JPWO2009054319A1 - 負荷制御装置および照明装置 - Google Patents

Abstract

実用性を向上しつつ正確に負荷制御できる放電灯点灯装置を提供する。カウント数Ｎnの差分が所定の閾値以下となった状態で、差分の変化率に基づき電流値ｉQ1がピーク値となるタイミングを予測回路35が予測する。第１変換部32のサンプリング周波数よりも大きいクロック周波数で駆動したスイッチ選択回路38が、ターンオフのタイミングで電界効果トランジスタQ1をターンオフさせるとともに、電界効果トランジスタQ2をターンオンさせる。複数のＡ／Ｄ変換器37aをマルチレート制御してランプ電流ｉoutのピーク値に基づいて予測回路35の閾値を補正する。第１変換部32のサンプリング周期間に電流値ｉQ1，ｉQ2のピーク値が位置していてもサンプリング周波数を必要以上に大きくすることなく電流値ｉQ1，ｉQ2に応じてターンオフのタイミングを正確に設定できるので、実用性が向上するとともに、正確に蛍光ランプを点灯制御できる。

Description

本発明は、負荷を駆動するスイッチング素子を備えたインバータ回路を有する負荷制御装置およびこれを備えた照明装置に関する。

従来、この種の負荷制御装置として、直流電源を交流電源に変換するインバータ部と、このインバータ部により点灯駆動される放電ランプと、この放電ランプの電流値および電圧値をそれぞれ検出する検出部と、これら検出した放電ランプのアナログの電流値および電圧値をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器により検出したディジタル量に応じて、インバータ部の制御用の基準値を演算する演算部と、この演算部により演算した基準値に基づいてインバータ部を制御する制御部とを備えた放電灯点灯装置が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
特開平１０−４１０７９号公報(第３−４頁、図１)

しかしながら、例えば８ビットのＡ／Ｄ変換器は、通常１ＭＨｚ〜２ＭＨｚ程度のサンプリング周波数を有しているため、０．５μｓ〜１．０μｓ程度の分解能であるから、上述の放電灯点灯装置では、スイッチング素子の電流値、あるいは電圧値を充分にサンプリングすることができない。

したがって、各サンプリング値の平均値などに基づいてインバータ部の動作を制御しているものの、このような制御ではインバータ部を正確に制御することが容易でない。

一方で、スイッチングサイクルよりもサンプリング周波数を充分に大きくしたＡ／Ｄ変換器を用いて分解能を向上したり、複数のＡ／Ｄ変換器を用いてマルチレート制御したりすることも考えられるものの、このような場合には消費電流が増加したり高価になったりして、実用的でないという問題がある。

本発明は、このような点に鑑みなされたもので、実用性を向上しつつ正確に負荷制御できる負荷制御装置およびこれを備えた照明装置を提供することを目的とする。

請求項１記載の負荷制御装置は、負荷を駆動させるスイッチング素子を備えたインバータ回路と；オン状態のスイッチング素子を流れるアナログの電流値を所定のサンプリング周波数でこの電流値に対応するディジタル量に変換する第１変換手段と；この第１変換手段により所定のタイミングで変換されたディジタル量と、そのタイミングの次のタイミングのディジタル量との差分が所定の閾値以下となった状態で、この差分の変化率に基づきスイッチング素子を流れる電流値がピーク値となるタイミングを予測する予測手段と；第１変換手段のサンプリング周波数よりも大きいクロック周波数で駆動されて予測手段により予測されたタイミングでオン状態のスイッチング素子をターンオフさせるとともに、オフ状態のスイッチング素子をターンオンさせる制御手段と；負荷から出力される電気量をディジタル量に変換する第２変換手段と；この第２変換手段により変換したディジタル量により負荷から出力される電気量のピーク値を検出し、この検出に基づいて予測手段のタイミングの予想を補正する補正手段と；を具備しているものである。

インバータ回路は、例えばハーフブリッジ型、あるいはフルブリッジ型などのインバータ回路が用いられる。

第１変換手段は、例えば５０ＭＨｚ程度の発振周波数を有する電圧制御発振器、あるいは８ビットのフラッシュタイプのＡ／Ｄ変換器などが用いられる。

予測手段は、例えばＤＳＰ(Digital Signal Processor)などが用いられる。

制御手段は、例えばＤＳＰなどが用いられ、予測手段と一体に設けられていてもよく、また、予測手段と別体であってもよい。

第２変換手段は、例えば複数のＡ／Ｄ変換器、あるいは電圧制御発振器などが用いられ、これらをマルチレート制御することなどにより、負荷から出力される電気量を、個々のサンプリング周波数よりも大きいサンプリング周波数でディジタル量に変換することが可能である。

補正手段は、例えばＤＳＰなどが用いられ、予測手段、あるいは制御手段などと一体に設けられていてもよく、また、これら予測手段や制御手段と別体であってもよい。

そして、第１変換手段により所定のタイミングで変換されたディジタル量と、そのタイミングの次のタイミングのディジタル量との差分が所定の閾値以下となった状態で、この差分の変化率に基づき、予測手段によりスイッチング素子を流れる電流値がピーク値となるタイミングを予測し、第１変換手段のサンプリング周波数よりも大きいクロック周波数で駆動された制御手段が予測手段で予測されたターンオフのタイミングでオン状態のスイッチング素子をターンオフさせるとともに、オフ状態のスイッチング素子をターンオンさせ、かつ、第２変換手段により負荷から出力される電気量をディジタル量に変換し、このディジタル量により負荷から出力される電気量のピーク値を検出し、この検出に基づいて可変設定手段が予測手段のタイミングの予想を補正することで、第１変換手段のサンプリング周波数を必要以上に大きくすることなく第１変換手段のサンプリング周期間にスイッチング素子を流れる電流値のピーク値が位置していてもスイッチング素子の電流値に応じてターンオフのタイミングが正確に設定されるので、実用性が向上するとともに、正確に負荷制御可能となる。

請求項２記載の負荷制御装置は、請求項１記載の負荷制御装置において、予測手段は、第１変換手段により変換されたディジタル量の絶対量に基づきスイッチング素子を流れる電流値がピーク値となるタイミングを予測し、制御手段は、この予測手段により予測されたタイミングでオン状態のスイッチング素子をターンオフさせるとともに、オフ状態のスイッチング素子をターンオンさせるものである。

そして、第１変換手段により変換されたディジタル量の絶対量に基づき予測手段がスイッチング素子を流れる電流値がピーク値となるタイミングを予測し、この予測されたタイミングで制御手段がオン状態のスイッチング素子をターンオフさせるとともに、オフ状態のスイッチング素子をターンオンさせることにより、スイッチング素子を流れる電流値を変換したディジタル量の差分の変化率とともに、ディジタル量の絶対量に基づいてもスイッチング素子の電流値のピーク値に対応させてスイッチング素子をターンオフさせることが可能となり、より正確に負荷制御可能となる。

請求項３記載の負荷制御装置は、請求項１または２記載の負荷制御装置において、制御手段は、予測手段での差分の変化率が増加した場合に、スイッチング素子をオフするものである。

そして、予測手段での差分の変化率が増加した場合には、制御手段がスイッチング素子をオフすることで、回路異常などによる過電流などが防止される。

請求項４記載の照明装置は、請求項１ないし３いずれか一記載の負荷制御装置と；この負荷制御装置により点灯される負荷としての放電ランプが取り付けられる器具本体と；を具備しているものである。

そして、請求項１ないし３いずれか一記載の負荷制御装置を備えることで、それぞれの作用を奏する。

請求項１記載の負荷制御装置によれば、第１変換手段により所定のタイミングで変換されたディジタル量と、そのタイミングの次のタイミングのディジタル量との差分が所定の閾値以下となった状態で、この差分の変化率に基づき、予測手段により第１変換手段のサンプリング周波数よりも大きい周波数のクロックを発生させて第１変換手段のサンプリングタイミング間のスイッチング素子のターンオフのタイミングを予測し、この予測されたターンオフのタイミングで制御手段がオン状態のスイッチング素子をターンオフさせるとともに、オフ状態のスイッチング素子をターンオンさせ、かつ、第２変換手段により負荷から出力される電気量をディジタル量に変換し、このディジタル量により負荷から出力される電気量のピーク値を検出し、この検出に基づいて可変設定手段が予測手段のタイミングの予想を補正することで、第１変換手段のサンプリング周波数を必要以上に大きくすることなくスイッチング素子の電流値に応じてターンオフのタイミングを正確に設定できるので、実用性を向上できるとともに、正確に負荷制御できる。

請求項２記載の負荷制御装置によれば、請求項１記載の負荷制御装置の効果に加えて、第１変換手段により変換されたディジタル量の絶対量に基づき予測手段がスイッチング素子を流れる電流値がピーク値となるタイミングを予測し、この予測されたタイミングで制御手段がオン状態のスイッチング素子をターンオフさせるとともに、オフ状態のスイッチング素子をターンオンさせることにより、スイッチング素子を流れる電流値を変換したディジタル量の差分の変化率とともに、ディジタル量の絶対量に基づいてもスイッチング素子の電流値のピーク値に対応させてスイッチング素子をターンオフさせることができ、より正確に負荷制御できる。

請求項３記載の負荷制御装置によれば、請求項１または２記載の負荷制御装置の効果に加えて、予測手段での差分の変化率が増加した場合には、制御手段がスイッチング素子をオフすることで、回路異常などによる過電流などを防止できる。

請求項４記載の照明装置によれば、請求項１ないし３いずれか一記載の負荷制御装置を備えることで、それぞれの作用を奏する。

本発明の一実施の形態を示す負荷制御装置の一部のブロック図である。 同上負荷制御装置の回路図である。 同上負荷制御装置を備えた照明装置の外観を示す斜視図である。 同上負荷制御装置の負荷および各スイッチング素子の電気量を示すグラフである。 同上負荷制御装置の第１変換手段の動作を示す説明図である。 同上負荷制御装置のスイッチング素子の電流値のピーク値および負荷の電気量のピーク値のそれぞれの検出アルゴリズムを示す説明図である。 同上負荷制御装置のスイッチング素子の電流値のピーク値の検出アルゴリズムの一部を拡大して示す説明図である。

符号の説明

11 照明装置
12 器具本体
16 負荷制御装置としての放電灯点灯装置
22 インバータ回路
32 第１変換手段としての第１変換部
35 予測手段および補正手段の機能を有するターンオフ時予測回路
37a 第２変換手段としてのＡ／Ｄ変換器
38 制御手段としてのスイッチ選択回路
FL 負荷としての放電ランプである蛍光ランプ
Q1，Q2 スイッチング素子としての電界効果トランジスタ

以下、本発明の一実施の形態を図面を参照して説明する。

図１は負荷制御装置の一部のブロック図、図２は負荷制御装置の回路図、図３は負荷制御装置を備えた照明装置の外観を示す斜視図、図４は負荷制御装置の負荷および各スイッチング素子の電気量を示すグラフ、図５は負荷制御装置の第１変換手段の動作を示す説明図、図６は負荷制御装置のスイッチング素子の電流値のピーク値および負荷の電気量のピーク値のそれぞれの検出アルゴリズムを示す説明図、図７は負荷制御装置のスイッチング素子の電流値のピーク値の検出アルゴリズムの一部を拡大して示す説明図である。

図３に示すように、11は照明装置で、この照明装置11は器具本体12を有しており、この器具本体12の下面には反射面13が形成され、この反射面13の長手方向の両端にはランプソケット14，14が装着され、これらランプソケット14，14間には、負荷としての放電ランプである直管型の蛍光ランプFLが電気的かつ機械的に取り付けられている。また、この器具本体12内には、図１に示す負荷制御装置としての放電灯点灯装置16が収納されている。

図２に示すように、図示しない商用交流電源を整流平滑した直流電源部21に放電灯点灯回路としてのインバータ回路22が接続され、このインバータ回路22はスイッチング素子としての電界効果トランジスタ(ＦＥＴ)Q1および電界効果トランジスタQ2が直列に接続された、ハーフブリッジ型のもので、インバータ電流ｉ_out0(図４(b))が流れている。

さらに、これら電界効果トランジスタQ1，Q2のゲートには、制御回路としてのディジタル制御部であるディジタル制御回路23が接続されている。

また、電界効果トランジスタQ1および電界効果トランジスタQ2の接続点は、直流カット用のコンデンサC1およびインダクタＬの直列回路を介して、蛍光ランプFLの一端側に接続され、この蛍光ランプFLの図示しない他方側が直流電源部21の負極に接続されている。さらに、蛍光ランプFLには、始動用のコンデンサC2が並列に接続されている。

そして、図１に示すように、ディジタル制御回路23は、電界効果トランジスタQ1，Q2のそれぞれに流れる電流値ｉ_Q1，ｉ_Q2(図４(c)および図４(d))を選択する選択回路31に、第１変換手段としての第１変換部32と、ゼロクロス検出回路33と、同期信号発生回路34とが接続されているとともに、第１変換部32に、予測手段と補正手段とのそれぞれの機能を有するターンオフ時予測回路35(以下、予測回路35という)が接続され、この予測回路35に整流回路36と第２変換部37とが接続され、また、選択回路31と予測回路35とが、制御手段としてのスイッチ選択回路38に接続されている。なお、以下、電流値ｉ_Q1，ｉ_Q2の少なくともいずれか、あるいは両方を単に電流値ｉということがある。

選択回路31は、電界効果トランジスタQ1，Q2のうち、電流が流れる方を検知・選択してその電流値を第１変換部32に出力するものである。なお、この選択回路31は、強制的に電界効果トランジスタQ1，Q2のいずれか一方を選択するように構成してもよい。

第１変換部32は、例えばＡ／Ｄ変換部としての電流制御発振器(ＩＣＯ)41と、計測手段としてのカウンタ42とが順次接続されて構成されている。

電流制御発振器41は、選択回路31により選択された電流値ｉが入力されると、第１変換部32のサンプリング周期である所定のサンプリング周波数、例えば５０ＭＨｚの周波数でこの電流値ｉをサンプリングし(図５(a)および図５(b))、このサンプリングした電流値ｉに対応したディジタル量として、この電流値ｉに対応した周波数のクロック信号ｆを出力するものである。例えば、この電流制御発振器41は、電流値が大きい場合には、周波数が大きいクロック信号ｆを出力する。なお、この電流制御発振器41に代えて、電流値ｉを電圧値に変換する電流電圧変換手段と、この電流電圧変換手段により変換された電圧値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてクロック信号ｆを出力する電圧制御発振器(ＶＣＯ)とを用いてもよい。

カウンタ42は、電流制御発振器41により出力したクロック信号ｆを所定時間でカウントするものである。このカウンタ42によりカウントしたクロック信号ｆのカウント数は、例えば電界効果トランジスタQ1，Q2のスイッチング周期が１０μｓ(スイッチング周波数１００ｋＨｚ)で、電流制御発振器41のサンプリング周波数が５０ＭＨｚである場合に、同期信号発生回路34でのサンプリング周期である時間幅Ｔ_samp1が例えば０．１μｓ(サンプリング周波数１０ＭＨｚ)のときには５個程度、時間幅Ｔ_samp1が例えば０．２μｓ(サンプリング周波数５ＭＨｚ)のときには１０個程度、時間幅Ｔ_samp1が例えば０．５μｓ(サンプリング周波数２ＭＨｚ)のときには２５個程度、時間幅Ｔ_samp1が例えば１．０μｓ(サンプリング周波数１ＭＨｚ)のときには５０個程度をとることが可能である。そして、カウンタ42は、各時間幅Ｔ_samp1,n毎の平均値を取ったカウント数Ｎ_ｎを予測回路35に出力する。

ゼロクロス検出回路33は、電流値ｉのゼロクロス点(負から正に変わる点)を検出し、この検出タイミングを同期信号発生回路34に出力するもので、この出力によって同期信号発生回路34から発生された時間幅Ｔ_samp1毎の同期信号により、電流制御発振器41とカウンタ42とのそれぞれの起動のタイミングをリセットして、電流値ｉのゼロクロス点に第１変換部32のサンプリング周期を同期可能となっている。換言すれば、第１変換部32のサンプリング周期は、インバータ回路22(図２)のスイッチング周期と同期が取られている。なお、第１変換部32のサンプリング周期は、インバータ回路22(図２)のスイッチング周期と同期を取らなくてもよく、この場合には、このゼロクロス検出回路33を設けなくてもよい。

予測回路35は、第１変換部32により所定のタイミングで変換されたディジタル量であるカウント数Ｎ_nと、そのタイミングの次のタイミングのカウント数Ｎ_nとの差分Ｎ_D＝Ｎ_n−Ｎ_n-1が所定の閾値Ｎ_DREF以下となった状態で、この差分Ｎ_Dの変化率、すなわち、Ｎ_DD,n＝Ｎ_D,n−Ｎ_D,n-1、Ｎ_DD,n-1＝Ｎ_D,n-1−Ｎ_D,n-2、……、Ｎ_DD,n-v＝Ｎ_D,n-v−Ｎ_D,n-v-1の変化率に基づき、電界効果トランジスタQ1，Q2の電流値ｉ_Q1あるいは電流値ｉ_Q2のいずれかがピーク値となるタイミングを予測可能(図６(a)および図６(b))である。また、この予測回路35は、各時間幅Ｔ_samp1,k(ｋ＝1，２，……，ｎ−１，ｎ，……)でのディジタル量の絶対量すなわち各カウント数Ｎ_k(ｋ＝1，２，……，ｎ−１，ｎ，，……)の複数に基づいて、電流値ｉ_Q1あるいは電流値ｉ_Q2のいずれかがピーク値となるタイミングを予測可能である。

整流回路36は、蛍光ランプFLの電気量、例えば出力電流である交流のランプ電流ｉ_out(図４(a))を全波整流して第２変換部37に出力するものである。なお、蛍光ランプFLの電気量としては、例えば出力電圧、あるいは電力などでもよい。

第２変換部37は、第２変換手段であるＡ／Ｄ変換器37aを内部に複数備え、これらＡ／Ｄ変換器37aをマルチレート制御、すなわち互いに位相を所定量ずつずらして動作させることで、整流回路36から出力された蛍光ランプFLのランプ電流ｉ_outを、ディジタル量へとＡ／Ｄ変換する(図６(c))ものである。したがって、この第２変換部37は、個々のＡ／Ｄ変換器37aのサンプリング周波数よりも大きいサンプリング周波数、すなわち、個々のＡ／Ｄ変換器37aのサンプリングの時間幅よりも小さい時間幅Ｔ_samp2でデータをサンプリングしている。また、この第２変換部37は、予測回路35によってサンプリングのタイミングが指示される。

なお、第２変換部37としては、アナログの基準量との比較や温度補正などが可能であれば、各Ａ／Ｄ変換器37aに代えて、上記第１変換部32と同様に電圧制御発振器とカウンタとを複数組設けるように構成したり、単独のＡ／Ｄ変換器37aを用いたりしてもよい。

そして、スイッチ選択回路38は、電界効果トランジスタQ1，Q2の各ゲートに接続され、これら電界効果トランジスタQ1，Q2を、予測回路35により予測されたタイミングでスイッチング制御するものである。このスイッチ選択回路38は、通常、１００ｋＨｚ程度のスイッチング周波数(１０μｓ程度のスイッチング周期)で電界効果トランジスタQ1，Q2をスイッチングしている。

次に、上記一実施の形態の動作を説明する。

ディジタル制御回路23により電界効果トランジスタQ1，Q2がスイッチング制御されインバータ回路22から出力された高周波電圧は、直流カット用のコンデンサC1、インダクタＬおよび始動用のコンデンサC2の共振により共振電圧に変換され、この共振電圧が、蛍光ランプFLのフィラメントを予熱させるとともに、フィラメント間に印加され、蛍光ランプFLを点灯させる。

ここで、ディジタル制御回路23では、電流値ｉ_Q1，ｉ_Q2のいずれか、ここでは例えば電流値ｉ_Q1が負から正になるタイミングをゼロクロス検出回路33が検出すると、このゼロクロス検出信号が選択回路31に入力され、選択回路31が電流値ｉ_Q1を選択し、この選択した電流値ｉ_Q1が第１変換部32の電流制御発振器41によりその絶対量に対応した周波数のクロック信号ｆに変換されるとともに、この変換されたクロック信号ｆがカウンタ42によりカウントされる。

このとき、ゼロクロス検出回路33からのゼロクロス検出信号が同期信号発生回路34にも入力されていることで、電流制御発振器41とカウンタ42との動作タイミングがリセットされ、電流制御発振器41(第１変換部32)のサンプリング周期がインバータ回路22のスイッチング周期と同期されている。

次いで、カウンタ42により各時間幅Ｔ_samp1,n(ｎ＝1，２，……)でのカウント数Ｎ_nが予測回路35に入力されると、この予測回路35が、このカウント数Ｎ_nに基づいて差分Ｎ_D,nを演算する。そして、差分Ｎ_D,nが所定の閾値Ｎ_DREF以下となった状態、すなわちＮ_D,n≦Ｎ_DREFの状態で、電界効果トランジスタQ1のターンオフのタイミングＴ_to,uを予測する。

具体的に、予測回路35は、差分Ｎ_DD、すなわちＮ_DD,n＝Ｎ_D,n−Ｎ_D,n-1、Ｎ_DD,n-1＝Ｎ_D,n-1−Ｎ_D,n-2、……、Ｎ_DD,n-v-1＝Ｎ_D,n-v−Ｎ_D,n-v-1を演算し、これらの変化率に基づいて、第１変換部32のサンプリング周波数よりも大きいクロック周波数を発生させ、時間幅Ｔ_samp1よりも小さい時間幅Ｔ_toで、時間幅Ｔ_samp1,n+k(ｋは１以上の任意の自然数)、すなわちｋ個のサンプリング周期後の時間幅Ｔ_samp1中に位置する電流値i_Q1のピーク値のタイミングを予測する(図７)。ここでは、差分Ｎ_DDの変化率が小さくなってくると、ピーク値が近づいていると判断し、この差分Ｎ_DDの変化率が所定値以下になると、ピーク値であると判断する。なお、ｋは通常１または２に設定されるが、例えば閾値Ｎ_DREFの設定分解能が不足している場合には、ｋを大きくすることで、この設定分解能の不足を補うことができる。

また、例えば電界効果トランジスタQ1を流れる電流の傾きが変化しない領域で上記タイミングＴ_to,uを予測した場合など、電界効果トランジスタQ1，Q2のスイッチング周波数が大幅に変化してタイミングＴ_to,uを適切に予測できない状態では、予測回路35が、このタイミングＴ_to,uを、複数のカウント数Ｎ_nの絶対量に基づいて電流値ｉ_Q1がピーク値となるタイミングとして予測する。なお、電流値ｉの目標のピーク値は、ランプ電流ｉ_outとその目標値との差により設定する。

そして、予測回路35で予測したタイミングＴ_to,uによって、この予測回路35がスイッチ選択回路38を時間幅Ｔ_toの微小幅ＰＷＭ信号で制御し、このスイッチ選択回路38が、選択回路31により電流値ｉを選択した電界効果トランジスタ、本実施の形態では電界効果トランジスタQ1を、予測回路35で予測したタイミングＴ_to,uでターンオフさせ、このタイミングT1あるいはタイミングT2で電界効果トランジスタQ2をターンオンさせる。

一方、ランプ電流ｉ_outは、整流回路36により整流され、第２変換部37の各Ａ／Ｄ変換器37aがマルチレート制御されて、タイミングＴ_to,uから時間τ_D1の遅れの後、所定の時間幅Ｔ_samp2でディジタル量に変換される。

そして、予測回路35では、この変換されたディジタル量によってランプ電流ｉ_outのピーク値を検出し、この検出に基づいて、閾値Ｎ_DREFを適宜補正する。

このとき、閾値Ｎ_DREFの補正に用いる第２変換部37のディジタル量は、例えば時間幅Ｔ_samp2が比較的短い場合には、各Ａ／Ｄ変換器37aにより変換したディジタル量の平均値を用い、時間幅Ｔ_samp2が比較的長い場合には、各Ａ／Ｄ変換器37aにより変換したディジタル量の最大値あるいは最小値を用いる。

この結果、この補正されたタイミング、すなわちランプ電流ｉ_outのピーク値の検出タイミングから時間τ_D2分遅れたタイミングで、上記電界効果トランジスタQ1のターンオフ制御と同様に電界効果トランジスタQ2がターンオフされ、電界効果トランジスタQ1がターンオンされる。換言すれば、電界効果トランジスタQ1，Q2のスイッチング周期の半周期後のターンオフのタイミング(ＰＷＭ信号出力)が補正される。

この後、同様に電界効果トランジスタQ1，Q2に対して交互に制御を繰り返す。

以上のように、第１変換部32により変換されたカウント数Ｎ_n-1と、その次のカウント数Ｎ_nとの差分Ｎ_D,nが所定の閾値Ｎ_DREF以下となった状態で、この差分Ｎ_Dの変化率に基づき、予測回路35により電界効果トランジスタQ1，Q2を流れる電流値ｉ_Q1，ｉ_Q2がピーク値となるタイミングＴ_to,uを予測し、この予測されたターンオフのタイミングＴ_to,uでスイッチ選択回路38がオン状態の電界効果トランジスタ、本実施の形態では電界効果トランジスタQ1をターンオフさせるとともに、オフ状態の電界効果トランジスタ、本実施の形態では電界効果トランジスタQ2をターンオンさせ、かつ、予測回路35により予測されたターンオフのタイミングＴ_to,uの近傍で複数のＡ／Ｄ変換器37aをマルチレート制御してランプ電流ｉ_outをディジタル量に変換し、これらディジタル量によりランプ電流ｉ_outのピーク値を検出し、この検出に基づいて予測回路35のタイミングの予測を補正、具体的には閾値Ｎ_DREFを補正することで、第１変換部32のサンプリング周波数を必要以上に大きくすることなく、第１変換部32のサンプリング周期間に電流値ｉのピーク値が位置していても、この電流値ｉに応じてターンオフのタイミングＴ_to,uを正確に設定できるので、実用性が向上するとともに、正確に蛍光ランプFLを点灯制御できる。

また、第１変換部32により変換されたカウント数Ｎ_nの絶対量に基づき予測回路35が、電流値ｉがピーク値となるタイミングを予測し、この予測されたタイミングでスイッチ選択回路38がオン状態の電界効果トランジスタ、ここでは電界効果トランジスタQ1をターンオフさせるとともに、オフ状態の電界効果トランジスタ、ここでは電界効果トランジスタQ2をターンオンさせることにより、カウント数Ｎ_nの差分Ｎ_Dの変化率とともに、電流値ｉの絶対量に基づいても電流値ｉのピーク値に対応させて電界効果トランジスタ、ここでは電界効果トランジスタQ1をターンオフさせることが可能となり、より正確に負荷制御できる。

さらに、ピーク値となるＴ_samp1の数周期前のカウント数Ｎ_nの差分Ｎ_Dなどの演算結果によって電流値ｉがピーク値となるタイミングＴ_to,uを予測して計算するので、計算時間を確保できる。

そして、放電灯点灯装置16の入力側に近い電界効果トランジスタQ1，Q2の電流値ｉ_Q1，ｉ_Q2によりターンオフのタイミングを設定するので、応答性が良好である。特に、照明装置11では、応答が遅いと蛍光ランプFLが立ち消えたり、ちらついたりするおそれがあるので、応答性を高めることで、このような立ち消えやちらつきを確実に防止できる。

また、通常の場合には減少する予測回路35での差分Ｎ_Dの変化率が増加した場合には、スイッチ選択回路38が電界効果トランジスタQ1あるいは電界効果トランジスタQ2をオフすることで、電界効果トランジスタQ1，Q2の異常などによる回路異常などによる過電流などを防止できる。

なお、上記一実施の形態において、電界効果トランジスタQ1，Q2のいずれか一方だけを制御してランプ電流ｉ_outの１周期毎の制御とすることも可能である。この場合には、電界効果トランジスタQ2側の方が制御しやすく好ましい。

また、上記ターンオフのタイミングの設定は、放電灯点灯装置11の過渡期には毎周期行い、安定期には数周期毎に行うように制御してもよい。

さらに、第１変換部32は、電流制御発振器41およびカウンタ42と同等の機能を有する、例えば８ビットのフラッシュタイプのＡ／Ｄ変換器などとしてもよい。この場合には、例えば第２変換部37のＡ／Ｄ変換器37aのいずれかと共用としてもよい。

そして、負荷の電気量としては、ランプ電流ｉ_outなどの出力電流以外でも、例えば出力電圧や電力でも同様に制御できる。

また、補正手段は、閾値Ｎ_DREFの補正に代えて、時間幅Ｔ_samp1，n+kのｋの値を変化させるように制御したり、これらを併用したりしてもよい。

また、蛍光ランプFL以外の負荷に対しても上記負荷制御装置を利用できる。

本発明は、例えば家庭用の照明装置などに利用される。

Claims (4)

1. 負荷を駆動させるスイッチング素子を備えたインバータ回路と；
   オン状態のスイッチング素子を流れるアナログの電流値を所定のサンプリング周波数でこの電流値に対応するディジタル量に変換する第１変換手段と；
   この第１変換手段により所定のタイミングで変換されたディジタル量と、そのタイミングの次のタイミングのディジタル量との差分が所定の閾値以下となった状態で、この差分の変化率に基づきスイッチング素子を流れる電流値がピーク値となるタイミングを予測する予測手段と；
   第１変換手段のサンプリング周波数よりも大きいクロック周波数で駆動されて予測手段により予測されたタイミングでオン状態のスイッチング素子をターンオフさせるとともに、オフ状態のスイッチング素子をターンオンさせる制御手段と；
   負荷から出力される電気量をディジタル量に変換する第２変換手段と；
   この第２変換手段により変換したディジタル量により負荷から出力される電気量のピーク値を検出し、この検出に基づいて予測手段のタイミングの予想を補正する補正手段と；
   を具備していることを特徴とする負荷制御装置。
2. 予測手段は、第１変換手段により変換されたディジタル量の絶対量に基づきスイッチング素子を流れる電流値がピーク値となるタイミングを予測し、
   制御手段は、この予測手段により予測されたタイミングでオン状態のスイッチング素子をターンオフさせるとともに、オフ状態のスイッチング素子をターンオンさせる
   ことを特徴とする請求項１記載の負荷制御装置。
3. 制御手段は、予測手段での差分の変化率が増加した場合に、スイッチング素子をオフする
   ことを特徴とする請求項１または２記載の負荷制御装置。
4. 請求項１ないし３いずれか一記載の負荷制御装置と；
   この負荷制御装置により点灯される負荷としての放電ランプが取り付けられる器具本体と；
   を具備していることを特徴とする照明装置。

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