KR20060109495A - 스위칭 모드 전원 - Google Patents

스위칭 모드 전원

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KR20060109495A
KR20060109495A KR1020067012217A KR20067012217A KR20060109495A KR 20060109495 A KR20060109495 A KR 20060109495A KR 1020067012217 A KR1020067012217 A KR 1020067012217A KR 20067012217 A KR20067012217 A KR 20067012217A KR 20060109495 A KR20060109495 A KR 20060109495A
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KR
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power supply
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signal
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output
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KR1020067012217A
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로엘프 반 더 발
쟈코부스 제이. 레이즈쎈
요세퍼스 에이. 엠. 반 에르프
마키엘 에이. 엠. 헨드릭스
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

서로 병렬로 연결된 적어도 두 개의 스위칭 모드 전원 유닛(10i)으로서, 각 전원 유닛(10i)은 그 출력 신호(IOUT,i)가 증가하는 제1 모드에서와 그 출력 신호(IOUT,i)가 감소하는 제2 모드에서 선택적으로 동작할 수 있는 출력 단계(50i, 60i)를 가지는 전원 유닛과, 모든 전원 유닛 (10i)으로부터 모드 스위칭 제어 신호를 수신하는 제어 디바이스(100)으로서, 만약 이 제어 디바이스가 두 개의 전원 유닛간의 실제 위상 관계가 최적 위상 관계로부터 편향된 것을 발견한다면, 적어도 하나의 모드 스위칭 순간의 타이밍을 효과적으로 변경하면서 적어도 하나의 전원 유닛(102)에 대한 동기 제어 신호를 생성하기 위해 설계되며, 그 결과 실제 위상 관계와 상기 최적 위상 관계가 감소되는, 제어 디바이스를 포함하는 스위칭 모드 전원이 설명된다.

Description

스위칭 모드 전원{SWITCHED MODE POWER SUPPLY}
본 발명은 스위칭 모드 전원과 일반적으로 관련이 있다. 특히, 본 발명은 실질적으로 일정한 입력 전압 또는 전류를 수신하고, DC 또는 AC 출력 전압 또는 전류를 생성하는 DC/DC 컨버터 단계 또는 DC/AC 인버터 단계와 관련이 있다. 또한, 본 발명은 스위칭 전류 제어되는 증폭기와 관련이 있다. 다음에서, 본 발명은 일정한 입력 전압을 수신하고, 출력 전류를 생성하는 컨버터의 경우를 위해 설명될 것이지만, 이 설명은 단지 예시일 뿐이고, 본 발명을 제한하기 위해 의도되지 않는다.
상기 설명된 타입의 스위칭 모드 전원은 일반적으로 알려져 있고, 이것은 여러 응용을 위해 상업적으로 이용 가능하다.
한 예시에서, 스위칭 모드 전원은 솔라 셀 어레이의 출력 전압을 표준 본선(mains) 전압의 최대 전압보다 높은 420 V 정도의 일정한 DC 레벨로 변환하기 위한 부스트(boost) 컨버터로서 구현된다. 이러한 컨버터를 가지고, 에너지를 솔라 셀로부터 본선으로 전송하는 것이 가능하다.
다른 하나의 예시에서, 스위칭 모드 전원은 DC 전압으로부터 AC 전류를 생성하기 위한 DC/AC 인버터로서 구현된다. 이러한 인버터는 예를 들면, AC 본선에 연 결 하기 위한 입력과 방전 램프를 구동하기 위한 구동기 출력을 갖는 램프 구동기에서 사용될 수 있다. 일반적으로, 이러한 구동기는 실질적으로 일정한 전압이 교류 입력 전압으로부터 생성되는 단계와 이에 뒤이어서 교류 전류가 상기 일정한 전압에 기초하여 생성되는 단계를 포함한다.
다른 하나의 예시에서, 스위칭 모드 전원은 동작 제어 장치에서 작동기를 구동하기 위한 트랜스컨덕턴스(transconductance) 증폭기로서 구현된다.
일반적으로 말해서, 스위칭 모드 전원은 특정한 출력 전력을 위해 개발되어 왔다. 일반적으로 말해서, 보다 높은 출력 전력에 대해, 전원에서 사용되는 소자의 크기는 보다 커야 한다. 이것은 병렬로 연결된 두 개 이상의 전원을 포함하는 전원 조립체를 사용함으로써 회피될 수 있다. 이러한 경우에서, 각 개별 전원 유닛은 상대적으로 낮은 전력만을 제공할 필요가 있으며, 그 결과 개별 소자의 크기는 상대적으로 작을 수 있으며, 이것은 비용 감소를 의미한다. 또한, 전체적인 새로운 고전력 컨버터를 개발할 필요 없이, 이미 개발되었고 그 자체로서 이미 증명된 저전원 유닛의 사용할 수 있는 것이 이점일 것이다. 또한, 저전원 유닛이 쉽게 제조될 수 있고, 고 볼륨 제조 설비가 이미 존재한다는 것이 이점이다.
병렬로 연결된 다중 전원 유닛을 사용하는 추가적인 이점은 저 리플(ripple) 증폭을 갖는 출력 전류를 생성하는 것이 가능하다는 사실을 인식하는 것이다. 도 1은 상부 레벨(IH){라인(103)}과 저 레벨(IL){라인(104)} 사이에서 연속적으로 상승{라인(101)}하고 하강{라인(102)}하는 일반적인 전원 출력 전류(I)의 시간 그래프를 설명한다. 충분히 큰 시간 스케일에서, 이러한 전류는 IAV = 0.5
Figure 112006043018556-PCT00001
(IH+IL)의 크기와 0.5
Figure 112006043018556-PCT00002
(IH-IL)의 리플 진폭을 갖는 일정한 전류라고 간주될 수 있다.
원리적으로, 전원 조립체의 각 전원 유닛이 모든 다른 전원 유닛으로부터 독립적으로 동작하게 하는 것이 가능할 것이다. 하지만, 그러면, 전원 조립체의 전체 출력 전류의 리플 진폭이 개별적인 전원 유닛의 개별적인 출력 리플 진폭의 합인 경우의 단계에서 이 유닛이 동작하는 것이 발생할 수 있다. 본 발명의 일반적인 목적은 리플을 가능한한 적게 갖는 것이다.
또한, 독립적으로 동작하는 유닛의 단점은 부고조파(subharmonics), 즉, 두 유닛의 스위칭의 다른 주파수에 동일한 주파수를 갖는 신호 변이가 출력 전류에서 야기될 수 있다는 것이다. 본 발명의 추가적인 목적은 이러한 부고조파를 가능한 한 최대한 예방하는 것이다.
그러므로, 전원이 동기적으로 동작하여, 그 결과 그 출력 피크가 시간에 따라 균등하게 배분되는 것이 바람직하다. 도 2는 서로 180
Figure 112006043018556-PCT00003
위상 관계에서 출력 전류(I1과 I2)를 제각기 제공하는 두 개의 전원 유닛의 경우에 있어서 이러한 동기를 설명하는 그래프이다. 만약 개별 전류(I1과 I2)가 동일한 진폭을 가지고 있고, 만약 보다 낮은 피크로부터 보다 높은 피크로의 증가율(dI/dt)가 보다 높은 피크로부터 보다 낮은 피크로의 감소율(dI/dt)과 동일하다면, 결과 전류(Itotal)는 리플을 거의 가지고 있지 않거나 단지 매우 작은 리플을 가지며 실질적으로 일정하다. 심지어 상기 개별 전류가 이상적인 매칭을 가지고 있지 않을 때조차, 일반적으로 리플 진폭의 감소가 여하튼 달성된다.
일반적으로, N이 전원 유닛의 수를 나타내면, 이 유닛은 서로에 대해 360
Figure 112006043018556-PCT00004
/N 위상 관계에서 이상적으로 동작하고 있다.
작동 전원 유닛이 동기적으로 하지만 전이된 단계를 가지고 동작하도록 전원 조립체에서 동작하는 전원 유닛은 "인터리빙(interleaving)"된 동작으로서 지시된다. 본 명세서에서 고려되는 응용 분야와 관련된 인터리빙된 동작은 2000년에 개최된 I.E.E.E. 주관의 제31회 연간 전력 전문가 학술 대회(Annual Power Electronics Specialists Conference) 논문집에서 J. S. 바츠바로프(Batchvarov) 등이 655쪽에 발표한 "이력 현상 전류 제어에 기반을 둔 인터리빙된 컨버터(interleaved currents based on hysteresis current control)" 논문에서 이미 제안되었다. 이 제안에서, 두 개의 컨버터 유닛의 조립체와 관련하여서, 컨버터 유닛 중의 하나는 마스터 상태를 가지고 있으며, 반면에 다른 컨버터 유닛은 슬레이브(slave)의 상태를 가지고 있다. 이 제안의 제안된 제어 회로는 다소 복잡하다.
향상된 전원 조립체를 제공하는 것이 본 발명의 일반적인 목적이다.
특히, 상대적으로 간단한 회로를 구비한 인터리빙된 방식에서 동작하는 두 개 이상의 전원 유닛을 포함하는 전원 조립체를 제공하는 것이 본 발명의 중요한 목적이다.
이전의 미발표 특허 출원에서, 각 전원 유닛이 순서상 다음 전원 유닛에 대해 제어 신호를 생성하고, 순서상 이전 전원 유닛으로부터 제어 신호를 수신하는 전원 조립체가 동일한 발명가에 의해 제안되었다. 최종 전원 유닛은 순서상 최초 전원 유닛을 위한 제어 신호를 생성하고, 그 결과 전원 조립체의 전원 유닛이 링(ring) 구성으로 배치된다. 제어 신호는 인터리빙된 동작이 자동적으로 보장되는 것이다. 특히, 제어 신호는 지연된 공급 유닛의 스위칭 주파수가 약간 증가되도록 하는 것이고, 반면에 진보된 공급 유닛의 스위칭 주파수는 약간 감소된다. 보다 특별히, 전원 유닛에 의해 생성되는 제어 신호는 기준 전압에 추가될 램핑(ramping) 전압을 포함한다. 따라서, 연속적인 공급 유닛은 그 이웃에 대해 실질적으로 동일한 위상 차이를 가지는 것이 자동적으로 보장된다. 비록, 이 이전의 해결책이 만족스럽게 동작하지만, 전원 유닛이 독립적으로 수행되는 전원 조립체와 비교해서, 이 해결책은 증가된 복잡성, 즉, 증가된 소자 수를 갖는다.
본 발명의 중요한 목적은 상기 단점을 가지지 않는, 이전의 제안의 동일한 이점을 구비한 전원 조립체를 제공하는 것이다.
본 발명의 중요한 측면에 따라, 본 발명의 전원 조립체의 전원 유닛은 하나의 공통된 제어 디바이스에 의해 제어되는데, 이 제어 디바이스는 개별 전원 유닛의 위상 관계를 검출할 수 있고, 지연 공급 유닛의 스위칭 주파수가 약간 증가되고, 반면에 전진된 공급 유닛의 스위칭 주파수는 약간 감소되도록, 개별 전원 유닛에 대한 그 제어 신호를 생성하기 위해 이 제어 디바이스가 설계된다.
본 발명의 이것과 다른 측면, 특징과 이점이 동일한 참조 번호가 동일하거나 또는 유사한 부분을 지시하는 도면을 참조해서 본 발명에 따른 전원 조립체의 바람직한 실시예의 다음의 설명에 의해 더 설명될 것이다.
도 1은 작은 시간 스케일의 AC 신호는 보다 큰 시간 스케일에서 일정한 신호를 초래할 수 있는 것을 예시하는 개략적인 시간 그래프.
도 2는 함께 추가된 두 개의 신호의 파형 요소를 예시하는 개략적인 시간 그래프.
도 3은 전원 조립을 예시하는 개략적인 블록도.
도 4는 전원 유닛을 예시하는 개략적인 블록도.
도 5는 윈도우 비교기의 동작을 예시하는 개략적인 시간 그래프.
도 6(a)와 도 6(b)는 경계 생성기의 동작을 예시하는 개략적인 시간 그래프.
도 7은 윈도우 비교기와 게이트 구동기의 가능한 실시예를 예시하는 개략적인 블록도.
도 8은 위상 부정합과 보상 동기를 예시하기 위해 변환기 유닛 출력 신호의 상호 관계를 도시하는 개략적인 시간 그래프.
도 9는 본 발명에 따른 전원 유닛의 상세한 사항을 예시하는 개략적인 블록도.
도 10은 본 발명에 따른 전원 유닛을 예시하는 개략적인 블록도.
도 11은 도 10의 전원 조립의 동작을 예시하는 개략적인 시간 그래프.
다음에서, 특별히 지정되지 않는다면, 본 발명이 컨버터 조립체의 경우에 대해 자세히 설명될 것이다. 하지만, 당업자에게 명백하게 되듯이, 이 설명은 본 발 명을 단지 컨버터에만 제한하기 위해 의도되지 않으며, 동일한 또는 유사한 원리가 또한 인버터, 증폭기 등에 또한 적용하는 것이 특정하게 주목된다.
도 3은 병렬로 연결된 복수의 컨버터 유닛(10)을 포함하는 컨버터 조립체(1)의 일부를 개략적으로 보여주는 블록도이다. 다음에서, 개별 컨버터 유닛의 동일한 소자는 1, 2, 3, 등의 지수에 의해 식별되는 동일한 참조 번호에 의해 지정될 것이다. 도 3에서, 단지 3개의 컨버터 유닛(101, 102, 103)이 도시되지만, 조립체(1)는 컨버터 유닛을 추가함으로써 쉽게 확장될 수 있다. 또한, 컨버터 조립체(1)는 컨버터 유닛 중의 하나를 제거함으로써 단지 두 개의 컨버터 유닛만을 포함할 수 있다.
다음의 설명에서, 컨버터 유닛(10)은 입력 DC 전압(VIN)을 수신하고, 출력 전류(IOUT)를 생성하는 것이 가정된다. 각 컨버터 유닛(10i)은 입력 전압(VIN)과 출력 전류(IOUT,i)를 제공하기 위해 출력 라인(3)에 연결된 출력 단자(13i)를 수신하기 위해 제각기 전압 공급 라인(2a와 2b)에 연결된 두 개의 입력 단자(11i와 12i)를 가지고 있다. 여기서, i=1, 2, 3...등이다. 컨버터 유닛(10)은 병렬로 연결되는데, 즉, 그 제각기의 제1 입력 단자(11i)는 하나의 전압 공급 라인(2a)에 모두 함께 연결되고, 그 제각기의 제2 입력 단자(12i)는 하나의 출력 공급 라인(2b)에 모두 함께 연결되며, 그 제각기의 출력 단자(13i)는 부하(L)에 연결된 하나의 출력 라인(3)에 모두 함께 연결된다. 부하 전류(IL)는
Figure 112006043018556-PCT00005
공식과 같이 기술될 수 있으며, 여기서 N은 컨버터 유닛(10)을 지시하는 정수이고, N은 도 3의 예시에서 3이다.
본 발명의 중요한 양상에 따라, 각 컨버터 유닛(10i)은 제어 입력(14i)을 가지고 있다. 또한, 조립체(1)는 복수의 제어 출력(134i)을 갖는 제어 디바이스(100)를 포함하고, 각 제어 출력(134i)은 제각기의 컨버터 유닛(10i)의 대응하는 제어 입력(14i)에 연결된다. 비록 제어 디바이스(100)가 하드웨어에서 구현되지만, 제어 디바이스(100)는 예를 들면, EPLD와 같은 프로그래밍 가능한 디바이스로서 바람직하게 구현된다.
컨버터 조립체(1)의 모듈러 설계는 컨버터 유닛 중의 하나를 취함으로써 쉽게 정정될 수 있다. 예를 들면, 컨버터 유닛(102)은 제어 출력(1342)이 연결되지 않는 경우에 제거될 수 있다.
또한, 제어 조립체(1)는 추가적인 컨버터 유닛(10x)(도3에서 미도시)을 추가함으로써 쉽게 확장될 수 있는데, 추가된 제어 유닛(10x)의 제어 입력(14x)은 추가적 제어 출력(134x)에 연결된다.
컨버터 유닛의 일반적 설계는 그 자체로서 알려져 있다. 본 발명의 컨버터 유닛을 위한 기반으로서 사용되기에 적절한 기존의 컨버터 유닛의 가능한 실시예가 도 4를 참조하여 설명될 것이다. 이 예시의 컨버터 유닛(10)은 하프-브리지 스위칭 증폭기(60)를 포함하는데, 이 증폭기의 핵심은 한편으로는 고 공급 전압 레벨(VHIGH)에 연결하기 위한 제1 입력 단자(11)와 다른 한편으로는 저 공급 전압 레벨(VLOW)에 연결하기 위한 제2 공급 입력 단자(12) 사이에 직렬 연결된 MOSFETS 쌍으로 일반적으로 구현된 제어되는 스위치(61과 62) 쌍에 의해 형성된다. 이 두 제어 가능한 스위치(61과 62)간의 노드(A)는 직렬로 연결된 부하 인덕터(64)를 통해 출력 단말기(13)에 연결된다. 도 4에서, 출력 단자(13)에 연결된 부하(L)는 예를 들면 충전 가능한 배터리 또는 도시된 것처럼 표준적인 본선(mains)과 같은 전압원일 수 있다는 것이 이 예시를 위해 도시된다. 이러한 경우에, 출력 단자(13)에서 전압이 본선에 의해 결정된 것과 같이 일정하다. 일반적으로, 필터 커패시터(63)는 출력(13)과 평행하게 연결된다.
제어 가능한 스위치(61과 62)는 게이트 구동기(50)의 제각기의 제어 출력(52와 53)에 연결된 그 제어 단자를 갖는다. 게이트 구동기(50)는 두 개의 가능한 동작 상태에서 동작하기 위해 설계된다.
Figure 112006043018556-PCT00006
제1 동작 상태에서, 제1 스위치(61)가 도체 상태이고, 제2 스위치(62)가 부도체 상태가 되도록, 게이트 구동기(50)는 제어 가능한 스위치(61과 62)를 위한 제어 신호를 생성한다.
Figure 112006043018556-PCT00007
제2 동작 상태에서, 제2 스위치(62)가 도체 상태이고, 제1 스위치(61)가 부도체 상태가 되도록, 게이트 구동기(50)는 제어 가능한 스위치(61과 62)를 위한 제어 신호를 생성한다.
게이트 구동기(50)는 또한 제어 가능한 스위치(61, 62)가 임의의 시간에 동시에 도체가 되는 것을 방지하기 위해 설계된다. 또한, 게이트 구동기(50)는 미리 한정된 최대 온(on) 시간 및/또는 최대 오프(off) 시간이 준수되는 것을 보장하기 위해 설계된다.
따라서, 제1 동작 상태에서, 노드(A)는 고 공급 전압 레벨(VHIGH)에 연결되고, 전류(IH)는 제1 공급 입력 단자(11)와 출력 단자(13) 사이에 생성된다. 인덕터(64)에 의해 필터링되고, 고 공급 전압 레벨(VHIGH)과 관련하여 출력 단자(13)에서 전압 레벨에 종속되어, 이것은 도 5에서 라인(65a, 65b)에 지정된 상승 출력 전류(IOUT)에 일반적으로 인도된다. 제2 동작 상태에서, 노드(A)는 저 공급 전압(VLOW)에 연결되고, 전류(IL)는 제2 공급 입력 단자(12)와 출력 단자(13) 사이에 생성된다. 인덕터(64)에 의해 필터링되어, 이것은 도 5에서 라인(66a, 66b)에서 지정된 감소하는 출력 전류(IOUT)에 일반적으로 인도된다.
도 4에서 출력 전류(IOUT)는 0을 통과시키고 방향을 변경할 수 있다. 출력 전류(IOUT)가 항상 양 또는 음이 되도록, 즉, 방향을 바꾸지 않도록, 구동기(50)를 동작시키는 것이 또한 가능하다. 이 경우에, 이 스위치 중의 하나는 항상 오프로 유지될 수 있거나, 또는 제어 가능하지 않은 스위치에 의해 대체될 수 있거나, 또는 심지어는 다이오드에 의해 대체될 수 있다. 도 4를 참조하여, 전류는 양이고{즉, 제1 공급 입력 단자(11)로부터 출력 단자(13)로 흐르는}, 제2 스위치(62)가 부도체 상태인 동안에 제1 스위치(61)는 도체 상태라는 것이 가정된다. 그리고 나서, 전류 크기가 증가할 것이다{도 5에서 라인(65b)}. 제1 스위치(61)는 이제 부도체 상태로 전환되고, 제2 스위치(62)가 부도체 상태로 남아 있는 동안, 감소하는 크기를 갖는 양의 전류가 스위치(62)의 다이오드를 거쳐 제2 공급 입력 단자(12)로부터 출력 단자(13)로 흐른다. 만약 제2 스위치(62)가 다이오드에 의해 대체된다면, 동일한 효과가 달성된다는 것이 명백할 것이다. 만약 제2 스위치(62)가 전도성 상태로 스위칭된다면, 동일한 효과가 보다 효과적으로 달성된다는 것이 또한 명백할 것이다.
출력 전류(IOUT)는 예를 들면, 윈도우 비교기(30)의 측정된 신호 입력(36)에 제공되는 측정된 출력 전류를 나타내는 신호(SM)를 생성하는 출력 전류 센서(67)에 의해 측정된다.
윈도우 비교기(30)는 제1 경계 입력 신호(SBH)를 수신하는 제1 입력(32)과, 제2 경계 입력 신호(SBL)를 수신하는 제2 입력(33)을 가지고 있으며, 제1 경계 레벨(SBH)은 제2 경계 레벨(SBL)보다 높다. 다음에서, 이 두 경계 레벨은 제각기 고 경계 레벨(SBH)과 저 경계 레벨(SBL)로서 지정될 것이다.
윈도우 비교기(30)는 측정된 신호(SM)를 제1 및 제2 입력(32과 33)에서 제각기 수신된 두 개의 경계 레벨(SBH 및 SBL)과 비교한다. 윈도우 비교기(30)가 측정된 출력 신호(SM)를 경계 레벨(SBH과 SBL)과 비교할 수 있도록 하기 위해, 측정된 출력 신호(SM)는 경계 레벨과 동일한 차원을 가져야 하는데, 즉, 이 경계 레벨은 모두 현재의 신호 또는 전압 신호이어야 한다는 것이 주목된다. 그러므로, 만약 예를 들면, 경계 레벨(SBH과 SBL)이 전압 도메인에서 신호로서 한정된다면, 출력 센서(67)는 이 출력 신호(SM)를 전압 도메인에서의 신호로서 또한 제공해야 한다.
도 5를 참조해서, 그 동작은 다음과 같다. 측정된 출력 전류(IOUT)가 경계(SBH와 SBL)에 의해 한정되는 윈도우 이내에 있고, 도 5에서 라인(65a)에 의해 지정되는 대로, 출력 전류(IOUT)가 상승하도록 동작 상태에 게이트 구동기(50)가 있는 것이 가정된다. 측정된 출력 신호(SM)가 고경계 레벨(SBH)과 동일하게 되는 시간(t1)까지 이 상황이 계속된다. 이 순간에, 게이트 구동기(50)가 제2 동작 상태로 스위칭되도록, 윈도우 비교기(30)는 게이트 구동기(50)에 대한 출력 신호를 생성한다. 결과적으로, 도 5에서 라인(66a)에 의해 지정되는 것처럼, 출력 전류(IOUT)가 감소한다.
저경계 레벨(SBL)이 도달되는 시간(t2)까지 이 상황이 계속된다. 이제, 도 5에서 라인(65b)에 의해 지정된 출력 전류(IOUT)가 다시 상승하도록, 게이트 구동기(50)가 다시 그 동작 상태를 스위칭하도록, 즉, 제1 동작 상태로 다시 진입하도록, 윈도우 비교기(30)는 게이트 구동기(50)에 대한 출력 신호를 생성한다.
출력 전류(IOUT)의 기간보다 긴 시간 크기에서, 비록 IOUT,AV의 정확한 값이 부하의 특성에 종속될 것이지만, 출력 전류(IOUT)가 근사적으로 0.5
Figure 112006043018556-PCT00008
(SBH+SBL)에 대응 하는 평균 값(IOUT,AV)을 갖는다.
기존의 컨버터 유닛에서, 윈도우 비교기(30)가 경계 생성기(20)의 출력(22와 23)에 제각기에 연결된 입력(32과 33)을 가지며, 이 경계 생성기는 컨버터 유닛(10)의 목표 입력(16)에 연결된 입력을 가진다. 경계 생성기(20)는 입력(21)에서 수신된 목표 신호(STARGET)를 기반으로 하여 출력(22와 23)에서 제각기 고경계 레벨 신호(SBH)와 저경계 레벨 신호(SBL)를 생성하기 위해 설계된다. 이것은 여러 방식으로 구현될 수 있다. 제1 예시적인 실시예에서, 도 6(a)에서 도시된 대로, 경계 생성기(20)는 공식
Figure 112006043018556-PCT00009
에 따라 그 출력 신호를 생성하기 위해 적응되며, 여기서 S1과 S2는 서로 동일할 수 있는 상수이다. 따라서, 이 예시에서, 윈도우 경계(SBH와 SBL)는 도 6(a)에서 설명된 것처럼, 목표 신호(STARGET)의 형태를 따른다. 이 도면은 출력 전류(IOUT)의 야기되는 파형을 또한 보여 준다. 평균 값(IOUT,AV)은 목표 신호(STARGET)와 실질적으로 동일하다는 것이 보여질 것이다.
도 6(b)에서 도시된 다른 하나의 실시예에서, 경계 생성기(20)는 고경계 레벨(SBH)이 항상 양이고 저경계 레벨(SBL)은 항상 음이라는 것을 보장한다. 목표 신호(STARGET)가 0 이상인 한, S1과 S2C의 평균이 목표 신호(STARGET)에 대응하도록 고경계 레벨(S1)이 선택되는 동안, 저경계 레벨(SBL)은 0 미만의 상수값(S2C)을 갖는다. 목표 신호(STARGET)가 음일 때, 그 반대도 참인데, 즉, S2와 S1C의 평균이 목표 신호(STARGET)에 대응하도록 저경계 레벨(S1)이 선택된 값(S2)을 저경계 레벨(SBL)이 갖는 동안, 고경계 레벨(SBH)은 양의 상수값(S1C)을 갖는다. 이 경우에도 또한, 출력 전류(IOUT)의 평균 값(IOUT,AV)이 목표 신호(STARGET)에 실질적으로 대응할 것이다.
도 7은 윈도우 비교기(30)와 게이트 구동기(50)의 가능한 실시예를 개략적으로 설명하는 블록도이다. 이 실시예에서, 윈도우 비교기(30)는 제1 전압 비교기(37)와 제2 전압 비교기(38)를 포함하며, 반면에 게이트 구동기(50)는 RS 플립플롭(flipflop)(57)을 포함한다. 제1 비교기(37)는 윈도우 비교기(30)의 측정된 신호 입력(36)에 연결된 역전 입력을 가지고, 윈도우 비교기(30)의 제1 입력(36)에 연결된 비역전 입력을 가지며, RS 플립플롭(57)의 R-입력에 연결된 출력을 갖는다. 제2 비교기(38)는 윈도우 비교기(30)의 제2 입력(33)에 연결된 비역전 입력을 가지며, 윈도우 비교기(30)의 측정된 신호 입력(36)에 연결된 역전 입력을 가지고, RS 플립플롭(57)의 S-입력에 연결된 출력을 갖는다. RS 플립플롭(57)의 Q-출력은 제1 스위치(61)를 위한 구동 신호를 제공하며, 반면에 RS 플립플롭(57)의
Figure 112006043018556-PCT00010
-출력은 제2 스위치(62)에 대한 구동 신호를 제공한다.
상기 설명은 독립적인 컨버터 유닛의 동작을 설명한다. 이와 같이, 상기 주어진 설명은 종래 기술로서 고려될 수 있다. 이제, 컨버터 조립체에서 복수의 컨버 터 유닛의 협동이 도 8을 참조해서 논의될 것인데, 이 도면은 예시에 의해, 두 개의 컨버터 유닛의 출력 신호를 시간의 함수로서 설명하는 시간 흐름도이다. 도 5에서처럼, 수평 라인(SBH와 SBL)은 이제 양쪽 모두의 컨버터 유닛을 위한 경계 레벨을 지정한다. 곡선(111)은 제1 컨버터 유닛의 제1 출력 신호를 지시한다. 제1 출력 신호는 시간(t0)에서 상승하기 시작하여, 시간(t1)에서 고경계 레벨(SBH)에 이르기 위해 상승하고, 그리고 나서 시간(t2)에서 저경계 레벨(SBL)에 이르기 위해 하강한다. 다시, 제1 출력 신호는 시간(t3)에서 고경계 레벨(SBH)에 이르기 위해 상승하고, 그리고 나서 시간(t4)에서 저경계 레벨(SBL)에 이르기 위해 하강한다. 이 신호의 기본 기간(P)는 P=|t2-t0| 이다.
점선 곡선(112)은, 제1 및 제2 출력 신호가 정확히 반대 위상 또는 180°의 위상 차이를 가지는 이상적인 경우에서의 제2 컨버터 유닛의 제2 출력 신호의 타이밍을 지시하는데, 이 경우에, 이 두 신호의 합은 가능한한 낮은 리플을 가질 것이다. 이 이상적인 타이밍에서, 제2 컨버터 유닛의 제2 출력 신호는 시간(t0과 t2) 사이에서 시간(t5)에서 가장 낮은 피크를 가지며, 시간(t1과 t3) 사이의 시간(t6)에서 가장 높은 피크를 가진다.
제2 컨버터 유닛의 상기 제2 출력 신호는 상기 이상적인 경우에 대해 지연되는 것이 가정되고, 이 지연된 상황이 곡선(113)에 의해 설명된다. 상기 제2 출력 신호(113)가 시간 t7=t5+△5에서 저경계 레벨(SBL)에 이르는 것을 볼 수 있다.
본 발명자의 이전 제안에서, 이 상황을 위한 개선 방법이 슬로핑(sloping) 신호를 경계 레벨에 추가함으로써 주어지는데, 본 발명에서는 다른 접근법이 취해진다.
도 3에서처럼 컨버터 유닛(10)이 본 발명에 따른 컨버터 조립체(1)에서 적용될 수 있도록 하기 위해, 컨버터 유닛(10)은 도 9의 부분적 도면에서 설명된 것처럼, 윈도우 비교기(30)의 제어 입력(31)에 연결된 제어 입력(14)을 가지고 있다. 제어 디바이스(100)는 나중에 설명될 방식에서, 동기 제어 출력 신호(SC,OUT)를 대응하는 제어 출력(134i)을 생성하기 의해 설계된다. 유닛 출력 신호가 경계 레벨들 중의 어느 하나에 도달했든지의 여부의 사실에 대해 동기 제어 출력 신호(SC,OUT)가 우선 순위를 갖도록, 컨버터 유닛(10)의 윈도우 비교기(30)는 동기 제어 출력 신호(SC,OUT)에 응답하여 게이트 구동기(50)를 위한 출력 신호를 생성하기 위해 설계된다.
본 발명에 따라, 제어 디바이스(100)는 컨버터 유닛의 출력 신호의 상대적 시간을 감시하고, 도 8의 예시에서 시간(t7)과 시간(t5)간의 시간 차이가 존재하는지를 발견한다. 이 발견에 기초하여, 제어 디바이스(100)는 다음의 두 동기 제어 동작 중의 하나를 수행할 수 있고, 바람직하게 양쪽 모두의 제어 동작을 수행한다.
제1 제어 동작에서, 제어 디바이스(100)는 제2 컨버터 유닛을 위한 동기 제어 출력 신호(SC,OUT)(2)를 생성하는데, 그 결과 대응하는 게이트 구동기(50)(2)는 t8-t6=△6<△5가 적용되는 시간(t8), 즉, 만약 아무런 동기 제어 동작이 수행되지 않았다면, 시간 t9=t6+△t5 에서 발생하는 것이 기대된 고경계 레벨(SBH)에 제2 컨버터 유닛 출력 신호가 당도하기 이전에, 제1 동작 상태에서 제2 동작 상태로 스위칭한다. 만약 아무런 동기 제어 동작이 수행되지 않았다면, 하향 슬로핑 제2 출력 신호{곡선부(113a)}는 기대된 제2 컨버터 유닛출력 신호를 설명하는 (점선) 곡선부(113b)보다 이르다는 사실로부터 도 8에서 볼 수 있듯이, 두 개의 컨버터 유닛 출력 신호 사이에 위상 차이 또는 타이밍 차이를 감소시킬 것이다.
제2 제어 동작에서, 제어 디바이스(100)는 제1 컨버터 유닛을 위한 동기 제어 출력 신호{SC,OUT(1)}를 생성하는데, 그 결과 대응하는 게이트 구동기(50)(1)는 t10-t2=△t10>0가 적용되는 시간(t10)에, 즉, 제1 컨버터 유닛 출력 신호가 시간(t2)에서 저경계 레벨(SBL)에 도달한 후에, 제2 동작 상태로부터 제1 동작 상태로 스위칭한다. 만약 아무런 동기 제어 동작이 수행되지 않을 경우, 상향 슬로핑 제1 출력 신호{곡선부(111a)}는 기대된 제1 컨버터 유닛 출력 신호를 설명하는 (점선) 곡선부(111b)보다 늦다는 사실로부터 도 8에서 볼 수 있듯이, 두 개의 컨버터 유닛 출력 신호 사이에 위상 차이 또는 타이밍 차이를 감소시킬 것이다
제어 디바이스(100)는 전진 |t9-t8|과 지연 |t10-t2|을 설정하는 데 있어서 어느 정도 자유롭다. 도 9에서 설명된 동기 제어 동작 이후에 제1 및 제2 제어 유닛 출력 신호 간의 위상 불일치는 동기 제어 동작이 없는 위상 불일치보다 작다. 원칙상, 제어 디바이스(100)는 모든 스위칭 순간에 정보를 획득하기 때문에, 기대 된 스위칭 순간과 이상적인 스위칭 순간을 계산하는 것이 가능하고, 위상 불일치가 한 단계에서 완전히 보상되는 방식으로 제어 디바이스(100)가 동기 제어 출력 신호{SC,OUT(1) 및/또는 SC ,OUT(2)}를 생성하는 것이 가능하다. 하지만, 이것은 필요적이지 않고, 이것은 심지어 불안정으로 이어지는 과대보상(overcompensation)의 위험을 동반할 수 있다. 따라서, 바람직하게, 위상 불일치가 부분적으로 감소되는 방식으로, 제어 디바이스(100)는 동기 제어 출력 신호{SC,OUT(1) 및/또는 SC,OUT(2)}를 생성하기 위해 설계된다.
예를 들면, 위상 불일치는 시간(t2)로부터 시간(t10)으로의 스위칭을 지연함으로써 제1 컨버터 유닛 출력 신호(111)의 동기를 적응시키는 것에 의해 위상 불일치가 보상될 것이라는 것을 가정한다. 필요한 지연(△t10)은
Figure 112006043018556-PCT00011
로서 계산되고, 여기서 K는 제각기의 제1 및 제2 컨버터 유닛 출력 신호의 파형에 의존하는 상수 인수이다. 정확히 삼각 파형의 경우에서, 서로 동일한 파형을 갖는 제각기의 제1 및 제2 컨버터 유닛 출력 신호(K)는 신호의 듀티 주기(duty cycle)에 동일하다. 그러면, 바람직한 실시예에서, 위에서 설명한 것처럼, K1<K일 때, 지연(△t10)이 공식
Figure 112006043018556-PCT00012
에 의해 구해지도록, 제어 디바이스(100)는 동기 제어 출력 신호{SC ,OUT(2)}를 생성하기 위해 설계된다. 예를 들면, K1은 K:K1=α
Figure 112006043018556-PCT00013
K의 미리 한정된 퍼센트이고 α는 예를 들면 10%로서 표현된다.
하지만, △t7을 이런 방식으로 계산하는 것은 다소 복잡한 승산 절차를 동반한다. 바람직하게, 지연(△t10)은 공식
Figure 112006043018556-PCT00014
에 따라 계산되고, 여기서 K2는 미리 한정된 상수 인수로서, 컨버터 유닛의 최소 및 최대 입력 과 출력 전압과 같은 동작 조건에 종속할 수 있는 듀티 주기(K)의 기대되는 최소 값보다 작도록 설계된다. 이롭게, 2, 4,, 8, 16, 등에 의한 제산이 시프트 레지스터 등에 의해 쉽게 구현될 수 있으므로, K2는 1/2 또는 1/4 또는 1/8 또는 1/16 등과 동일하다.
제어 디바이스(100)의 제각기의 제어 출력(134i)은 각각 단일 출력일 수 있으며, 제각기의 제어 출력 신호(SC,OUT)는 다른 명령어를 지시하기 위해 다른 값을 보여주는 각 신호일 수 있다.
예를 들면, 출력 신호(SC,OUT)는
Figure 112006043018556-PCT00015
스위칭 순간이 경계 레벨중의 하나에 도달하는 컨버터 출력 신호를 기초로 하여 결정되는 한, 예를 들면 0의 상수 값을 항상 가질 수 있고;
Figure 112006043018556-PCT00016
컨버터 출력 신호가 경계 레벨 중의 하나에 도달하기 전에 스위칭을 트리거하기 위해 시간(t8)에 제1 특징을 갖는 신호 펄스를 보여주고;
Figure 112006043018556-PCT00017
컨버터 출력 신호가 경계 레벨 중의 하나에 도달한 후에 스위칭을 지연시 키기 위해 시간(t2)로부터 시간(t10)으로 제2 특징을 갖는 신호 펄스를 보여준다.
예를 들면, 제1 특징은 제1 부호(sign)일 수 있고, 반면에 제2 특징은 그 반대 부호일 수 있다. 대안적으로, 펄스는 동일한 동일 부호와 다른 높이를 가질 수 있다. 대안적으로, 펄스는 동일한 부호와 다른 지속 기간을 가질 수 있다.
대안적으로, 제1 특성은 제2 특성과 동일할 수 있고, 초기 펄스 에지(0으로부터 HIGH로 또는 0으로부터 LOW로의 전이) 후에 신호 펄스가 HIGH 또는 LOW인한 스위칭이 항상 금지되고, 스위칭은 (제각기 HIGH로부터 0으로 또는 LOW로부터 0로) 펄스의 제2 에지에 의해 항상 야기된다.
제어 디바이스의 제각기의 제어 출력(134i)은 각각 두 개의 라인에 의해 실제적으로 구성되는데, 하나의 라인은 스위칭 트리거 신호를 동반하고, 다른 라인은 스위칭 금지(지연) 신호를 동반하는 것이 또한 가능하다.
마찬가지로, 컨버터 유닛(10)의 제어 입력(14)은 당업자에게 명백하듯이, 제어 디바이스(100)의 구성에 대응하는, 단일 입력 또는 두 개의 입력 라인을 포함하는 입력일 수 있다.
도 10은 도 7과 비교되는, 윈도우 비교기와 단지 두 개의 컨버터 유닛만을 포함하는 예시적인 컨버터 조립체의 게이트 구동기의 블록도이다. 도 10에서, 동일 참조 번호가 다른 컨버터 유닛 간을 구별하기 위해 인덱스 1 또는 2에 의해 보충되어 도 7에서처럼 사용된다. 제2 비교기(381과 382) 제각각으로부터의 세트 신호는 제각기 S1과 S2로서 지시되며, 한편, 제1 비교기(371과 372) 제각각으로부터의 리셋 신호는 제각기 R1과 R2로서 지시된다. 제어 디바이스(100)는 상기 세트와 리셋 신호를 수신하는 입력(121, 122, 123, 124)을 가지고 있다.
도 11은 측정된 출력 신호(SM1과 SM2) 제각기에 대해 시간의 함수로서 세트 신호와 리셋 신호를 도시하는 시간 흐름도이다. 제1 출력 신호(SM1)는, 상향 슬로핑으로부터 하향 슬로핑 출력 신호(SM1)로의 스위칭을 야기하는 리셋 펄스(R1)를 인도하면서 시간(t11, t13, t15)에서 고경계 레벨(SBH)에 당도한다. 제1 출력 신호(SM1)는, 하향 슬로핑으로부터 상향 슬로핑 출력 신호(SM1)로의 스위칭을 야기하는 세트 펄스(S1)를 인도하면서 시간(t12, t14, t16)에서 저경계 레벨(SBL)에 도달한다.
마찬가지로, 제2 출력 신호(SM2)는, 상향 슬로핑으로부터 하향 슬로핑 출력 신호(SM2)로의 스위칭을 야기하는 리셋 펄스(R2)를 인도하면서 시간(t21, t23, t25)에서 고경계 레벨(SBH)에 당도한다. 제2 출력 신호(SM2)는, 하향 슬로핑으로부터 상향 슬로핑 출력 신호(SM2)로의 스위칭을 야기하는 세트 펄스(S2)를 인도하면서 시간(t22, t24, t26)에서 저경계 레벨(SBL)에 당도한다.
제1 출력 신호(SM1)는 제2 출력 신호(SM2)에 대해 초기적으로 뒤쳐져 있다고 가정한다. 다음에서, 제2 출력 신호(SM2)를 지연시킴으로써 제1 출력 신호(SM1)의 지연을 보상하기 위한 제어 디바이스(100)의 동작에 대한 설명이 주어진다.
제2 컨버터 유닛을 동기화하기 위해, 제어 디바이스(100)는 리셋 신호(R1과 R2)에 의해 야기되는 업/다운-계수기(2312)로서 구현되는 제1 타이머 기능을 포함한다. 계수기 값은 0이라는 것이 가정된다. 시간(t21)에서, 계수기(2312)가 제2 컨버터 유닛(102)의 제2 리셋 신호(R2)에 의해 야기되어 소정의 업-속도를 가지고 카운팅 업하기 시작한다. 시간(t13)에서, 계수기(2312)는 제1 컨버터 유닛(101)의 제1 리셋 신호(R1)에 의해 야기되는 업-속도와 실질적으로 동일한 소정의 다운-속도로 카운팅 다운하기 시작하고, 시간(t13)에서의 계수기 값은 시간 간격(t21-t13)의 기간 동안의 측정이다. 시간(t23)에서, 제2 출력 신호(SM2)는 고경계 레벨(SBH)에 도달하지만, 이것은 너무 일찍 발생해서 그 결과 이 시간(t23)에서 계수기(2312)가 여전히 0보다 큰 나머지 계수기 값(CR)을 가지며, 이 계수기 값(CR)은 시간 간격(t13-t23)의 지속 기간과 시간 간격(t21-t13)의 지속 기간 사이의 차이에 대한 측정이다.
제어 디바이스(100)는 시간(t23)에서 고경계 레벨(SBH)을 넘어서 상향으로 계속하여 슬로핑하는 제2 출력 신호(SM2)에 의해 설명되는 제2 플립플롭(572)의 스위칭을 이제 금지한다. 이런 목적을 위해, 컨버터 유닛(10i) 각각은 제1 전압 비교기(37i)와 플립플롭(57i)의 리셋 입력 사이에 연결된 제1 AND 게이트(141i)를 포함한다. 제1 AND 게이트(1411)[1412]는 제1 전압 비교기(371)[372]로부터의 리셋 신호 (R1)[R2]를 수신하는 하나의 입력을 가지고 있고, 플립플롭(571)[572]의 리셋 입력에 연결된 출력을 가지고 있다. 제1 AND 게이트(1411)[1412]는 제어 디바이스(100)의 제1 동기 제어 출력(134a1)[134a2]에 연결된 제2 출력을 가지고 있다.
제어 디바이스(100)는 대응하는 제1 동기 제어 출력(134ai)에서 제공되고, 제1 지연 동기 제어 신호(SCDH1)[SCDH2]를 생성하기 위해 설계되고, 제1 계수기(231i)에 연결된 그 입력을 갖는 제1 지연 신호 생성기(241i)를 가지고 있다. 제1 지연 신호 생성기(241i)는 대응하는 계수기(231i)의 계수기 값이 0과 다른 한, 제1 지연 동기 제어 신호(SCDH1)[SCDH2]를 LOW 신호로서 생성하고, 대응하는 계수기(231i)의 계수기 값이 0이 되자마자, 제1 지연 동기 제어 신호(SCDH1)[SCDH2]를 HIGH로 하기 위해 설계된다. 따라서, 제2 컨버터 유닛(102)의 플립플롭(572)은, 계수기(2312)가 시간(t31)에서 0에 도달할 때에만 리셋된다.
이제 제2 출력 신호(SM2)가 하향으로 슬로핑하기 시작하지만, 제2 출력 신호(SM2)가 고경계 레벨(SBH) 아래로 강하하는 것은 시간(t32)까지 소용되는데, 이 시간에 제2 컨버터 유닛(102)의 제1 전압 비교기(372)로부터의 출력 신호(R2)가 HIGH로부터 LOW로 스위칭된다. 이 사건은 계수기(2312)카운팅 업을 다시 시작하는 것을 유발한다.
시간(t23)에서, 앞에서 설명한 것처럼, 나머지 계수기 값(CR)을 미리 한정된 상수 인수(K2)로 나눔으로써 계수기 값을 감소시키기 위해 제어 디바이스(100)가 설계된다. 지연, 즉, 시간(t23)으로부터 시간(t32)로의 시간 간격의 지속 기간의 길이는 계수기 값(CR/K2)과 이 계수기의 다운-카운팅 속도에 의해 결정된다.
상기는 제1 컨버터에 대해 제2 컨버터 유닛을 지연시키는 방법을 설명한다. 제2 컨버터 유닛에 대해 제1 컨버터 유닛을 지연시키기 위해, 제1 컨버터 유닛(101)에 대한 제1 카운터(2311)가 카운팅 업 하기 위해 제1 리셋 신호(R1)에 의해 야기되고, 카운팅 다운하기 위해 제2 리셋 신호(R2)에 의해 야기된다.
상기는 대응하는 출력 신호가 대응하는 고경계 레벨(SBH)에 도달할 때의 순간에서 제1 컨버터에 대해 제2 컨버터 유닛을(그리고 제2 컨버터 유닛에 대해 제1 컨버터 유닛을) 지연시키는 방법을 설명한다. 대응하는 출력 신호가 대응하는 저경계 레벨(SBL)에 도달할 때의 순간에서 제1[제2] 컨버터 유닛(101)[102]을 지연하는 것이 또한 가능하다. 이런 목적을 위해, 제어 디바이스(100)는 세트 신호(S1과 S2)에 의해 야기되는 제2 업/다운 계수기(232i)를 가지고 있으며, 각 컨버터 유닛(10i)은 제2 전압 비교기(38i)와 대응하는 플립플롭(57i)의 세트 입력 사이에 제2 AND 게이트(142i)를 가지고 있다. 제2 AND 게이트(1411)[1422]는 제2 전압 비교기(381)[382]로부터의 세트 신호(S1)[S2]를 수신하는 하나의 입력을 가지고 있고, 플립플롭 (571)[572]의 세트 입력에 연결된 출력을 가지고 있다. 제2 AND 게이트(1411)[1422]는 제어 디바이스(100)의 제2 동기에 연결된 제2 입력을 가지고 있다.
제어 디바이스(100)는 대응하는 제2 동기 제어 출력(134bi)에서 제공되고, 제2 동기 지연 제어 신호(SCDLi)를 생성하기 위해 설계되고, 제2 계수기(232i)에 연결된 그 입력을 갖는 제2 지연 신호 생성기(242i)를 가지고 있다. 제2 지연 신호 생성기(241i)는 대응하는 계수기(232i)의 계수기 값이 0과 다른 한 제2 지연 동기 제어 신호(SCDLi)를 생성하고, 대응하는 계수기(232i)의 계수기 값이 0이 되자마자 제2 지연 동기 제어 신호(SCDLi)를 HIGH로 하기 위해 설계된다. 따라서, 제2 컨버터 유닛(102)의 플립플롭(572)이 계수기(2322)가 0에 도달할 때에만 설정된다.
저경계 레벨(SBL)에서의 동작은 고경계 레벨(SBH)에서의 지연의 경우에서의 동작과 유사하고, 반복된 설명은 여기서 생략된다.
도 11을 참조해서, 다른 컨버터 유닛들에 대해 하나의 컨버터 유닛을 지연시키는 것이 상세히 설명되었다. 바람직한 실시예에서, 하나의 컨버터 유닛을 다른 컨버터 유닛들에 대해 전진시키는 것이 또한 가능하다. 이런 목적을 위해서, 각 컨버터 유닛(10i)은 {대응하는 출력 신호가 대응하는 고경계 레벨(SBH)에 접근하는 순간에 전진하기 위한} 제1 AND 게이트(141i)와 대응하는 플립플롭(57i)의 리셋 입력 사이에 연결된 제1 OR 게이트(161i), 및/또는 {대응하는 출력 신호가 대응하는 저경계 레벨(SBL)에 접근하는 순간에 전진하기 위한} 제2 AND 게이트(142i)와 대응하는 플립플롭(57i)의 세트 입력 사이에 연결된 제2 OR 게이트(162i)를 가질 수 있다. 제1 OR 게이트(161i)는 제1 AND 게이트(141i)로부터 출력 신호를 수신하는 하나의 입력을 가지고 있고, 플립플롭(57i)의 리셋 입력에 연결된 출력을 가지고 있다. 제2 OR 게이트(162i)는 제2 AND 게이트(142i)로부터 출력 신호를 수신하는 하나의 입력을 가지고 있고, 플립플롭(57i)의 세트 입력에 연결된 출력을 가지고 있다. 제1 및 제2 OR 게이트(161i과 162i) 각각은 제어 디바이스(100)의 제각기의 동기 제어 출력(134ci와 134di)에 연결된 제2 입력을 가지고 있으며, 제어 디바이스(100)는 제각기의 제1 및 제2 전진 동기 제어 신호(SCAHi와 SCALi)를 제공한다.
제어 디바이스(100)는 윈도우 비교기로부터의 세트 및 리셋 신호의 타이밍을 감시하고, 하나의 컨버터 유닛이 서로에 대해 뒤처지고 있는 것을 제어 디바이스가 발견할 때, 대응하는 컨버터 유닛의 대응하는 플립플롭을 직접적으로 세트 또는 리셋하는, HIGH 펄스 형태에서, 전진하는 동기 제어 신호(SCAHi 또는 SCALi)를 위한 타이밍을 계산하기 위해 설계된다.
대안적으로, 컨버터 조립체(1)는 단지 서로에 대해 하나의 컨버터 유닛을 전진시키는 기능을 가지고 있으며, 이 경우에 상기 설명된 것과 같은 계수기와 AND 게이트는 생략될 수 있다.
상기에서, 본 발명의 요지가 정확히 두 개의 컨버터 유닛을 포함하는 컨버터 조립체의 예시적인 실시예를 위해 설명되었다. 동일한 요지는 3개 이상의 컨버터 유닛을 포함하는 컨버터 조립체의 경우에서도 적용된다. 이 경우에, 컨버터 유닛은 10i로서 지시되며, i는 1, 2, 3, 4, 등의 범위이다. 컨버터 유닛(101와 102)에 대한 이전의 논의는 컨버터 유닛{10i와 10(i+1)}의 각 연속적인 쌍에 적용된다.
단지 두 개의 컨버터 유닛의 경우에서, 두 개의 출력 전류가 동일한 형상을 가지고 있다고 가정할 때, 이 두 개의 컨버터 유닛의 출력 전류 사이의 180°의 위상차가 이상적이라고 간주된다. 그러므로, 도 10과 도 11에 대해 논의된 예시적인 실시예에서, 카운팅 다운 속도는 카운팅 업 속도와 동일하게 선택되고, 그 결과 안정된 상태의 경우에서, 시간 간격(t21-t13)의 기간이 시간 간격(t13-t23)의 기간과 실질적으로 동일하다. N개의 컨버터 유닛을 가진 실시예에서, 안정된 상태의 경우에, 컨버터 조립체에서 모든 컨버터 유닛이 실질적으로 동일하다고 가정하면서, 두 개의 인접하는 컨버터 유닛 사이의 이상적인 위상차는 360°/N과 실질적으로 동일하다. 이것은 만약 각 컨버터의 다운 카운팅 속도가 업 카운팅 속도의 (N-1)배와 동일하다면 달성된다.
컨버터 유닛(10i)이 정확한 위상을 가지고 있는지를 결정하기 위해, 이 출력 신호는 다른 출력 신호들 중의 미리 한정된 하나와 비교될 수 있다. 이 경우에, N개의 비교가 수행되며, 모든 목표 위상차는 360°/N과 동일하다. 하지만, 하나의 컨버터 유닛(101)을 기준 유닛으로 취하여, 모든 다른 컨버터 유닛들{10i(i≠1)}을 이 하나의 컨버터 유닛(101)의 위상과 비교하는 것이 또한 가능하다. 이 경우에, N-1개의 비교가 수행되고, 모든 목표 위상차가 다르다.
개별 컨버터 유닛의 모든 개별 출력 전류의 합인 컨버터 조립체의 결과적인 전체 출력 전류가 단지 매우 작은 리플 진폭만을 갖는 것이 당업자에게 명백해야만 한다.
따라서, 본 발명은 스위칭 모드 전원 조립체를 제공하는 데에 있어서 성공적이며;
서로 병렬로 연결된 적어도 두 개의 스위칭 모드 전원 유닛으로서, 각 전원 유닛은 그 출력 신호가 증가하고 있는 제1 모드에서 동작하는 것과 그 출력 신호가 감소하고 있는 제2 모드에서 동작하는 것을 선택적으로 할 수 있는 출력 단계를 가지는 전원 유닛과;
모든 전원 유닛으로부터 모드 스위칭 제어 신호를 수신하는 제어 디바이스(100)로서, 만약 이 제어 디바이스가 두 개의 전원 유닛간의 실제 위상 관계가 최적 위상 관계로부터 편향하는 것을 발견한다면, 적어도 하나의 모드 스위칭 순간의 타이밍을 효과적으로 변경하면서, 적어도 하나의 전원 유닛에 대한 동기 제어 신호를 생성하기 위해 설계되며, 그 결과 상기 실제 위상 관계와 상기 최적 위상 관계간의 편향이 감소되는, 제어 디바이스를 포함하는, 스위칭 모드 전원 조립체를 제공하는 것을 성공한다.
본 발명이 상기에서 논의된 예시적인 실시예에 제한적이지 않고 여러 변형과 수정이 첨부된 청구항들에서 한정된 본 발명의 보호 범위 내에 가능한 것이 당업자에게 명백해야 한다.
예를 들면, 상기에서, 본 발명은 직렬로 연결된 두 개의 제어 가능한 스위치(61과 62)를 갖는 컨버터에 대해 설명된다. 하지만, 본 발명은 직렬로 연결된 두 개의 제어 가능한 스위치를 갖는 디바이스에 제한되지는 않으며, 만약 단지 상기 스위치들중의 하나 만이 제어 가능한 것이 충분하다. 예를 들면, 도 4를 참조하면, 제2 스위치(62)는 노드(A)로 방향 지정된 캐소드를 갖는 (제어 가능하지 않은) 다이오드에 의해 대체될 수 있거나, 또는 제1 스위치(61)는 노드(A)에 방향 지정된 애노드를 갖는 (제어 가능하지 않은) 다이오드에 의해 대체될 수 있다{벅(buck)-타입 컨버터}. 이러한 타입의 컨버터가 그 자체로서 알려져 있고, 본 발명의 요지가 이러한 타입의 컨버터에 또한 적용된다는 것이 당업자에 명백할 것이므로, 여기서 이러한 컨버터의 동작을 아주 자세히 논의하는 것은 불필요하다. 하지만, 이 경우에, 대응하는 전류는 이력 현상을 제어하지 않는 것이 주목된다. 예를 들면, 제2 스위치(62)가 노드(A)로 방향 지정된 캐소드를 갖는 (제어 가능하지 않은) 다이오드에 의해 대체되는 경우에, 이력 제어는 고경계 레벨과 동일하게 되는 상승 전류상에서만이 수행되는 것이 주목된다. 강하 전류에 대해 저경계 레벨은 항상 0이 된다. 언제 강하 전류가 0과 같아지는가를 검출하는 것은 상기에서 설명된 방식에서 수행될 수 있지만, 이런 특별한 경우에 다른 방식으로 또한 수행될 수 있다.
상기에서, 본 발명은 하프-브리지(half-bridge) 구성에서의 구현을 위해 설 명되었다. 하지만, 본 발명이 풀-브리지(full-bridge) 구성에서도 또한 수행될 수 있다는 것이 당업자에게 명백해야 한다.
상기에서, 본 발명은 본 발명에 따른 디바이스의 기능 블록을 설명하는 블록도를 참조하여 설명되었다. 하나 이상의 이러한 기능 블록이 하드웨어에서 구현될 수 있고, 이러한 하드웨어에서 이러한 기능 블록의 기능은 개별 하드웨어 소자에서 구현될 수 있지만, 그러나 하나 이상의 이러한 기능 블록이 소프트웨어에서 구현되어, 그 결과 이러한 기능 블록의 기능이 마이크로프로세서, 마이크로제어기 등과 같은 컴퓨터 프로그램 또는 프로그램 가능한 디바이스의 하나 이상의 프로그램 라인에 의해 수행되는 것이 또한 가능하다.
본 발명은 상대적으로 간단한 회로를 구비한 인터리빙된 방식에서 동작하는 두 개 이상의 전원 유닛을 포함하는 전원 조립체를 제공하는 데에 이용 가능하다.

Claims (22)

  1. 스위칭 모드 전원 조립체(1)에 있어서,
    서로 병렬로 연결된 적어도 두 개의 스위칭 모드 전원 유닛(10i)으로서, 각 전원 유닛(10i)은 그 출력 신호(IOUT,i)가 증가하고 있는 제1 모드와 그 출력 신호(IOUT,i)가 감소하고 있는 제2 모드에서 선택적으로 동작할 수 있는 출력 단계(50i, 60i)를 가지는 전원 유닛과;
    모든 전원 유닛(10i)으로부터 모드 스위칭 제어 신호를 수신하는 제어 디바이스(100)를 포함하고,
    만약 상기 제어 디바이스(100)가 두 개의 전원 유닛간의 실제 위상 관계가 최적 위상 관계로부터 편향된 것을 발견한다면, 적어도 하나의 모드 스위칭 순간의 타이밍을 효과적으로 변경하면서 적어도 하나의 전원 유닛(102)에 대한 동기 제어 신호를 생성하기 위해 설계되며, 그 결과 상기 실제 위상 관계와 상기 최적 위상간의 편향이 감소되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  2. 스위칭 모드 전원 조립체(1)에 있어서,
    병렬로 서로 연결된 복수의 적어도 두 개의 스위칭 모드 전원 유닛(10i)을 포함하며,
    각 전원 유닛(10i)은 출력 신호(IOUT,i)를 생성하기 위한 출력 단계(50i, 60i)를 가지며, 상기 출력 단계(50i, 60i)는 상기 출력 신호(IOUT,i)가 증가하고 있는 제1 모드에서와 상기 출력 신호(IOUT,i)가 감소하고 있는 제2 모드에서 선택적으로 동작할 수 있으며,
    각 전원 유닛(10i)은 제1 동작 모드로부터 제2 동작 모드로 스위칭 하기 위해 상기 출력 단계(50i, 60i)를 제어하는 제1 모드 스위칭 제어 신호(Ri)를 생성하기 위해서와, 제2 동작 모드로부터 제1 동작 모드로 스위칭 하기 위해 상기 출력 단계(50i, 60i)를 제어하는 제2 모드 스위칭 제어 신호(Si)를 생성하기 위한 모드 스위칭 제어 수단을 구비하고;
    상기 스위칭 모드 전원 조립체(1)는 모든 전원 유닛(10i)으로부터 상기 모드 스위칭 제어 신호를 수신하는 입력(121, 122, 123, 124)을 갖는 제어 디바이스(100)를 더 포함하며,
    상기 제어 디바이스(100)는 하나의 전원 유닛(102)의 모드 스위칭 제어 신호의 단계와 적어도 하나의 기준 전원 유닛(101)의 모드 스위칭 제어 신호의 단계간의 최적 위상 관계를 결정하기 위해 설계되며,
    상기 제어 디바이스(100)는 상기 하나의 전원 유닛(102)의 모드 스위칭 제어 신호의 단계와 상기 적어도 하나의 기준 전원 유닛(101)의 모드 스위칭 제어 신호의 단계를 비교하기 위해 설계되고,
    만약 상기 실제 위상 관계가 상기 최적 위상 관계로부터 편향되는 것을 상기 제어 디바이스(100)가 발견하면, 상기 제어 디바이스(100)는 상기 하나의 전원 유닛(102) 및/또는 상기 적어도 하나의 기준 전원 유닛(101) 각각의 적어도 하나의 모드 스위칭 순간을 효과적으로 변경하면서, 상기 하나의 전원 유닛(102) 및/또는 상기 적어도 하나의 기준 전원 유닛(101)에 대한 동기 제어 신호를 생성하기 위해 설계되어, 그 결과 모든 유닛의 인터리빙된(interleaved) 동작을 보장하기 위해, 상기 실제 위상 관계와 상기 최적 위상 관계간의 편향이 감소되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  3. 제2항에 있어서, 만약 상기 전원 유닛(102)가 상기 최적 위상 관계에 대해 지체되고 있는 것을 상기 제어 디바이스(100)가 발견하면, 상기 제어 디바이스(100)가 상기 적어도 하나의 기준 전원 유닛(101)의 적어도 하나의 모드 스위칭 순간의 타이밍을 효과적으로 지연시키면서, 상기 적어도 하나의 기준 전원 유닛(101)에 대해 지연 동기 제어 신호(SCDH1, SCDL1)를 생성하기 위해 설계되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  4. 제2항에 있어서, 만약 상기 하나의 전원 유닛(102)이 상기 최적 위상 관계에 대해 지체되고 있는 것을 상기 제어 디바이스(100)가 발견하면, 상기 제어 디바이스(100)가 상기 적어도 하나의 기준 전원 유닛(102)의 적어도 하나의 모드 스위칭 순간의 타이밍을 효과적으로 전진시키면서, 상기 하나의 전원 유닛(102)에 대해 전진 동기 제어 신호(SCAH2, SCAL2)를 생성하기 위해 설계되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  5. 제2항에 있어서, 만약 상기 하나의 전원 유닛(102)이 상기 최적 위상 관계에 대해 이전인 것을 상기 제어 디바이스(100)가 발견하면, 상기 제어 디바이스(100)가 상기 하나의 전원 유닛(102)의 적어도 하나의 모드 스위칭 순간의 타이밍을 효과적으로 지연시키면서, 상기 하나의 전원 유닛(102)에 대해 지연 동기 제어 신호(SCDH2, SCDL2)를 생성하기 위해 설계되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  6. 제2항에 있어서, 만약 상기 하나의 전원 유닛(102)이 상기 최적 위상 관계에 대해 이전인 것을 상기 제어 디바이스(100)가 발견하면, 상기 제어 디바이스(100)가 상기 적어도 하나의 기준 전원 유닛(101)의 적어도 하나의 모드 스위칭 순간의 타이밍을 효과적으로 전진시키면서, 상기 적어도 하나의 기준 전원 유닛(101)에 대해 전진 동기 제어 신호(SCAH1, SCAL1)를 생성하기 위해 설계되는, 스위칭 모드 전 원 조립체.
  7. 제2항에 있어서, 상기 제어 디바이스(100)는 상기 위상 부정합이 한 단계에서 완전히 보상되도록 그 동기 제어 신호를 생성하기 위해 설계되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  8. 제2항에 있어서, 상기 제어 디바이스(100)는 상기 위상 부정합이 미리 결정된 상수 인자(K2)에 의해 감소되도록 그 동기 제어 신호를 생성하기 위해 설계되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  9. 제2항에 있어서, 상기 하나의 전원 유닛(102)의 출력 신호(SM2)가 제1 경계 레벨(SBH)에 도달하는 제1 시간(t21)과 상기 적어도 하나의 기준 전원 유닛(101)의 출력 신호(SM2)가 동일한 제1 경계 레벨(SBH)에 도달하는 제2 시간(t13) 사이의 제1 시간 차이(|t21-t13|)를 계산하기 위해 상기 제어 디바이스(100)가 설계되고,
    상기 제어 디바이스(100)는 상기 제2 시간(t13)과 상기 하나의 전원 유닛(102)의 상기 출력 신호(SM2)가 상기 제1 경계 레벨(SBH)에 다시 도달하는 제3 시간(t23) 사이의 제2 시간 차이(｜t23-t13｜)를 계산하기 위해 설계되고,
    상기 제어 디바이스(100)는 상기 제1 시간 차이(｜t21-t13｜)와 상기 제2 시간 차이(｜t23-t13｜)간의 차이를 계산하기 위해 설계되고,
    상기 제어 디바이스(100)는 지연 시간(｜t31-t23｜)을 산출하기 위해 상기 계산된 차이를 미리 결정된 인자(K2)에 의해 나누기 위해 설계되고,
    상기 하나의 전원 유닛(102)이 그 동작 모드를 상기 제3 시간(t23)과 상기 지연 시간(｜t31-t23｜)의 합으로서 계산된 지연된 스위칭 시간(t31)에 스위칭하도록, 상기 제어 디바이스(100)가 상기 하나의 전원 유닛(102)에 대해 지연 동기 제어 신호(SCDH2)를 생성하기 위해 설계되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  10. 제2항에 있어서, 상기 출력 단계(50i, 60i)는 AND 게이트(141, 142)의 출력에 연결된 적어도 하나의 입력(R; S)을 포함하며,
    이 AND 게이트(141, 142)는 상기 대응하는 모드 스위칭 제어칭 수단(30i)으로부터의 명령어 신호(R1; S1)과 상기 제어 디바이스(100)으로부터의 지연 동기 제어 신호(SCDH1, SCDL1)를 수신하는 다른 하나의 입력 신호를 갖는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  11. 제2항에 있어서, 상기 출력 단계(50i, 60i)는 OR 게이트(161, 162)의 출력에 연결된 적어도 하나의 입력(R; S)을 포함하며,
    이 OR 게이트(161, 162)는 상기 대응하는 모드 스위칭 제어 수단(30i)으로부터의 명령어 신호(R1; S1)를 수신하는 입력과 상기 제어 디바이스(100)으로부터의 전진 동기 제어 신호(SCAH1, SCAL1)를 수신하는 다른 하나의 입력을 갖는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  12. 제2항에 있어서, 모든 전원 유닛(10)은 상호 동일한, 스위칭 모드 전원 조립체.
  13. 제2항에 있어서, 각 전원 유닛(10i)은 목표 신호 입력(16i)를 포함하며, 모든 전원 유닛의 모든 목표 신호 입력은 하나의 공통 목표 신호 소스(STARGET)에 병렬로 연결되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  14. 제2항에 있어서, 각 전원 유닛(10i)은 전류 출력(13i)을 포함하고, 모든 전원 유닛의 모든 전류 출력은 하나의 공통된 조립체 출력(3)에 병렬로 연결되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  15. 제2항에 있어서, 각 전원 유닛(10i)은 제1 전원 입력(11i)와 제2 전원 유닛(12i)을 포함하며,
    모든 전원 유닛의 모든 제1 공급 입력은 하나의 공통적인 고전압 공급 소스(VHIGH)에, 그리고 모든 전원 유닛의 제2 공급 입력은 하나의 공통적인 저전압 공급 소스(VLOW)에 병렬로 연결되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  16. 제2항에 있어서, 상기 신호 생성 수단은:
    제1 공급 입력(11)과 제2 공급 입력(12) 사이에 직렬로 연결된 두 개의 제어 가능한 스위치(61, 62)로서, 상기 스위치 사이의 노드(A)가 상기 모듈 출력(13)에 연결된, 두 개의 제어 가능한 스위치와;
    각각 스위치(61, 62)의 제어 입력에 연결된 출력(52, 53)을 갖는 스위치 구동기(50)로서, 제1 스위치(61)가 전도 상태에 있는 동안 제2 스위치(62)가 비전도 상태이도록, 상기 스위치 구동기(50)가 그 제어 출력 신호를 생성하는 제1 동작 상태에서 상기 스위치 구동기(50)가 동작할 수 있고, 제2 스위치(62)가 전도 상태에 있는 동안에 제1 스위치(61)가 비전도 상태가 되도록, 그 제어 출력 신호를 생성하는 제2 동작 상태에서 상기 제어 스위치가 동작할 수 있는, 스위치 구동기와;
    고경계 입력(32), 저경계 입력(33), 상기 스위치 구동기(50)의 제어 입력(51)에 연결된 제어 출력(34)과 상기 전류 센서(67)로부터의 상기 측정 신호(SM)를 수신하기 위해 연결된 측정 신호 입력(36)을 갖는 윈도우 비교기(30)를 포함하며,
    상기 강하 측정 신호(SM)가 그 저경계 입력(33)에서 상기 신호 레벨(SBL)과 동일하게 될 때, 상기 스위치 구동기(50)가 제1 동작 상태에 진입하는 것을 지시하는 제1 제어 신호를 생성하고, 상기 상승 측정 신호(SM)가 고경계 입력(32)에서 상 기 신호 레벨(SBH)과 동일하게 될 때, 상기 스위치 구동기(50)가 제2 동작 상태에 진입하는 것을 지시하는 제2 제어 신호를 생성하기 위해 윈도우 비교기(30)가 적응되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  17. 제2항에 있어서, 만약 상승 출력 신호(IOUT,i)가 제1 경계 레벨(SBH)에 도달한다면, 제1 동작 모드로부터 제2 동작 모드로 스위칭하기 위해 출력 단계(50i, 60i)를 제어하는 제1 모드 스위치 제어 신호(Ri)를 생성하기 위해, 그리고 만약 하강 출력 신호(IOUT,i)가 제2 경계 레벨(SBL)에 도달한다면 제2 동작 모드로부터 제1 동작 모드로 스위칭하기 위해 출력 단계(50i, 60i)를 제어하는 제2 모드 스위칭 제어 신호(Si)를 생성하기 위해, 모드 스위칭 제어 수단(30i)이 설계되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  18. 제1항 내지 제17항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 전원 모듈은 DC/DC 컨버터 모듈로서 구현되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  19. 제1항 내지 제18항 중의 어느 한 항에 있어서, 상기 전원 모듈은 DC/AC 인버터 모듈로서 구현되는, 스위칭 모드 전원 조립체.
  20. 솔라 셀(solar cell) 조립체에 있어서,
    솔라 셀의 출력 전압을 업-컨버팅하기 위한 부스트 컨버터를 포함하며,
    상기 부스트 컨버터 또는 상기 인버터, 또는 이 모두는 제1항 내지 제19항 중의 어느 한 항에 따른 스위칭 모드 전원 조립체(1)를 포함하는, 솔라 셀 조립체.
  21. 가스 방전 램프와 같은 램프를 구동하기 위한 구동기에 있어서,
    상기 램프를 위한 공급 전류를 생성하기 위한 DC/AC 인버터로서 제1항 내지 제19항 중의 어느 한 항에 따른 스위칭 모드 전원 전력체(1)를 포함하는, 구동기.
  22. 동작 제어 장치를 위한 작동기에 있어서, 제1항 내지 제19항 중의 어느 한 항에 따른 스위칭 모드 전원 조립체(1)를 포함하는, 작동기.
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