JP5047029B2

JP5047029B2 - 調光装置

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Publication number: JP5047029B2
Application number: JP2008081873A
Authority: JP
Inventors: 哲也谷川; 善宣村上
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2008-03-26
Filing date: 2008-03-26
Publication date: 2012-10-10
Anticipated expiration: 2028-03-26
Also published as: JP2009238520A

Description

本発明は、ＬＥＤを照明負荷とする位相制御方式の調光装置に関する。

従来、交流電源を用いて、白熱電灯やＬＥＤの照明負荷を調光する手段として、半導体スイッチ素子を用いた位相制御方式がよく用いられている。位相制御方式は一般に、商用交流電源と照明負荷との間に直列に接続されたスイッチング素子がオンする位相角（点弧位相角）を制御することにより照明負荷に供給する商用交流電圧の実効値を可変させて照明負荷を調光する制御方式である。

ところで、ＬＥＤを照明負荷とする照明器具では、複数の直列に接続されたＬＥＤ負荷の場合を含め、ＬＥＤに印加される電圧が、その順方向電圧Ｖｆ以上でなければ負荷電流が流れない。このため、図７（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すように、白熱灯照明負荷では、電源電圧の全周期が調光可能範囲となるのに対して、ＬＥＤ負荷の場合では、その調光範囲は、Ｖｆが低い場合は広くなり、Ｖｆが高い場合は狭くなり、ＬＥＤ素子の種類や直列に接続するＬＥＤ素子の数によって調光範囲が異なる。このため、ＬＥＤ照明器具においては、同じ調光率に基き、スイッチング素子のオン期間を同じとして調光しても、各種ＬＥＤ照明器具によってＬＥＤのオン期間が異なるので、調光レベルに差が生じる。従って、このような順方向電圧の異なるＬＥＤの照明負荷を同一の調光テーブルに基いて調光制御すると、調整範囲が狭くなり過ぎたり、広くなり過ぎるというような不具合が発生する。

これに対し、トライアックのオン期間を可変とすることでＬＥＤ照明器具への実効電力を可変し、入力電圧のゼロクロスとトライアックに流れる電流のゼロクロスとの時間差を計測し、計測された時間差に基づいて調光レベルとトライアックのオン期間の関係である調光テーブルを選択するようにした調光装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。しかし、この装置は、測定した時間差に対応するＬＥＤ照明器具毎の調光テーブルを用意して記憶しておく必要があるため、多くのＬＥＤ照明器具に対応する調光テーブルを記憶するためのＲＯＭ等の記憶容量が大きくなり、コストアップとなっていた。また、測定した時間差により調光テーブルのどれかを選択して調光を行うので、測定した時間差に対応する調光テーブルがない場合は各ＬＥＤ照明器具に合った最適な調光が困難であった。

また、トライアックを用いた調光方式であるため、オンタイミングしか点灯を制御できないので、起動時に電流オンタイミングを計測するまでに照明負荷の調光制御ができず、チラツキや強制フル点灯等の不具合が発生することがある。

例えば、図８（ａ）乃至（ｄ）に示すように、特に入力側に電源電圧平滑用のコンデンサが配置され、この平滑電圧によりＬＥＤが駆動されるコンデンサインプット型のＬＥＤ器具では、トライアックの電流位相が交流電源の電圧位相より進むので、同図（ａ）に示す交流入力電圧の波形に対して、同図（ｂ）のように、１００％点灯時の照明器具の負荷電流には、電圧より先にゼロクロスが発生する。従って、同図（ｃ）に示すように、電流オンタイミングの計測時に、トライアック制御信号を電圧ゼロクロスの手前から電流ゼロクロスを跨ってオンさせていまうと、次の電源周期が始まっているので、次の電流ゼロクロスまでオフしない。従って、同図（ｄ）のように、その電源周期は１００％のフル点灯になり、オンタイミングを計測できないことがある。
特開２００６−３２０３３号公報

本発明は、上記の問題を解決するものであり、ＬＥＤを照明負荷とする位相制御方式の調光装置において、順方向電圧の異なるＬＥＤ負荷毎の調光テーブルを不要にして調光し、調光テーブル記憶用のメモリ容量を削減することができる調光装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために請求項１の発明は、ＬＥＤを用いた照明負荷と、前記照明負荷と直列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン期間を可変とすることにより交流電源から前記照明負荷に供給される実効電力を可変とする位相制御回路と、を備えた調光装置であって、前記位相制御回路は、前記照明負荷の調光レベルに対応して前記スイッチング素子のオン期間を設定する調光レベル設定手段と、前記交流電源からの入力電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、前記照明負荷に流れる電流のオンタイミングを検出する電流オン検出手段と、前記ゼロクロス検出手段で検出されたゼロクロスと前記電流オン検出手段で検出されたオンタイミングとの時間差を計測する時間計測手段とを備え、前記調光レベル設定手段は、前記時間計測手段により計測された時間差に応じて前記スイッチング素子のオン期間が設定され、電流のオンタイミングとなる位相角を最小の調光レベルとし、電流のオンタイミングとなる位相角を１８０度から減算した位相角を最大の調光レベルとし、前記電流オン検出手段は、前記照明負荷と直列に配設されたダイオードのオン電圧を基にオンタイミングを検出するものである。

請求項２の発明は、請求項１に記載の照明装置において、電流オンタイミングを検出している状態では、照明負荷への実効電力を漸増させながら供給するものである。

請求項１の発明によれば、照明負荷毎に最小の調光レベルと最大の調光レベルを自動的に検出できるので、予め調光レベルの最小と最大に基いて算出される調光制御のための調光制御曲線を決めておくことにより、最小と最大の調光レベルを検出の都度、調光制御曲線を算出して調光制御することができる。これにより、順方向電圧の異なるＬＥＤを用いた照明負荷に対して、照明負荷毎の調光テーブルを記憶しておく必要がなく、メモリ容量を低減でき、低コスト化できる。

また、請求項１の発明によれば、ダイオードはオン電圧が通常１Ｖ前後と低く、ダイオード電流に対する変動も少なく、オン電圧以上あればすぐに導通するので、電流検出が容易であると共に、負荷電流が大きく流れた場合でも、抵抗による電流検知に比べ、安定に検知でき、かつ電力消費を小さくできる。

請求項２の発明によれば、電流オンタイミングを過ぎて電力を供給しないようにできるので、検出状態と点灯状態との切替がスムーズに行われ、切替タイミングの遅れによるチラツキや電流オンタイミングを過ぎて電力供給することによる過大電流を防止することができる。

以下、本発明の第１の実施形態に係る調光装置１について、図１乃至図３を参照して説明する。図１は、本実施形態の調光装置１の電気ブロック構成を示す。本実施形態の調光装置１は、交流電源２から電力供給を受けるＬＥＤを用いた照明負荷３と、照明負荷３と直列に接続されたＦＥＴ（電圧効果型トランジスタ）（スイッチング素子）４と、ＦＥＴ４のオン期間を可変とすることにより交流電源２から照明負荷３に供給される実効電力を可変とする位相制御回路５とを備える。照明負荷３は、位相制御回路５による交流電源２の位相制御に基いて点灯制御される。ＦＥＴ４は、位相制御回路５からの制御信号によりオンオフされ、オンのときのみ照明負荷３に交流電源２を供給する。また、ＦＥＴ４としては、例えば、ＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。本実施形態は、照明負荷３に位相制御された交流電源２の入力電圧を印加して点灯制御する位相制御型の調光装置である。

位相制御回路５は、調光レベル設定部（調光レベル設定手段）６と、ゼロクロス検出部（ゼロクロス検出手段）７と、電流オン検出部（電流オン検出手段）８と、タイマ（時間計測手段）９と、制御部１０とを備える。

調光レベル設定部６は、調光用ボリュームや調光信号に基いて照明負荷３の調光率を設定する。また、調光レベル設定部６は、調光率が設定されると、指定された調光率に基いてＦＥＴ４のオン期間を設定し、調光レベルを設定する。

ゼロクロス検出部７は、交流電源２からの入力電圧のゼロクロスタイミング（以下、ゼロクロスという）を検出する。このゼロクロスの検出は、入力電圧の正弦波形の正電圧時と負電圧時にそれぞれ動作するスイッチング回路を形成し、それらのスイッチング動作が切り替わるときを検出して行うことができる。

電流オン検出部８は、照明負荷３に流れる電流のオンタイミングを検出する。この電流のオンタイミングを検出は、ＦＥＴ４と接地間に抵抗を接続し、照明負荷３の負荷電流が流れたときに、抵抗の両端電圧を測定することにより得られる。また、タイマ（時間計測手段）９は、ゼロクロス検出部７により検出されたゼロクロスと電流オン検出部８により検出されたオンタイミングの各時間を測定し、それらの時間差を計測する。

制御部１０は、マイコンを備え、位相制御回路５全体を制御する。また、制御部１０は、調光レベル設定部６で設定された調光率の指示に基いて、位相制御のためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、このＰＭＷ信号によりＦＥＴ４をスイッチング駆動する。ＰＷＭ信号は、ゼロクロス検出部７により検出されたゼロクロスのタイミングをスタート点とするパルス信号であり、このパルス信号のオンオフによりＦＥＴ４がスイッチング駆動される。また、ＦＥＴ４がオンする導通期間には、交流電源２からの入力電圧が照明負荷３に供給され、入力電圧が照明負荷３のＬＥＤの順方向電圧Ｖｆを越えた期間だけ、ＬＥＤが点灯される。

ここで、図２（ａ）〜（ｆ）を参照して、位相制御回路５による調光制御の動作について説明する。図２（ａ）は、交流電源２の入力電圧の正弦波形を示し、この入力電圧を基に、ゼロクロス検出部７は、入力電圧の半周期毎にゼロクロスを検出して、同図（ｂ）に示すように、パルス波形のゼロクロス検出信号を生成する。タイマ９は、このゼロクロス検出信号に基いて、ゼロクロスの時間ｔ１〜ｔ３を測定する。同図（ｃ）は、ＦＥＴ４か常時オンの場合の照明負荷３の負荷電流波形を示す。この波形は、照明負荷３のＬＥＤの導通波形を示し、ＬＥＤの順方向電圧Ｖｆまたは複数ＬＥＤの合成順電圧以上の電圧が印加された期間のみ流れる電流波形を示している。同図（ｄ）は、電流オン検出部８により検出された電流オン検出信号のパルス波形を示し、この電流オン検出信号のパルス幅は、照明負荷３のＬＥＤにおける負荷電流が流れる最大時間幅（ｔａ〜ｔｂ）と略一致している。ここで、ｔｂをＬＥＤの電流が流れなくなる電流オフタイミングという。制御部１０は、この電流オン検出信号の立ち上がりを基に、タイマ９により照明負荷３に流れる電流オンタイミングｔａを検出することができ、ゼロクロス検出部７で検出されたゼロクロス点（ここでは、ｔ１）から、この電流オンタイミングｔａまでの時間差Ｔａ（＝ｔａ―ｔ１）を検出する。ここで、この時間差Ｔａに対応する入力電圧周期における位相角をθａで表す。同図（ｅ）は、制御部１０から出力されるＰＷＭ信号を示し、このＰＷＭ信号がハイのとき、ＦＥＴ４がオンされる。これにより、このＰＷＭ信号がＦＥＴ４に印加されると、このＰＷＭ信号のオン期間Ｔｃ（＝ｔｃ−ｔ１）のみＦＥＴ４がオンとなる。ここで、このオン期間Ｔｃの入力電圧周期における位相角をθｃで表す。同図（ｆ）は、オン期間Ｔｃにおいて導通されるＬＥＤに供給される負荷電流を示す。即ち、この負荷電流は、ＰＷＭ信号によりスイッチングされたＦＥＴ４のオン期間Ｔｃのうち、電流オンタイミングｔａからＰＷＭ信号がオフする時間ｔｃまで照明負荷３のＬＥＤに流れる電流を示し、この期間にＬＥＤが点灯される。また、ＰＷＭ信号は、調光レベル設定部６で設定された調光率によりそのオン期間Ｔｃが決定され、ユーザがボリューム等で調光率を変えることにより、ＰＷＭ信号のオン期間Ｔｃが変化され照明負荷３が調光制御される。

ここで、図３（ａ）（ｂ）（ｃ）を参照して、制御部１０によるゼロクロスと電流オンタイミングの時間差Ｔａに基づく調光制御について説明する。図３（ａ）は、入力電圧の半周期（位相角１８０°）の波形を示し、同図（ｂ）は、同じ半周期におけるＬＥＤの負荷電流波形を示し、同図（ｃ）は、入力電圧の半周期におけるＰＷＭ信号を示す。このＬＥＤの負荷電流波形は、入力電圧が正弦波であるので、位相角９０°の位置を中心として、略左右対称になる。従って、電流オンタイミングｔａと、電流オンタイミングｔａとなる位相角θａを１８０°から減算した位相角θｄ（＝１８０°−θａ）のタイミングは、ＬＥＤが流れなくなる電流オフタイミングｔｂとなり、ｔａとｔｂは位相角９０°の時間軸上の位置に対して対称となり、ｔａ〜ｔｂの期間のみＬＥＤが導通する。従って、位相角θａと位相角θｄは、ＬＥＤを導通させるための最小と最大の位相角となる。また、Ｔａが分かれば、ＬＥＤの全導通期間（ｔａ〜ｔｂ）を求めることができる。

これにより、調光レベル設定部６は、タイマ９により計測された時間差Ｔａに基いて、電流オンタイミングｔａとなる位相角θａを最小の調光レベルとし、位相角θａを１８０度から減算した位相角（１８０−θａ）を最大の調光レベルとして、調光レベルの範囲を設定することができる。従って、調光レベル設定部６は、最小の調光レベルと最大の調光レベルを、調光率０％と１００％に対応させることにより、調光率によって調光レベルを最小と最大に可変させることができる。制御部１０は、調光率に対応するオン期間Ｔｃに基いてオンするＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号によりＦＥＴ４をオンオフしてＬＥＤを調光制御する。従って、調光レベル設定部６により、調光率とオン期間Ｔｃとの関係を予め定めた調光制御曲線等を設定しておくことにより、時間差Ｔａが変わっても、制御部１０が自動的に調光制御曲線に基いて調光率に基くオン期間Ｔｃを得ることができ、ＬＥＤの調光範囲が狭過ぎたり、広過ぎたりすることを防止して、Ｖｆの異なる各種ＬＥＤに対応して最適に調光制御を行うことができる。

ここで、検出された時間差Ｔａに基く、ＰＷＭ信号のオン期間の補正方法について説明する。ここでは、予め設けた調光率とＰＷＭ信号のオン期間との関係を示す基準の調光テーブルを基に、時間差Ｔａの大きさに対応してＰＷＭ信号のオン期間を補正する。この基準の調光テーブルは、予めメモリーを含むマイコンにより、基準とする調光テーブルとして、電流オンタイミングが入力電圧のゼロクロスと一致する場合（例えば、白熱電灯のような場合）の指示された調光率とＰＷＭ信号のオン期間Ｔ_０とを関係付けた基準調光テーブルを用意して記憶しておく。この基準調光テーブルの例を下記表１に示す。

表１は、交流電源２の周波数が５０Ｈｚの場合の指示された調光率とＰＷＭ信号のオン期間Ｔ_０を関連付けた調光データを示す。交流電源２の周波数が５０Ｈｚにより、入力電圧の半周期は１０ｍｓとなる。この表１の調光率とＰＷＭ信号のオン期間は、調光率とＰＷＭ信号のオン期間との関係を示す予め決められた調光制御曲線等に基いて設定することができる。

ここでの補正は、検出された時間差Ｔａに基いて、表１の基準調光テーブルのＰＷＭ信号のオン期間Ｔ_０を補正することにより行う。このＴ_０を補正したオン期間をＴｃとすると、補正オン期間Ｔｃは、式１で表される。

また、上記表１は、電流オンタイミングｔａが入力電圧のゼロクロスｔ１と一致する場合を示すので、ＬＥＤの場合、電流オンタイミングｔａが入力電圧のゼロクロスｔ１からずれた分、即ち、時間差Ｔａの分だけ補正する。また、この補正は、負荷電流の波形が９０°に関して対称なので、１／４周期で考えると、補正オン期間Ｔｃは、ＬＥＤの照明負荷の導通期間（５−Ｔａ）を、表１の時間差Ｔａがゼロの場合の１／４周期のオン期間（５ｍｓ）との比に調光率毎のＴ_０を掛けて、さらにＴａを加算することにより得ることができる。また、交流電源２の周波数が６０Ｈｚ（周期が１．２分の１だけ短くなる）の場合は、次の式２で同様に得ることができる。

これにより、時間差ＴａによりＬＥＤ負荷におけるＰＷＭ信号のオン期間Ｔｃが計算され、調光レベル設定部６は、タイマ９により計測された時間差Ｔａに応じてＦＥＴ４のオン期間Ｔｃが設定される。また、調光レベル設定部６は、電流のオンタイミングとなる位相角θａ（時間差Ｔａ）を最小の調光レベルとし、この位相角θａを１８０度から減算した位相角θｂを最大レベとして設定することが可能となる。これにより、照明負荷３のＬＥＤデバイスが変わったとき、例えば、ＬＥＤが直列に接続される数が異なる場合や、ＬＥＤの種類が異なる場合に、合成のＶｆも含めＬＥＤの順方向電圧Ｖｆが変わった場合においても、電流オンタイミングと入力電圧のゼロクロスとの時間差Ｔａに基き、式１又は式２を用いてＰＷＭ信号のオン期間を簡単に補正して使用できる。従って、ＬＥＤデバイス毎に調光テーブルを設ける必要がなく、調光テーブルは、少なくとも基準の調光テーブル１つでよい。また、基準調光テーブルを補正するだけで、ＰＷＭ信号のオン期間を圧縮した調光テーブルが得られるため、時間差Ｔａにより調光範囲が過大、過小になることはない。

このように、本実施形態によれば、ＬＥＤの照明負荷毎に最小の調光レベルと最大の調光レベルを自動的に検出できるので、予め調光レベルの最小と最大に基いて算出される調光制御のための調光制御曲線を決めておくことにより、最小と最大の調光レベルを検出の都度、調光制御曲線を算出して調光制御することができる。これにより、順方向電圧Ｖｆの異なるＬＥＤを用いた照明負荷３に対して、照明負荷３毎の調光テーブルを記憶しておく必要がなく、メモリ容量を低減でき、低コスト化できる。

また、本実施形態では、スイッチング素子としてＦＥＴ４を用いているため、ＰＷＭ信号のオンオフによりＦＥＴ４は、電流のオンタイミングと共にオフタイミングも制御され、トライアックのようにオンタイミングしか制御されないことはない。従って、トライアックを用いた場合のように、起動時に電流オンタイミングを計測するまでに照明負荷３の調光制御ができず、入力電圧がコンデンサで平滑された平滑電圧によりＬＥＤが駆動される場合でも、チラツキや強制フル点灯等の不具合が発生するようなことがなくなる。

次に、本発明の第２の実施形態に係る調光装置について、図４を参照して説明する。本調光装置１は、前記実施形態と同様の構成を成し、電流オン検出部は、ＬＥＤ（照明負荷）と直列に配設されたダイオードのオン電圧を基にオンタイミングを検出するするものである。

本調光装置１においては、照明負荷３は複数の直列ＬＥＤを備え、ＦＥＴ４は、２個のＦＥＴ４１、４２が互いに並列に、かつ逆向きに配設されて形成されている。ＦＥＴ４１、ＦＥＴ４２は、それぞれに直列に接続された電流検出用のダイオードＤ１、Ｄ２を介して接地され、各ダイオードＤ１、Ｄ２は、照明負荷と直列に配置されている。ダイオードＤ２のアノード側は、マイコンからなる制御部１０の電流検知端子に接続され、このダイオードＤ２は、オンタイミングを検出する電流オン検出部８となる。なお、ダイオードＤ１は、ここでは回路のバランンスを取るために挿入されている。ＦＥＴ４１，４２のゲートには、制御部１０から調光制御用のＰＷＭ信号が共に印加され、各ＦＥＴ４１，４２がＰＷＭ信号により同期してスイッチングされる。このとき、ＦＥＴ４２の導通とともに、ダイオーＤ１にＬＥＤ３の導通電流が流れる。これにより、ダイオードＤ２がオンすると、このオン電圧の有無を基に制御部１０がタイマ９によるタイミング測定によりオンタイミングを検出する。

また、ダイオードＤ２のオン電圧は、ダイオード電流に対する変動が少なく、照明負荷３に流れる電流が５ｍＡ〜５Ａのように大きく変動しても、オン電圧は０．５Ｖ〜１．１Ｖ程度の小さな変化しかないので、制御部１０により直接その出力を読み取ることができる。従って、従来の抵抗を用いる検出方法では、負荷に流れる電流に比例して、電流検出電圧が大きくなるため、制御部１０の入力最大電圧を超えて制御部１０を劣化させことがあったが、ダイオードＤ２のオン電圧を電流検出に用いることにより、安定した電流検知が可能となる。また、抵抗による検知では、負荷電流が小さい状態で検知感度を上げようとすると、電圧降下を大きくするため、過大な抵抗を必要とするが、ダイオード検知では、ダイオードの導通電圧が低く、オン電圧以上あればすぐに導通することにより電流を容易に検出でき、過大な抵抗を必要としない。

このように、本実施形態によれば、ダイオードのオン電圧は低く、ダイオード電流に対する変動が少ないので、オン電圧以上あればすぐに導通して検出でき、検出が容易であると共に、負荷電流が大きく流れた場合でも、抵抗による電流検知に比べ、安定に検知でき、かつ電力消費を小さくできる。

次に、本発明の第２の実施形態の変形例に係る調光装置について、図５を参照して説明する。本変形例は、スイッチング素子のＦＥＴ４と並列に他のスイッチング素子のＦＥＴ４３と電流検出用抵抗Ｒ１との直列回路を配設し、電流検出用抵抗Ｒ１の両端電圧を基にオンタイミングを検出するものである。

本変形例においては、ＦＥＴ４は、一端がともに接地され、互いに並列にかつ逆接続された２個のＦＥＴ４１、ＦＥＴ４２を備え、これらＦＥＴ４１、ＦＥＴ４２は、それぞれ交流電源２と照明負荷３に直列に接続されている。また、これらＦＥＴ４１，４２と並行に、逆流防止用のダイオードＤ３とＦＥＴ４３と電流検出用抵抗Ｒ１との直列回路が接続されている。また、ＦＥＴ４３のソース及びゲート間は直列の抵抗Ｒ２、Ｒ３で接続され、ＦＥＴ４３のドレイン側は電流検出用抵抗Ｒ１で接地されている。電流検出用抵抗Ｒ１の出力電圧は、制御部１０の電流検知端子に入力されている。また、抵抗Ｒ２、Ｒ３の交点と接地間に、ＦＥＴ４４のドレインとソースが接続され、ＦＥＴ４４のゲートには、制御部１０からの電流オンタイミングを検知する検知用ＰＷＭ信号が入力される。また、照明負荷３の点灯時には、制御部１０は点灯用のＰＷＭ信号をＦＥＴ４１、４２に同期して印加する。ここでは、ＦＥＴ４１，４２に流れる電流ルートをメイン電流ルートと呼び、ＦＥＴ４３に流れる電流ルートをサブ電流ルートという。

制御部１０は、先ず、点灯用のＰＷＭ信号をオフしてＦＥＴ４１，ＦＥＴ４２のメイン電流ルートをオフにしておき、検知用ＰＷＭ信号をＦＥＴ４４のゲートに印加して、ＦＥＴ４４を導通させ、このＦＥＴ４４の導通により、ＦＥＴ４３をオンさせる。このＦＥＴ４３の導通により、照明負荷３のＬＥＤに電流が流れる。この電流の流れをサブ電流ルートと呼ぶ。このサブ電流ルートにおける電流の流れにより、抵抗Ｒ１に電圧降下が発生し、この電圧降下により、制御部１０は、ＬＥＤが導通した電流オンタイミングを検出でき、このオンタイミングを検知すると、すぐにＦＥＴ４４をオフし、サブ電流ルートを遮断して、負荷電流が流れるルートをメイン電流ルートに切り替える。

本変形例によれば、電流オンタイミング検出後は、サブ電流ルートをオフするので、ＦＥＴ４１，４２に電流検出用のために、直列のダイオードや抵抗などの電力消費部品を必要としないため、ＦＥＴ４１，４２の駆動時における消費電力を低減することができる。また、出力された電力をすべて照明負荷３に消費させることができ、電源効率が良い。

次に、本発明の第３の実施形態に係る調光装置について、図６（ａ）〜（ｆ）を参照して説明する。本調光装置は、前記実施形態において、電流オンタイミングを検出している状態では、照明負荷への実効電力を漸増させながら供給するものである。図６（ａ）〜（ｃ）は、前記図２（ａ）〜（ｃ）と同様であるので、説明は省略する。図６（ｄ）は、本調光装置１におけるオン電流検知の状態における電流検知用のＰＷＭ信号のパルス幅が漸増させていく状態を示す。このＰＷＭ信号をｔ１〜ｔ７の時間経過と共に漸増して行き、徐々にＦＥＴ４のオン期間幅を広げて行く。そして、ｔ６後に、照明負荷の電流が流れるオンタイミングをわずかに越えると、同図（ｅ）に示すように、わずかな負荷電流が流れ、この負荷電流により電流検知が行われ、同図（ｆ）に示す電流検出信号が電流オン検出部８により発生される。制御部１０は、この電流検出信号によりオンタイミングの検知が終わると、電流検知用ＰＷＭ信号を停止し、点灯用のＰＷＭ信号に切り替えて調光制御がスタートする。

このように、本実施形態によれば、電流オンタイミングを検出している状態では、検出するまでＦＥＴのオン期間をゼロから漸増させていくことで、照明負荷に電流が流れることが殆ど無く、また、電流オンタイミングを過ぎて電力を供給しないようにできる。これにより、検出状態と点灯状態との切替がスムーズに行われ、切替タイミングの遅れによるチラツキや電流オンタイミングを過ぎて検出電力を供給することによる過大電流を防止することができる。

なお、本発明は上記各種の実施形態の構成に限定されるものではなく、発明の趣旨を変更しない範囲で適宜に種々の変形が可能である。例えば、本実施形態では、スイッチング素子をＦＥＴとしたが、ＦＥＴ以外のトライアックなど、他のスイチング素子を用いてもよい。また、複数個の調光テーブルを持ち、電源周波数や電流オンタイミングによって参照するテーブルを異ならせてもよい。また、検出した時間差を基に予め時間差に対応するＬＥＤの種類とその発光効率等の性能仕様を記憶しておき、各ＬＥＤの発光効率等を加味した調光レベルを算出することにより、ＬＥＤの種類が変わっても明るさ状態が大きく変わらないように照明することもできる。

本発明の第１の実施形態に係る調光装置の電気構成図。（ａ）は上記装置における入力電圧を示す図、（ｂ）は同ゼロクロス検出信号を示す図、（ｃ）はＦＥＴが常時オンの場合の負荷電流を示す図、（ｄ）は同電流オン検出信号を示す図、（ｅ）は同ＰＷＭ信号を示す図、（ｆ）は（ｅ）のＰＷＭ信号で制御された負荷電流を示す図。（ａ）は図２（ａ）の拡大図、（ｂ）は図２（ｃ）の拡大図、（ｃ）は図２（ｅ）の拡大図。本発明の第２の実施形態に係る調光装置の電気構成図。本発明の上記第２の実施形態の変形例の電気構成図。本発明の第３の実施形態に係る調光装置を説明するための波形図。従来の課題を説明するための波形図。従来のトライアックを用いたときの課題を説明するための波形図。

符号の説明

１調光装置
２交流電源
３ＬＥＤ（照明負荷）
４、４１，４２，４３，４４ＦＥＴ（スイッチング素子）
５位相制御回路
６調光レベル設定部（調光レベル設定手段）
７ゼロクロス検出部（ゼロクロス検出手段）
８電流オン検出部（電流オン検出手段）
９タイマ（時間計測手段）
１０制御部
Ｄ２ダイオード
Ｒ１電流検出用抵抗

Claims

ＬＥＤを用いた照明負荷と、前記照明負荷と直列に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン期間を可変とすることにより交流電源から前記照明負荷に供給される実効電力を可変とする位相制御回路と、を備えた調光装置であって、
前記位相制御回路は、
前記照明負荷の調光レベルに対応して前記スイッチング素子のオン期間を設定する調光レベル設定手段と、
前記交流電源からの入力電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
前記照明負荷に流れる電流のオンタイミングを検出する電流オン検出手段と、
前記ゼロクロス検出手段で検出されたゼロクロスと前記電流オン検出手段で検出されたオンタイミングとの時間差を計測する時間計測手段とを備え、
前記調光レベル設定手段は、前記時間計測手段により計測された時間差に応じて前記スイッチング素子のオン期間が設定され、電流のオンタイミングとなる位相角を最小の調光レベルとし、電流のオンタイミングとなる位相角を１８０度から減算した位相角を最大の調光レベルとし、
前記電流オン検出手段は、前記照明負荷と直列に配設されたダイオードのオン電圧を基にオンタイミングを検出することを特徴とする調光装置。
電流オンタイミングを検出している状態では、照明負荷への実効電力を漸増させながら供給することを特徴とする請求項１に記載の調光装置。