CN1898853B - 开关电源 - Google Patents

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Abstract

说明了开关电源组件(1)，包括至少两个相互并联的开关电源单元(10i)；每个电源单元(10i)具有输出级(50i，60i)，能够有选择地以其输出信号(IOUT，i)增加的第一模式操作，并以其输出信号(IOUT，i)减少的第二模式操作；控制设备(100)接收来自全部电源单元(10i)的模式开关控制信号；其中控制设备(100)，如果其发现两个电源单元之间的实际相位关系偏离最优的相位关系，其被设计为为至少一个电源单元(102)生成同步控制信号，有效地改变至少一个模式开关瞬间的计时，以减小实际相位关系于所述最优相位关系之间的偏离。

Description

开关电源
技术领域
本发明一般涉及开关电源。特别地，本发明涉及DC/DC变换级或DC/AC变换级，接收基本恒定的输入电压或电流并生成DC或AC输出电压或电流。本发明还涉及电流控制的开关放大器。下面，将以接收恒定输入电压并生成输出电流的示例说明本发明，但是这仅是作为举例而不是对本发明的限制。
背景技术
上述类型的开关电源都是公知的，并且它们的一些应用都可以在市场上买到。
在一个示例中，开关电源被实现为升压变换器，用于将太阳能电池组的输出电压(100V电压等级)变换为按约420V电压等级的更高的恒定DC电平，即比标准电源电压的最大电压更高。使用这种变换器可以将来自太阳能电池的能量转换为电源。
在另一个示例中，开关电源被实现为DC/AC逆变器，用于从DC电压中生成AC电流。这种逆变器可以被用在，例如，具有连接AC电源的输入并具有用于驱动照明的驱动器输出的照明驱动器上。这种驱动器典型地包括从交变的输入电压生成基本恒定的电压的级，后面有基于所述恒定电压生成的交变电流的级。
在又一示例中，开关电源被实现为用于在运动控制装置中驱动传动器的跨导放大器。
一般地说，开关电源已经被开发为特定的输出功率。一般地说，对于更高的输出功率，用在电源中的元件的尺寸应该更大。可以通过使用包括两个或多个并联的电源单元的电源组件避免这种情况。假使那样，每个独立的电源单元仅需要提供相对低的功率，这样独立的元件的尺寸可以相对小，这就意味降低成本。同样，一个优点可以是这种应用可以由已经被开发出来并被验正的低功率电源单元制成，而不需要开发全新的高功率变换器。此外，优点在于低功率电源单元易于制造，并且已经有了大量生产制品的设备。
使用多个并联的电源单元的另一个优点被认为事实上可能生成具有低纹波振幅的输出电流。图1示出了典型的电源输出电流I的时距图，在高电流级IH(线103)和低电流级IL(线104)之间连续地上升(线101)并下降(线102)。在足够大的时间刻度内，该电流可以被认为是具有数量IAV＝0.5·(IH+IL)，及具有纹波振幅0.5·(IH-IL)的恒定电流。
大体上，可以使电源组件的每个电源单元完全独立于其他全部电源单元而操作。然而，可能会发生单元同相操作，在这种情况下电源组件的全部输出电流的纹波振幅是独立电源单元的独立输出纹波振幅的总和。本发明的一般目的是使纹波尽量小。
此外，独立操作的单元的缺点是在输出电流中可能引起分谐波，即，信号变化具有等于两个单元的开关频率差的频率。本发明的另一目的是尽量防止这种次谐波。
因此，首选同步地操作电源单元，这样它们的输出峰值合拍均匀地分布。图2是示出了两个电源单元的情况的图，它们以180度的相位关系独立地提供输出电流I1和I2，。可以容易地看出，如果独立电流I1和I2具有相同的振幅，并且如果从低峰值到高峰值的增加率dI/dt等于从高峰值到低峰值的降低率dI/dt，合成的电流Itotal为基本恒定，没有纹波或仅有非常小的纹波。即使当所述独立电流不具有理想匹配时，典型地无论如何也会完成纹波振幅的缩减。
通常，当N低表电源单元的数量时，这些单元以360°/N度的相互相位关系理想地操作。
在电源组件中操作电源单元使得它们同步地但具有移位相位的操作被称为“交叉”操作。交叉操作与这里考虑的申请相关的领域已经在由J.S.Batchvarov et al，2000，I.E.E.E.31st Annual Power ElectronicsSpccialists Conference，第655页“interleaved converters based onhysteresis current control(基于滞后电流控制的交叉转换器)”的出版物中被提出。在该报告中，涉及两个转换单元的组件，转换单元中的一个具有主状态而另一个转换器具有从状态。该报告中提出的控制电路比较复杂。
发明内容
本发明的一般目的在于提供改进的电源组件。
特别地，本发明的重要目的在于提供包括以交叉方式操作的两个或多个电源单元，并且具有相对简单控制电路的电源组件。
在更早的未公开的专利申请中，同样的发明人提出了一种电源组件，其中每个电源单元为串联的下一个电源单元生成控制信号，并接收来自串联的前一电源单元的控制信号。最后一个电源单元为串联的第一个电源单元生成控制信号，由此电源组件的电源单元以环形结构布置。控制信号使得交叉操作自动地确定。特别地，控制信号使得延迟的电源单元的开关频率轻微地增长，而提前的电源单元的开关频率轻微地减少。更特别地，由电源单元生成的控制信号包括将被施加到参考电压上的斜坡电压。由此，其自动地确保连续的电源单元相对于其临近的单元具有实质上相同的相位差。尽管较早的解决方案运行情况较为满意，其缺点是，增加了复杂性，即，相比电源单元独立运行的电源组件，增加了元件的数量。
根据本发明的开关电源组件，包括：至少两个相互并联的开关电源单元；每个电源单元具有输出级，该输出级能够有选择地以第一模式操作和第二模式操作，其中在第一模式，输出信号增加，在第二模式输出信号减少；控制设备，接收来自全部电源单元的模式开关控制信号；其中所述控制设备)，如果其发现两个电源单元之间的实际相位关系偏离最优的相位关系，其被设计为为至少一个电源单元生成同步控制信号，有效地改变至少一个模式开关瞬间的计时，以便减小实际相位关系与所述最优相位关系之间的偏离。
另外，本发明提出一种开关电源组件，其包括：至少两个相互并联的开关电源单元；每个电源单元具有输出级用于生成输出信号，输出级能够有选择地以第一操作模式操作和第二操作模式操作，其中在第一操作模式输出信号增加，在第二操作模式，输出信号减少；每个电源单元具有模式开关控制装置，用于生成第一模式开关控制信号控制输出级从其第一操作模式转到其第二操作模式，并用于生成第二操作模式开关控制信号)控制输出级从其第二操作模式转到其第一操作模式；开关电源组件进一步包括具有输入的控制设备，接收来自全部电源单元的模式开关控制信号；其中控制设备被设计为确定一个电源单元的模式开关控制信号的相位和至少一个参考电源单元的模式开关控制信号的相位之间的最优相位关系；其中，控制设备被设计为将所述一个电源单元的模式开关控制信号与所述至少一个参考电源单元的模式开关控制信号比较；并且其中该控制设备，如果发现实际相位关系偏离于所述最优相位关系，其被设计为为所述一个电源单元和/或所述至少一个参考电源单元(生成同步控制信号，有效地分别改变所述一个电源单元和/或所述至少一个参考电源单元的至少一个模式开关瞬间的定时，以便减小实际相位关系和所述最优相位关系之间的偏离，以确保全部单元的交叉操作。
本发明的一个重要目的在于提供一种具有与较早提出的电源组件相同的优点的同时避免了所述电源组件的缺点。
根据本发明的一个重要方面，本发明的电源组件的电源单元由普通的控制设备控制，能够检测独立电源单元的相位关系，并被设计为为独立电源单元生成其控制信号，使得延迟电源单元的开关频率轻微的增长，而提前的电源单元的开关频率轻微地减少。
附图说明
本发明的这些或其他方面、特征和优点将参考附图，通过对根据本发明的电源组件的优选实施例的而进一步地说明，其中相同的参考数字代表相同或类似地部件，并且其中：
图1是示意地说明在小的时间刻度内的AC信号可以在大的时间刻度内产生恒定的信号的时距图；
图2是示意地说明两个信号的纹波部分相加可以相互补偿的时距图；
图3是示意地说明电源组件的框图；
图4是示意地说明电源单元的框图；
图5是示意地说明窗口比较器的操作的时距图；
图6A和6B是示意地说明边界生成器的时距图；
图7是示意地说明窗口比较器和门极驱动器的框图；
图8是示意地示出转换单元输出信号的相互关系，以便说明相位失配及同步补偿的时距图；
图9是示意地说明根据本发明的电源单元的细节的框图；
图10是示意地说明根据本发明的电源组件的框图；
图11是示意地说明图10的电源组件的操作的时距图。
具体实施方式
下面，除非特别说明，将以转换器组件的例子说明本发明。然而，需要注意的是这种说明并不是要将本发明仅限制为转换器；特别注意本领域技术人员将明白相同或类似的原理也可以应用到逆变器、放大器等上。
图3是示意地示出了包括多个并联的转换器单元10的转换器组件1的部分。下面，独立的转换器单元的部件将由同样的参考数字表示，通过下标1、2、3等区别，图3中仅示出了转换器单元101、102、103，但是组件1可以很容易通过增加转换器单元来加以扩充。此外，转换器组件1可以去除其中一个转换器单元，而仅包括两个转换器单元。
在下面的说明中，假定转换器单元10接收输入DC电压VIN并生成输出电流IOUT。每个转换器单元10i具有两个输入端11i和12i分别连接至电源电压线2a和2b，用于接收输入电压VIM，并且具有连接于输出线3的输出端13i，用于提供输出电流IOUT，i其中，i＝1、2、3…等。转换器单元10并联连接，即它们相应的第一输入端11i都一起连接至电源电压线2a，它们相应的第二输入端12i都一起连接至电源电压线2b，并且它们相应的输出端13i都一起连接至一个输出线3，输出线3连接至负载L。负载电流IL可以写作以下公式：
I L = Σ i = 1 N I OUT , i
其中，N是整数表示转换器单元10的全部数量，在图3的示例中N为3。
根据本发明的重要方面，每个转换器单元10i具有控制输入14i。此外，组件1包括控制设备100，具有多个控制输出134i，每个控制输出134i耦接至对应的相应转换器单元10i的控制输入14i。尽管控制设备100可以以硬件实现，控制设备100优选地以可编程设备实现，例如EPLD。
可以看出，转换器组件1的模块设计可以通过去除其中一个转换器单元而容易地修改。例如，在控制输出1342不连接的情况下，转换器单元102可以被去除。
同样，在增加的控制单元10x的控制输入14x被连接至另一个控制输出134x的情况下，控制组件1可以通过增加另一个转换器单元10x(在图3中未示出)而容易地扩充。
转换器单元的一般设计本身是已知的。已知的转换器单元的可能实施例，适用于作为本发明的转换器单元的基础，将参考图4说明。这个示例的转换器单元10包括半桥式开关放大器60，其核心由一对控制的开关61和62形成，通常以一对MOSFETS实现，串接在第一输入端11的一面用于连接至高电压级VHIGH和第二电源输入端12的另一面用于连接至低电压级VLOW之间。两个可控制开关61和62之间的点A通过串联的负载电感64连接至输出端13。图4中，这个示例中示出了连接至输出端13的负载L可以是电压源，例如可充电电池或，如图所示，标准电源。在这种情况下，输出端13的电压是由电源确定的恒定的。典型地，滤波电容器63并联至输出13。
可控制的开关61和62具有它们的分别连接至门极驱动器50的控制输出52和53的控制端。门极驱动器50被设计为以两个可能的操作状态操作。
·在第一操作状态中，门极驱动器50为可控制的开关61和62生成其控制信号，使得第一开关61处于其导通状态，同时第二开关62处于其关断状态。
·在第二操作状态中，门极驱动器50为可控制的开关61和62生成其控制信号，使得第二开关62处于其导通状态，同时第一开关61处于其关断状态。
门极驱动器50进一步被设计为防止可控制的开关61和62在任意时间同时导通。此外，门极驱动器50被设计为确保预定的最大开启时间和/或最大关闭时间是有关的。
这样，处于第一操作状态时，点A被连接至高电压级VHIGH，并且电流IH在第一电源输入端11和输出端13之间生成。通过电感64滤波，并且决定输出端13的电压级相对于高电源电压级VHIGH，这典型地导致上升输出电流IOUT，由图5中的线65a和65b表示。处于第二操作状态，点A被连接至低电压VLOW，并且电流IL在第二电源输入端12和输出端13之间生成。通过电感64滤波，这典型地导致减少的输出电流IOUT，由图5中线66a和66b表示。
可以看到在图4中的示出的设置中，输出电流IOUT能够过零并改变方向。同样可能操作驱动器50使得输出电流IOUT经常为正或负，即，不改变方向。在那种情况下，开关之一经常保持关，或可以由非可控制开关代替，或甚至可以由二极管代替。参考图4，假设电流为正(即，从第一电源输入端11流向输出端13)，并且第一开关61处于其导通状态而第二开关62处于其关断状态。然后，电流值将增加(如图5中线65b)当第一开关61接通其关断状态，而第二开关62保持其关断状态，具有减少的量的正电流从第二电源输入端12通过开关62的二极管流向输出端13。显然如果第二开关62由二级管代替可以达到同样的效果。同样如果第二开关62接通其导通状态同样的效果将会达到更有效。
输出电流IOUT例如可以通过输出电流感应器67测量，其生成代表测量的输出电流的信号SM，提供给窗口比较器30的测量的信号输入36。
窗口比较器30具有接收第一边界输入信号SBH的第一输入32，及接收第二边界输入信号SBL的第二输入33，其中第一边界级SBH比第二边界级SBL高。在下面，这两个边界级将被分别表示为高边界级SBH和低边界级SBL。
窗口比较器30比较分别在第一和第二输入32和33接收到的具有两个边界级SBH和SBL测量的信号SM。人们意识到，为了窗口比较器30能够比较具有边界级SBH和SBL的测量的输出信号SM，测量的输出信号SM应当具有相同的维度作为边界级，即，它们都应当为电流信号或电压信号。因此，如果例如边界级SBH和SBL都定义为电压域内的信号，输出传感器67应当提供其输出信号SM也作为在电压域内的信号。
参考图5，操作如下。假定测量的输出电流IOUT是在由边界SBH和SBL定义的窗口之间，并且门极驱动器50处于第一操作状态，使得输出电流IOUT上升，如图5中线65a所示。这种状况继续，直到在时刻t1时测量的输出信号SM变得与高边界级SBH相等。在那时，窗口比较器30为门极驱动器50生成其输出信号，使得门极驱动器50接通其第二操作状态。作为结果，输出电流IOUT减小，如图5中线66a所示。
这种状态继续，直到到t2时刻，到达低边界级SBL。则窗口比较器30为门极驱动器50生成其输出信号，使得门极驱动器50再次接通器操作状态，即，再一次进入第一操作状态，使得输出电流IOUT再一次上升，由图5中的65b表示。
在大于输出电流IOUT的周期的时间刻度中，输出电流IOUT具有平均值IOUT，AV大约对应于0.5·(SBH+SBL)，尽管IOUT，AV的确切值将取决于负载的性质。
在已知的转换器单元中，窗口比较器30具有分别连接至边界生成器20的输出22和23的输入32和33，边界生成器20具有耦接至转换器单元10的目标输入16的输入21。边界生成器20被设计为根据在其输入21被接收到的目标信号STARGET，在其输出22和23分别生成高边界级信号SBH和低边界级信号SBL。这可以以多个途径完成。在图6A说明的第一个示例性实施例中，边界生成器20适用于根据公式SBH＝STARGET+S1；SBL＝STARGET-S2生成其输出信号。其中，S1和S2为可以相等的常数值。这样，在这个示例中，如图6A所示，窗边界SBH和SBL仿效目标信号STARGET的形状。这个图还示出了由输出电流IOUT构成的合成波形。可见，平均值IOUT，AV基本上等于目标信号STARGET。
在图6B中说明的另一个示例性实施例中，边界生成器20假定高边界级SBH经常为正并且低边界级SBL经常为负。只要目标信号STARGET大于零，低边界级SBL具有小于零的常数值S2C，而高边界级S1被选择，使得S1和S2C的平均值对应于目标信号STARGET。当目标信号STARGET为负时，相反的情况被选中，即，高边界级SBH具有常数正值S1C，而低边界级SBL具有被选的值S2，使得S2和S1C的平均值对应于目标信号STARGET。在这种情况下，输出电流IOUT的平均值IOUT，AV将基本上对应于目标信号STARGET。
图7是示例地说明窗口比较器30和门极驱动器50的可能实施例的框图。在这个实施例中，窗口比较器30包括第一电压比较器37和第二电压比较器38，而门极驱动器50包括RS触发器57。第一比较器37具有耦接至窗口比较器30的第一输入32的反相输入，具有耦接至窗口比较器30的测量的信号输入36的非反相输入，并且具有耦接至RS触发器57的R输入的输出。第二比较器38具有耦接至窗口比较器30的第二输入33的非反相输入，具有耦接至窗口比较器30的测量的信号输入36，及具有耦接至RS触发器57的S输入的输出。RS触发器57的Q输出为第一开关61提供驱动信号，而RS触发器57的输出为第二开关62提供驱动信号。
上述说明说明了独立的转换单元10的操作。因而，上面给出的说明可以认为是现有技术。现在，将参考图8的两个转换器单元的输入信号的时间函数的时距图，作为示例，说明转换器组件中的多个转换器单元的协同操作。如图8中所示，水平线SBH和SBL表示两个转换器单元的边界级。曲线111表示第一转换器单元的第一输出信号。第一输出信号在t0时刻开始上升，在t1时刻达到高边界级SBH，然后在t2时刻下降至低边界SBL。第一输出信号在t3时刻再次达到高边界级SBH，然后在t4时刻下降至低边界SBL。该信号的基本周期P是P＝|t2-t0|。
虚曲线112表示在理想情况下第二转换器单元的第二输出信号的定时，当第一和第二输出信号具有正好相反的相位，或具有180度相位差的情况下：两个信号的总和将具有尽可能低的纹波。在这种理想定时中，第二转换器单元的第二输出信号具有在t0和t2之间的t5时刻的最低的峰值，并且在t1和t3之间的t6时刻具有最高的峰值。
假定第二转换器单元的所述第二输出信号被相对于所述理想情况延迟，该延迟的情况通过曲线113说明。可见所述第二输出信号113在t7＝t5+Δt5时刻到达低边界级SBL。
在发明人的较早报告中，对这种情况的校正是通过在边界级上增加坡度信号来实现的；在本发明中，采用不同的方法。
为了转换器单元10能够应用在根据本发明的转换器组件1中，如图3中所示，转换器单元10具有控制输入14，耦接至窗口比较器30的控制输入31，如图9的局部图中说明的。控制设备100被设计为以稍后说明的方式在其对应的控制输出134i生成同步控制输出信号SC，OUT。转换单元10的窗口比较器30被设计为响应于同步控制输出信号SC，OUT，为门极驱动器50生成其输出信号，以这种方式，同步控制输出信号SC，OUT优先于单元输出信号是否到达边界级之一的事实。
根据本发明，控制设备100监视转换器单元的输出信号的相对定时并且，在图8的示例中，找到在t7和t5之间的定时差Δt5。根据这个结果，控制设备100可以承担下面两个同步控制动作之一，但是优选地承担两个控制动作。
在第一控制动作中，控制设备100为第二转换器单元生成同步控制输出信号SC，OUT(2)，使得对应的门极驱动器50(2)在t8时刻从其第一操作状态切换到其第二操作状态，t8满足t8-t6＝Δt6＜Δt5，即，在第二转换器单元输出信号到达高边界级SBH之前，如果没有承担同步控制动作，这期望在时刻t9＝t6+Δt5发生。这将在两个转换器单元输出信号之间减小相位差或定时差，可以在图8中向下倾斜的第二输出信号(曲线部分113a)比(虚线)曲线部分113b较早的事实中看出，这示出了在没有同步控制动作将被承担的情况下，所期望的第二转器单元输出信号。
在第二控制动作中，控制设备100为第一转换器单元生成同步控制输出信号SC，OUT(1)，使得对应的门极驱动器50(1)在t10时刻从其第二操作状态切换到其第一操作状态，t10满足t10-t2＝Δt10＞0，即，在第一转换器单元输出信号在t2时刻达到低边界级SBL之后。这将在两个转换器单元输出信号之间减小相位差或定时差，可以在图8中向下倾斜的第二输出信号(曲线部分111a)比(虚线)曲线部分111b较早的事实中看出，这示出了在没有同步控制动作将被承担的情况下，所期望的第二转换器单元输出信号。
控制设备100在设置提前|t9-t8|和延迟|t10-t2|时具有一些自由度。需要注意的是，在图9中说明的同步控制动作之后，第一和第二控制单元输出信号之间的相位失配比不进行同步控制动作的相位失配少。原理上，由于控制设备100获得全部开关瞬间的信息，能够确切地计算出期望的开关瞬间及理想的开关瞬间，并且控制设备100能够以相位失配在一个步骤中补偿的方式生成其同步控制输出信号SC，OUT(1)和/或SC，OUT(2)。然而，这不是必需的，并且甚至可能带来过度补偿的风险，可能导致不稳定。因此，优选地，控制设备100被设计为以相位失配被部分地减少的方式生成其同步控制输出信号SC，OUT(1)和/或SC，OUT(2)。
例如，假定相位失配仅通过适应第一转换器单元输出信号111的同步补偿，通过延迟其从t2到t10的切换。必要的延迟Δt10可以如下计算 其中K是取决于相应的第一和第二转换器单元的输出信号的波形的常数因子。在严格三角形波形的情况下，相应的第一和第二转换器单元输出信号具有相互的恒等的波形，K等于信号的工作周期。在如上所述的优选实施例中，控制设备100被设计为以根据公式获得延迟Δt10的方式生成其第二同步控制输出信号SC，OUT(2)，其中K1＜K。例如，K1可以表示为预定的K：K1＝αK的百分比，α例如是10％。然而，以这种方式计算的Δt7包括比较复杂的乘法过程。优选地，延迟Δt10根据公式计算。其中，K2是预定义的常数因子，其被定义为比期望的工作周期K的最小值小，其取决于类似转换器单元的最小和最大输出和输出电压的操作状态。有利地，K2等于1/2或1/4或1/8或1/16等，因为被2、4、8、16等除可以通过移位寄存器等等容易地实现。
控制设备100的相应的控制输出134i可以是单独输出，并且相应的控制输出信号SC，OUT可以是表现为不同值以区别不同命令的信号。
例如，输出信号SC，OUT可以
·总是具有常数值，例如值零，只要开关瞬间就可以基于达到边界级之一的转换器输出信号确定；
·示出在t8时刻具有第一特征的信号脉冲，以便在转换器输出信号达到边界级之一之前触发开关；
·并且示出从t2时刻到t10时刻具有第二特征的信号脉冲，以便在转换器输出信号达到边界级之一之前延迟开关。
例如，第一特征可以是第一符号，而第二特征可以是反相符号。可选地，脉冲可以具有相同的符号不同的高度。可选地，脉冲可以具有相同的符号不同的持续时间。
可选地，第一特征可以与第二特征相同，其中只要信号相位在初始脉冲边缘(相应地，从零转换到HIGH或从零转换到LOW)后为HIGH或LOW，开关通常被禁止，并且其中开关总是通过脉冲的第二边缘(相应地，从HIGH返回至零或从LOW返回至零)被触发。
控制设备100的相应的控制输出134i还有可能实际上由两条线构成，一条线承载开关触发信号而另一条线承载开关禁止(延迟)信号。
同样，转换器单元10的控制输入14可以是单输入，或者包括两条输入线的输入，对应于控制设备100的配置，本领域技术人员能够了解。
比较图7，图10是仅包括两个转换器单元的示例性转换器组件的窗口比较器和门极驱动器的框图。在图10中，使用与如图7中相同的参考数字，用下标1或2来补充区别不同的转换器单元。分别来自比较器381和382的置位信号，被分别表示为S1和S2，而分别来自第一比较器371和372的复位信号，被分别表示为R1和R2。控制设备100具有输入121、122、123、124来接收所述置位和复位信号。
图11是时距图，示出了置位信号和复位信号分别作为关于测量的输出信号SM1和SM2的时间的函数。第一输出信号SM1在t11、t13、t15时刻达到高边界级，SBH引起触发开关从向上倾斜至向下倾斜的输出信号SM1的复位脉冲R1。第一输出信号SM1在t12、t14、t16时刻达到低边界级SBL，引起触发开关从向下倾斜到向上倾斜的输出信号SM1的置位脉冲S1。
同样，第二输出信号SM2在t21、t23、t25时刻达到高边界级SBH，引起触发开关从向上倾斜至向下倾斜的输出信号SM1的复位脉冲R2。第二输出信号SM2在t22、t24、t26时刻达到低边界级SBL，引起触发开关从向下倾斜到向上倾斜的输出信号SM2的置位脉冲S2。
假定第一输出信号SM1相对于第二输出信号SM2是初始滞后的。下面将说明通过延迟第二输出信号SM2来补偿第一输出信号SM1的延迟的控制设备100的操作。
为了同步第二转换器单元，控制设备100包括第一计时器功能，实现为由复位信号R1和R2触发的向上/向下计数器2312。假定计数器值为零。在t21时刻，计数器2312开始以特定的向上速度计数，由第二转换器单元102的第二复位信号R2触发。在t13时刻，计数器2312开始以等于向上速度的特定向下速度计数，由第一转换器单元101的第一复位信号R1触发；在t13时刻，计数器值是时间间隔t21-t13的持续时间的度量。在t23时刻，第二输出信号SM2达到高边界级SBH，但是这发生的太早以致于，在t23时刻，计数器2312仍具有剩余的大于零的计数值CR；该计数值CR是度量时间间隔t13-t23的持续时间和时间间隔t21-t13的持续时间的差。
控制设备100现在禁止第二触发器572的开关，如第二输出信号SM2连续地向上倾斜在t23时刻超过高边界级SBH所示。所以，每个转换器单元10i包括第一AND门141i耦接在第一电压比较器37i和触发器57i的复位输入之间。第一AND门1411[1412]具有一个输入接收来自第一电压比较器371[372]的复位信号R1[R2]的输入，并使其输出耦接至触发器571[572]的复位输入。第一AND门1411[1412]具有连接至控制设备100的第一同步控制输出134a1[134a2]的第二输入。
控制设备100具有第一延迟信号生成器241i，具有耦接至第一计数器231i的输入，其被设计为在相应的第一同步控制输出134ai生成第一延迟同步控制信号SCDH1[SCDH2]。第一延迟信号生成器241i被设计为只要相应的计数器231i的计数值不等于零，生成其第一延迟信号同步控制信号SCDH1[SCDH2]为LOW信号，并且只要相应的计数器231i不等于零，使其第一延迟同步控制信号SCDH1[SCDH2]为HIGH。这样，第二转换器单元102的触发器572仅当计数器2312在t31时刻到达零时，才复位。
第二输出信号SM2现在开始向下倾斜，但是其需要直到t32时刻使第二输出信号SM2降到高边界级SBH以下，此时来自第二转换器单元102的第一电压比较器372的输出信号R2从HIGH转到LOW。这个事件触发计数器2312再次开始计数。
在t23时刻，如之前说明的，控制设备100被设计为通过将剩余的计数值CR除以预定的常数因子K2。延迟的长度，即从t23至t32的时间间隔的持续时间，由t23时刻的计数器值CR/K2及计数器的向下计数速度确定。
上面说明的相对于第一转换器单元延迟第二转换器单元。为了相对于第二转换器单元延迟第一转换器单元，第一转换器单元101的第一计数器2311由第一复位信号R1触发向上计数，并且由第二复位信号R2触发向下计数。
上面说明了当相应的输出信号达到相应的高边界级SBH时，相对第一转换单元延迟第二转换单元(及相对第二转换单元延迟第一转换单元)。也可以当相应的输出信号达到相应的低边界级SBL时，延迟第一[第二]转换单元101[102]。所以控制设备100具有第二向上/向下计数器232i，由SET信号S1和S2触发，并且每个转换器单元10i具有在第二电压比较器38i和相应触发器57i的置位输入之间的第二AND门142i。第二AND门1421[1422]具有接收来自第二电压比较器381[382]的置位信号S1[S2]的输入，并且其输出耦接至触发器571[572]的置位输入。第二AND门1421[1422]具有连接至控制设备100的第二同步控制输出134b1[134b2]的第二输入。
控制设备100具有第二延迟信号生成器242i，使其输入耦接至第二计数器232i，被设计为生成在相应的第二同步控制输出134bi提供的第二同步延迟控制信号SCDLi。第二延迟信号生成器241i被设计为只要相应的计数器232i的计数值不等于零，生成其第二延迟同步控制信号SCDLi为LOW信号，并且一旦相应的计数器232i变为零，使其第二延迟同步控制信号SCDLi为HIGH。这样，第二转换器单元102的触发器572仅当计数器2322到达零时，才置位。
在高边界级SBL的操作类似于在高边界级SBH的情况下的延迟操作，则在此省略重复的说明。
参考图11，已经详细说明了相对于其他转换器延迟一个转换器单元。在优选实施例中，可以相对于其他转换器单元提前一个转换器单元。为此，每个转换器单元10i可以具有耦接在第一AND门141i和相应的触发器57i的复位输入之间的第一OR门161i(用于当相应的输出信号接近相应的高边界级SBH时提前时刻)，和/或耦接在第二AND门142i和相应的触发器57i之间的第二OR门162i(用于当相应的输出信号接近相应的低边界级SBL时提前时刻)。第一OR门161i具有一个输入，接收来自第一AND门的141i的输出信号，并且其输出连接触发器57i的复位输入。第二OR门162i具有接收来自第二AND门的142i的输出信号，并且其输出连接触发器57i的置位输入。第一和第二OR门161i和162i每个具有耦接至控制设备100的相应的同步控制输出134ci和134di的第二输入，其中控制设备100提供相应的第一和第二提前同步控制信号SCAHi和SCALi。
控制设备100被设计为监视来自窗口比较器的置位和复位信号的定时，并且，当其发现一个转换器单元相对于其他滞后时，以HIGH脉冲的形式计算提前同步控制信号SCAHi或SCALi的定时，直接地置位或复位相应的转换器单元的相应的触发器。
可选地，转换器组件1也可以在上述计数器和AND门都可以省略的情况下，仅具有相对于其他转换器单元提前一个转换器单元的功能。
上文中，本发明的要点已经以包括正好两个转换器单元的转换器组件的示例性实施例进行了说明。转换器组件的同样的要点应用的情况包括三个或更多转换器单元，那样，转换器单元可以被表示为10i，i范围1、2、3、4等。前面讨论的转换器单元101和102应用于每个连续的转换器单元10i和10(i+1)。
在仅有两个转换器单元的情况下，两个转换器单元的输出电流之间180度的相位差被认为是理想的，假定两个输出电流具有理想的波形。则，在相对图10和11讨论的示例性实施例中，计数器的向下计数速度选择等于计数器的向上计数速度，由此，在稳定状态的情况下，时间间隔t21-t12的持续时间基本等于时间间隔t13-t23的持续时间。在具有N转换器单元的实施例中，在稳定状态情况下，假定转换器组件中的全部转换器单元基本理想，两个相邻的转换器之间的理想的相位差为基本等于360°/N。如果每个计数器的向下计数速度等于其向上计数速度的(N-1)倍时，这可以实现。
为了确定转换器单元10i是否具有正确的相位，其输出信号可以与预定的其他输出信号之一进行比较。这样，作N次比较，并且目标相位差等于360°/N。然而，可以将一个转换器单元101作为参考单元，并将其他全部转换器单元10i(i≠1)的相位与这个转换器单元101的相位比较。这样，作N-1次比较，并且全部的目标相位差都不同。
本领域技术人员明白转换器组建的合成的全部输出电流，是全部独立转换器单元的独立输出电流的总和，将仅有很小的纹波幅值。
这样本发明成功地提供了开关电源组件，包括至少两个相互并联的开关电源单元；
每个电源单元具有输出级，能够有选择地以其输出信号增加的第一模式操作，并以其输出信号减少的第二模式操作；
控制设备接收来自全部电源单元的模式开关控制信号；
其中控制设备，如果其发现两个电源单元之间的实际相位关系偏离最优的相位关系，其被设计为为至少一个电源单元生成同步控制信号，有效地改变至少一个模式开关瞬间的计时，以便减小实际相位关系于所述最优相位关系之间的偏离。
本领域技术人员应当清楚，本发明不仅限于上面讨论的示例性实施例，可以在后面权利要求定义发明的保护范围内作出变化和修改。
例如，在上文中，以具有串联的两个可控制的开关61和62的转换器说明了本发明。然而，本发明不仅限于具有串联的两个可控制的开关的设备；如果仅有一个所属的开关是可控制的也是足够的。例如，参考图4，第二开关62可以由阴极定向点A的(非可控制的)二级管代替，或者第一开关61可以由阳极定向点A的(不可控)二极管代替(补偿型转换器)。由于这些类型的转换器都是已知的，本领域技术人员能够理解本发明的要点也可以应用在这种类型的转换器中。然而，要指出的是这种情况下转换器对应的电流是滞后控制的。例如，在第二开关62由其阴极定向点A的(不可控)二极管代替，滞后控制仅执行在接近等于高边界级的上升电流。下降的电流的低边界级通常为零。当发现下降的电流开始等于零时，可以以上述方式完成，但是在这个特殊情况下也可以以其他方式完成。
上文中，本发明说明了以半桥式配置的实现。然而，本领域计数人员能够理解本发明还可以以全桥式配置实现。
上文中，已经参考说明了根据本发明的设备的功能模块的框图，说明了本发明。能够理解这些功能模块中的一个或多个可以以硬件方式实现，其中该功能模块的功能由独立的硬件部件实现，但是这些功能模块中的一个或多个也可以以软件方式实现，由此该功能模块的功能可以通过计算机程序的一个或多个组合或例如微处理器、微控制器等的可编程设备实现。

Claims (22)

1.开关电源组件(1)，包括：至少两个相互并联的开关电源单元(10i)；
每个电源单元(10i)具有输出级(50i，60i)，该输出级能够有选择地以第一操作模式操作和第二操作模式操作，其中在第一操作模式，电源单元(10i)的输出信号(IOUT，i)增加，在第二操作模式，电源单元(10i)的输出信号(IOUT，i)减少；
控制设备(100)，接收来自全部电源单元(10i)的模式开关控制信号；
其中所述控制设备(100)，如果其发现两个电源单元之间的实际相位关系偏离最优的相位关系，其被设计为为至少一个电源单元(102)生成同步控制信号，有效地改变至少一个模式开关瞬间的计时，以便减小实际相位关系与所述最优相位关系之间的偏离。
2.开关电源组件(1)，包括：至少两个相互并联的开关电源单元(10i)；
每个电源单元(10i)具有输出级(50i，60i)用于生成输出信号(IOUT，i)，输出级(50i，60i)能够有选择地以第一操作模式操作和第二操作模式操作，其中在第一操作模式输出信号(IOUT，i)增加，在第二操作模式，输出信号(IOUT，i)减少；
每个电源单元(10i)具有模式开关控制装置(30i)，用于生成第一操作模式开关控制信号(Ri)控制输出级(50i，60i)从其第一操作模式转到其第二操作模式，并用于生成第二操作模式开关控制信号(Si)控制输出级(50i，60i)从其第二操作模式转到其第一操作模式；
开关电源组件(1)进一步包括具有输入(121、122、123、124)的控制设备(100)，接收来自全部电源单元(10i)的模式开关控制信号；
其中控制设备(100)被设计为确定一个电源单元(102)的模式开关控制信号的相位和至少一个参考电源单元(101)的模式开关控制信号的相位之间的最优相位关系；
其中，控制设备(100)被设计为将所述一个电源单元(102)的模式开关控制信号与所述至少一个参考电源单元(101)的模式开关控制信号比较；
并且其中该控制设备(100)，如果发现实际相位关系偏离于所述最优相位关系，其被设计为为所述一个电源单元(102)和/或所述至少一个参考电源单元(101)生成同步控制信号，有效地分别改变所述一个电源单元(102)和/或所述至少一个参考电源单元(101)的至少一个模式开关瞬间的定时，以便减小实际相位关系和所述最优相位关系之间的偏离，以确保全部单元的交叉操作。
3.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中控制设备(100)如果发现所述一个电源单元(102)相对滞后于所述最优相位关系，其被设计为为所述至少一个参考电源单元(101)生成延迟同步控制信号(SCDH1，SCDL1)，有效地延迟所述至少一个参考电源单元(101)的至少一个模式开关瞬间的定时。
4.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中控制设备(100)如果发现所述一个电源单元(102)相对滞后于所述最优相位关系，其被设计为为所述一个电源单元(102)生成提前同步控制信号(SCAH2，SCAL2)，有效地提前所述一个电源单元(102)的至少一个模式开关瞬间的定时。
5.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中控制设备(100)如果发现所述一个电源单元(102)相对早于所述最优相位关系，其被设计为为所述一个电源单元(102)生成延迟同步控制信号(SCDH2，SCDL2)，有效地延迟所述一个电源单元(102)的至少一个模式开关瞬间的定时。
6.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中控制设备(100)如果发现所述一个电源单元(102)相对早于所述最优相位关系，其被设计为为所述至少一个参考电源单元(101)生成提前同步控制信号(SCAH1，SCAL1)，有效地提前所述至少一个参考电源单元(101)的至少一个模式开关瞬间的定时。
7.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中控制设备(100)被设计为生成同步控制信号，使得相位失配能够在一个步骤中完全补偿。
8.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中控制设备(100)被设计为生成同步控制信号，使得相位失配能够通过预定的常数因子(K2)得以减少，其中该预定的常数因子(K2)小于电源单元(10i)的输出信号(IOUT，i)的占空比的希望最小值。
9.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中控制设备(100)被设计为计算所述一个电源单元(102)的输出信号(SM2)达到第一边界级(SBH)时的第一时间(t21)与所述至少一个参考电源单元(101)的输出信号(SM1)达到同一个第一边界级的第二时间(t13)的第一时间差(|t21-t13|)；
其中控制设备(100)被设计为计算所述第二时间(t13)与所述一个电源单元(102)的输出信号(SM2)再次达到所述第一边界级(SBH)时的第三时间(t23)之间的第二时间差(|t23-t13|)；
其中控制设备被设计为计算所述第一时间差(|t21-t13|)和所述第二时间差(|t23-t13|)之间的差；
其中控制设备(100)被设计为将所述计算出的差除以预定的因子(K2)以得到延迟时间(|t31-t23|)，其中该预定的常数因子(K2)小于电源单元(10i)的输出信号(IOUT，i)的占空比的希望最小值；
并且其中控制设备(100)被设计为为所述一个电源单元(102)生成延迟同步控制信号(SCDH2)，使得所述一个电源单元(102)在所述第三时间(t23)加上所述延迟时间延迟(|t31-t23|)计算出来的延迟开关时间(t31)切换其操作模式。
10.根据权利要求3的开关电源组件(1)，其中输出级(50i，60i)包括至少一个输入(R；S)，其耦接至AND门(141，142)的输出，该AND门(141，142)具有接收来自相应的模式开关控制装置(30i)的指令信号(R1；S1)的输入，并具有接收来自控制设备(100)的延迟同步控制信号(SCDH1，SCDL1)的另一个输入。
11.根据权利要求6的开关电源组件(1)，其中输出级(50i，60i)包括至少一个输入(R；S)，其耦接至OR门(161，162)的输出，该OR门(161，162)具有接收来自相应的模式开关控制装置(30i)的指令信号(R1；S1)的输入，并具有接收来自控制设备(100)的提前同步控制信号(SCAH1，SCAL1)的另一个输入。
12.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中全部电源单元(10)相互之间是相同的。
13.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中每个电源单元(10i)包括目标信号输入(16i)，全部电源单元的全部目标信号输入被并联连接至一个公用的目标信号源(STAGET)。
14.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中每个电源单元(10i)包括电流输出(13i)，全部电源单元的全部电流输出被并联连接至一个公用的组件输出源(3)。
15.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中每个电源单元(10i)包括第一电源输入(11i)和第二电源输入(12i)，全部电源单元的全部第一电源输入被并联连接至一个公用的高电压电源(VHIGH)，并且全部电源单元的全部第二电源输入被并联连接至一个公用的低电压电源(VLOW).
16.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中所述输出级(60i)包括：
两个可控制开关(61，62)串联耦接在第一电源输入(11)和第二电源输入(12)之间，在所述开关之间的点(A)耦接至输出端(13)；
开关驱动器(50)具有耦接至相应的开关(61，62)的控制输入的输出(52，53)，开关驱动器(50)能够以第一操作状态操作，该状态中生成其控制输出信号使得第二开关(62)不导通，而第一开关(61)处于其导通状态，并且能够以第二操作状态操作，该状态中生成其控制输出信号使得第一开关(61)不导通，而第二开关(62)处于其导通状态；
窗口比较器(30)具有高边界输入(32)和低边界输入(33)、耦接至所述开关驱动器(50)的控制输入(51)的控制输出(34)、以及耦接来接收来自所述电流传感器(67)的所述测量信号(SM)的测量信号输入(36)；
其中，窗口比较器(30)适用于生成第一控制信号指挥所述开关驱动器(50)，在所述下降测量信号(SM)变得与其低边界输入(33)的信号级(SBL)相等时，进入其第一操作状态，并且生成第二控制信号指挥所述开关驱动器(50)在所述上升测量信号(SM)变得与其高边界输入(32)的信号级(SBH)相等时，进入其第二操作状态。
17.根据权利要求2的开关电源组件(1)，其中模式开关控制装置(30i)被设计为生成第一模式开关控制信号(Ri)，如果上升输出信号(IOUT，i)达到第一边界级(SBH)则控制输出级(50i，60i)从其第一操作模式切换至其第二操作模式，并且生成第二模式开关控制信号(Si)，如果下降输出信号(IOUT，i)达到第二边界级(SBL)则控制输出级(50i，60i)从其第二操作模式切换至其第一操作模式。
18.根据前面任意权利要求的开关电源组件(1)，其中电源单元被实现为DC/DC转换器模块。
19.根据权利要求1-17任一所述的开关电源组件(1)，其中电源单元被实现为DC/AC变换器模块。
20.太阳能电池组件，包括升压转换器用于升压转换太阳能电池的输出电压，所述升压转换器的输出电压耦接至DC/AC变换器，其中所述升压转换器和所述变换器中的任一或全部，包括根据前面任意权利要求的开关电源组件(1)。
21.驱动器，用于驱动灯，包括：根据权利要求1-17任一所述的开关电源组件(1)，该开关电源组件作为DC/AC变换器，用于为灯生成电源电流。
22.运动控制装置的驱动传动器，包括根据权利要求1-17任一所述的开关电源组件(1)。
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