JPWO2010087199A1 - ハーモニックリジェクションミキサ - Google Patents

ハーモニックリジェクションミキサ Download PDF

Info

Publication number
JPWO2010087199A1
JPWO2010087199A1 JP2010548441A JP2010548441A JPWO2010087199A1 JP WO2010087199 A1 JPWO2010087199 A1 JP WO2010087199A1 JP 2010548441 A JP2010548441 A JP 2010548441A JP 2010548441 A JP2010548441 A JP 2010548441A JP WO2010087199 A1 JPWO2010087199 A1 JP WO2010087199A1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
mixer
output
control signal
phase
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2010548441A
Other languages
English (en)
Other versions
JP5436455B2 (ja
Inventor
克人 清水
克人 清水
典昭 齊藤
典昭 齊藤
純道 荒木
純道 荒木
貴文 那須
貴文 那須
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Corp
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Panasonic Corp
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Corp, Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Panasonic Corp
Priority to JP2010548441A priority Critical patent/JP5436455B2/ja
Publication of JPWO2010087199A1 publication Critical patent/JPWO2010087199A1/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5436455B2 publication Critical patent/JP5436455B2/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0086—Reduction or prevention of harmonic frequencies

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、高調波応答を抑圧可能なハーモニックリジェクションミキサを開示する。複数のｇｍ素子の後段に並列に接続された複数のミキサの出力を合成することにより、出力信号の波形を調整するハーモニックリジェクションミキサにおいて、少なくとも一部のミキサを、ＤＵＴＹ比が５０％未満である制御信号を用いて駆動し、Ｉ相用のミキサが非アクティブとなる期間を利用して、Ｑ相用のミキサをアクティブとすることにより、Ｉ相とＱ相で一部のｇｍ素子を共用する。

Description

本発明は、無線通信システムにおける高周波処理部に用いられるミキサの奇数次の高調波応答の抑圧（ハーモニックリジェクション）技術に関する。
テレビチューナは、テレビ放送信号に割り当てられている広い受信帯域をカバーする必要がある。例えば、日本においては、ＶＨＦ（Very High Frequency）チャネル（100MHz帯、200MHz帯）、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）チャネル（470MHz〜770MHz）に対応する必要がある。また、ソフトウェア無線機は、異なる無線帯域を使用する複数の無線システムに対応する必要がある。
一般的に、無線機受信部を構成するミキサに対して、ミキサを駆動するための局部発振信号の奇数倍の周波数帯の無線周波数信号を入力すると、ミキサの非線形性に起因して、所望周波数を有する受信信号出力の近傍の周波数へと周波数変換された妨害信号が出力される（以下、この妨害信号を奇数次の高調波応答と呼ぶ）。
ここで、テレビチューナや、ソフトウェア無線機は対応すべき受信帯域が広く、所望周波数の信号を受信する時の信号振幅と、高調波応答に起因して出力される所望周波数成分以外の信号振幅との比が所定値になると受信感度が劣化する。そこで、ミキサ出力における高周波成分の出力波形を正弦波に近づけることで、奇数次の高調波応答を抑圧する技術が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
図１は非特許文献１の第２６．６．３図に記載された従来のハーモニックリジェクションミキサを示すブロック図である。図１に示すように、従来のハーモニックリジェクションミキサ１０は、ｇｍ素子１、２、３と、ミキサ４、５、６とを備え、入力端子１１から入力される信号を周波数変換して、出力端子１２から出力する。
ｇｍ素子１、２、３は、入力端子１１より入力される電圧を電流に変換する。ここで、ｇｍ素子１、２、３それぞれの出力電流に対する入力電圧の比は、ｇｍ１：ｇｍ２：ｇｍ３＝１：√２：１に設定されている。
ミキサ４、５、６は、図２に示すような制御信号２１、２２、２３を用いて駆動される。この制御信号２１、２２、２３は、周波数が同一で、１周期に対するＨｉ期間（オン期間）の比（以下、ＤＵＴＹ比と呼ぶ）が５０％であり、４５度ずつ位相がシフトされたパルス列である。
このように、入力信号を分岐後、各経路に配置するｇｍ素子により振幅の重み付けを実施するとともに、４５度ずつ位相をシフトした制御信号により駆動するミキサの出力信号を加算して合成することで、図３に示すような高周波成分の出力波形を得る。この出力波形は正弦波に近似しているため、奇数次の高調波応答を抑圧できる。
上記非特許文献１のほかにも、出力波形を正弦波に近づけることで、無線機受信部に用いる受信ミキサの高調波応答を抑圧する技術、及び、増幅器や無線機送信部に用いる送信ミキサの発生する高調波歪を抑制する技術が知られている（特許文献１から特許文献６、及び、非特許文献２参照）。
ここでは、一例として、特許文献６記載のパワーアンプにおけるハーモニックリジェクション技術について説明する。図４は、特許文献６の第１Ａ図に記載されたパワーアンプの構成図である。図４に示すように、パワーアンプ５０は、増幅回路５１、増幅回路５２を備え、入力端子６１、入力端子６２、入力端子６３より入力される信号を増幅して、出力端子６４より出力する。
増幅回路５１は、ＰＭＯＳ（Positive channel Metal Oxide Semiconductor）とＮＭＯＳ（Negative channel Metal Oxide Semiconductor）より構成されるインバータ構成で、ＰＭＯＳのゲート端子が入力端子６１に接続されるとともに、ＮＭＯＳのゲート端子が入力端子６２に接続され、ＰＭＯＳとＮＭＯＳとは独立の入力信号（入力信号５５と入力信号５６）により駆動される。一方、増幅回路５２は、ＰＭＯＳとＮＭＯＳより構成されるインバータ構成で、ＰＭＯＳ及びＮＭＯＳのゲート端子が入力端子６３に接続され、ＰＭＯＳとＮＭＯＳとは同一の入力信号（入力信号５７）により駆動される。
図５は、パワーアンプ５０への入力信号５５、５６、５７を示す図である。入力信号５７は、ＤＵＴＹ比が５０％の信号であり、入力端子６３を介して、増幅回路５２に対して入力される。入力信号５５は、増幅回路５１を構成するＰＭＯＳの動作時間が一周期間に対して５０％未満となるように、入力信号５７のＨｉ区間中に立ち下がる信号であり、入力端子６１を介して、増幅回路５１を構成するＰＭＯＳに対して入力される。入力信号５６は、増幅回路５１を構成するＮＭＯＳの動作時間が一周期間に対して５０％未満となるように、入力信号５７のＬｏｗ区間中に立ち上がる信号であり、入力端子６２を介して、増幅回路５１を構成するＮＭＯＳに対して入力される。
ここで、入力信号５５及び５６によって駆動される増幅回路５１と、入力信号５７によって駆動される増幅回路５２とのトランジスタサイズ比を適切に設定することによって、出力端子６４を介して出力される出力信号（増幅回路５１及び増幅回路５２の出力信号を加算することにより得られる信号）の波形を正弦波に近づけることができる。
米国特許第３９６２５５１号明細書 米国特許第５２２０６０７号明細書 特開昭５５−０９５１７８号公報 特表２００５−５３６０９９号公報 特表２００７−５３５８３０号公報 国際公開第２００８／０３２７８２号パンフレット 特開２００４−２８９７９３号公報
R. Bagheri, et al、"An 800MHz to 5GHz Software-Defined RadioReceiver in 90nm CMOS"、Dig. Tech. Papers of the 2006 IEEE International Solid-State Circuits Conference(ISSCC), Feb. 2006, pp.480-481. Weldon, J.A. et al、"A 1.75GHz Highly-Integrated Narrow-Band CMOS Transmitter with Harmonic-Rejection Mixers,"Section 10.4 of Dig. Tech. Papers of the 2001 IEEE ISSCC, Feb. 5-7 2001, pp.160-162.
従来のハーモニックリジェクションミキサは、入力信号を分岐後、各経路に配置するｇｍ素子により振幅の重み付けを実施するとともに、４５度ずつ位相をシフトした制御信号により駆動するミキサの出力信号を加算して合成することで、高調波応答を抑圧する構成である。それゆえに、高調波応答を抑圧する構成とすることで、ｇｍ素子が増大し、回路規模、消費電流が増大するという課題があった。
また、直交復調器を構成する場合、Ｉ相とＱ相のそれぞれで出力波形を調整するために、さらに多くのｇｍ素子が必要となり、回路規模及び消費電流が増大するという課題があった。
本発明の目的は、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、高調波応答を抑圧可能なハーモニックリジェクションミキサを提供することである。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第一に、複数のｇｍ素子の後段に並列に接続された複数のミキサの出力を合成することにより、出力信号の波形を調整するハーモニックリジェクションミキサであって、電圧信号を電流信号に変換する複数のｇｍ素子として、Ｉ相用ｇｍ素子と、Ｑ相用ｇｍ素子と、Ｉ相とＱ相とで共用する共用ｇｍ素子とを有し、前記複数のｇｍ素子の各々の出力は複数に分岐しており、前記複数のミキサの各々は、前記複数のｇｍ素子のうちの一つの出力の分岐先の各々にスイッチング素子を接続した構成を有し、前記Ｉ相用ｇｍ素子及び前記Ｑ相用ｇｍ素子の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が５０％である駆動信号で制御され、前記共用ｇｍ素子の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が５０％未満である駆動信号で制御され、共用ｇｍ素子に接続された複数のスイッチング素子のうちＩ相出力用のスイッチング素子がオフの期間の少なくとも一部において、Ｑ相出力用のスイッチング素子がオンとなる構成をとる。
この構成により、１周期に対するオン期間の比が５０％未満である駆動信号で制御スイッチング素子が接続されるｇｍ素子をＩ相とＱ相で共用可能となり、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第二に、第一の構成に加え、前記複数のｇｍ素子のいずれにおいても、同じｇｍ素子の出力の分岐先の各々に接続された前記スイッチング素子は、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第三に、第一の構成、あるいは、第二の構成に加え、前記共用ｇｍ素子の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が２５％である駆動信号で制御される構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第四に、複数のｇｍ素子の後段に並列に接続された複数のミキサの出力を合成することにより、出力信号の波形を調整するハーモニックリジェクションミキサであって、電圧信号を電流信号に変換する複数のｇｍ素子として、Ｉ相用ｇｍ素子と、Ｑ相用ｇｍ素子と、Ｉ相とＱ相とで共用する共用ｇｍ素子とを有し、前記複数のｇｍ素子の各々の出力は複数に分岐しており、前記複数のミキサの各々は、前記複数のｇｍ素子のうちの一つの出力の分岐先の各々にスイッチング素子を接続した構成を有し、前記Ｉ相用ｇｍ素子、前記Ｑ相用ｇｍ素子、及び、前記共用ｇｍ素子の各々の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が５０％未満の共通した値である駆動信号で制御され、共用ｇｍ素子に接続された複数のスイッチング素子のうちＩ相出力用のスイッチング素子がオフの期間の少なくとも一部において、Ｑ相出力用のスイッチング素子がオンとなる構成をとる。
この構成により、１周期に対するオン期間の比が５０％未満である駆動信号で制御スイッチング素子が接続されるｇｍ素子をＩ相とＱ相で共用可能となり、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第五に、第四の構成に加え、前記複数のミキサの後段に接続された複数のキャパシタをさらに有し、前記複数のｇｍ素子のいずれにおいても、同じｇｍ素子の出力の分岐先の各々に接続された前記スイッチング素子のうち、異なるキャパシタに接続されるスイッチング素子については、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第六に、第四の構成、あるいは、第五の構成に加え、前記Ｉ相用ｇｍ素子、前記Ｑ相用ｇｍ素子、及び、前記共用ｇｍ素子の各々の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が２５％である駆動信号で制御される構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第七に、第一から第六のいずれかの構成に加え、前記スイッチング素子を制御する駆動信号群は、互いに位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第八に、第一から第七のいずれかの構成に加え、前記複数のｇｍ素子は、入力信号に対して振幅の重み付けを行う構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
非特許文献１記載のハーモニックリジェクションミキサの構成を示す図 非特許文献１記載の制御信号波形を示す図 非特許文献１記載の出力信号波形を示す図 特許文献６記載のパワーアンプの構成を示す図 特許文献６記載のパワーアンプへの入力信号波形を示す図 実施の形態１におけるハーモニックリジェクションミキサの一例を示す図 実施の形態１から実施の形態４におけるミキサの構成例を示す図 実施の形態１における制御信号の波形を示す図 実施の形態１におけるハーモニックリジェクションミキサの別の例を示す図 実施の形態１における制御信号の波形を示す図 実施の形態２におけるハーモニックリジェクションミキサの一例を示す図 実施の形態２における制御信号の波形を示す図 実施の形態３におけるハーモニックリジェクションミキサの一例を示す図 実施の形態３における制御信号の波形を示す図 実施の形態４におけるハーモニックリジェクションミキサの一例を示す図 実施の形態４における制御信号の波形を示す図 実施の形態５におけるダイレクトサンプリングミキサの一例を示す図
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
（実施の形態１）
本実施の形態は、ＤＵＴＹ比（１周期に対するオン期間の比）が５０％以外、特に、５０％未満となる制御信号を用いることで、ハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減する構成に関して説明するものである。
図６は、本発明の第１の実施形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成を示すブロック図である。図６に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ１００は、ｇｍ素子１０１、ｇｍ素子１０２と、ミキサ１０３、ミキサ１０４と、制御信号生成部１０５と、を備え、入力端子１１１より入力される信号を周波数変換して、出力端子１１２より出力信号１２３を出力する。
ｇｍ素子１０１、ｇｍ素子１０２は、入力端子１１１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ここで、ｇｍ素子１０１、ｇｍ素子１０２それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ１０１、ｇｍ１０２として、ｇｍ１０１：ｇｍ１０２＝１：√２と設定する。
ミキサ１０３は、ｇｍ素子１０１に接続され、制御信号生成部１０５より出力される制御信号１２１によって駆動される。ミキサ１０４は、ｇｍ素子１０２に接続され、制御信号生成部１０５より出力される制御信号１２２によって駆動される。
ここで、ミキサ１０３及びミキサ１０４は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）スイッチで構成されるパッシブミキサであり、制御電圧によって駆動され、アクティブ状態となる期間中のみ、ｇｍ素子１０１、あるいは、ｇｍ素子１０２より出力される交流電流を、出力端子１１２に対して出力する。
図８は、制御信号１２１、制御信号１２２、及び、出力信号１２３の時間波形を示す図である。制御信号１２１は、ＤＵＴＹ比５０％の矩形波である。制御信号１２２は、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波であり、好ましくは、制御信号１２１と同一の周波数を有し、かつ、位相差が４５度のものである。出力信号１２３は、ミキサ１０３及びミキサ１０４の出力信号を加算したものである。
次に、図６に示すハーモニックリジェクションミキサ１００の動作説明を行う。入力端子１１１より入力される交流電圧信号は、ｇｍ素子１０１及びｇｍ素子１０２に分岐されて入力される。ｇｍ素子１０１は、ｇｍ１０１に応じた交流電流をミキサ１０３に対して出力する。ミキサ１０３は、制御信号１２１によって駆動され、ｇｍ素子１０１より出力される交流電流に対して、制御信号１２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。また、ｇｍ素子１０２は、ｇｍ１０２に応じた交流電流をミキサ１０４に対して出力する。ミキサ１０４は、制御信号１２２によって駆動され、ｇｍ素子１０２より出力される交流電流に対して、制御信号１２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
出力端子１１２には、ミキサ１０３及びミキサ１０４の出力電流を加算した電流が流れ、適切な負荷を接続することで、出力信号１２３に示す階段状の電圧波形を取り出すことができ、正弦波の半周期の繰り返し波形に近い出力波形を出力することができる。なお、出力端子１１２に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。容量素子を用いる場合には、容量素子に対して電流を注入する時間に応じたフィルタ特性を付加することができる。
次に、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い出力波形を得る構成について図９、及び、図１０を用いて説明する。
図９は、本実施の形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成の別の例を示すブロック図である。図９に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ４００は、ｇｍ素子４０１、ｇｍ素子４０２と、ミキサ４０３、ミキサ４０４、ミキサ４０５、ミキサ４０６と、制御信号生成部４０７と、を備え、入力端子４１１より入力される信号を周波数変換して、出力端子４１２及び出力端子４１３より、出力信号４２３及び出力信号４２４を出力する。
ｇｍ素子４０１、ｇｍ素子４０２は、入力端子４１１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ここで、ｇｍ素子４０１、ｇｍ素子４０２それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ４０１、ｇｍ４０２として、ｇｍ４０１：ｇｍ４０２＝１：√２と設定する。
ミキサ４０３は、ｇｍ素子４０１に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２１によって駆動される。ミキサ４０４は、ｇｍ素子４０１に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２１によって駆動される。ミキサ４０５は、ｇｍ素子４０２に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２２によって駆動される。ミキサ４０６は、ｇｍ素子４０２に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２２によって駆動される。
ここで、ミキサ４０３、ミキサ４０４、ミキサ４０５、及び、ミキサ４０６は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは、図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳスイッチにて構成されるパッシブミキサである。ミキサの各々は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、ｇｍ素子４０１、あるいは、ｇｍ素子４０２より出力される交流電流を、出力端子４１２、出力端子４１３に対して出力する。
図１０は、制御信号１２１、制御信号１２２、制御信号４２１、制御信号４２２、及び、出力信号４２３、出力信号４２４の時間波形を示す図である。制御信号１２１、制御信号１２２は、図８を用いて説明したものと同一の波形であり、説明を省略する。図１０に示すように、制御信号４２１は、ＤＵＴＹ比５０％の矩形波である。また、制御信号４２２は、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波であり、好ましくは、制御信号４２１と同一周波数、かつ、位相差が４５度のものである。
出力信号４２３は、ミキサ４０３及びミキサ４０５の出力信号を加算したものであり、波形としては、図８に示す出力信号１２３と同一のものである。出力信号４２４は、ミキサ４０４及びミキサ４０６の出力信号を加算したものである。また、制御信号１２１と制御信号４２１、制御信号１２２と制御信号４２２、出力信号４２３と出力信号４２４は、それぞれ同一の周波数を有し、かつ、信号間の位相差が１８０度である。
次に、図９に示すハーモニックリジェクションミキサ４００の動作説明を行う。入力端子４１１より入力される交流電圧信号は、ｇｍ素子４０１及びｇｍ素子４０２に分岐されて入力される。
ｇｍ素子４０１は、ｇｍ４０１に応じた交流電流をミキサ４０３及びミキサ４０４に対して出力する。ミキサ４０３は、制御信号１２１によって駆動され、ｇｍ素子４０１より出力される交流電流に対して、制御信号１２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ４０４は、制御信号４２１によって駆動され、ｇｍ素子４０１より出力される交流電流に対して、制御信号４２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
ｇｍ素子４０２は、ｇｍ４０２に応じた交流電流をミキサ４０５及びミキサ４０６に対して出力する。ミキサ４０５は、制御信号１２２によって駆動され、ｇｍ素子４０２より出力される交流電流に対して、制御信号１２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ４０６は、制御信号４２２によって駆動され、ｇｍ素子４０２より出力される交流電流に対して、制御信号４２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
出力端子４１２には、ミキサ４０３及びミキサ４０５の出力電流を加算した電流が流れ、適切な負荷を接続することで、出力信号４２３に示す階段状の電圧波形を取り出すことができ、正弦波の半周期の繰り返し波形に近い出力波形を出力することができる。
また、出力端子４１３には、ミキサ４０４及びミキサ４０６の出力電流を加算した電流が流れ、適切な負荷を接続することで、出力信号４２４に示す階段状の電圧波形を取り出すことができ、正弦波の半周期の繰り返し波形に近い出力波形を出力することができる。なお、出力端子４１２及び４１３に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。
ここで、出力信号４２３と出力信号４２４とは、同一周波数、かつ、信号間の位相差が１８０度であるので、負荷以降の後段にて、図示しない差動増幅器などを用いて、出力信号４２３と４２４の差分をとることで、図１０の一番下に示すような、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い階段状の出力信号４２５を得ることができる。このようにして、高調波応答を抑圧することができる。
ここで、非特許文献１に記載のハーモニックリジェクションミキサは、ｇｍ素子を３つ必要とするのに対し、本発明の第１の実施形態に記載のハーモニックリジェクションミキサは、２つのｇｍ素子より構成されるので、ｇｍ素子数を削減する目的を実現できる。
なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比２５％の制御信号とを組み合わせて、ハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減する構成に関して説明したが、これに限定されない。ＤＵＴＹ比５０％未満の制御信号のＤＵＴＹ比をＮ％とする場合に、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比Ｎ％の制御信号との基準位相差を（１８０×Ｎ／１００）度とするとともに、ＤＵＴＹ比５０％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍと、ＤＵＴＹ比Ｎ％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍとの比を正弦波を矩形波で模擬できるように設定することでハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減することができる。
（実施の形態２）
本実施形の態は、実施の形態１に記載のハーモニックリジェクションミキサに対して、ｇｍ素子への入力信号を差動信号とした場合の例を説明するものである。
図１１は、本発明の第２の実施形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成を示すブロック図である。図１１に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ６００は、ｇｍ素子６０１、ｇｍ素子６０２と、ミキサ６０３、ミキサ６０４、ミキサ６０５、ミキサ６０６、ミキサ６０７、ミキサ６０８、ミキサ６０９、ミキサ６１０と、制御信号生成部４０７と、を備え、入力端子６１１より入力される差動信号を周波数変換して、出力端子６１２より、１８０度位相差となる出力信号６２１及び出力信号６２２を出力する。
ｇｍ素子６０１、ｇｍ素子６０２は、入力端子６１１より入力される差動交流電圧を差動交流電流に変換する。具体的には、ｇｍ素子６０１、ｇｍ素子６０２は、入力される差動交流電圧のうちの正相、負相に対応する位相差の差動交流電流を出力する。
ここで、ｇｍ素子６０１、ｇｍ素子６０２それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ６０１、ｇｍ６０２として、ｇｍ６０１：ｇｍ６０２＝１：√２と設定する。
ミキサ６０３は、ｇｍ素子６０１の正相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２１によって駆動される。ミキサ６０４は、ｇｍ素子６０１の正相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２１によって駆動される。ミキサ６０５は、ｇｍ素子６０１の負相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２１によって駆動される。ミキサ６０６は、ｇｍ素子６０１の負相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２１によって駆動される。ミキサ６０７は、ｇｍ素子６０２の正相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２２によって駆動される。ミキサ６０８は、ｇｍ素子６０２の正相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２２によって駆動される。ミキサ６０９は、ｇｍ素子６０２の負相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２２によって駆動される。ミキサ６１０は、ｇｍ素子６０２の負相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２２によって駆動される。
ここで、ミキサ６０３、ミキサ６０４、ミキサ６０５、ミキサ６０６、ミキサ６０７、ミキサ６０８、ミキサ６０９、及び、ミキサ６１０は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは、図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳスイッチにて構成されるパッシブミキサである。ミキサの各々は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、ｇｍ素子６０１の正相出力部、負相出力部、あるいは、ｇｍ素子６０２の正相出力部、負相出力部より出力される交流電流を、出力端子６１２に対して出力する。
図１２は、制御信号１２１、制御信号１２２、制御信号４２１、制御信号４２２、及び、出力信号６２１、出力信号６２２の時間波形を示す図である。制御信号１２１、制御信号１２２、制御信号４２１、制御信号４２２は、図８及び図１０を用いて説明したものと同一の波形であり、説明を省略する。出力信号６２１は、ミキサ６０３とミキサ６０５とミキサ６０７とミキサ６０９の出力信号を加算したものある。また、出力信号６２２は、ミキサ６０４とミキサ６０６とミキサ６０８とミキサ６１０の出力信号を加算したものである。ここで、出力信号６２１と出力信号６２２は、それぞれ同一の周波数を有し、かつ、信号間の位相差が１８０度である。
次に、図１１に示すハーモニックリジェクションミキサ６００の動作説明を行う。
入力端子６１１より入力される差動交流電圧信号は、ｇｍ素子６０１及びｇｍ素子６０２に分岐されて入力される。ｇｍ素子６０１は、ｇｍ６０１に応じた正相交流電流をミキサ６０３及びミキサ６０４に対して出力し、ｇｍ６０１に応じた負相交流電流をミキサ６０５及びミキサ６０６に対して出力する。
ミキサ６０３は、制御信号１２１によって駆動され、ｇｍ素子６０１より出力される正相交流電流に対して、制御信号１２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０４は、制御信号４２１によって駆動され、ｇｍ素子６０１より出力される正相交流電流に対して、制御信号４２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０５は、制御信号４２１によって駆動され、ｇｍ素子６０１より出力される負相交流電流に対して、制御信号４２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０６は、制御信号１２１によって駆動され、ｇｍ素子６０１より出力される負相交流電流に対して、制御信号１２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
さらに、ｇｍ素子６０２は、ｇｍ６０２に応じた正相交流電流をミキサ６０７及びミキサ６０８に対して出力し、ｇｍ６０２に応じた負相交流電流をミキサ６０９及びミキサ６１０に対して出力する。
ミキサ６０７は、制御信号１２２によって駆動され、ｇｍ素子６０２より出力される正相交流電流に対して、制御信号１２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０８は、制御信号４２２によって駆動され、ｇｍ素子６０２より出力される正相交流電流に対して、制御信号４２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０９は、制御信号４２２によって駆動され、ｇｍ素子６０２より出力される負相交流電流に対して、制御信号４２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６１０は、制御信号１２２によって駆動され、ｇｍ素子６０２より出力される負相交流電流に対して、制御信号１２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
出力端子６１２には、ミキサ６０３とミキサ６０５とミキサ６０７とミキサ６０９の出力電流を加算した正相電流と、ミキサ６０４とミキサ６０６とミキサ６０８とミキサ６１０の出力電流を加算した負相電流とが出力される。出力端子６１２のそれぞれに、適切な負荷を接続することで、出力信号６２１と出力信号６２２に示す階段状の電圧波形を取り出すことができ、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い出力波形を出力することができる。このようにして、高調波応答を抑圧することができる。
なお、出力端子６１２に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。
本実施の形態では、制御信号１２１、制御信号１２２、制御信号４２１、制御信号４２２を分岐する方法として、単に、配線を分岐する構成を示したが、分岐の後段に、バッファを設ける構成としてもよい。
実施の形態１、あるいは、実施の形態２にて示したハーモニックリジェクションミキサは、ハーモニックリジェクションミキサ１００がシングルエンドミキサであり、ハーモニックリジェクションミキサ４００がシングルバランスミキサであり、ハーモニックリジェクションミキサ６００がダブルバランスミキサである。よって、実施の形態１、及び、実施の形態２をもとにすれば、いずれか一つの構成を開示することで、他の構成への変更が可能である。よって、以降の実施形態では、説明の簡素化のため、シングルバランス構成のみに関して説明する。
なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比２５％の制御信号とを組み合わせて、ハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減する構成に関して説明したが、これに限定されない。ＤＵＴＹ比５０％未満の制御信号のＤＵＴＹ比をＮ％とする場合に、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比Ｎ％の制御信号との基準位相差を（１８０×Ｎ／１００）度とするとともに、ＤＵＴＹ比５０％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍと、ＤＵＴＹ比Ｎ％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍとの比を正弦波を矩形波で模擬できるように設定することでハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減することができる。
（実施の形態３）
本実施の形態は、実施の形態１に示すハーモニックリジェクションミキサ４００（図９）を用いて、９０度位相差となるＩ相出力、Ｑ相出力を生成する直交復調器を構成するものである。一部のミキサをＤＵＴＹ比が５０％未満の制御信号を用いて駆動し、ミキサが非アクティブとなる期間（オフ期間）を利用して、Ｉ相とＱ相でｇｍ素子を共用する構成に関して説明するものである。
図１３は、本発明の第３の実施形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成を示すブロック図である。図１３に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ８００は、Ｉ相用ｇｍ素子８０１、共用ｇｍ素子８０２、Ｑ相用ｇｍ素子８０３と、ミキサ８０４、ミキサ８０５、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９、ミキサ８１０、ミキサ８１１と、制御信号生成部８１２と、を備え、入力端子８２１より入力される信号を周波数変換して、出力端子８２２よりＩ相の正相信号を、出力端子８２３よりＩ相の負相信号を、出力端子８２４よりＱ相の正相信号を、出力端子８２５よりＱ相の負相信号を、それぞれ、出力する。また、ｇｍ共用部８４０は、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９とより構成される。
ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、ｇｍ素子８０３は、入力端子８２１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ここで、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、ｇｍ素子８０３、それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ８０１、ｇｍ８０２、ｇｍ８０３として、ｇｍ８０１：ｇｍ８０２：ｇｍ８０３＝１：√２：１と設定する。
ミキサ８０４は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３１によって駆動される。ミキサ８０５は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３２によって駆動される。ミキサ８０６は、ｇｍ素子８０２に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３５によって駆動される。ミキサ８０７は、ｇｍ素子８０２に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３６によって駆動される。ミキサ８０８は、ｇｍ素子８０２に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３７によって駆動される。ミキサ８０９は、ｇｍ素子８０２に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３８によって駆動される。ミキサ８１０は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３３によって駆動される。ミキサ８１１は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３４によって駆動される。
ここで、ミキサ８０４、ミキサ８０５、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９、ミキサ８１０、及び、ミキサ８１１は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳスイッチで構成されるパッシブミキサである。ミキサの各々は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、あるいは、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流を、出力端子８２２、出力端子８２３、出力端子８２４、あるいは、出力端子８２５に対して出力する。
図１４は、制御信号８３１、８３２、８３３、８３４、８３５、８３６、８３７及び８３８の時間波形を示す図である。これらの制御信号は、同一の周波数を有するが、位相やＤＵＴＹ比が異なる。
制御信号８３１、制御信号８３２、制御信号８３３、制御信号８３４は、ＤＵＴＹ比５０％の矩形波である。また、制御信号８３１と制御信号８３２の位相差、及び、制御信号８３３と制御信号８３４の位相差は１８０度である。さらに、制御信号８３１と制御信号８３３の位相差、及び、制御信号８３２と制御信号８３４の位相差は、９０度である。
一方、制御信号８３５、８３６、８３７、８３８は、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波であり、各々、９０度位相をシフトしたものである。また、ＤＵＴＹ比５０％の矩形波群の基準位相と、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波群の基準位相は４５度の位相差をもつ。
ここで、制御信号８３１、８３２、８３３、８３３、８３４、８３５、８３６、８３７、８３８は、同一の周波数を有するとともに、同期が取れていることが好ましい。
また、制御信号８３１と制御８３２、制御信号８３３と制御信号８３４、制御信号８３５と制御信号８３６と制御信号８３７と制御信号８３８は、それぞれの制御信号によって駆動されるミキサが同時にアクティブとならないように制御することが望ましい。例えば、各制御信号がＨｉとなる時間（オン期間）が重ならないように、ＤＵＴＹ比が５０％の場合には、実際の制御信号の波形が５０％未満となるように整形し、ＤＵＴＹ比が２５％の場合には、実際の制御信号の波形が２５％未満となるように整形することが望ましい。さらに、制御信号の波形整形に伴い、擬似的正弦波からの誤差が大きくならないように、ＤＵＴＹ５０％の制御信号とＤＵＴＹ比２５％の制御信号との位相調整を行うことが望ましい。
次に、図１３に示すハーモニックリジェクションミキサ８００の動作説明を行う。入力端子８２１より入力される交流電圧信号は、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２及びｇｍ素子８０３に分岐されて入力される。ｇｍ素子８０１は、ｇｍ８０１に応じた交流電流をミキサ８０４とミキサ８０５に対して出力する。
ミキサ８０４は、制御信号８３１によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号８３１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２２に対して出力する。ミキサ８０５は、制御信号８３２によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号８３２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２３に対して出力する。
ｇｍ素子８０２は、ｇｍ８０２に応じた交流電流をミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９に対して出力する。ミキサ８０６は、制御信号８３５によって駆動され、ｇｍ素子８０２より出力される交流電流に対して、制御信号８３５の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３５によってアクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２２に対して出力する。ミキサ８０７は、制御信号８３６によって駆動され、ｇｍ素子８０２より出力される交流電流に対して、制御信号８３６の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３６によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２３に対して出力する。ミキサ８０８は、制御信号８３７によって駆動され、ｇｍ素子８０２より出力される交流電流に対して、制御信号８３７の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３７によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２４に対して出力する。ミキサ８０９は、制御信号８３８によって駆動され、ｇｍ素子８０２より出力される交流電流に対して、制御信号８３８の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３８によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２５に対して出力する。
ｇｍ素子８０３は、ｇｍ８０３に応じた交流電流をミキサ８１０とミキサ８１１に対して出力する。ミキサ８１０は、制御信号８３３によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号８３３の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３３によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２４に対して出力する。ミキサ８１１は、制御信号８３４によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号８３４の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３４によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２５に対して出力する。
出力端子８２２には、ミキサ８０４及びミキサ８０６の出力電流を加算した電流が流れる（Ｉ正相）。出力端子８２３には、ミキサ８０５及びミキサ８０７の出力電流を加算した電流が流れる（Ｉ負相）。出力端子８２４には、ミキサ８０８及びミキサ８１０の出力電流を加算した電流が流れる（Ｑ正相）。出力端子８２５には、ミキサ８０９及びミキサ８１１の出力電流を加算した電流が流れる（Ｑ負相）。
ここで、出力端子８２２、出力端子８２３に適切な負荷を接続することで、図１０に示すような階段状の出力信号４２３、及び、出力信号４２４を取り出すことができる。また、出力端子８２４、出力端子８２５に適切な負荷を接続することで、出力信号４２３、及び、出力信号４２４のそれぞれに対して９０度位相差となる２つの階段状の電圧波形を取り出すことができる。
すなわち、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０４、ミキサ８０５、ミキサ８０６、ミキサ８０７とを用いて、Ｉ相の出力信号が得られる。また、ｇｍ素子８０３、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０８、ミキサ８０９、ミキサ８１０、ミキサ８１１とを用いて、Ｑ相の出力信号が得られる。
このように、ｇｍ共用部８４０に対して、ＤＵＴＹ比が２５％の制御信号を用いることで、ｇｍ素子８０２をＩ相及びＱ相にて共用できる。
また、第１の実施形態に記載したように、負荷以降の後段にて、図示しない差動増幅器などを用いて、出力端子８２２の出力信号と出力端子８２３の出力信号との差分をとることで、図１０に示す、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い階段状の出力信号４２５を得ることができる。同様に、出力端子８２４の出力信号と出力端子８２５の出力信号との差分をとることで、出力信号４２５に対して９０度位相差となる出力信号を得ることができる。このようにして、用いるｇｍ素子の数を抑制しつつ、高調波応答を抑圧することができる。
なお、出力端子８２２、８２３、８２４及び８２５に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。
ここで、非特許文献１に記載のハーモニックリジェクションミキサは、ｇｍ素子を３つ必要としており、仮に非特許文献１の技術を用いて直交復調器を構成すると、ｇｍ素子が６つ必要となる。これに対し、本実施の形態の構成によれば、３つのｇｍ素子を用いて直交復調器を構成できるので、ｇｍ素子数を削減することができ、回路規模を減少させることができる。さらに、回路全体の消費電力を抑えることもできる。
また、本技術をもとに、シングルエンドミキサ構成や、ダブルバランスミキサ構成を実現することもできる。
なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比２５％の制御信号とを組み合わせて、ハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減する構成に関して説明したが、制御信号のＤＵＴＹ比の組み合わせはこれに限定されない。ＤＵＴＹ比５０％未満の制御信号のＤＵＴＹ比をＮ％とする場合に、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比Ｎ％の制御信号との基準位相差を（１８０×Ｎ／１００）度とするとともに、ＤＵＴＹ比５０％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍと、ＤＵＴＹ比Ｎ％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍとの比を正弦波を矩形波で模擬できるように設定することでハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減することができる。
（実施の形態４）
本実施の形態は、ハーモニックリジェクションミキサを用いて、９０度位相差となるＩ相出力、Ｑ相出力を生成する直交復調器を構成するものであり、実施の形態３とは別の構成例を示す。実施の形態３では、一部のミキサのみをＤＵＴＹ比が５０％未満の制御信号を用いて駆動したが、本実施の形態では、全てのミキサを、ＤＵＴＹ比が５０％未満の共通した値である制御信号を用いてミキサを駆動する点が異なる。ミキサが非アクティブとなる期間を利用して、Ｉ相とＱ相でｇｍ素子を共用する点については、実施の形態３と共通である。
図１５は、本実施の形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成を示すブロック図である。図１５に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ１０００は、Ｉ相用のｇｍ素子８０１と、Ｑ相用のｇｍ素子８０３と、共用ｇｍ素子８０２、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９より構成されるｇｍ共用部８４０と、ミキサ１００１と、ミキサ１００２と、ミキサ１００３と、ミキサ１００４と、ミキサ１００５と、ミキサ１００６と、ミキサ１００７と、ミキサ１００８と、制御信号生成部１００９と、を備え、入力端子８２１より入力される信号を周波数変換して、出力端子８２２よりＩ相の正相信号を、出力端子８２３よりＩ相の負相信号を、出力端子８２４よりＱ相の正相信号を、出力端子８２５よりＱ相の負相信号を、それぞれ、出力する。ここで、第３の実施形態において図１３を用いて説明したものと同一の構成要素については、図１３と同一の番号を付して、説明を省略する。
ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、ｇｍ素子８０３は、入力端子８２１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ここで、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、ｇｍ素子８０３、それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ８０１、ｇｍ８０２、ｇｍ８０３として、ｇｍ８０１：ｇｍ８０２：ｇｍ８０３＝１：√２：１と設定する。
ミキサ１００１は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３１によって駆動される。ミキサ１００２は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３２によって駆動される。ミキサ１００３は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３３によって駆動される。ミキサ１００４は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３４によって駆動される。
さらに、ミキサ１００５は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３２によって駆動される。ミキサ１００６は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３３によって駆動される。ミキサ１００７は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３４によって駆動される。ミキサ１００８は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３１によって駆動される。
ここで、ミキサ１００１、ミキサ１００２、ミキサ１００３、ミキサ１００４、ミキサ１００５、ミキサ１００６、ミキサ１００７、及び、ミキサ１００８は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳスイッチで構成されるパッシブミキサである。ミキサの各々は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、ｇｍ素子８０１、あるいは、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流を、出力端子８２２、出力端子８２３、出力端子８２４、あるいは、出力端子８２５に対して出力する。
図１６は、制御信号１０３１、１０３２、１０３３、１０３４、８３５、８３６、８３７及び８３８の時間波形を示す図である。これらの制御信号は、同一の周波数を有するとともに、共通のＤＵＴＹ比を有し、位相のみが異なる。
ｇｍ共用部８４０に入力される制御信号８３５、８３６、８３７及び８３８は、実施の形態３において図１４を用いて説明したものと同一であり、説明を省略する。また、制御信号１０３１、１０３２、１０３３、１０３４は、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波であり、各々、９０度位相をシフトしたものである。
また、制御信号１０３１、１０３２、１０３３、１０３４の基準位相と、制御信号８３５、８３６、８３７、８３８の基準位相は４５度の位相差をもつ。
ここで、制御信号１０３１、１０３２、１０３３、１０３４、８３５、８３６、８３７及び８３８は、同一の周波数を有するとともに、同期が取れていることが好ましい。
また、制御信号８３５と制御信号８３６と制御信号８３７と制御信号８３８は、それぞれの制御信号によって駆動されるミキサが同時にアクティブとならないように制御することが望ましい。
次に、図１５に示すハーモニックリジェクションミキサ１０００の動作説明を行う。入力端子８２１より入力される交流電圧信号は、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、及びｇｍ素子８０３に分岐されて入力される。
Ｉ相用のｇｍ素子８０１は、ｇｍ８０１に応じた交流電流をミキサ１００１、ミキサ１００２、ミキサ１００３とミキサ１００４に対して出力する。
ミキサ１００１は、制御信号１０３１によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号１０３１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２２に対して出力する。ミキサ１００２は、制御信号１０３２によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号１０３２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２２に対して出力する。
ミキサ１００３は、制御信号１０３３によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号１０３３の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３３によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２３に対して出力する。ミキサ１００４は、制御信号１０３４によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号１０３４の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３４によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２３に対して出力する。
Ｑ相用のｇｍ素子８０３は、ｇｍ８０３に応じた交流電流をミキサ１００５、ミキサ１００６、ミキサ１００７とミキサ１００８に対して出力する。
ミキサ１００５は、制御信号１０３２によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号１０３２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２４に対して出力する。ミキサ１００６は、制御信号１０３３によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号１０３３の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３３によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２４に対して出力する。
ミキサ１００７は、制御信号１０３４によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号１０３４の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３４によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２５に対して出力する。ミキサ１００８は、制御信号１０３１によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号１０３１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２５に対して出力する。
出力端子８２２には、ミキサ８０６、ミキサ１００１、及び、ミキサ１００２の出力電流を加算した電流が流れる（Ｉ正相）。出力端子８２３には、ミキサ８０７、ミキサ１００３及びミキサ１００４の出力電流を加算した電流が流れる（Ｉ負相）。出力端子８２４には、ミキサ８０８、ミキサ１００５及びミキサ１００６の出力電流を加算した電流が流れる（Ｑ正相）。出力端子８２５には、ミキサ８０９、ミキサ１００７及びミキサ１００８の出力電流を加算した電流が流れる（Ｑ負相）。
ここで、出力端子８２２、出力端子８２３に適切な負荷を接続することで、図１０に示すような階段状の出力信号４２３、及び、出力信号４２４を取り出すことができる。また、出力端子８２４、出力端子８２５に適切な負荷を接続することで、出力信号４２３、及び、出力信号４２４に対して９０度位相差となる階段状の電圧波形を取り出すことができる。
すなわち、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ１００１、ミキサ１００２、ミキサ１００３、ミキサ１００４とを用いて、Ｉ相の出力信号が得られる。また、ｇｍ素子８０３、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０８、ミキサ８０９、ミキサ１００５、ミキサ１００６、ミキサ１００７、ミキサ１００８とを用いて、Ｑ相の出力信号が得られる。
このように、ＤＵＴＹ比が２５％の制御信号を用いることで、ｇｍ素子８０２をＩ相及びＱ相にて共用できる。また、本実施の形態の構成によれば、ＤＵＴＹ比が２５％の制御信号のみで全てのミキサを駆動できるため、ダイレクトコンバージョン構成、あるいは、Ｌｏｗ−ＩＦ構成にて問題となる、セルフミキシングを回避できる。
また、実施の形態１に記載したように、負荷以降の後段にて、図示しない差動増幅器などを用いて、出力端子８２２の出力信号と出力端子８２３の出力信号との差分をとることで、図１０に示す、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い階段状の出力信号４２５を得ることができる。同様に、出力端子８２４の出力信号と出力端子８２５の出力信号との差分をとることで、出力信号４２５に対して９０度位相差となる出力信号を得ることができる。このようにして、用いるｇｍ素子の数を抑制しつつ、高調波応答を抑圧することができる。
なお、出力端子８２２、８２３、８２４及び８２５に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。
ここで、非特許文献１に記載のハーモニックリジェクションミキサは、ｇｍ素子を３つ必要としており、仮に非特許文献１の技術を用いて直交復調器を構成すると、ｇｍ素子が６つ必要となる。これに対し、本実施の形態の構成によれば、３つのｇｍ素子を用いて直交復調器を構成できるので、ｇｍ素子数を削減することができ、回路規模を減少させることができる。さらに、回路全体の消費電力を抑えることもできる。さらに、ＤＵＴＹ比が共通の値の制御信号のみを用いて全てのミキサを駆動するため、ダイレクトコンバージョン構成、あるいは、Ｌｏｗ−ＩＦ構成にて問題となる、セルフミキシングを回避できるという効果もある。
また、本技術をもとに、シングルエンドミキサ構成や、ダブルバランスミキサ構成を実現することもできる。なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比２５％の制御信号のみを用いる構成例を用いて説明したが、制御信号のＤＵＴＹ比は５０％未満であって、一部のｇｍ素子をＩ相及びＱ相で共用できるものであれば、これに限定されない。
（実施の形態５）
本実施の形態は、実施の形態１から４に示すハーモニックリジェクションミキサを用いて、ダイレクトサンプリングミキサを実現する構成を示すものである。
図１７は、本発明の第５の実施形態に係るダイレクトサンプリングミキサの概略構成を示すブロック図である。図１７に示すように、ダイレクトサンプリングミキサ１２００は、ハーモニックリジェクションミキサ１２０１と、スイッチドキャパシタフィルタ部１２０２と、制御信号生成部１２０３と、を備え、入力端子１２２１より入力される信号を周波数変換して、出力端子１２２２よりＩ相の正相信号を、出力端子１２２３よりＩ相の負相信号を、出力端子１２２４よりＱ相の正相信号を、出力端子１２２５よりＱ相の負相信号を、それぞれ、出力する。
ハーモニックリジェクションミキサ１２０１の構成としては、実施の形態１又は実施の形態２に示すハーモニックリジェクションミキサを用いて直交復調器を構成したもの、あるいは、実施の形態３又は実施の形態４に示す直交復調器構成のハーモニックリジェクションミキサである。
スイッチドキャパシタフィルタ部１２０２は、例えば、特許文献７に示されるサンプリング回路を用いてＩ相、Ｑ相処理を行うものであり、ＭＯＳスイッチ及び容量によって構成されるフィルタである。
制御信号生成部１２０３は、ハーモニックリジェクションミキサ１２０１を駆動するための、ハーモニックリジェクションミキサ１２０１に含まれるミキサを制御するための制御信号と、スイッチドキャパシタフィルタ部１２０２を駆動するための制御信号を生成するデジタルコントロールユニットより構成される。スイッチドキャパシタフィルタ部１２０２を駆動するため制御信号を生成するデジタルコントロールユニットとしては、例えば、特許文献７に示される構成を用いることができる。
本構成とすることで、実施の形態１から４に示すハーモニックリジェクションミキサを用いて、ダイレクトサンプリングミキサを実現することができる。
なお、本発明の実施の形態１から４において、制御信号がＨｉの期間（矩形波パルスの山の期間）にミキサをアクティブ状態にするとして説明しているが、ミキサとして、ＰＭＯＳ構成、あるいは、ＰＭＯＳとＮＭＯＳの相補型のＣＭＯＳ構成を用いる場合には、Ｈｉ期間をＬｏｗ期間（矩形波パルスの谷の期間）として読みかえることで、ＰＭＯＳを用いたミキサをアクティブ状態にすることができることは言うまでもない。いずれの場合でも、ミキサがアクティブ状態である期間はオン期間であり、ミキサが非アクティブ状態である期間はオフ期間と呼ぶことができる。
以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。例えば、制御信号生成部を半導体素子で実現する場合には、駆動信号において、１周期に対するオン期間の比が５０％又は２５％から数％ずれる可能性がある。この場合には、ハーモニックリジェクションミキサの出力信号の波形形状が変動する。しかし、１周期に対するオン期間の比が５０％又は２５％からのずれが大きくなく数％の場合には、ハーモニックリジェクションミキサからは、正弦波の１周期（又は半周期）の繰り返し波形に近い階段状の出力信号が得られる。したがって、駆動信号において、１周期に対するオン期間の比が５０％又は２５％から数％ずれる場合には、１周期に対するオン期間の比が５０％又は２５％の場合に比べ、高調波応答の抑制効果は若干低下するものの、本発明の効果を享受できる。なお、本発明者らは、開発の過程において、制御信号生成部を半導体素子で実現する場合に、半導体素子のばらつきを考慮しても、本発明の効果が得られることを確認した。
２００９年１月２９日出願の特願２００９−０１７８９８に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、高調波応答を抑圧可能なハーモニックリジェクションミキサを実現することができ、無線通信システムにおける高周波処理部に用いられるミキサの奇数次の高調波応答の抑圧（ハーモニックリジェクション）技術等に有用である。
１、２、３ ｇｍ素子
４、５、６ ミキサ
１０ ハーモニックリジェクションミキサ
１１ 入力端子
１２ 出力端子
２１、２２、２３ 制御信号
５０ パワーアンプ
５１、５２ 増幅回路
５５、５６、５７ 入力信号
６１、６２、６３ 入力端子
６４ 出力端子
１００ ハーモニックリジェクションミキサ
１０１、１０２ ｇｍ素子
１０３、１０４ ミキサ
１０５ 制御信号生成部
１１１ 入力端子
１１２ 出力端子
１２１、１２２ 制御信号
１２３ 出力信号
４００ ハーモニックリジェクションミキサ
４０１、４０２ ｇｍ素子
４０３、４０４、４０５、４０６ ミキサ
４０７ 制御信号生成部
４１１ 入力端子
４１２、４１３ 出力端子
４２１、４２２ 制御信号
４２３、４２４、４２５ 出力信号
６００ ハーモニックリジェクションミキサ
６０１、６０２ ｇｍ素子
６０３、６０４、６０５、６０６、６０７、６０８、６０９、６１０ ミキサ
６１１ 入力端子
６１２ 出力端子
６２１、６２２ 出力信号
８００ ハーモニックリジェクションミキサ
８０１、８０２、８０３ ｇｍ素子
８０４、８０５、８０６、８０７、８０８、８０９、８１０、８１１ ミキサ
８１２ 制御信号生成部
８２１ 入力端子
８２２、８２３、８２４、８２５ 出力端子
８３１、８３２、８３３、８３４、８３５、８３６、８３７、８３８ 制御信号
１０００ ハーモニックリジェクションミキサ
１００１、１００２、１００３、１００４、１００５、１００６、１００７、１００８ ミキサ
１００９ 制御信号生成部
１０３１、１０３２、１０３３、１０３４ 制御信号
１２００ ダイレクトサンプリングミキサ
１２０１ ハーモニックリジェクションミキサ
１２０２ スイッチドキャパシタフィルタ部
１２０３ 制御信号生成部
１２２１ 入力端子
１２２２、１２２３、１２２４、１２２５ 出力端子
本発明は、無線通信システムにおける高周波処理部に用いられるミキサの奇数次の高調波応答の抑圧（ハーモニックリジェクション）技術に関する。
テレビチューナは、テレビ放送信号に割り当てられている広い受信帯域をカバーする必要がある。例えば、日本においては、ＶＨＦ（Very High Frequency）チャネル（100MHz帯、200MHz帯）、ＵＨＦ（Ultra High Frequency）チャネル（470MHz〜770MHz）に対応する必要がある。また、ソフトウェア無線機は、異なる無線帯域を使用する複数の無線システムに対応する必要がある。
一般的に、無線機受信部を構成するミキサに対して、ミキサを駆動するための局部発振信号の奇数倍の周波数帯の無線周波数信号を入力すると、ミキサの非線形性に起因して、所望周波数を有する受信信号出力の近傍の周波数へと周波数変換された妨害信号が出力される（以下、この妨害信号を奇数次の高調波応答と呼ぶ）。
ここで、テレビチューナや、ソフトウェア無線機は対応すべき受信帯域が広く、所望周波数の信号を受信する時の信号振幅と、高調波応答に起因して出力される所望周波数成分以外の信号振幅との比が所定値になると受信感度が劣化する。そこで、ミキサ出力における高周波成分の出力波形を正弦波に近づけることで、奇数次の高調波応答を抑圧する技術が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
図１は非特許文献１の第２６．６．３図に記載された従来のハーモニックリジェクションミキサを示すブロック図である。図１に示すように、従来のハーモニックリジェクションミキサ１０は、ｇｍ素子１、２、３と、ミキサ４、５、６とを備え、入力端子１１から入力される信号を周波数変換して、出力端子１２から出力する。
ｇｍ素子１、２、３は、入力端子１１より入力される電圧を電流に変換する。ここで、ｇｍ素子１、２、３それぞれの出力電流に対する入力電圧の比は、ｇｍ１：ｇｍ２：ｇｍ３＝１：√２：１に設定されている。
ミキサ４、５、６は、図２に示すような制御信号２１、２２、２３を用いて駆動される。この制御信号２１、２２、２３は、周波数が同一で、１周期に対するＨｉ期間（オン期間）の比（以下、ＤＵＴＹ比と呼ぶ）が５０％であり、４５度ずつ位相がシフトされたパルス列である。
このように、入力信号を分岐後、各経路に配置するｇｍ素子により振幅の重み付けを実施するとともに、４５度ずつ位相をシフトした制御信号により駆動するミキサの出力信号を加算して合成することで、図３に示すような高周波成分の出力波形を得る。この出力波形は正弦波に近似しているため、奇数次の高調波応答を抑圧できる。
上記非特許文献１のほかにも、出力波形を正弦波に近づけることで、無線機受信部に用いる受信ミキサの高調波応答を抑圧する技術、及び、増幅器や無線機送信部に用いる送信ミキサの発生する高調波歪を抑制する技術が知られている（特許文献１から特許文献６、及び、非特許文献２参照）。
ここでは、一例として、特許文献６記載のパワーアンプにおけるハーモニックリジェク
ション技術について説明する。図４は、特許文献６の第１Ａ図に記載されたパワーアンプの構成図である。図４に示すように、パワーアンプ５０は、増幅回路５１、増幅回路５２を備え、入力端子６１、入力端子６２、入力端子６３より入力される信号を増幅して、出力端子６４より出力する。
増幅回路５１は、ＰＭＯＳ（Positive channel Metal Oxide Semiconductor）とＮＭＯＳ（Negative channel Metal Oxide Semiconductor）より構成されるインバータ構成で、ＰＭＯＳのゲート端子が入力端子６１に接続されるとともに、ＮＭＯＳのゲート端子が入力端子６２に接続され、ＰＭＯＳとＮＭＯＳとは独立の入力信号（入力信号５５と入力信号５６）により駆動される。一方、増幅回路５２は、ＰＭＯＳとＮＭＯＳより構成されるインバータ構成で、ＰＭＯＳ及びＮＭＯＳのゲート端子が入力端子６３に接続され、ＰＭＯＳとＮＭＯＳとは同一の入力信号（入力信号５７）により駆動される。
図５は、パワーアンプ５０への入力信号５５、５６、５７を示す図である。入力信号５７は、ＤＵＴＹ比が５０％の信号であり、入力端子６３を介して、増幅回路５２に対して入力される。入力信号５５は、増幅回路５１を構成するＰＭＯＳの動作時間が一周期間に対して５０％未満となるように、入力信号５７のＨｉ区間中に立ち下がる信号であり、入力端子６１を介して、増幅回路５１を構成するＰＭＯＳに対して入力される。入力信号５６は、増幅回路５１を構成するＮＭＯＳの動作時間が一周期間に対して５０％未満となるように、入力信号５７のＬｏｗ区間中に立ち上がる信号であり、入力端子６２を介して、増幅回路５１を構成するＮＭＯＳに対して入力される。
ここで、入力信号５５及び５６によって駆動される増幅回路５１と、入力信号５７によって駆動される増幅回路５２とのトランジスタサイズ比を適切に設定することによって、出力端子６４を介して出力される出力信号（増幅回路５１及び増幅回路５２の出力信号を加算することにより得られる信号）の波形を正弦波に近づけることができる。
米国特許第３９６２５５１号明細書 米国特許第５２２０６０７号明細書 特開昭５５−０９５１７８号公報 特表２００５−５３６０９９号公報 特表２００７−５３５８３０号公報 国際公開第２００８／０３２７８２号パンフレット 特開２００４−２８９７９３号公報
R. Bagheri, et al、"An 800MHz to 5GHz Software-Defined RadioReceiver in 90nm CMOS"、Dig. Tech. Papers of the 2006 IEEE International Solid-State Circuits Conference(ISSCC), Feb. 2006, pp.480-481. Weldon, J.A. et al、"A 1.75GHz Highly-Integrated Narrow-Band CMOS Transmitter with Harmonic-Rejection Mixers,"Section 10.4 of Dig. Tech. Papers of the 2001 IEEE ISSCC, Feb. 5-7 2001, pp.160-162.
従来のハーモニックリジェクションミキサは、入力信号を分岐後、各経路に配置するｇｍ素子により振幅の重み付けを実施するとともに、４５度ずつ位相をシフトした制御信号により駆動するミキサの出力信号を加算して合成することで、高調波応答を抑圧する構成
である。それゆえに、高調波応答を抑圧する構成とすることで、ｇｍ素子が増大し、回路規模、消費電流が増大するという課題があった。
また、直交復調器を構成する場合、Ｉ相とＱ相のそれぞれで出力波形を調整するために、さらに多くのｇｍ素子が必要となり、回路規模及び消費電流が増大するという課題があった。
本発明の目的は、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、高調波応答を抑圧可能なハーモニックリジェクションミキサを提供することである。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第一に、複数のｇｍ素子の後段に並列に接続された複数のミキサの出力を合成することにより、出力信号の波形を調整するハーモニックリジェクションミキサであって、電圧信号を電流信号に変換する複数のｇｍ素子として、Ｉ相用ｇｍ素子と、Ｑ相用ｇｍ素子と、Ｉ相とＱ相とで共用する共用ｇｍ素子とを有し、前記複数のｇｍ素子の各々の出力は複数に分岐しており、前記複数のミキサの各々は、前記複数のｇｍ素子のうちの一つの出力の分岐先の各々にスイッチング素子を接続した構成を有し、前記Ｉ相用ｇｍ素子及び前記Ｑ相用ｇｍ素子の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が５０％である駆動信号で制御され、前記共用ｇｍ素子の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が５０％未満である駆動信号で制御され、共用ｇｍ素子に接続された複数のスイッチング素子のうちＩ相出力用のスイッチング素子がオフの期間の少なくとも一部において、Ｑ相出力用のスイッチング素子がオンとなる構成をとる。
この構成により、１周期に対するオン期間の比が５０％未満である駆動信号で制御スイッチング素子が接続されるｇｍ素子をＩ相とＱ相で共用可能となり、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第二に、第一の構成に加え、前記複数のｇｍ素子のいずれにおいても、同じｇｍ素子の出力の分岐先の各々に接続された前記スイッチング素子は、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第三に、第一の構成、あるいは、第二の構成に加え、前記共用ｇｍ素子の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が２５％である駆動信号で制御される構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第四に、複数のｇｍ素子の後段に並列に接続された複数のミキサの出力を合成することにより、出力信号の波形を調整するハーモニックリジェクションミキサであって、電圧信号を電流信号に変換する複数のｇｍ素子として、Ｉ相用ｇｍ素子と、Ｑ相用ｇｍ素子と、Ｉ相とＱ相とで共用する共用ｇｍ素子とを有し、前記複数のｇｍ素子の各々の出力は複数に分岐しており、前記複数のミキサの各々は、前記複数のｇｍ素子のうちの一つの出力の分岐先の各々にスイッチング素子を接続した構成を有し、前記Ｉ相用ｇｍ素子、前記Ｑ相用ｇｍ素子、及び、前記共用ｇｍ素子の
各々の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が５０％未満の共通した値である駆動信号で制御され、共用ｇｍ素子に接続された複数のスイッチング素子のうちＩ相出力用のスイッチング素子がオフの期間の少なくとも一部において、Ｑ相出力用のスイッチング素子がオンとなる構成をとる。
この構成により、１周期に対するオン期間の比が５０％未満である駆動信号で制御スイッチング素子が接続されるｇｍ素子をＩ相とＱ相で共用可能となり、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第五に、第四の構成に加え、前記複数のミキサの後段に接続された複数のキャパシタをさらに有し、前記複数のｇｍ素子のいずれにおいても、同じｇｍ素子の出力の分岐先の各々に接続された前記スイッチング素子のうち、異なるキャパシタに接続されるスイッチング素子については、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第六に、第四の構成、あるいは、第五の構成に加え、前記Ｉ相用ｇｍ素子、前記Ｑ相用ｇｍ素子、及び、前記共用ｇｍ素子の各々の出力の分岐先に接続されたスイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が２５％である駆動信号で制御される構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第七に、第一から第六のいずれかの構成に加え、前記スイッチング素子を制御する駆動信号群は、互いに位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、第八に、第一から第七のいずれかの構成に加え、前記複数のｇｍ素子は、入力信号に対して振幅の重み付けを行う構成をとる。
この構成により、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、ハーモニックリジェクションミキサを構成できるとともに、高調波応答の抑圧効果を向上できる。
ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、高調波応答を抑圧可能なハーモニックリジェクションミキサを提供することができる。
非特許文献１記載のハーモニックリジェクションミキサの構成を示す図 非特許文献１記載の制御信号波形を示す図 非特許文献１記載の出力信号波形を示す図 特許文献６記載のパワーアンプの構成を示す図 特許文献６記載のパワーアンプへの入力信号波形を示す図 実施の形態１におけるハーモニックリジェクションミキサの一例を示す図 実施の形態１から実施の形態４におけるミキサの構成例を示す図 実施の形態１における制御信号の波形を示す図 実施の形態１におけるハーモニックリジェクションミキサの別の例を示す図 実施の形態１における制御信号の波形を示す図 実施の形態２におけるハーモニックリジェクションミキサの一例を示す図 実施の形態２における制御信号の波形を示す図 実施の形態３におけるハーモニックリジェクションミキサの一例を示す図 実施の形態３における制御信号の波形を示す図 実施の形態４におけるハーモニックリジェクションミキサの一例を示す図 実施の形態４における制御信号の波形を示す図 実施の形態５におけるダイレクトサンプリングミキサの一例を示す図
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。
（実施の形態１）
本実施の形態は、ＤＵＴＹ比（１周期に対するオン期間の比）が５０％以外、特に、５０％未満となる制御信号を用いることで、ハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減する構成に関して説明するものである。
図６は、本発明の第１の実施形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成を示すブロック図である。図６に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ１００は、ｇｍ素子１０１、ｇｍ素子１０２と、ミキサ１０３、ミキサ１０４と、制御信号生成部１０５と、を備え、入力端子１１１より入力される信号を周波数変換して、出力端子１１２より出力信号１２３を出力する。
ｇｍ素子１０１、ｇｍ素子１０２は、入力端子１１１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ここで、ｇｍ素子１０１、ｇｍ素子１０２それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ１０１、ｇｍ１０２として、ｇｍ１０１：ｇｍ１０２＝１：√２と設定する。
ミキサ１０３は、ｇｍ素子１０１に接続され、制御信号生成部１０５より出力される制御信号１２１によって駆動される。ミキサ１０４は、ｇｍ素子１０２に接続され、制御信号生成部１０５より出力される制御信号１２２によって駆動される。
ここで、ミキサ１０３及びミキサ１０４は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳ（Complementary Metal Oxide Semiconductor）スイッチで構成されるパッシブミキサであり、制御電圧によって駆動され、アクティブ状態となる期間中のみ、ｇｍ素子１０１、あるいは、ｇｍ素子１０２より出力される交流電流を、出力端子１１２に対して出力する。
図８は、制御信号１２１、制御信号１２２、及び、出力信号１２３の時間波形を示す図である。制御信号１２１は、ＤＵＴＹ比５０％の矩形波である。制御信号１２２は、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波であり、好ましくは、制御信号１２１と同一の周波数を有し、かつ、位相差が４５度のものである。出力信号１２３は、ミキサ１０３及びミキサ１０４の出力信号を加算したものである。
次に、図６に示すハーモニックリジェクションミキサ１００の動作説明を行う。入力端子１１１より入力される交流電圧信号は、ｇｍ素子１０１及びｇｍ素子１０２に分岐されて入力される。ｇｍ素子１０１は、ｇｍ１０１に応じた交流電流をミキサ１０３に対して出力する。ミキサ１０３は、制御信号１２１によって駆動され、ｇｍ素子１０１より出力される交流電流に対して、制御信号１２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力
する。また、ｇｍ素子１０２は、ｇｍ１０２に応じた交流電流をミキサ１０４に対して出力する。ミキサ１０４は、制御信号１２２によって駆動され、ｇｍ素子１０２より出力される交流電流に対して、制御信号１２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
出力端子１１２には、ミキサ１０３及びミキサ１０４の出力電流を加算した電流が流れ、適切な負荷を接続することで、出力信号１２３に示す階段状の電圧波形を取り出すことができ、正弦波の半周期の繰り返し波形に近い出力波形を出力することができる。なお、出力端子１１２に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。容量素子を用いる場合には、容量素子に対して電流を注入する時間に応じたフィルタ特性を付加することができる。
次に、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い出力波形を得る構成について図９、及び、図１０を用いて説明する。
図９は、本実施の形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成の別の例を示すブロック図である。図９に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ４００は、ｇｍ素子４０１、ｇｍ素子４０２と、ミキサ４０３、ミキサ４０４、ミキサ４０５、ミキサ４０６と、制御信号生成部４０７と、を備え、入力端子４１１より入力される信号を周波数変換して、出力端子４１２及び出力端子４１３より、出力信号４２３及び出力信号４２４を出力する。
ｇｍ素子４０１、ｇｍ素子４０２は、入力端子４１１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ここで、ｇｍ素子４０１、ｇｍ素子４０２それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ４０１、ｇｍ４０２として、ｇｍ４０１：ｇｍ４０２＝１：√２と設定する。
ミキサ４０３は、ｇｍ素子４０１に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２１によって駆動される。ミキサ４０４は、ｇｍ素子４０１に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２１によって駆動される。ミキサ４０５は、ｇｍ素子４０２に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２２によって駆動される。ミキサ４０６は、ｇｍ素子４０２に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２２によって駆動される。
ここで、ミキサ４０３、ミキサ４０４、ミキサ４０５、及び、ミキサ４０６は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは、図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳスイッチにて構成されるパッシブミキサである。ミキサの各々は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、ｇｍ素子４０１、あるいは、ｇｍ素子４０２より出力される交流電流を、出力端子４１２、出力端子４１３に対して出力する。
図１０は、制御信号１２１、制御信号１２２、制御信号４２１、制御信号４２２、及び、出力信号４２３、出力信号４２４の時間波形を示す図である。制御信号１２１、制御信号１２２は、図８を用いて説明したものと同一の波形であり、説明を省略する。図１０に示すように、制御信号４２１は、ＤＵＴＹ比５０％の矩形波である。また、制御信号４２２は、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波であり、好ましくは、制御信号４２１と同一周波数、かつ、位相差が４５度のものである。
出力信号４２３は、ミキサ４０３及びミキサ４０５の出力信号を加算したものであり、
波形としては、図８に示す出力信号１２３と同一のものである。出力信号４２４は、ミキサ４０４及びミキサ４０６の出力信号を加算したものである。また、制御信号１２１と制御信号４２１、制御信号１２２と制御信号４２２、出力信号４２３と出力信号４２４は、それぞれ同一の周波数を有し、かつ、信号間の位相差が１８０度である。
次に、図９に示すハーモニックリジェクションミキサ４００の動作説明を行う。入力端子４１１より入力される交流電圧信号は、ｇｍ素子４０１及びｇｍ素子４０２に分岐されて入力される。
ｇｍ素子４０１は、ｇｍ４０１に応じた交流電流をミキサ４０３及びミキサ４０４に対して出力する。ミキサ４０３は、制御信号１２１によって駆動され、ｇｍ素子４０１より出力される交流電流に対して、制御信号１２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ４０４は、制御信号４２１によって駆動され、ｇｍ素子４０１より出力される交流電流に対して、制御信号４２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
ｇｍ素子４０２は、ｇｍ４０２に応じた交流電流をミキサ４０５及びミキサ４０６に対して出力する。ミキサ４０５は、制御信号１２２によって駆動され、ｇｍ素子４０２より出力される交流電流に対して、制御信号１２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ４０６は、制御信号４２２によって駆動され、ｇｍ素子４０２より出力される交流電流に対して、制御信号４２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
出力端子４１２には、ミキサ４０３及びミキサ４０５の出力電流を加算した電流が流れ、適切な負荷を接続することで、出力信号４２３に示す階段状の電圧波形を取り出すことができ、正弦波の半周期の繰り返し波形に近い出力波形を出力することができる。
また、出力端子４１３には、ミキサ４０４及びミキサ４０６の出力電流を加算した電流が流れ、適切な負荷を接続することで、出力信号４２４に示す階段状の電圧波形を取り出すことができ、正弦波の半周期の繰り返し波形に近い出力波形を出力することができる。なお、出力端子４１２及び４１３に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。
ここで、出力信号４２３と出力信号４２４とは、同一周波数、かつ、信号間の位相差が１８０度であるので、負荷以降の後段にて、図示しない差動増幅器などを用いて、出力信号４２３と４２４の差分をとることで、図１０の一番下に示すような、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い階段状の出力信号４２５を得ることができる。このようにして、高調波応答を抑圧することができる。
ここで、非特許文献１に記載のハーモニックリジェクションミキサは、ｇｍ素子を３つ必要とするのに対し、本発明の第１の実施形態に記載のハーモニックリジェクションミキサは、２つのｇｍ素子より構成されるので、ｇｍ素子数を削減する目的を実現できる。
なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比２５％の制御信号とを組み合わせて、ハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減する構成に関して説明したが、これに限定されない。ＤＵＴＹ比５０％未満の制御信号のＤＵＴ
Ｙ比をＮ％とする場合に、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比Ｎ％の制御信号との基準位相差を（１８０×Ｎ／１００）度とするとともに、ＤＵＴＹ比５０％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍと、ＤＵＴＹ比Ｎ％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍとの比を正弦波を矩形波で模擬できるように設定することでハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減することができる。
（実施の形態２）
本実施形の態は、実施の形態１に記載のハーモニックリジェクションミキサに対して、ｇｍ素子への入力信号を差動信号とした場合の例を説明するものである。
図１１は、本発明の第２の実施形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成を示すブロック図である。図１１に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ６００は、ｇｍ素子６０１、ｇｍ素子６０２と、ミキサ６０３、ミキサ６０４、ミキサ６０５、ミキサ６０６、ミキサ６０７、ミキサ６０８、ミキサ６０９、ミキサ６１０と、制御信号生成部４０７と、を備え、入力端子６１１より入力される差動信号を周波数変換して、出力端子６１２より、１８０度位相差となる出力信号６２１及び出力信号６２２を出力する。
ｇｍ素子６０１、ｇｍ素子６０２は、入力端子６１１より入力される差動交流電圧を差動交流電流に変換する。具体的には、ｇｍ素子６０１、ｇｍ素子６０２は、入力される差動交流電圧のうちの正相、負相に対応する位相差の差動交流電流を出力する。
ここで、ｇｍ素子６０１、ｇｍ素子６０２それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ６０１、ｇｍ６０２として、ｇｍ６０１：ｇｍ６０２＝１：√２と設定する。
ミキサ６０３は、ｇｍ素子６０１の正相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２１によって駆動される。ミキサ６０４は、ｇｍ素子６０１の正相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２１によって駆動される。ミキサ６０５は、ｇｍ素子６０１の負相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２１によって駆動される。ミキサ６０６は、ｇｍ素子６０１の負相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２１によって駆動される。ミキサ６０７は、ｇｍ素子６０２の正相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２２によって駆動される。ミキサ６０８は、ｇｍ素子６０２の正相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２２によって駆動される。ミキサ６０９は、ｇｍ素子６０２の負相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号４２２によって駆動される。ミキサ６１０は、ｇｍ素子６０２の負相出力部に接続され、制御信号生成部４０７より出力される制御信号１２２によって駆動される。
ここで、ミキサ６０３、ミキサ６０４、ミキサ６０５、ミキサ６０６、ミキサ６０７、ミキサ６０８、ミキサ６０９、及び、ミキサ６１０は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは、図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳスイッチにて構成されるパッシブミキサである。ミキサの各々は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、ｇｍ素子６０１の正相出力部、負相出力部、あるいは、ｇｍ素子６０２の正相出力部、負相出力部より出力される交流電流を、出力端子６１２に対して出力する。
図１２は、制御信号１２１、制御信号１２２、制御信号４２１、制御信号４２２、及び、出力信号６２１、出力信号６２２の時間波形を示す図である。制御信号１２１、制御信号１２２、制御信号４２１、制御信号４２２は、図８及び図１０を用いて説明したものと
同一の波形であり、説明を省略する。出力信号６２１は、ミキサ６０３とミキサ６０５とミキサ６０７とミキサ６０９の出力信号を加算したものある。また、出力信号６２２は、ミキサ６０４とミキサ６０６とミキサ６０８とミキサ６１０の出力信号を加算したものである。ここで、出力信号６２１と出力信号６２２は、それぞれ同一の周波数を有し、かつ、信号間の位相差が１８０度である。
次に、図１１に示すハーモニックリジェクションミキサ６００の動作説明を行う。
入力端子６１１より入力される差動交流電圧信号は、ｇｍ素子６０１及びｇｍ素子６０２に分岐されて入力される。ｇｍ素子６０１は、ｇｍ６０１に応じた正相交流電流をミキサ６０３及びミキサ６０４に対して出力し、ｇｍ６０１に応じた負相交流電流をミキサ６０５及びミキサ６０６に対して出力する。
ミキサ６０３は、制御信号１２１によって駆動され、ｇｍ素子６０１より出力される正相交流電流に対して、制御信号１２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０４は、制御信号４２１によって駆動され、ｇｍ素子６０１より出力される正相交流電流に対して、制御信号４２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０５は、制御信号４２１によって駆動され、ｇｍ素子６０１より出力される負相交流電流に対して、制御信号４２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０６は、制御信号１２１によって駆動され、ｇｍ素子６０１より出力される負相交流電流に対して、制御信号１２１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
さらに、ｇｍ素子６０２は、ｇｍ６０２に応じた正相交流電流をミキサ６０７及びミキサ６０８に対して出力し、ｇｍ６０２に応じた負相交流電流をミキサ６０９及びミキサ６１０に対して出力する。
ミキサ６０７は、制御信号１２２によって駆動され、ｇｍ素子６０２より出力される正相交流電流に対して、制御信号１２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０８は、制御信号４２２によって駆動され、ｇｍ素子６０２より出力される正相交流電流に対して、制御信号４２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６０９は、制御信号４２２によって駆動され、ｇｍ素子６０２より出力される負相交流電流に対して、制御信号４２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号４２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。ミキサ６１０は、制御信号１２２によって駆動され、ｇｍ素子６０２より出力される負相交流電流に対して、制御信号１２２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１２２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を出力する。
出力端子６１２には、ミキサ６０３とミキサ６０５とミキサ６０７とミキサ６０９の出力電流を加算した正相電流と、ミキサ６０４とミキサ６０６とミキサ６０８とミキサ６１０の出力電流を加算した負相電流とが出力される。出力端子６１２のそれぞれに、適切な負荷を接続することで、出力信号６２１と出力信号６２２に示す階段状の電圧波形を取り出すことができ、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い出力波形を出力することができる
。このようにして、高調波応答を抑圧することができる。
なお、出力端子６１２に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。
本実施の形態では、制御信号１２１、制御信号１２２、制御信号４２１、制御信号４２２を分岐する方法として、単に、配線を分岐する構成を示したが、分岐の後段に、バッファを設ける構成としてもよい。
実施の形態１、あるいは、実施の形態２にて示したハーモニックリジェクションミキサは、ハーモニックリジェクションミキサ１００がシングルエンドミキサであり、ハーモニックリジェクションミキサ４００がシングルバランスミキサであり、ハーモニックリジェクションミキサ６００がダブルバランスミキサである。よって、実施の形態１、及び、実施の形態２をもとにすれば、いずれか一つの構成を開示することで、他の構成への変更が可能である。よって、以降の実施形態では、説明の簡素化のため、シングルバランス構成のみに関して説明する。
なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比２５％の制御信号とを組み合わせて、ハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減する構成に関して説明したが、これに限定されない。ＤＵＴＹ比５０％未満の制御信号のＤＵＴＹ比をＮ％とする場合に、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比Ｎ％の制御信号との基準位相差を（１８０×Ｎ／１００）度とするとともに、ＤＵＴＹ比５０％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍと、ＤＵＴＹ比Ｎ％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍとの比を正弦波を矩形波で模擬できるように設定することでハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減することができる。
（実施の形態３）
本実施の形態は、実施の形態１に示すハーモニックリジェクションミキサ４００（図９）を用いて、９０度位相差となるＩ相出力、Ｑ相出力を生成する直交復調器を構成するものである。一部のミキサをＤＵＴＹ比が５０％未満の制御信号を用いて駆動し、ミキサが非アクティブとなる期間（オフ期間）を利用して、Ｉ相とＱ相でｇｍ素子を共用する構成に関して説明するものである。
図１３は、本発明の第３の実施形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成を示すブロック図である。図１３に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ８００は、Ｉ相用ｇｍ素子８０１、共用ｇｍ素子８０２、Ｑ相用ｇｍ素子８０３と、ミキサ８０４、ミキサ８０５、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９、ミキサ８１０、ミキサ８１１と、制御信号生成部８１２と、を備え、入力端子８２１より入力される信号を周波数変換して、出力端子８２２よりＩ相の正相信号を、出力端子８２３よりＩ相の負相信号を、出力端子８２４よりＱ相の正相信号を、出力端子８２５よりＱ相の負相信号を、それぞれ、出力する。また、ｇｍ共用部８４０は、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９とより構成される。
ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、ｇｍ素子８０３は、入力端子８２１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ここで、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、ｇｍ素子８０３、それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ８０１、ｇｍ８０２、ｇｍ８０３として、ｇｍ８０１：ｇｍ８０２：ｇｍ８０３＝１：√２：１と設定する。
ミキサ８０４は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３１によって駆動される。ミキサ８０５は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信
号生成部８１２より出力される制御信号８３２によって駆動される。ミキサ８０６は、ｇｍ素子８０２に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３５によって駆動される。ミキサ８０７は、ｇｍ素子８０２に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３６によって駆動される。ミキサ８０８は、ｇｍ素子８０２に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３７によって駆動される。ミキサ８０９は、ｇｍ素子８０２に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３８によって駆動される。ミキサ８１０は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３３によって駆動される。ミキサ８１１は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部８１２より出力される制御信号８３４によって駆動される。
ここで、ミキサ８０４、ミキサ８０５、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９、ミキサ８１０、及び、ミキサ８１１は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳスイッチで構成されるパッシブミキサである。ミキサの各々は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、あるいは、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流を、出力端子８２２、出力端子８２３、出力端子８２４、あるいは、出力端子８２５に対して出力する。
図１４は、制御信号８３１、８３２、８３３、８３４、８３５、８３６、８３７及び８３８の時間波形を示す図である。これらの制御信号は、同一の周波数を有するが、位相やＤＵＴＹ比が異なる。
制御信号８３１、制御信号８３２、制御信号８３３、制御信号８３４は、ＤＵＴＹ比５０％の矩形波である。また、制御信号８３１と制御信号８３２の位相差、及び、制御信号８３３と制御信号８３４の位相差は１８０度である。さらに、制御信号８３１と制御信号８３３の位相差、及び、制御信号８３２と制御信号８３４の位相差は、９０度である。
一方、制御信号８３５、８３６、８３７、８３８は、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波であり、各々、９０度位相をシフトしたものである。また、ＤＵＴＹ比５０％の矩形波群の基準位相と、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波群の基準位相は４５度の位相差をもつ。
ここで、制御信号８３１、８３２、８３３、８３３、８３４、８３５、８３６、８３７、８３８は、同一の周波数を有するとともに、同期が取れていることが好ましい。
また、制御信号８３１と制御８３２、制御信号８３３と制御信号８３４、制御信号８３５と制御信号８３６と制御信号８３７と制御信号８３８は、それぞれの制御信号によって駆動されるミキサが同時にアクティブとならないように制御することが望ましい。例えば、各制御信号がＨｉとなる時間（オン期間）が重ならないように、ＤＵＴＹ比が５０％の場合には、実際の制御信号の波形が５０％未満となるように整形し、ＤＵＴＹ比が２５％の場合には、実際の制御信号の波形が２５％未満となるように整形することが望ましい。さらに、制御信号の波形整形に伴い、擬似的正弦波からの誤差が大きくならないように、ＤＵＴＹ５０％の制御信号とＤＵＴＹ比２５％の制御信号との位相調整を行うことが望ましい。
次に、図１３に示すハーモニックリジェクションミキサ８００の動作説明を行う。入力端子８２１より入力される交流電圧信号は、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２及びｇｍ素子８０３に分岐されて入力される。ｇｍ素子８０１は、ｇｍ８０１に応じた交流電流をミキサ８０４とミキサ８０５に対して出力する。
ミキサ８０４は、制御信号８３１によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号８３１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２２に対して出力する。ミキサ８０５は、制御信号８３２によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号８３２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２３に対して出力する。
ｇｍ素子８０２は、ｇｍ８０２に応じた交流電流をミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９に対して出力する。ミキサ８０６は、制御信号８３５によって駆動され、ｇｍ素子８０２より出力される交流電流に対して、制御信号８３５の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３５によってアクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２２に対して出力する。ミキサ８０７は、制御信号８３６によって駆動され、ｇｍ素子８０２より出力される交流電流に対して、制御信号８３６の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３６によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２３に対して出力する。ミキサ８０８は、制御信号８３７によって駆動され、ｇｍ素子８０２より出力される交流電流に対して、制御信号８３７の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３７によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２４に対して出力する。ミキサ８０９は、制御信号８３８によって駆動され、ｇｍ素子８０２より出力される交流電流に対して、制御信号８３８の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３８によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２５に対して出力する。
ｇｍ素子８０３は、ｇｍ８０３に応じた交流電流をミキサ８１０とミキサ８１１に対して出力する。ミキサ８１０は、制御信号８３３によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号８３３の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３３によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２４に対して出力する。ミキサ８１１は、制御信号８３４によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号８３４の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号８３４によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２５に対して出力する。
出力端子８２２には、ミキサ８０４及びミキサ８０６の出力電流を加算した電流が流れる（Ｉ正相）。出力端子８２３には、ミキサ８０５及びミキサ８０７の出力電流を加算した電流が流れる（Ｉ負相）。出力端子８２４には、ミキサ８０８及びミキサ８１０の出力電流を加算した電流が流れる（Ｑ正相）。出力端子８２５には、ミキサ８０９及びミキサ８１１の出力電流を加算した電流が流れる（Ｑ負相）。
ここで、出力端子８２２、出力端子８２３に適切な負荷を接続することで、図１０に示すような階段状の出力信号４２３、及び、出力信号４２４を取り出すことができる。また、出力端子８２４、出力端子８２５に適切な負荷を接続することで、出力信号４２３、及び、出力信号４２４のそれぞれに対して９０度位相差となる２つの階段状の電圧波形を取り出すことができる。
すなわち、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０４、ミキサ８０５、ミキサ８０６、ミキサ８０７とを用いて、Ｉ相の出力信号が得られる。また、ｇｍ素子８０３、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０８、ミキサ８０９、ミキサ８１０、ミキサ８１１とを用いて、Ｑ相の出力信号が得られる。
このように、ｇｍ共用部８４０に対して、ＤＵＴＹ比が２５％の制御信号を用いることで、ｇｍ素子８０２をＩ相及びＱ相にて共用できる。
また、第１の実施形態に記載したように、負荷以降の後段にて、図示しない差動増幅器などを用いて、出力端子８２２の出力信号と出力端子８２３の出力信号との差分をとることで、図１０に示す、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い階段状の出力信号４２５を得ることができる。同様に、出力端子８２４の出力信号と出力端子８２５の出力信号との差分をとることで、出力信号４２５に対して９０度位相差となる出力信号を得ることができる。このようにして、用いるｇｍ素子の数を抑制しつつ、高調波応答を抑圧することができる。
なお、出力端子８２２、８２３、８２４及び８２５に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。
ここで、非特許文献１に記載のハーモニックリジェクションミキサは、ｇｍ素子を３つ必要としており、仮に非特許文献１の技術を用いて直交復調器を構成すると、ｇｍ素子が６つ必要となる。これに対し、本実施の形態の構成によれば、３つのｇｍ素子を用いて直交復調器を構成できるので、ｇｍ素子数を削減することができ、回路規模を減少させることができる。さらに、回路全体の消費電力を抑えることもできる。
また、本技術をもとに、シングルエンドミキサ構成や、ダブルバランスミキサ構成を実現することもできる。
なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比２５％の制御信号とを組み合わせて、ハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減する構成に関して説明したが、制御信号のＤＵＴＹ比の組み合わせはこれに限定されない。ＤＵＴＹ比５０％未満の制御信号のＤＵＴＹ比をＮ％とする場合に、ＤＵＴＹ比５０％の制御信号とＤＵＴＹ比Ｎ％の制御信号との基準位相差を（１８０×Ｎ／１００）度とするとともに、ＤＵＴＹ比５０％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍと、ＤＵＴＹ比Ｎ％で駆動されるミキサの前段のｇｍ素子のｇｍとの比を正弦波を矩形波で模擬できるように設定することでハーモニックリジェクションミキサに用いるｇｍ素子数を削減することができる。
（実施の形態４）
本実施の形態は、ハーモニックリジェクションミキサを用いて、９０度位相差となるＩ相出力、Ｑ相出力を生成する直交復調器を構成するものであり、実施の形態３とは別の構成例を示す。実施の形態３では、一部のミキサのみをＤＵＴＹ比が５０％未満の制御信号を用いて駆動したが、本実施の形態では、全てのミキサを、ＤＵＴＹ比が５０％未満の共通した値である制御信号を用いてミキサを駆動する点が異なる。ミキサが非アクティブとなる期間を利用して、Ｉ相とＱ相でｇｍ素子を共用する点については、実施の形態３と共通である。
図１５は、本実施の形態に係るハーモニックリジェクションミキサの概略構成を示すブロック図である。図１５に示すように、ハーモニックリジェクションミキサ１０００は、Ｉ相用のｇｍ素子８０１と、Ｑ相用のｇｍ素子８０３と、共用ｇｍ素子８０２、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ８０８、ミキサ８０９より構成されるｇｍ共用部８４０と、ミキサ１００１と、ミキサ１００２と、ミキサ１００３と、ミキサ１００４と、ミキサ１００５と、ミキサ１００６と、ミキサ１００７と、ミキサ１００８と、制御信号生成部１００９と、を備え、入力端子８２１より入力される信号を周波数変換して、出力端子８２
２よりＩ相の正相信号を、出力端子８２３よりＩ相の負相信号を、出力端子８２４よりＱ相の正相信号を、出力端子８２５よりＱ相の負相信号を、それぞれ、出力する。ここで、第３の実施形態において図１３を用いて説明したものと同一の構成要素については、図１３と同一の番号を付して、説明を省略する。
ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、ｇｍ素子８０３は、入力端子８２１より入力される交流電圧を交流電流に変換する。ここで、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、ｇｍ素子８０３、それぞれの出力電流に対する入力電圧の比をｇｍ８０１、ｇｍ８０２、ｇｍ８０３として、ｇｍ８０１：ｇｍ８０２：ｇｍ８０３＝１：√２：１と設定する。
ミキサ１００１は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３１によって駆動される。ミキサ１００２は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３２によって駆動される。ミキサ１００３は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３３によって駆動される。ミキサ１００４は、ｇｍ素子８０１に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３４によって駆動される。
さらに、ミキサ１００５は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３２によって駆動される。ミキサ１００６は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３３によって駆動される。ミキサ１００７は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３４によって駆動される。ミキサ１００８は、ｇｍ素子８０３に接続され、制御信号生成部１００９より出力される制御信号１０３１によって駆動される。
ここで、ミキサ１００１、ミキサ１００２、ミキサ１００３、ミキサ１００４、ミキサ１００５、ミキサ１００６、ミキサ１００７、及び、ミキサ１００８は、好ましくは、図７Ａに示すＮＭＯＳスイッチ、図７Ｂに示すＰＭＯＳスイッチ、あるいは図７Ｃに示すＰＭＯＳ及びＮＭＯＳを相補的に用いたＣＭＯＳスイッチで構成されるパッシブミキサである。ミキサの各々は、制御信号によって駆動され、アクティブ状態となる期間（オン期間）中のみ、ｇｍ素子８０１、あるいは、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流を、出力端子８２２、出力端子８２３、出力端子８２４、あるいは、出力端子８２５に対して出力する。
図１６は、制御信号１０３１、１０３２、１０３３、１０３４、８３５、８３６、８３７及び８３８の時間波形を示す図である。これらの制御信号は、同一の周波数を有するとともに、共通のＤＵＴＹ比を有し、位相のみが異なる。
ｇｍ共用部８４０に入力される制御信号８３５、８３６、８３７及び８３８は、実施の形態３において図１４を用いて説明したものと同一であり、説明を省略する。また、制御信号１０３１、１０３２、１０３３、１０３４は、ＤＵＴＹ比２５％の矩形波であり、各々、９０度位相をシフトしたものである。
また、制御信号１０３１、１０３２、１０３３、１０３４の基準位相と、制御信号８３５、８３６、８３７、８３８の基準位相は４５度の位相差をもつ。
ここで、制御信号１０３１、１０３２、１０３３、１０３４、８３５、８３６、８３７及び８３８は、同一の周波数を有するとともに、同期が取れていることが好ましい。
また、制御信号８３５と制御信号８３６と制御信号８３７と制御信号８３８は、それぞれの制御信号によって駆動されるミキサが同時にアクティブとならないように制御するこ
とが望ましい。
次に、図１５に示すハーモニックリジェクションミキサ１０００の動作説明を行う。入力端子８２１より入力される交流電圧信号は、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２、及びｇｍ素子８０３に分岐されて入力される。
Ｉ相用のｇｍ素子８０１は、ｇｍ８０１に応じた交流電流をミキサ１００１、ミキサ１００２、ミキサ１００３とミキサ１００４に対して出力する。
ミキサ１００１は、制御信号１０３１によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号１０３１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２２に対して出力する。ミキサ１００２は、制御信号１０３２によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号１０３２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２２に対して出力する。
ミキサ１００３は、制御信号１０３３によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号１０３３の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３３によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２３に対して出力する。ミキサ１００４は、制御信号１０３４によって駆動され、ｇｍ素子８０１より出力される交流電流に対して、制御信号１０３４の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３４によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２３に対して出力する。
Ｑ相用のｇｍ素子８０３は、ｇｍ８０３に応じた交流電流をミキサ１００５、ミキサ１００６、ミキサ１００７とミキサ１００８に対して出力する。
ミキサ１００５は、制御信号１０３２によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号１０３２の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３２によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２４に対して出力する。ミキサ１００６は、制御信号１０３３によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号１０３３の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３３によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２４に対して出力する。
ミキサ１００７は、制御信号１０３４によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号１０３４の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３４によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２５に対して出力する。ミキサ１００８は、制御信号１０３１によって駆動され、ｇｍ素子８０３より出力される交流電流に対して、制御信号１０３１の周波数をもとに周波数変換処理を行い、制御信号１０３１によってアクティブ状態となる期間中のみ、周波数変換された交流電流を、出力端子８２５に対して出力する。
出力端子８２２には、ミキサ８０６、ミキサ１００１、及び、ミキサ１００２の出力電流を加算した電流が流れる（Ｉ正相）。出力端子８２３には、ミキサ８０７、ミキサ１００３及びミキサ１００４の出力電流を加算した電流が流れる（Ｉ負相）。出力端子８２４には、ミキサ８０８、ミキサ１００５及びミキサ１００６の出力電流を加算した電流が流れる（Ｑ正相）。出力端子８２５には、ミキサ８０９、ミキサ１００７及びミキサ１００８の出力電流を加算した電流が流れる（Ｑ負相）。
ここで、出力端子８２２、出力端子８２３に適切な負荷を接続することで、図１０に示すような階段状の出力信号４２３、及び、出力信号４２４を取り出すことができる。また、出力端子８２４、出力端子８２５に適切な負荷を接続することで、出力信号４２３、及び、出力信号４２４に対して９０度位相差となる階段状の電圧波形を取り出すことができる。
すなわち、ｇｍ素子８０１、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０６、ミキサ８０７、ミキサ１００１、ミキサ１００２、ミキサ１００３、ミキサ１００４とを用いて、Ｉ相の出力信号が得られる。また、ｇｍ素子８０３、ｇｍ素子８０２と、ミキサ８０８、ミキサ８０９、ミキサ１００５、ミキサ１００６、ミキサ１００７、ミキサ１００８とを用いて、Ｑ相の出力信号が得られる。
このように、ＤＵＴＹ比が２５％の制御信号を用いることで、ｇｍ素子８０２をＩ相及びＱ相にて共用できる。また、本実施の形態の構成によれば、ＤＵＴＹ比が２５％の制御信号のみで全てのミキサを駆動できるため、ダイレクトコンバージョン構成、あるいは、Ｌｏｗ−ＩＦ構成にて問題となる、セルフミキシングを回避できる。
また、実施の形態１に記載したように、負荷以降の後段にて、図示しない差動増幅器などを用いて、出力端子８２２の出力信号と出力端子８２３の出力信号との差分をとることで、図１０に示す、正弦波の１周期の繰り返し波形に近い階段状の出力信号４２５を得ることができる。同様に、出力端子８２４の出力信号と出力端子８２５の出力信号との差分をとることで、出力信号４２５に対して９０度位相差となる出力信号を得ることができる。このようにして、用いるｇｍ素子の数を抑制しつつ、高調波応答を抑圧することができる。
なお、出力端子８２２、８２３、８２４及び８２５に接続する負荷としては、例えば、キャパシタなどの容量素子を用いることができる。
ここで、非特許文献１に記載のハーモニックリジェクションミキサは、ｇｍ素子を３つ必要としており、仮に非特許文献１の技術を用いて直交復調器を構成すると、ｇｍ素子が６つ必要となる。これに対し、本実施の形態の構成によれば、３つのｇｍ素子を用いて直交復調器を構成できるので、ｇｍ素子数を削減することができ、回路規模を減少させることができる。さらに、回路全体の消費電力を抑えることもできる。さらに、ＤＵＴＹ比が共通の値の制御信号のみを用いて全てのミキサを駆動するため、ダイレクトコンバージョン構成、あるいは、Ｌｏｗ−ＩＦ構成にて問題となる、セルフミキシングを回避できるという効果もある。
また、本技術をもとに、シングルエンドミキサ構成や、ダブルバランスミキサ構成を実現することもできる。なお、本実施の形態では、ＤＵＴＹ比２５％の制御信号のみを用いる構成例を用いて説明したが、制御信号のＤＵＴＹ比は５０％未満であって、一部のｇｍ素子をＩ相及びＱ相で共用できるものであれば、これに限定されない。
（実施の形態５）
本実施の形態は、実施の形態１から４に示すハーモニックリジェクションミキサを用いて、ダイレクトサンプリングミキサを実現する構成を示すものである。
図１７は、本発明の第５の実施形態に係るダイレクトサンプリングミキサの概略構成を示すブロック図である。図１７に示すように、ダイレクトサンプリングミキサ１２００は、ハーモニックリジェクションミキサ１２０１と、スイッチドキャパシタフィルタ部１２
０２と、制御信号生成部１２０３と、を備え、入力端子１２２１より入力される信号を周波数変換して、出力端子１２２２よりＩ相の正相信号を、出力端子１２２３よりＩ相の負相信号を、出力端子１２２４よりＱ相の正相信号を、出力端子１２２５よりＱ相の負相信号を、それぞれ、出力する。
ハーモニックリジェクションミキサ１２０１の構成としては、実施の形態１又は実施の形態２に示すハーモニックリジェクションミキサを用いて直交復調器を構成したもの、あるいは、実施の形態３又は実施の形態４に示す直交復調器構成のハーモニックリジェクションミキサである。
スイッチドキャパシタフィルタ部１２０２は、例えば、特許文献７に示されるサンプリング回路を用いてＩ相、Ｑ相処理を行うものであり、ＭＯＳスイッチ及び容量によって構成されるフィルタである。
制御信号生成部１２０３は、ハーモニックリジェクションミキサ１２０１を駆動するための、ハーモニックリジェクションミキサ１２０１に含まれるミキサを制御するための制御信号と、スイッチドキャパシタフィルタ部１２０２を駆動するための制御信号を生成するデジタルコントロールユニットより構成される。スイッチドキャパシタフィルタ部１２０２を駆動するため制御信号を生成するデジタルコントロールユニットとしては、例えば、特許文献７に示される構成を用いることができる。
本構成とすることで、実施の形態１から４に示すハーモニックリジェクションミキサを用いて、ダイレクトサンプリングミキサを実現することができる。
なお、本発明の実施の形態１から４において、制御信号がＨｉの期間（矩形波パルスの山の期間）にミキサをアクティブ状態にするとして説明しているが、ミキサとして、ＰＭＯＳ構成、あるいは、ＰＭＯＳとＮＭＯＳの相補型のＣＭＯＳ構成を用いる場合には、Ｈｉ期間をＬｏｗ期間（矩形波パルスの谷の期間）として読みかえることで、ＰＭＯＳを用いたミキサをアクティブ状態にすることができることは言うまでもない。いずれの場合でも、ミキサがアクティブ状態である期間はオン期間であり、ミキサが非アクティブ状態である期間はオフ期間と呼ぶことができる。
以上の説明は本発明の好適な実施の形態の例証であり、本発明の範囲はこれに限定されることはない。例えば、制御信号生成部を半導体素子で実現する場合には、駆動信号において、１周期に対するオン期間の比が５０％又は２５％から数％ずれる可能性がある。この場合には、ハーモニックリジェクションミキサの出力信号の波形形状が変動する。しかし、１周期に対するオン期間の比が５０％又は２５％からのずれが大きくなく数％の場合には、ハーモニックリジェクションミキサからは、正弦波の１周期（又は半周期）の繰り返し波形に近い階段状の出力信号が得られる。したがって、駆動信号において、１周期に対するオン期間の比が５０％又は２５％から数％ずれる場合には、１周期に対するオン期間の比が５０％又は２５％の場合に比べ、高調波応答の抑制効果は若干低下するものの、本発明の効果を享受できる。なお、本発明者らは、開発の過程において、制御信号生成部を半導体素子で実現する場合に、半導体素子のばらつきを考慮しても、本発明の効果が得られることを確認した。
２００９年１月２９日出願の特願２００９−０１７８９８に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
本発明のハーモニックリジェクションミキサは、ｇｍ素子数の増大を抑制しながら、高
調波応答を抑圧可能なハーモニックリジェクションミキサを実現することができ、無線通信システムにおける高周波処理部に用いられるミキサの奇数次の高調波応答の抑圧（ハーモニックリジェクション）技術等に有用である。
１、２、３ ｇｍ素子
４、５、６ ミキサ
１０ ハーモニックリジェクションミキサ
１１ 入力端子
１２ 出力端子
２１、２２、２３ 制御信号
５０ パワーアンプ
５１、５２ 増幅回路
５５、５６、５７ 入力信号
６１、６２、６３ 入力端子
６４ 出力端子
１００ ハーモニックリジェクションミキサ
１０１、１０２ ｇｍ素子
１０３、１０４ ミキサ
１０５ 制御信号生成部
１１１ 入力端子
１１２ 出力端子
１２１、１２２ 制御信号
１２３ 出力信号
４００ ハーモニックリジェクションミキサ
４０１、４０２ ｇｍ素子
４０３、４０４、４０５、４０６ ミキサ
４０７ 制御信号生成部
４１１ 入力端子
４１２、４１３ 出力端子
４２１、４２２ 制御信号
４２３、４２４、４２５ 出力信号
６００ ハーモニックリジェクションミキサ
６０１、６０２ ｇｍ素子
６０３、６０４、６０５、６０６、６０７、６０８、６０９、６１０ ミキサ
６１１ 入力端子
６１２ 出力端子
６２１、６２２ 出力信号
８００ ハーモニックリジェクションミキサ
８０１、８０２、８０３ ｇｍ素子
８０４、８０５、８０６、８０７、８０８、８０９、８１０、８１１ ミキサ
８１２ 制御信号生成部
８２１ 入力端子
８２２、８２３、８２４、８２５ 出力端子
８３１、８３２、８３３、８３４、８３５、８３６、８３７、８３８ 制御信号
１０００ ハーモニックリジェクションミキサ
１００１、１００２、１００３、１００４、１００５、１００６、１００７、１００８
ミキサ
１００９ 制御信号生成部
１０３１、１０３２、１０３３、１０３４ 制御信号
１２００ ダイレクトサンプリングミキサ
１２０１ ハーモニックリジェクションミキサ
１２０２ スイッチドキャパシタフィルタ部
１２０３ 制御信号生成部
１２２１ 入力端子
１２２２、１２２３、１２２４、１２２５ 出力端子

Claims (10)

  1. 複数のｇｍ素子の後段に並列に接続された複数のミキサの出力を合成することにより、出力信号の波形を調整するハーモニックリジェクションミキサであって、
    電圧信号を電流信号に変換する複数のｇｍ素子として、Ｉ相用ｇｍ素子と、Ｑ相用ｇｍ素子と、Ｉ相とＱ相とで共用する共用ｇｍ素子とを有し、前記複数のｇｍ素子の各々の出力は複数に分岐しており、
    前記複数のミキサの各々は、前記複数のｇｍ素子のうちの一つの出力の分岐先の各々にスイッチング素子を接続した構成を有し、
    前記Ｉ相用ｇｍ素子及び前記Ｑ相用ｇｍ素子の出力の分岐先に接続された前記スイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が５０％である駆動信号で制御され、前記共用ｇｍ素子の出力の分岐先に接続された前記スイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が５０％未満である駆動信号で制御され、
    前記共用ｇｍ素子に接続された複数の前記スイッチング素子のうちＩ相出力用のスイッチング素子がオフの期間の少なくとも一部において、Ｑ相出力用のスイッチング素子がオンとなる、
    ハーモニックリジェクションミキサ。
  2. 前記複数のｇｍ素子のいずれにおいても、同じｇｍ素子の出力の分岐先の各々に接続された前記スイッチング素子は、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される、
    請求項１に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  3. 前記共用ｇｍ素子の出力の分岐先に接続された前記スイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が２５％である駆動信号で制御される、
    請求項１に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  4. 前記スイッチング素子を制御する駆動信号群は、互いに位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される、
    請求項１に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  5. 前記複数のｇｍ素子は、入力信号に対して振幅の重み付けを行う、
    請求項１に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  6. 複数のｇｍ素子の後段に並列に接続された複数のミキサの出力を合成することにより、出力信号の波形を調整するハーモニックリジェクションミキサであって、
    電圧信号を電流信号に変換する複数のｇｍ素子として、Ｉ相用ｇｍ素子と、Ｑ相用ｇｍ素子と、Ｉ相とＱ相とで共用する共用ｇｍ素子とを有し、前記複数のｇｍ素子の各々の出力は複数に分岐しており、
    前記複数のミキサの各々は、前記複数のｇｍ素子のうちの一つの出力の分岐先の各々にスイッチング素子を接続した構成を有し、
    前記Ｉ相用ｇｍ素子、前記Ｑ相用ｇｍ素子、及び、前記共用ｇｍ素子の各々の出力の分岐先に接続された前記スイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が５０％未満の共通した値である駆動信号で制御され、
    前記共用ｇｍ素子に接続された複数の前記スイッチング素子のうちＩ相出力用のスイッチング素子がオフの期間の少なくとも一部において、Ｑ相出力用のスイッチング素子がオンとなる、
    ハーモニックリジェクションミキサ。
  7. 前記複数のミキサの後段に接続された複数のキャパシタをさらに有し、
    前記複数のｇｍ素子のいずれにおいても、同じｇｍ素子の出力の分岐先の各々に接続された前記スイッチング素子のうち、異なるキャパシタに接続されるスイッチング素子については、互いに同時にオン状態にならないようなパルス列からなる駆動信号で制御される、
    請求項６に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  8. 前記Ｉ相用ｇｍ素子、前記Ｑ相用ｇｍ素子、及び、前記共用ｇｍ素子の各々の出力の分岐先に接続された前記スイッチング素子は、１周期に対するオン期間の比が２５％である駆動信号で制御される、
    請求項６に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  9. 前記スイッチング素子を制御する駆動信号群は、互いに位相の異なる同一周波数のパルス列で構成される、
    請求項６に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
  10. 前記複数のｇｍ素子は、入力信号に対して振幅の重み付けを行う、
    請求項６に記載のハーモニックリジェクションミキサ。
JP2010548441A 2009-01-29 2010-01-29 ハーモニックリジェクションミキサ Expired - Fee Related JP5436455B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010548441A JP5436455B2 (ja) 2009-01-29 2010-01-29 ハーモニックリジェクションミキサ

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009017898 2009-01-29
JP2009017898 2009-01-29
JP2010548441A JP5436455B2 (ja) 2009-01-29 2010-01-29 ハーモニックリジェクションミキサ
PCT/JP2010/000554 WO2010087199A1 (ja) 2009-01-29 2010-01-29 ハーモニックリジェクションミキサ

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPWO2010087199A1 true JPWO2010087199A1 (ja) 2012-08-02
JP5436455B2 JP5436455B2 (ja) 2014-03-05

Family

ID=42395463

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2010548441A Expired - Fee Related JP5436455B2 (ja) 2009-01-29 2010-01-29 ハーモニックリジェクションミキサ

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8483643B2 (ja)
JP (1) JP5436455B2 (ja)
WO (1) WO2010087199A1 (ja)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2654202B1 (en) * 2012-04-19 2020-01-01 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Harmonic Rejection Mixer Arrangement
US9455757B2 (en) * 2012-07-19 2016-09-27 The Trustees Of Columbia University In The City Of New York Circuits and methods for performing harmonic rejection mixing
US9490944B2 (en) * 2012-10-12 2016-11-08 Innoventure L.P. Phase sector based RF signal acquisition
US9071197B2 (en) * 2013-09-27 2015-06-30 Qualcomm Incorporated Harmonic rejective passive up converter
WO2016021095A1 (ja) * 2014-08-07 2016-02-11 日本電気株式会社 可変ｒｆフィルタおよび無線装置
JP2016144176A (ja) * 2015-02-05 2016-08-08 ソニー株式会社 信号処理装置および方法
EP3667974A1 (en) 2015-07-29 2020-06-17 Huawei Technologies Co., Ltd. Feedback information sending apparatus and method, and feedback information receiving apparatus and method
US10191108B2 (en) * 2015-11-19 2019-01-29 Globalfoundries Inc. On-chip sensor for monitoring active circuits on integrated circuit (IC) chips
US10044321B2 (en) 2016-08-02 2018-08-07 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for linearizing a transmitter by rejecting harmonics at mixer output
US10454509B2 (en) 2018-03-13 2019-10-22 Qualcomm Incorporated Communication circuit including a transmitter
US11637686B2 (en) * 2021-01-31 2023-04-25 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Digital transmitter with duty cycle correction
US11923884B2 (en) * 2021-09-24 2024-03-05 Qualcomm Incorporated Configurable harmonic rejection mixer (HRM)

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3962551A (en) 1974-03-28 1976-06-08 Motorola, Inc. Methods and systems for providing stereo decoding signals
JPS5947349B2 (ja) 1979-01-09 1984-11-19 日本ビクター株式会社 乗算方法及び装置
DE4041852C2 (de) 1990-12-24 1995-05-04 Telefunken Microelectron Integrierter Stereodekoder mit Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines digitalen Schaltsignals
JP4886160B2 (ja) 2001-05-07 2012-02-29 アドバンスト・マイクロ・ディバイシズ・インコーポレイテッド セルフアセンブリによるポリマーフィルムを用いた記憶装置およびその製造方法
US6856925B2 (en) 2001-10-26 2005-02-15 Texas Instruments Incorporated Active removal of aliasing frequencies in a decimating structure by changing a decimation ratio in time and space
US7057540B2 (en) 2001-10-26 2006-06-06 Texas Instruments Incorporated Sigma-delta (ΣΔ) analog-to-digital converter (ADC) structure incorporating a direct sampling mixer
US7130604B1 (en) * 2002-06-06 2006-10-31 National Semiconductor Corporation Harmonic rejection mixer and method of operation
US7272370B2 (en) 2002-08-08 2007-09-18 Nxp B.V. Mixers with a plurality of local oscillators and systems based thereon
EP1538741A1 (en) 2003-12-05 2005-06-08 Semiconductor Ideas to The Market (ItoM) BV Multiplier device
ATE439699T1 (de) * 2004-03-12 2009-08-15 R F Magic Inc Mischer und tuner mit oberschwingungsunterdrückung
JP4372694B2 (ja) 2005-01-26 2009-11-25 シャープ株式会社 ミキサー
US7509110B2 (en) * 2005-03-14 2009-03-24 Broadcom Corporation High-order harmonic rejection mixer using multiple LO phases
JP4864758B2 (ja) 2006-06-14 2012-02-01 三菱電機株式会社 直交ミクサおよびイメージリジェクションミクサ
WO2008032782A1 (fr) 2006-09-14 2008-03-20 Nec Corporation Unité d'amplification, procédé de commande de sortie et programme de commande
KR100935983B1 (ko) * 2008-04-02 2010-01-08 삼성전기주식회사 고조파 제거기능을 갖는 전류 샘플링 믹서
EP2302787B1 (en) * 2009-09-23 2012-09-05 Nxp B.V. Frequency conversion

Also Published As

Publication number Publication date
JP5436455B2 (ja) 2014-03-05
US20120049926A1 (en) 2012-03-01
WO2010087199A1 (ja) 2010-08-05
US8483643B2 (en) 2013-07-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5436455B2 (ja) ハーモニックリジェクションミキサ
US7474885B2 (en) Passive subharmonic mixer
CN101507103B (zh) 多功能无源混频器
JP5622592B2 (ja) 多相ミキサ
US20100134154A1 (en) Odd number frequency dividing circuit
US8299865B2 (en) Quadrature modulator and semiconductor integrated circuit with it built-in
JP5751255B2 (ja) 信号処理回路、信号処理方法及び制御プログラムの記録媒体
US9312942B1 (en) Diversity receiver
US9112482B2 (en) Receiver
US7511557B2 (en) Quadrature mixer circuit and RF communication semiconductor integrated circuit
EP2054999B1 (en) Signal processor comprising a frequency converter
US11404780B2 (en) Phase shifter and wireless communication apparatus
JP2008118474A (ja) イメージ抑圧ミキサおよびそれを備えた半導体装置、通信装置、電子機器
EP3342039B1 (en) Low power and area bootstrapped passive mixer with shared capacitances
CN111162807B (zh) 接收器
CN113261208B (zh) 一种用于载波聚合的射频接收机
US10103914B2 (en) Equalizer circuit and receiving apparatus using the same
JP2009218637A (ja) ミキサ
WO2012133516A1 (ja) 受信回路およびそのフィルタリング方法

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20121114

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20131119

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20131210

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5436455

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees