシタンスを切り替えて、狙った高調波を抑圧するように調整する。

前記インダクタ１２１と前記可変容量素子１２２の回路上の場所は互いに入れ替えることができる。すなわち、アンプ１１０と信号分岐点１０５との間に可変容量素子を挿入し、信号分岐点１０５と接地との間にインダクタを挿入してもよい。但し、その場合には、第２のインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３の回路定数は若干異なる。

この場合も、信号分岐点１０５と接地との間にインダクタを設けるのみであり、可変容量素子は挿入しない。そのことにより、可変インダクタを構成する場合のように、挿入損失増大の不都合や、内部電流増加による損失増大、及びインダクタと可変容量が共振系を形成してインピーダンスの周波数特性が急峻になり信号反射が発生する、といった各種不具合を回避できる。

また、ここで可変容量素子１２２として静電駆動型ＭＥＭＳ可変容量素子を用いてもよいし、リレースイッチ１３０として静電駆動型ＭＥＭＳスイッチを用いてもよい。

可変容量素子１２２として静電駆動型ＭＥＭＳ可変容量素子を用い、リレースイッチ１３０として静電駆動型ＭＥＭＳスイッチを用いて、両者を一つの駆動ＩＣで駆動する構成としてもよい。そのことによって駆動ＩＣが共用されてコストやサイズを削減できる。

《第２の実施形態》
図７は、本発明の第２の実施形態に係る後段側無線通信用高周波回路２００の構成を示す図である。アンテナ２４０のポートが第２のリレースイッチ２３０の出力ポートに接続されていて、第２のリレースイッチ２３０の複数の入力ポート２３１，２３２，２３３が、第３のインピーダンス整合回路２２１，２２２，２２３を介して、デュプレクサ１５１，１５２，１５３の入出力共用ポートにそれぞれ接続されている。アンテナ２４０から第２のリレースイッチ２３０側を見たインピーダンスは、第２のリレースイッチ２３０の接点がどのデュプレクサに通じるポートに接続されているかによって異なる。入出力される周波数帯域が低いデュプレクサに接続されるほど、インダクタンスが大きくなっている。

第３のインピーダンス整合回路２２１，２２２，２２３は、通信周波数帯域に応じてアンテナ２４０の根元に接続されて、デュプレクサ１５１，１５２，１５３から見たアンテナインピーダンスを変更する。すなわち、短い電線をアンテナとして使用する場合に、通信周波数帯域の周波数が低いときほど、第３のインピーダンス整合回路のインダクタンスが高くなるように切り替える。

このことにより、アンテナインピーダンスが通信周波数帯域毎に適切に変更されることになり、各通信帯域におけるアンテナの放射効率が向上する。

《第３の実施形態》
図８は第３の実施形態に係る無線通信用高周波回路３００の構成を示す図である。この無線通信用高周波回路３００は送信信号を電力増幅するアンプからアンテナまでの回路である。無線通信用高周波回路３００は５つのデュプレクサ１５１，１５２，１５３，３５１，３５２を備えている。これらのデュプレクサのうちデュプレクサ１５１，１５２，１５３は、ＵＭＴＳのバンド１，バンド２，バンド３の周波数帯域にそれぞれ対応している。また、デュプレクサ３５１，３５２はＵＭＴＳのバンド５，バンド８の周波数帯域にそれぞれ対応している。

アンプ１１０は前記ＵＭＴＳのバンド１〜バンド３の周波数帯域に亘って所定の利得で送信信号を電力増幅する。また、アンプ３１０は前記ＵＭＴＳのバンド５，バンド８の周波数帯域亘って所定の利得で送信信号を電力増幅する。
アンテナ３８０は前記の全ての周波数帯域に対応する。

図８に表れている回路のうち、アンプ１１０、第１のインピーダンス整合回路１２０、第１位のリレースイッチ１３０、第２のインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３、デュプレクサ１５１，５１２，１５３、及び第３のインピーダンス整合回路２２１，２２２，２２３の構成は、第１の実施形態及び第２の実施形態で示したものと同様である。

無線通信用高周波回路３００は、アンプ１１０，３１０で二つの周波数帯を分担し、これらアンプ１１０，３１０毎に第１のインピーダンス整合回路１２０，３２０が設けられている。第２のインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３，３４１，３４２はデュプレクサ１５１，１５２，１５３，３５１，３５２毎に設けられている。さらに第３のインピーダンス整合回路２２１，２２２，２２３，３６１，３６２もデュプレクサ１５１，１５２，１５３，３５１，３５２毎に設けられている。

リレースイッチ３７０は前記の各周波数帯域のうち用いる周波数帯域に応じて、第２のインピーダンス整合回路、デュプレクサ、及び第３のインピーダンス整合回路を切り替えるために設けられている。

このようにして、数の少ないアンプを用い、またアンテナを共用し、且つ周波数帯域毎に最適なデュプレクサを用いて、複数の周波数帯域を扱う無線通信用高周波回路３００が構成できる。

また、デュプレクサ１５１，１５２，１５３，３５１，３５２の送信信号入力ポートに第２のインピーダンス整合回路１４１，１４２，１４３，３４１，３４２を接続し、共通ポートに第３のインピーダンス整合回路２２１，２２２，２２３，３６１，３６２を接続したことにより、デュプレクサ１５１，１５２，１５３，３５１，３５２の送信信号入力ポート及び共通ポートの特性インピーダンスは必ずしも標準の５０Ωに合わせる必要はない。すなわち、デュプレクサの特性インピーダンスが５０Ωでなくても、第２のインピーダンス整合回路及び第３のインピーダンス整合回路はデュプレクサの特性インピーダンスに応じてインピーダンス整合をとることができる。

前記デュプレクサは弾性波フィルタによって構成できる。弾性波フィルタは、一般的に、特性インピーダンスを高く設計するほど小型になり、ウエハからのチップ取れ個数が増大するため低コスト化できる。したがって、デュプレクサ１５１，１５２，１５３，３５１，３５２の特性インピーダンスを弾性波フィルタの入出力ポートのインピーダンス（５０Ωよりも高く値）に設計すれば、全体を小型／低コスト化できる。

無線通信用高周波回路３００のアンプ１１０，３１０の入力ポートには送信回路が接続され、デュプレクサ１５１，１５２，１５３，３５１，３５２の受信信号出力ポートに受信回路がそれぞれ接続される。そのことによって、無線通信機が構成される。

１００…前段側無線通信用高周波回路
１０２…信号経路
１０５…信号分岐点
１０６…信号経路
１１０，３１０…アンプ
１２０，３２０…第１のインピーダンス整合回路
１２１…インダクタ
１２２…可変容量素子
１３０…リレースイッチ
１３１，１３２，１３３…出力ポート
１４１，１４２，１４３，３４１，３４２…第２のインピーダンス整合回路
１５１，１５２，１５３，３５１，３５２…デュプレクサ
２００…後段側無線通信用高周波回路
２２１，２２２，２２３，３６１，３６２…第３のインピーダンス整合回路
２３０…リレースイッチ
２３１，２３２，２３３…入力ポート
２４０…アンテナ
３００…無線通信用高周波回路
３７０…リレースイッチ
３８０…アンテナ

Claims (14)

1. 複数の通信周波数帯域の送信信号を出力するアンプと、
   共用の入力ポート及び個別の出力ポートを有する第１のリレースイッチと、
   前記アンプの出力ポートと前記リレースイッチの入力ポートとの間に設けられた第１のインピーダンス整合回路と、
   送信信号入力ポート、受信信号出力ポート及び入出力共用ポートを有する、互いに異なる通信周波数帯域用の複数のデュプレクサと、
   前記第１のリレースイッチと前記デュプレクサの送信信号入力ポートとの間にそれぞれ接続された第２のインピーダンス整合回路と、
   を備えた無線通信用高周波回路。
2. 前記第１のインピーダンス整合回路は、前記アンプの出力ポートと接地とを結ぶ第１の信号経路と、前記第１の信号経路の途中である分岐点から前記第１のリレースイッチの入力ポートにつながる第２の信号経路とを備えていて、
   前記第１の信号経路のうち前記アンプと前記分岐点との間に第１のリアクタンス素子が挿入され、前記分岐点と接地との間に前記第１のリアクタンス素子とは逆極性の第２のリアクタンス素子が挿入されている、請求項１に記載の無線通信用高周波回路。
3. 前記第２のリアクタンス素子は可変容量素子であって、且つ前記第１の信号経路の中の前記アンプと前記信号分岐点との間には可変容量素子が挿入されていない、
   又は、
   前記第１のリアクタンス素子は可変容量素子であって、且つ前記第１の信号経路中の、前記信号分岐点と前記接地との間には可変容量素子が挿入されていない、
   請求項２に記載の無線通信用高周波回路。
4. 前記可変容量素子は静電駆動型のＭＥＭＳ可変容量素子であり、前記第１のリレースイッチは静電駆動型のＭＥＭＳスイッチであり、前記ＭＥＭＳ可変容量素子及び前記第１のリレースイッチを駆動する共用の駆動ＩＣを備えた、請求項３に記載の無線通信機用回路構成。
5. 前記第２のインピーダンス整合回路は調整可能なリアクタンス回路を備えていて、前記可変容量素子のキャパシタンスのばらつきを前記調整可能なリアクタンス回路によって補償できるようにした、請求項３に記載の無線通信用高周波回路。
6. 前記調整可能なリアクタンス回路は、ワイヤボンディングによって形成されるワイヤのインダクタンスを利用した回路である、請求項５に記載の無線通信用高周波回路。
7. 前記調整可能なリアクタンス回路は、レーザー光によってキャパシタンスの調整が可能なキャパシタである、請求項５に記載の無線通信用高周波回路。
8. 送信信号入力ポート、受信信号出力ポート及び入出力共用ポートを有する、互いに異なる通信周波数帯域用の複数のデュプレクサと、
   アンテナに接続される共用の出力ポート及び個別の入力ポートを有する第２のリレースイッチと、
   前記複数のデュプレクサの入出力共用ポートと前記第２のリレースイッチとの間に設けられた第３のインピーダンス整合回路と、
   を備えた無線通信用高周波回路。
9. 前記アンテナから前記第２のリレースイッチ側を見たときのインピーダンスは、前記第２のリレースイッチの接点が接続されるデュプレクサの通信周波数帯域が低いほど誘導性に定められている、請求項８に記載の無線通信用高周波回路。
10. 複数の通信周波数帯域の送信信号を出力するアンプと、
    共用の入力ポート及び個別の出力ポートを有する第１のリレースイッチと、
    前記アンプの出力ポートと前記リレースイッチの入力ポートの間に設けられた第１のインピーダンス整合回路と、
    互いに異なる通信周波数帯域用の複数のデュプレクサと、
    前記第１のリレースイッチと前記デュプレクサとの間にそれぞれ接続された第２のインピーダンス整合回路と、
    アンテナに接続される共用の出力ポート及び個別の入力ポートを有する第２のリレースイッチと、
    前記複数のデュプレクサと前記第２のリレースイッチとの間に設けられた第３のインピーダンス整合回路と、
    を備えた無線通信用高周波回路。
11. 前記アンテナから前記第２のリレースイッチ側を見たときのインピーダンスは、前記第２のリレースイッチの接点が接続されるデュプレクサの通信周波数帯域が低いほど誘導性に定められている、請求項１０に記載の無線通信用高周波回路。
12. 前記複数のデュプレクサのうちの少なくとも一つのデュプレクサのポートの特性インピーダンスは５０Ωよりも高く設計されている、請求項１０又は１１に記載の無線通信用高周波回路。
13. 前記第１のリレースイッチ及び前記第２のリレースイッチは静電駆動型のＭＥＭＳスイッチであり、前記第１のリレースイッチ及び前記第２のリレースイッチを駆動する共用の駆動ＩＣを備えた、請求項１０〜１２のいずれかに記載の無線通信用高周波回路。
14. 請求項１〜１３のいずれかに記載の無線通信用高周波回路を備え、前記アンプへ送信信号を供給する送信回路、及び前記デュプレクサから出力される受信信号を入力する受信回路を備えた無線通信機。

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