KR20100074299A - 부하제어장치 및 조명장치 - Google Patents

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후지오 구로카와
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고쿠리츠다이가쿠호진 나가사키다이가쿠
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Abstract

실용성을 향상시키면서 정확하게 부하를 제어할 수 있는 방전등 점등장치를 제공한다. 카운트 수(Nn)의 차분이 소정의 역치 이하로 된 상태에서 차분의 변화율에 의거하여 전류치(iQ1)가 피크치로 되는 타이밍을 예측회로(35)가 예측한다. 제 1 변환부(32)의 샘플링 주파수보다도 큰 클록 주파수에서 구동한 스위치 선택회로(38)가 턴 오브의 타이밍에서 전계효과 트랜지스터(Q1)를 턴 오프시킴과 아울러, 전계효과 트랜지스터(Q2)를 턴 온시킨다. 복수의 A/D변환기(37a)를 멀티 레이트 제어하여 램프전류(Iout)의 피크치에 의거하여 예측회로(35)의 역치를 보정한다. 제 1 변환부(32)의 샘플링 주기 사이에 전류치(iQ1,iQ2)의 피크치가 위치하고 있어도 샘플링 주파수를 필요 이상으로 크게 하는 일 없이 전류치(iQ1,iQ2)에 대응하여 턴 오프의 타이밍을 정확하게 설정할 수 있기 때문에, 실용성이 향상됨과 아울러 정확하게 형광램프를 점등 제어할 수 있다.

Description

부하제어장치 및 조명장치{LOAD CONTROL DEVICE AND LIGHTING DEVICE}
본 발명은 부하를 구동하는 스위칭 소자를 구비한 인버터회로를 가지는 부하제어장치 및 이것을 구비한 조명장치에 관한 것이다.
종래에는 이런한 종류의 부하제어장치로서, 직류전원을 교류전원으로 변환하는 인버터부와, 이 인버터부에 의해서 점등 구동되는 방전램프와, 이 방전램프의 전류치 및 전압치를 각각 검출하는 검출부와, 이들 검출된 방전램프의 아날로그의 전류치 및 전압치를 A/D변환하는 A/D변환기와, 이 A/D변환기에 의해서 검출된 디지털량에 대응하여 인버터부의 제어용 기준치를 연산하는 연산부와, 이 연산부에 의해서 연산된 기준치에 의거하여 인버터부를 제어하는 제어부를 구비한 방전등 점등장치가 알려져 있다(예를 들면, 특허문헌 1 참조).
특허문헌 1 : 일본국 특개평 10-41079호 공보(제3∼4쪽, 도 1)
그러나, 예를 들면 8비트의 AD변환기는 통상 1MHz∼2MHz 정도의 샘플링 주파수를 가지고 있기 때문에(0.5μs∼1.0μ 정도의 분해능이기 때문에), 상기한 방전등 점등장치에서는 스위칭 소자의 전류치 또는 전압치를 충분히 샘플링할 수 없다.
따라서, 각 샘플링치의 평균치 등에 의거하여 인버터부의 동작을 제어하고 있지만, 이와 같은 제어에서는 인버터부를 정확하게 제어하는 것이 용이하지 않다.
한편, 스위칭 사이클보다도 샘플링 주파수를 충분히 크게 한 A/D변환기를 이용하여 분해능을 향상시키거나, 복수의 A/D변환기를 이용하여 멀티 레이트 제어를 하는 것도 생각할 수 있지만, 이런한 경우에는 소비전류가 증가하거나 가격이 비싸지게 되어 실용적이지 못하다는 문제가 있다.
본 발명은 이와 같은 점에 감안하여 이루어진 것으로서, 실용성을 향상시키면서 정확하게 부하를 제어할 수 있는 부하제어장치 및 이것을 구비한 조명장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
청구항 1에 기재된 부하제어장치는, 부하를 구동시키는 스위칭 소자를 구비한 인버터회로와; 온 상태의 스위칭 소자를 흐르는 아날로그의 전류치를 소정의 샘플링 주파수에서 상기 전류치에 대응하는 디지털량으로 변환하는 제 1 변환수단과; 상기 제 1 변환수단에 의해서 소정의 타이밍에서 변환된 디지털량과 상기 타이밍의 다음 타이밍의 디지털량과의 차분이 역치 이하로 된 상태에서, 상기 차분의 변화율에 의거하여 스위칭 소자를 흐르는 전류치가 피크치로 되는 타이밍을 예측하는 예측수단과; 제 1 변환수단의 샘플링 주파수보다도 큰 클럭 주파수에서 구동되어 예측수단에 의해서 예측된 타이밍에서 온 상태의 스위칭 소자를 턴 오프시킴과 아울러, 오프 상태의 스위칭 소자를 턴 온시키는 제어수단과; 부하에서 출력되는 전기량을 디지털량으로 변환하는 제 2 변환수단과; 상기 제 2 변환수단에 의해서 변환한 디지털량에 의해서 부하에서 출력되는 전기량의 피크치를 검출하고, 상기 검출에 의거하여 예측수단의 타이밍의 예상을 보정하는 보정수단;을 구비하고 있는 것이다.
인버터회로는, 예를 들면 하프 브릿지형 또는 풀 브릿지형 등의 인버터회로가 이용된다.
제 1 변환수단은, 예를 들면 50MHz 정도의 발진 주파수를 가지는 전압제어 발진기 또는 8비트의 플래쉬 타입 A/D변환기 등이 이용된다.
예측수단은, 예를 들면 DSP(Digital Signal Processor) 등이 이용된다.
제어수단은, 예를 들면 DSP 등이 이용되며, 예측수단과 일체로 설치되어 있어도 되고, 또 예측수단과 별체로 되어 있어도 된다
제 2 변환수단은, 예를 들면 복수의 A/D변환기 또는 전압제어 발진기 등이 이용되며, 이것들을 멀티 레이트 제어하는 것 등에 의해서 부하에서 출력되는 전기량을 각각의 샘플링 주파수보다도 큰 샘플링 주파수에서 디지털량으로 변환하는 것이 가능하다.
보정수단은, 예를 들면 DSP 등이 이용되며, 예측수단 또는 제어수단 등과 일체로 설치되어 있어도 되고, 또 이들 예측수단이나 제어수단과 별체로 되어 있어도 된다.
그리고, 제 1 변환수단에 의해서 소정의 타이밍에서 변환된 디지털량과 상기 타이밍의 다음 타이밍의 디지털량과의 차분이 소정의 역치 이하로 된 상태에서, 상기 차분의 변화율에 의거하여 예측수단에 의해서 스위칭 소자를 흐르는 전류치가 피크치로 되는 타이밍을 예측하고, 제 1 변환수단의 샘플링 주파수보다도 큰 클럭 주파수에서 구동된 제어수단이 예측수단에서 예측된 턴 오프의 타이밍에서 온 상태의 스위칭 소자를 턴 오프시킴과 아울러 오프 상태의 스위칭 소자를 턴 온시키고, 또한 제 2 변환수단에 의해서 부하에서 출력되는 전기량의 피크치를 검출하고, 이 검출에 의거하여 가변설정수단이 예측수단의 타이밍의 예상을 보정함으로써, 제 1 변환수단의 샘플링 주파수를 필요 이상으로 크게 하는 일 없이 제 1 변환수단의 샘플링 주기 사이에 스위칭 소자를 흐르는 전류치의 피크치가 위치하고 있어도 스위칭 소자의 전류치에 대응하여 턴 오프의 타이밍이 정확하게 설정되기 때문에, 실용성이 향상됨과 아울러 정확한 부하제어가 가능하게 된다
청구항 2에 기재된 부하제어장치는, 청구항 1에 기재된 부하제어장치에 있어서, 예측수단은 제 1 변환수단에 의해서 변환된 디지털량의 절대량에 의거하여 스위칭 소자를 흐르는 전류치가 피크치로 되는 타이밍을 예측하고, 제어수단은 상기 예측수단에 의해서 예측된 타이밍에서 온 상태의 스위칭 소자를 턴 오프시킴과 아울러, 오프 상태의 스위칭 소자를 턴 온시키는 것이다.
그리고, 제 1 변환수단에 의해서 변환된 디지털량의 절대량에 의거하여 예측수단이 스위칭 소자를 흐르는 전류치가 피크치로 되는 타이밍을 예측하고, 이 예측된 타이밍에서 제어수단이 온 상태의 스위칭 소자를 턴 오프시킴과 아울러 오프 상태의 스위칭 소자를 턴 온시킴으로써, 스위칭 소자를 흐르는 전류치를 변환한 디지털량의 차분 변화율과 함께 디지털량의 절대량에 의거하여 스위칭 소자의 전류치의 피크치에 대응시켜서 스위칭 소자를 턴 오프시키는 것이 가능하게 되며, 더 정확한 부하제어가 가능하게 된다
청구항 3에 기재된 부하제어장치는, 청구항 1 또는 청구항 2에 기재된 부하제어장치에 있어서, 제어수단은 예측수단에서의 차분의 변화율이 증가한 경우에 스위칭 소자를 오프하는 것이다.
그리고, 예측수단에서의 차분의 변화율이 증가한 경우에는, 제어수단이 스위칭 소자를 오프시킴으로써 회로 이상(異常) 등에 의한 과전류 등이 방지된다.
청구항 4에 기재된 조명장치는, 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 기재된 부하제어장치와; 상기 부하제어장치에 의해서 점등되는 부하로서의 방전램프가 부착되는 기구 본체;를 구비하고 있는 것이다.
그리고, 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 기재된 부하제어장치를 구비함으로써 상기한 바와 같은 각각의 작용을 한다.
청구항 1에 기재된 부하제어장치에 의하면, 제 1 변환수단에 의해서 소정의 타이밍에서 변환된 디지털량과 상기 타이밍의 다음 타이밍의 디지털량과의 차분이 소정의 역치 이하로 된 상태에서, 상기 차분의 변화율에 의거하여, 예측수단에 의해서 제 1 변환수단의 샘플링 주파수보다도 큰 주파수의 클럭을 발생시켜서 제 1 변환수단의 샘플링 타이밍 간의 스위칭 소자의 턴 오프의 타이밍을 예측하고, 이 예측된 턴 오프의 타이밍에서 제어수단이 온 상태의 스위칭 소자를 턴 오프시킴과 아울러 오프 상태의 스위칭 소자를 턴 온시키고, 또한 제 2 변환수단에 의해서 부하에서 출력된 전기량을 디지털량으로 변환하고, 이 디지털량에 의해서 부하에서 출력되는 전기량의 피크치를 검출하고, 이 검출에 의거하여 가변설정수단이 예측수단의 타이밍의 예상을 보정함으로써, 제 1 변환수단의 샘플링 주파수를 필요 이상으로 크게 하는 일 없이 스위칭 소자의 전류치에 대응하여 턴 오프의 타이밍을 정확하게 설정할 수 있기 때문에, 실용성을 향상시킴과 아울러 정확하게 부하를 제어할 수 있다.
청구항 2에 기재된 부하제어장치에 의하면, 청구항 1에 기재된 부하제어장치의 효과에 부가하여, 제 1 변환수단에 의해서 변환된 디지털량의 절대량에 의거하여 예측수단이 스위칭 소자를 흐르는 전류치가 피크치로 되는 타이밍을 예측하고, 이 예측된 타이밍에서 제어수단이 온 상태의 스위칭 소자를 턴 오프시킴과 아울러 오프 상태의 스위칭 소자를 턴 온시킴으로써, 스위칭 소자를 흐르는 전류치를 변환한 디지털량의 차분의 변화율과 함께 디지털량의 절대량에 의거하여 스위칭 소자의 전류치의 피크치에 대응시켜서 스위칭 소자를 턴 오프시킬 수 있어, 더 정확하게 부하를 제어할 수 있다.
청구항 3에 기재된 부하제어장치에 의하면, 청구항 1 또는 청구항 2에 기재된 부하제어장치의 효과에 부가하여, 예측수단에서의 차분의 변화율이 증가한 경우에는, 제어수단이 스위칭 소자를 오프시킴으로써 회로 이상 등에 의한 과전류 등을 방지할 수 있다.
청구항 4에 기재된 조명장치에 의하면, 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 기재된 부하제어장치를 구비함으로써 상기한 바와 같은 각각의 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시형태를 나타내는 부하제어장치의 일부 블록도이다.
도 2는 상기 부하제어장치의 회로도이다.
도 3은 상기 부하제어장치를 구비한 조명장치의 외관을 나타내는 사시도이다.
도 4는 상기 부하제어장치의 부하 및 각 스위칭 소자의 전기량을 나타내는 그래프이다.
도 5는 상기 부하제어장치의 제 1 변환수단의 동작을 나타내는 설명도이다.
도 6은 상기 부하제어장치의 스위칭 소자의 전류치의 피크치 및 부하의 전기량의 피크치의 각각의 검출 알고리즘을 나타내는 설명도이다.
도 7은 상기 부하제어장치의 스위칭 소자의 전류치의 피크치의 검출 알고리즘의 일부를 확대하여 나타내는 설명도이다.
이하, 본 발명의 일 실시형태를 도면을 참조하여 설명한다
도 1은 부하제어장치의 일부 블럭도, 도 2는 부하제어장치의 회로도, 도 3은 부하제어장치를 구비한 조명장치의 외관을 나타내는 사시도, 도 4는 부하제어장치의 부하 및 각 스위칭 소자의 전기량을 나타내는 그래프, 도 5는 부하제어장치의 제 1 변환수단 의 동작을 나타내는 설명도, 도 6은 부하제어장치의 스위칭 소자의 전류치의 피크치 및 부하의 전기량의 피크치의 각각의 검출 알고리즘을 나타내는 설명도, 도 7은 부하제어장치의 스위칭 소자의 전류치의 피크치의 검출 알고리즘의 일부를 확대하여 나타내는 설명도이다.
도 3에 나타낸 바와 같이, 11은 조명장치를 나타내며, 이 조명장치(11)는 기구 본체(12)를 가지고 있고, 이 기구 본체(12)의 하면에는 반사면(13)이 형성되고, 이 반사면(13)의 길이방향의 양단에는 램프소켓(14,14)이 장착되고, 이들 램프소켓(14,14) 사이에는 부하(負荷)로서의 방전램프인 직관형 형광램프(FL)가 전기적 또한 기계적으로 부착되어 있다. 또, 상기 기구 본체(12) 내에는 도 1에 나타내는 부하제어장치로서의 방전등 점등장치(16)가 수납되어 있다.
도 2에 나타낸 바와 같이, 도시하지 않은 상용 교류전원을 정류 평활한 직류전원부(21)에 방전등 점등회로로서의 인버터회로(22)가 접속되고, 이 인버터회로(22)는 스위칭 소자로서의 전계효과 트랜지스터(FET)(Q1) 및 전계효과 트랜지스터(Q2)가 직렬로 접속된 하프 브릿지형의 것으로서, 인버터 전류(iout0){도 4(B)}가 흐르고 있다.
또한, 이들 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)의 게이트에는 제어회로로서의 디지털 제어부인 디지털 제어회로(23)가 접속되어 있다.
또, 전계효과 트랜지스터(Q1) 및 전계효과 트랜지스터(Q2)의 접속점은 직류 커트용 콘덴서(C1) 및 인덕터(L)의 직렬회로를 통해서 형광램프(FL)의 일단측에 접속되고, 이 형광램프(FL)의 타단측이 직류전원부(21)의 음극에 접속되어 있다. 또한, 형광램프(FL)에는 시동용 콘덴서(C2)가 병렬로 접속되어 있다.
그리고, 도 1에 나타낸 바와 같이, 디지털 제어회로(23)는 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)의 각각에 흐르는 전류치(iQ1,iQ2){도 4(c) 및 도 4(d)}를 선택하는 선택회로(31)에 제 1 변환수단으로서의 제 1 변환부(32)와 제로 크로스 검출회로(33)와 동기신호 발생회로(34)가 접속되어 있음과 아울러, 제 1 변환부(32)에 예측수단과 보정수단의 각각의 기능을 가지는 턴 오프시 예측회로(35){이하, 예측회로(35)라 한다}가 접속되고, 이 예측회로(35)에 정류회로(36)와 제 2 변환부(37)가 접속되고, 또 선택회로(31)와 예측회로(35)가 제어수단으로서의 스위치 선택회로(38)에 접속되어 있다. 또한, 이하에서는 전류치(iQ1,iQ2) 중 적어도 어느 하나 또는 양방을 단지 전류치(i)라고 하는 일이 있다.
선택회로(31)는 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2) 중 전류가 흐르는 쪽을 검지ㆍ선택 하여 그 전류치를 제 1 변환부(32)로 출력하는 것이다. 또한, 이 선택회로(31)는 강제적으로 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2) 중 어느 하나를 선택하도록 구성하여도 된다.
제 1 변환부(32)는, 예를 들면 A/D변환부로서의 전류제어 발진기(ICO)(41)와 계측수단으로서의 카운터(42)가 순차로 접속되어 구성되어 있다.
전류제어 발진기(41)는, 선택회로(31)에 의해서 선택된 전류치(i)가 입력되면, 제 1 변환부(32)의 샘플링 주기인 소정의 샘플링 주파수, 예를 들면 50MHz의 주파수에서 상기 전류치(i)를 샘플링하고{도 5(a) 및 도 5(b)}, 이 샘플링한 전류치(i)에 대응한 디지털량으로서 상기 전류치(i)에 대응한 주파수의 클럭신호(f)를 출력하는 것이다. 예를 들면, 이 전류제어 발진기(41)는 전류치가 큰 경우에는 주파수가 큰 클럭신호(f)를 출력한다. 또한, 이 전류제어 발진기(41) 대신에 전류치(i)를 전압치로 변환하는 전류전압 변환수단과, 이 전류전압 변환수단에 의해서 변환된 전압치를 소정의 샘플링 주파수에서 샘플링하여 클럭신호(f)를 출력하는 전압제어 발진기(VCO)를 이용하여도 된다.
카운터(42)는 전류제어 발진기(41)에 의해서 출력된 클럭신호(f)를 소정 시간에서 카운트하는 것이다. 이 카운터(42)에 의해서 카운트된 클럭신호(f)의 카운트 수는, 예를 들면 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)의 스위칭 주기가 10μs(스위칭 주파수 100kHz)이고 전류제어 발진기(41)의 샘플링 주파수가 50MHz인 경우에, 동기신호 발생회로(34)에서의 샘플링 주기인 시간 폭(Tsamp1)이 예를 들어 0.1μs(샘플링 주파수 10MHz)일 때에는 5개 정도, 시간 폭(Tsamp1)이 예를 들어 0.2μs(샘플링 주파수 5MHz)일 때에는 10개 정도, 시간 폭(Tsamp1)이 예를 들어 0.5μs(샘플링 주파수 2MHz)일 때에는 25개 정도, 시간 폭(Tsamp1)이 예를 들어 1.0μs(샘플링 주파수 1MHz)일 때에는 50개 정도를 취하는 것이 가능하다. 그리고, 카운터(42)는 각 시간 폭(Tsamp1,n) 마다의 평균치를 취한 카운트 수(Nn)를 예측회로(35)로 출력한다.
제로 크로스 검출회로(33)는 전류치(i)의 제로 크로스 점{부(-)에서 정(+)으로 바뀌는 점}을 검출하고, 이 검출 타이밍을 동기신호 발생회로(34)로 출력하는 것이고, 이 출력에 의해서 동기신호 발생회로(34)에서 발생된 시간 폭(Tsamp1) 마다의 동기신호에 의해서 전류제어 발진기(41)와 카운터(42)의 각각의 기동 타이밍을 리셋하여, 전류치(i)의 제로 크로스 점에 제 1 변환부(32)의 샘플링 주기를 동기 가능하게 되어 있다. 환언하면, 제 1 변환부(32)의 샘플링 주기는 인버터회로(22)(도 2)의 스위칭 주기와 동기를 맞추고 있다. 또한, 제 1 변환부(32)의 샘플링 주기는 인버터회로(22)(도 2)의 스위칭 주기와 동기를 맞추지 않아도 되며, 이 경우에는 제로 크로스 검출회로(33)를 설치하지 않아도 된다.
예측회로(35)는 제 1 변환부(32)에 의해서 소정의 타이밍에서 변환된 디지털량인 카운트 수(Nn-1)와 상기 타이밍의 다음 타이밍의 카운트 수(Nn)와의 차분(ND=Nn-Nn-1)이 소정의 역치(NDREF) 이하로 된 상태에서, 이 차분(ND)의 변화율, 즉 NDD,n=ND,n-ND,n-1, NDD,n-1=ND,n-1-ND,n-2, ……, NDD,n-v=ND,n-v-ND,n-v-1의 변화율에 의거하여 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)의 전류치(iQ1) 또는 전류치(iQ2) 중 어느 하나가 피크치로 되는 타이밍을 예측할 수 있다{도 6(a) 및 도 6(b)}. 또, 이 예측회로(35)는 각 시간 폭(Tsamp1,k)(k=1,2,……,n-1,n,……)에서의 디지털량의 절대량, 즉 각 카운트 수(Nk)(k=1,2,……,n-1,n,……)의 복수에 의거하여 전류치(iQ1) 또는 전류치(iQ2) 중 어느 하나가 피크치로 되는 타이밍을 예측할 수 있다.
정류회로(36)는 형광램프(FL)의 전기량, 예를 들면 출력전류인 교류의 램프전류(iout){도 4(a)}를 전파정류하여 제 2 변환부(37)로 출력하는 것이다. 또한, 형광램프(FL)의 전기량으로서는, 예를 들면 출력전압 또는 전력 등이어도 된다.
제 2 변환부(37)는 제 2 변환수단인 A/D변환기(37a)를 내부에 복수개 구비하며, 이들 A/D변환기(37a)를 멀티 레이트 제어, 즉 서로의 위상을 소정량씩 어긋나게 하여 동작시킴으로써 정류회로(36)에서 출력된 형광램프(FL)의 램프전류(iout)를 디지털량으로 A/D변환하는 것이다{도 6(c)}. 따라서, 이 제 2 변환부(37)는 각각의 A/D변환기(37a)의 샘플링 주파수보다도 큰 샘플링 주파수, 즉 각각의 A/D변환기(37a)의 샘플링의 시간 폭보다도 작은 시간 폭(Tsamp2)으로 데이터를 샘플링하고 있다. 또, 이 제 2 변환부(37)는 예측회로(35)에 의해서 샘플링의 타이밍이 지시된다.
또한, 제 2 변환부(37)로서는, 아날로그의 기준량과의 비교나 온도 보정 등이 가능하다면, 각 A/D변환기(37a) 대신에 상기 제 1 변환부(32)와 마찬가지로 전압제어 발진기와 카운터를 복수 세트 설치하도록 구성하거나 단독의 A/D변환기(37a)를 이용하여도 된다.
그리고, 스위치 선택회로(38)는 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)의 각 게이트에 접속되어 이들 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)를 예측회로(35)에 의해서 예측된 타이밍에서 스위치를 제어하는 것이다. 이 스위치 선택회로(38)는 통상 100kHz 정도의 스위칭 주파수(10μs 정도의 스위칭 주기)에서 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)를 스위칭하고 있다.
이어서, 상기 일 실시형태의 동작을 설명한다.
디지털 제어회로(23)에 의해서 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)가 스위칭 제어되어 인버터회로(22)에서 출력된 고주파 전압은 직류 커트용 콘덴서(C1), 인덕터(L) 및 시동용 콘덴서(C2)의 공진에 의해서 공진전압으로 변환되고, 이 공진전압이 형광램프(FL)의 필라멘트를 예열시킴과 아울러 필라멘트 간에 인가되어 형광램프(FL)를 점등시킨다.
여기서, 디지털 제어회로(23)에서는 전류치(iQ1,iQ2) 중 어느 하나, 여기서는 예를 들면 전류치(iQ1)가 부(-)에서 정(+)으로 되는 타이밍을 제로 크로스 검출회로(33)가 검출하면, 이 제로 크로스 검출신호가 선택회로(31)에 입력되고, 선택회로(31)가 전류치(iQ1)를 선택하고, 이 선택된 전류치(iQ1)가 제 1 변환부(32)의 전류제어 발진기(41)에 의해서 그 절대량에 대응한 주파수의 클럭신호(f)로 변환됨과 아울러, 이 변환된 클럭신호(f)가 카운터(42)에 의해서 카운트된다.
이 때, 제로 크로스 검출회로(33)에서의 제로 크로스 검출신호가 동기신호 발생회로(34)에도 입력되고 있기 때문에, 전류제어 발진기(41)와 카운터(42)의 동작 타이밍이 리셋되어 전류제어 발진기(41){제 1 변환부(32)}의 샘플링 주기가 인버터회로(22)의 스위칭 주기와 동기되어 있다.
계속해서, 카운터(42)에 의해서 각 시간 폭(Tsamp1,n)(n=1,2,……)에서의 카운트 수(Nn)가 예측회로(35)에 입력되면, 이 예측회로(35)가 상기 카운트 수(Nn)에 의거하여 차분(ND,n)을 연산한다. 그리고, 차분(ND,n)이 소정의 역치(NDREF) 이하로 된 상태, 즉 ND,n≤NDREF 상태에서 전계효과 트랜지스터(Q1)의 턴 오프의 타이밍(Tto,u)을 예측한다.
구체적으로, 예측회로(35)는 차분(NDD), 즉 NDD,n=ND,n-ND,n-1, NDD,n-1=ND,n-1-ND,n-2,……, NDD,n-v-1=ND,n-v-ND,n-v-1을 연산하고, 이것들의 변화율에 의거하여 제 1 변환부(32)의 샘플링 주파수보다도 큰 클럭 주파수를 발생시키고, 시간 폭(Tsamp1)보다도 작은 시간 폭(Tto)에서 시간 폭(Tsamp1,n+k)(k는 1 이상의 임의의 자연수), 즉 k개의 샘플링 주기 후의 시간 폭(Tsamp1) 중에 위치하는 전류치(iQ1)의 피크치의 타이밍을 예측한다(도 7). 여기서는 차분(NDD)의 변화율이 점차 작아지게 되면 피크치가 가까워지고 있다고 판단하고, 이 차분(NDD)의 변화율이 소정치 이하로 되면 피크치라고 판단한다. 또한, k는 통상 1 또는 2로 설정되지만, 예를 들면 역치(NDREF)의 설정 분해능이 부족한 경우에는, k를 크게 함으로써 이 설정 분해능의 부족을 보완할 수 있다.
또, 예를 들면 전계효과 트랜지스터(Q1)를 흐르는 전류의 기울기가 변화하지 않는 영역에서 상기 타이밍(Tto,u)을 예측한 경우 등, 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)의 스위칭 주파수가 큰 폭으로 변화하여 타이밍(Tto,u)을 적절히 예측할 수 없는 상태에서는, 예측회로(35)가 이 타이밍(Tto,u)을 복수의 카운터 수(Nn)의 절대량에 의거하여 전류치(iQ1)가 피크치로 되는 타이밍으로서 예측한다. 또한, 전류치(i)의 목표 피크치는 램프전류(iout)와 그 목표치와의 차(差)에 의해서 설정한다
그리고, 예측회로(35)에서 예측한 타이밍(Tto,u)에 의해서 이 예측회로(35)가 스위치 선택회로(38)를 시간 폭(Tto)의 미소폭 PWM신호로 제어하고, 상기 스위치 선택회로(38)가 선택회로(31)에 의해서 전류치(i)를 선택한 전계효과 트랜지스터{본 실시형태에서는 전계효과 트랜지스터(Q1)}를 예측회로(35)에서 예측한 타이밍(Tto,u)에서 턴 오프시키고, 이 타이밍(T1) 또는 타이밍(T2)에서 전계효과 트랜지스터(Q2)를 턴 온시킨다.
한편, 램프전류(iout)는 정류회로(36)에 의해서 정류되고, 제 2 변환부(37)의 각 A/D변환기(37a)가 멀티 레이트 제어되어 타이밍(Tto,u)으로부터 시간(τD1)의 지연 후, 소정의 시간 폭(Tsamp2)에서 디지털량으로 변환된다.
그리고, 예측회로(35)에서는 이 변환된 디지털량에 의해서 램프전류(iout)의 피크치를 검출하고, 이 검출에 의거하여 역치(NDREF)를 적절하게 보정한다
이 때, 역치(NDREF)의 보정에 이용하는 제 2 변환부(37)의 디지털량은, 예를 들면 시간 폭(Tsamp2)이 비교적 짧은 경우에는 각 A/D변환기(37a)에 의해서 변환된 디지털량의 평균치를 이용하고, 시간 폭(Tsamp2)이 비교적 긴 경우에는 각 A/D변환기(37a)에 의해서 변환된 디지털량의 최대치 또는 최소치를 이용한다.
이 결과, 상기 보정된 타이밍, 즉 램프전류(iout)의 피크치의 검출 타이밍으로부터 시간(τD2)만큼 지연된 타이밍에서 상기 전계효과 트랜지스터(Q1)의 턴 오프제어와 마찬가지로 전계효과 트랜지스터(Q2)가 턴 오프되고, 전계효과 트랜지스터(Q1)가 턴 온 된다. 환언하면, 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)의 스위칭 주기의 반(半)주기 후의 턴 오프의 타이밍(PWM신호출력)이 보정된다
이 후, 상기한 바와 마찬가지로 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)에 대해서 교호로 제어를 반복한다.
이상과 같이, 제 1 변환부(32)에 의해서 변환된 카운터 수(Nn-1)와 그 다음 카운터 수(Nn)와의 차분(ND,n)이 소정의 역치(NDREF) 이하로 된 상태에서, 이 차분(ND)의 변화율에 의거하여 예측회로(35)에 의해서 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)를 흐르는 전류치(iQ1,iQ2)가 피크치로 되는 타이밍(Tto,u)을 예측하고, 이 예측된 턴 오프의 타이밍(Tto,u)에서 스위치 선택회로(38)가 온 상태의 전계효과 트랜지스터{본 실시형태에서는 전계효과 트랜지스터(Q1)}를 턴 오프시킴과 아울러 오프 상태의 전계효과 트랜지스터{본 실시형태에서는 전계효과 트랜지스터(Q2)}를 턴 온시키고, 또한 예측회로(35)에 의해서 예측된 턴 오프의 타이밍(Tto,u)의 근방에서 복수의 A/D변환기(37a)를 멀티 레이트 제어하여 램프전류(iout)를 디지털량으로 변환하고, 이 디지털량에 의해서 램프전류(iout)의 피크치를 검출하고, 이 검출에 의거하여 예측회로(35)의 타이밍의 예측을 보정, 구체적으로는 역치(NDREF)를 보정함으로써, 제 1 변환부(32)의 샘플링 주파수를 필요 이상으로 크게 하는 일 없이 제 1 변환부(32)의 샘플링 주기 사이에 전류치(i)의 피크치가 위치하고 있어도, 이 전류치(i)에 대응하여 턴 오프의 타이밍(Tto,u)을 정확하게 설정할 수 있기 때문에, 실용성이 향상됨과 아울러 정확하게 형광램프(FL)를 점등 제어할 수 있다.
또, 제 1 변환부(32)에 의해서 변환된 카운터 수(Nn)의 절대량에 의거하여 예측회로(35)가 전류치(i)가 피크치로 되는 타이밍을 예측하고, 이 예측된 타이밍에서 스위치 선택회로(38)가 온 상태의 전계효과 트랜지스터{여기서는 전계효과 트랜지스터(Q1)}를 턴 오프시킴킴과 아울러, 온 상태의 전계효과 트랜지스터{여기서는 전계효과 트랜지스터(Q2)}를 턴 온시킴으로써, 카운터 수(Nn)의 차분(ND)의 변화율과 함께 전류치(i)의 절대량에 의거하여 전류치(i)의 피크치에 대응시켜서 전계효과 트랜지스터{여기서는 전계효과 트랜지스터(Q1)}를 턴 오프시키는 것이 가능하게 되어, 더 정확하게 부하를 제어할 수 있다.
또한, 피크치로 되는 Tsamp1의 수(數)주기 전의 카운트 수(Nn)의 차분(ND) 등의 연산결과에 의해서 전류치(i)가 피크치로 되는 타이밍(Tto,u)을 예측하여 계산하기 때문에, 계산 시간을 확보할 수 있다.
그리고, 방전등 점등장치(16)의 입력측에 가까운 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)의 전류치(iQ1,iQ2)에 의해서 턴 오프의 타이밍을 설정하기 때문에 응답성이 양호하다. 특히, 조명장치(11)에서는 응답이 늦으면 형광램프(FL)가 꺼지거나 깜박거릴 우려가 있기 때문에, 응답성을 높임으로써 이러한 꺼짐이나 깜박거림을 확실하게 방지할 수 있다
또, 통상의 경우에는 감소하는 예측회로(35)에서의 차분(ND)의 변화율이 증가한 경우에는, 스위치 선택회로(38)가 전계효과 트랜지스터(Q1) 또는 전계효과 트랜지스터(Q2)를 오프시킴으로써, 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2)의 이상(異常) 등에 의한 회로 이상 등에 의한 과전류 등을 방지할 수 있다.
또한, 상기 일 실시형태에 있어서, 전계효과 트랜지스터(Q1,Q2) 중 어느 하나만을 제어하여 램프전류(iout)의 1주기 마다의 제어로 하는 것도 가능하다. 이 경우에는 전계효과 트랜지스터(Q2)측의 것이 제어하기 쉬우므로 바람직하다.
또, 상기 턴 오프의 타이밍의 설정은, 방전등 점등장치(16)의 과도기에는 매 주기마다 실시하고, 안정기에는 수 주기마다 실시하도록 제어하여도 된다.
또한, 제 1 변환부(32)는 전류제어 발진기(41) 및 카운터(42)와 동등한 기능을 가지는, 예를 들면 8비트의 플래시 타입의 A/D변환기 등으로 하여도 된다. 이 경우에는, 예를 들면 제 2 변환부(37)의 A/D변환기(37a) 중 어느 하나와 공용하여도 된다.
그리고, 부하의 전기량으로서는 램프전류(iout) 등의 출력전류 이외에도, 예를 들면 출력전압이나 전력에서도 상기한 바와 마찬가지로 제어할 수 있다.
또, 보정수단은 역치(NDREF)의 보정 대신에 시간 폭(Tsamp1,n+k)의 k의 값을 변화시키도록 제어하거나 이것들을 병용하여도 된다.
또, 형광램프(FL) 이외의 부하에 대해서도 상기 부하제어장치를 이용할 수 있다.
본 발명은, 예를 들면 가정용 조명장치 등에 이용된다.
11 - 조명장치 12 - 기구 본체
16 - 부하제어장치로서의 방전등 점등장치 22 - 인버터회로
32 - 제 1 변환수단으로서의 제 1 변환부
35 - 예측수단 및 보정수단의 기능을 가지는 턴 오프시 예측회로
37a - 제 2 변환수단으로서의 A/D변환기
38 - 제어수단으로서의 스위치 선택회로
FL - 부하로서의 방전램프인 형광램프
Q1,Q2 - 스위칭 소자로서의 전계효과 트랜지스터

Claims (4)

  1. 부하를 구동시키는 스위칭 소자를 구비한 인버터회로와;
    온 상태의 스위칭 소자를 흐르는 아날로그의 전류치를 소정의 샘플링 주파수에서 상기 전류치에 대응하는 디지털량으로 변환하는 제 1 변환수단과;
    상기 제 1 변환수단에 의해서 소정의 타이밍에서 변환된 디지털량과 상기 타이밍의 다음 타이밍의 디지털량과의 차분이 역치 이하로 된 상태에서, 상기 차분의 변화율에 의거하여 스위칭 소자를 흐르는 전류치가 피크치로 되는 타이밍을 예측하는 예측수단과;
    제 1 변환수단의 샘플링 주파수보다도 큰 클럭 주파수에서 구동되어 예측수단에 의해서 예측된 타이밍에서 온 상태의 스위칭 소자를 턴 오프시킴과 아울러, 오프 상태의 스위칭 소자를 턴 온시키는 제어수단과;
    부하에서 출력되는 전기량을 디지털량으로 변환하는 제 2 변환수단과;
    상기 제 2 변환수단에 의해서 변환한 디지털량에 의해서 부하에서 출력되는 전기량의 피크치를 검출하고, 상기 검출에 의거하여 예측수단의 타이밍의 예상을 보정하는 보정수단;을 구비하고 있는 것을 특징으로 하는 부하제어장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    예측수단은 제 1 변환수단에 의해서 변환된 디지털량의 절대량에 의거하여 스위칭 소자를 흐르는 전류치가 피크치로 되는 타이밍을 예측하고,
    제어수단은 상기 예측수단에 의해서 예측된 타이밍에서 온 상태의 스위칭 소자를 턴 오프시킴과 아울러, 오프 상태의 스위칭 소자를 턴 온시키는 것을 특징으로 하는 부하제어장치.
  3. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,
    제어수단은 예측수단에서의 차분의 변화율이 증가한 경우에 스위칭 소자를 오프시키는 것을 특징으로 하는 부하제어장치.
  4. 청구항 1 내지 청구항 3 중 어느 한 항에 기재된 부하제어장치와;
    상기 부하제어장치에 의해서 점등되는 부하로서의 방전램프가 부착되는 기구 본체;를 구비하고 있는 것을 특징으로 하는 조명장치.
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