JP2006172883A - 放電等点灯装置及び照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電力の一定制御を行い、しかも、動作周波数の変化に対しても対応する。
【解決手段】ハーフブリッジ形インバータ回路５のＦＥＴ２，３の直列回路にインピーダンス６を直列に介挿する。ＦＥＴ３とインバータ電流検出のためのインピーダンス６との直列回路に、インダクタ９、放電ランプ１０及び予熱用コンデンサ１１からなる共振負荷回路７を並列に接続し、放電ランプのフィラメント電極１０ａ，１０ｂの一端間に、ランプ電圧検出のための分圧抵抗１２，１３の直列回路を接続する。検出したインバータ電流とランプ電圧をＡ／Ｄ変換器１４により、所定の位相、例えば、インバータ回路のスイッチング極性が切り替わる変化点においてサンプリングし、ＣＰＵ１５で乗算してランプ電力に相当する値を得、この値が基準値になるようにスイッチング周期とデューティを決め、インバータ回路をスイッチ動作する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、放電等点灯装置及びこの放電灯点灯装置を設けた照明装置に関する。

従来、放電灯に流れるランプ電流を検出するランプ電流検出手段と、放電灯に印加される電圧を検出するランプ電圧検出手段と、この各検出手段の検出出力を所定のサンプリング周期にてデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、このデジタル変換された検出出力に応じてインバータ手段の出力制御のための基準値を演算する演算手段と、この演算された基準値に基づいてインバータ手段の出力制御を行う制御手段を備えたものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開平１０−４１０７９号公報

放電灯点灯装置では、一般的に、点灯周波数により出力を制御する方法が採用されている。このような制御に上述したサンプリング方式を採用すると、サンプリング周波数が一定になっているため、インバータ手段の動作周波数が固定されている状態では決まった位相で検出値を取り込むことができるが、出力を制御するために動作周波数を変化させると、異なる位相での検出値になる。異なる位相で取り込んだ検出値は、最大値、最小値、平均値などの代表値にはならず、扱いにくい。サンプリング周波数をインバータ手段の動作周波数よりも充分高くし、動作周波数の半サイクルにおいて複数回サンプリングすれば、検出値を使用して平均値や実行値などを計算することはできるが、高速のＡ／Ｄ変換が要求されるなど、装置全体が複雑で高価になり、実用上問題がある。
本発明は、動作周波数が変化しても出力電力の一定制御ができ、しかも、制御が簡単な放電灯点灯装置及び照明装置を提供する。

本発明は、直流電源に接続され、駆動手段によりスイッチ素子をスイッチング動作して高周波電力を出力する、ハーフブリッジ形インバータ回路などのインバータ回路と、このインバータ回路の出力端に接続された、放電ランプ、インダクタ及びコンデンサを含む共振負荷回路と、インバータ回路の動作により流れる回路電流を検出する回路電流検出手段と、放電ランプのランプ電圧を検出するランプ電圧検出手段と、インバータ回路の動作周波数の所定の位相で、回路電流検出手段が検出した回路電流とランプ電圧検出手段が検出したランプ電圧をサンプリングしてデジタル値に変換する変換手段と、サンプリングした回路電流とランプ電圧とを乗算する演算手段と、この演算手段による乗算結果に基づいて出力電力が一定になるようにインバータ回路を制御する制御手段を具備した放電灯点灯装置にある。このように、インバータ回路の動作周波数における所定の位相で回路電流とランプ電圧をサンプリングしてデジタル値に変換し、このデジタル値に基づいて出力電力を制御するので、動作周波数が変化しても出力電力の一定制御ができ、しかも、制御の簡単化を図ることができる。

また、本発明は、回路電流として、インバータ回路の出力側に流れるインバータ電流を検出することにある。
また、本発明は、回路電流としてインバータ電流を検出し、共振負荷回路において定格点灯時の放電ランプの等価インピーダンスを負荷に含み、定格点灯周波数における共振負荷回路の負荷インピーダンスの偏角が４０度以下となるようにインダクタ成分とキャパシタ成分を設定し、そのときの無効電力が小さくなるように共振負荷回路に印加する直流電圧値を設定した場合において、インバータ電流とランプ電圧をサンプリングする所定の位相を、インバータ回路のスイッチング極性の変化点に設定したことにある。このようにしても、動作周波数の変化に対して出力電力の一定制御ができる。

また、本発明は、サンプリングする所定の位相をインバータ回路のスイッチング極性の変化点に設定したものにおいて、スイッチング極性の変化時にインバータ電流とランプ電圧の一方をサンプリングし、次のスイッチング極性の変化時にインバータ電流とランプ電圧の他方をサンプリングし、これを交互に繰り返すことにある。このようにすることで変換手段の負担を軽減でき、変換手段の構成を簡単化できる。

また、本発明は、インバータ回路は１対のスイッチ素子を備え、サンプリングする所定の位相は、スイッチ素子の一方がオンしている期間においてオン開始から約７０％の時間経過後に設定したことにある。このようにしても、動作周波数の変化に対して出力電力の一定制御ができる。

また、本発明は、回路電流として、放電ランプのランプ電流を検出することにある。
また、本発明は、直流電源に接続され、駆動手段によりスイッチ素子をスイッチング動作して高周波電力を出力するインバータ回路と、このインバータ回路の出力端に接続された、放電ランプ、インダクタ及びコンデンサを含む共振負荷回路と、放電ランプのランプ電流を検出し、そのランプ電流のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、このゼロクロス検出手段がゼロクロス点を検出したときのインバータ回路の動作周波数周期に対する位相を検出し、この位相に基づいて出力電力が一定になるようにインバータ回路を制御する制御手段を具備した放電灯点灯装置にある。このようにしても、動作周波数の変化に対して出力電力の一定制御ができる。

また、本発明は、直流電源に接続され、駆動手段によりスイッチ素子をスイッチング動作して高周波電力を出力するインバータ回路と、このインバータ回路の出力端に接続された、放電ランプ、インダクタ及びコンデンサを含む共振負荷回路と、放電ランプのランプ電圧を検出し、そのランプ電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、このゼロクロス検出手段がゼロクロス点を検出したときのインバータ回路の動作周波数周期に対する位相を検出し、この位相に基づいてインバータ回路を制御する制御手段を具備した放電灯点灯装置にある。このようにしても、動作周波数の変化に対して出力電力の一定制御ができる。
また、本発明は、上記放電灯点灯装置と、この放電灯点灯装置を収納する照明器具本体とを備えた照明装置にある。

本発明によれば、動作周波数の変化に対して出力電力の一定制御ができ、しかも、制御が簡単な放電灯点灯装置及び照明装置を提供できる。
また、本発明によれば、動作周波数の変化に対してランプ電力の一定制御ができ、しかも、制御が簡単な放電灯点灯装置及び照明装置を提供できる。

また、本発明によれば、サンプリングしてデジタル値に変換する変換手段の構成を簡単化できる放電灯点灯装置及び照明装置を提供できる。
また、ランプ電流を検出することなく、ランプ電力の一定制御ができる放電灯点灯装置及び照明装置を提供できる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１に示すように、直流電源１に、例えば、スイッチ素子として１対のＭＯＳ形ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）２，３の直列回路を設け、この各ＦＥＴ２，３をドライバ４にて交互に高周波スイッチング駆動するハーフブリッジ形インバータ回路５を接続している。なお、直流電源１としては、交流電源を整流平滑して構成してもバッテリーで構成してもよい。

前記ＦＥＴ２，３の直列回路は、ＦＥＴ２のドレインを直流電源１の正極端に接続し、ＦＥＴ２のソースをＦＥＴ３のドレインに接続し、ＦＥＴ３のソースを、回路電流検出手段であるインバータ電流を検出するインピーダンス６を介して直流電源１の負極端に接続している。そして、前記インバータ回路５の出力端である、前記ＦＥＴ３とインピーダンス６との直列回路に、共振負荷回路７を並列に接続している。

すなわち、前記ＦＥＴ３のドレインを、直流カット用のコンデンサ８及びインダクタ９を直列に介して放電ランプ１０の一方のフィラメント電極１０ａの一端に接続している。また、前記ＦＥＴ３のソースを、前記インピーダンス６を介して前記放電ランプ１０他方のフィラメント電極１０ｂの一端に接続している。前記放電ランプ１０の各フィラメント電極１０ａ，１０ｂの他端間に予熱用のコンデンサ１１を接続している。前記インダクタ９、放電ランプ１０及び予熱用のコンデンサ１１はＬＣ直列共振回路からなる前記共振負荷回路７を構成している。

また、前記放電ランプ１０の各フィラメント電極１０ａ，１０ｂの一端間に、ランプ電圧検出手段を構成する分圧抵抗１２，１３の直列回路を接続している。
前記インピーダンス６によって検出するインバータ電流をＡ／Ｄ変換器１４に供給するとともに前記分圧抵抗１２，１３の接続点から検出するランプ電圧を前記Ａ／Ｄ変換器１４に供給している。

前記Ａ／Ｄ変換器１４は、インバータ電流値及びランプ電圧値を、前記インバータ回路５の高周波スイッチングの所定の位相でサンプリングしてデジタル変換し、演算手段及び制御手段を構成するＣＰＵ（中央処理装置）１５に供給している。前記ＣＰＵ１５は、サンプリングしデジタル変換したインバータ電流値とランプ電圧値をメモリ１６に記憶する。前記メモリ１６には、また、前記インバータ回路５の各ＦＥＴ２，３のスイッチング周波数及びデューティを決めるための基準値が予め設定されている。

前記ＣＰＵ１５は、演算手段と制御手段を備え、演算手段により、メモリ１６に記憶したインバータ電流のデジタル値とランプ電圧のデジタル値を乗算し、制御手段により、その乗算結果が、同じくメモリ１６に記憶されている基準値になるように、各ＦＥＴ２，３のスイッチング周波数及びデューティを決め、これに基づいて駆動信号生成器１７を制御する。

前記駆動信号生成器１７はＣＰＵ１５に制御されてスイッチング周波数とデューティを決める駆動信号を生成し、前記ドライバ回路４に供給している。前記ドライバ回路４は駆動信号生成器１７からの駆動信号に従って前記ＦＥＴ２，３を交互にスイッチング駆動するようになっている。

このような構成においては、インバータ回路５ではドライバ４が各ＦＥＴ２，３を交互に高周波スイッチング動作する。これにより、共振負荷回路７にはインバータ回路５の出力端から高周波電力が供給され、放電ランプ１０が点灯する。そして、放電ランプ１０の点灯時において、Ａ／Ｄ変換器１４によりインバータ電流とランプ電圧が高周波スイッチングの所定の位相でサンプリングされてデジタル変換されＣＰＵ１５に供給される。

ＣＰＵ１５は、Ａ／Ｄ変換器１４からのインバータ電流のデジタル値とランプ電圧のデジタル値をメモリ１６に記憶した後、この両デジタル値を乗算し、その乗算結果が基準値になるように、各ＦＥＴ２，３のスイッチング周波数及びデューティを決め、これに基づいて駆動信号生成器１７を制御する。駆動信号生成器１７はスイッチング周波数とデューティを決める駆動信号を生成し、これによりドライバ回路４はＦＥＴ２，３をスイッチング駆動する。

ところで、インピーダンス６によって検出するインバータ電流には、ランプ電流のみでなくフィラメント１０ａ，１０ｂに流れる電流も含まれる。定格点灯時の放電ランプ１０の等価インピーダンスを負荷に含み、定格点灯周波数における共振負荷回路７の負荷インピーダンスの偏角が４０度以下となるようにインダクタ成分とキャパシタ成分を設定し、そのときの無効電力が小さくなるように共振負荷回路７に印加する直流電圧値を設定した場合の、インバータ電流Ｉ(Lr)、ランプ電流Ｉ(RL)、フィラメント電流Ｉ(Cr)を示すと図２の(b)に示す波形となる。なお、図２の(a)はインバータ回路５のＦＥＴ３の駆動電圧波形を示している。

ここでは、インバータ回路５の動作周波数ｆ＝５０ｋＨｚとし、インバータ回路５の出力電圧ＶDC＝２５０Ｖとし、インダクタ９のインダクタンスＬr＝０．９１８ｍＨとし、コンデンサ１１のキャパシタＣr＝７５００ｐＦとし、定格点灯時の放電ランプ１０の等価インピーダンスＲL＝３００Ωとした場合の波形を示している。

図２の(b)の波形からも分かるように、インダクタ９のインダクタンスＬr、コンデンサ１１のキャパシタＣr、インバータ回路５の出力電圧ＶDCを適切に設定すると、インバータ回路５のスイッチング極性が切り替わる変化点においてフィラメント電流Ｉ(Cr)が略ゼロになる。従って、この位相でインバータ電流をサンプリングすれば、インバータ電流≒ランプ電流となり、結果としてランプ電流をサンプリングできることになる。

従って、この位相でインバータ電流とランプ電圧をサンプリングし、ＣＰＵ１５で乗算すればランプ電力に相当する値を得ることができる。そして、この値が、メモリ１６の設定されている基準値になるように、ＣＰＵ１５において、例えば、比例積分を行ってスイッチング周期とデューティを決め、駆動信号生成器１７及びドライバ回路４を介して各ＦＥＴ２，３をスイッチング動作すれば、ランプ電力の一定制御を実現できる。しかも、スイッチング周期が変化すればそれに応じたスイッチング極性の変化点においてインバータ電流とランプ電圧をサンプリングすればよく、インバータ回路５の動作周波数が変化しても対応できる。

また、ここでは、スイッチング極性の変化点においてインバータ電流とランプ電圧の両方をサンプリングするようにしたが、これに限定するものではなく、あるタイミングのスイッチング極性の変化点においてはインバータ電流のみをサンプリングし、次のタイミングのスイッチング極性の変化点においてはランプ電圧をサンプリングするように、スイッチング極性の変化点毎にインバータ電流とランプ電圧のサンプリングを交互に行うようにしてもよい。このようにすれば、Ａ／Ｄ変換器１４の負担を軽減することができるとともにＡ／Ｄ変換器１４として構成が簡単で安価なものが使用できる。

なお、この実施の形態では、ＦＥＴ３に直列にインバータ電流を検出するインピーダンス６を接続したがこれに限定するものではない。例えば、図３に示すように、放電ランプ１０の他方のフィラメント電極１０ｂの一端に直列にインバータ電流を検出するインピーダンス１８を接続し、このインピーダンス１８によってインバータ電流を検出してＡ／Ｄ変換器１４に供給するものであってもよい。

（第２の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
図４に示すように、放電灯１０の他方のフィラメント電極１０ｂに回路電流検出手段であるランプ電流を検出するカレントトランス２０を接続している。このカレントトランス２０はフィラメント電極１０ｂの各端に互いに逆向きのフィラメント電流を流すことでフィラメント電流を相殺する構成になっている。従って、前記カレントトランス２０からはＡ／Ｄ変換器１４１にランプ電流が供給されることになる。

前記Ａ／Ｄ変換器１４１は、ランプ電流値及びランプ電圧値を、前記インバータ回路５の高周波スイッチングの所定の位相でサンプリングしてデジタル変換し、演算手段及び制御手段を構成するＣＰＵ１５に供給している。前記ＣＰＵ１５は、サンプリングしデジタル変換したランプ電流値とランプ電圧値をメモリ１６に記憶する。前記メモリ１６には、また、前記インバータ回路５の各ＦＥＴ２，３のスイッチング周波数及びデューティを決めるための基準値が予め設定されている。

前記ＣＰＵ１５は、演算手段と制御手段を備え、演算手段により、メモリ１６に記憶したランプ電流のデジタル値とランプ電圧のデジタル値を乗算し、制御手段により、その乗算結果が、同じくメモリ１６に記憶されている基準値になるように、各ＦＥＴ２，３のスイッチング周波数及びデューティを決め、これに基づいて駆動信号生成器１７を制御する。

ところで、ランプ電流とランプ電圧のサンプリングデータの乗算結果は瞬時値の乗算であり、電力とはならない。しかし、相対的にランプ電力を表すデータとして使用することができ、本実施の形態はこれを利用してランプ電力の一定制御を行う。
すなわち、この点灯装置において、放電ランプ１０としてＦＨＦ３２ＥＸ−Ｎ（東芝ライテック製）を使用し、インバータ回路５の動作周波数ｆを５０ｋＨｚ、インバータ回路５の出力電圧ＶDCを２５０Ｖ、インダクタ９のインダクタンスＬrを０．９１８ｍＨ、コンデンサ１１のキャパシタＣrを７５００ｐＦに設定してランプ電力４２Ｗで点灯させた結果、図５の(a)に示すＦＥＴ３の駆動電圧に対して、図５の(b)に示すランプ電圧波形と図５の(c)に示すランプ電流波形が得られた。

この波形から、ＦＥＴ３がオンしている期間のランプ電流、ランプ電圧を抜き出し、それらを乗算結果と合わせて表示すると、図６に示す結果が得られた。なお、図中ＩLはランプ電流を示し、ＶLはランプ電圧を示し、ＩL×ＶLは乗算結果を示している。

同様に、インバータ回路５の動作周波数ｆを６５ｋＨｚ、ランプ電力３３Ｗとして点灯させた結果、図７の(a)に示すＦＥＴ３の駆動電圧に対して、図７の(b)に示すランプ電圧波形と図７の(c)に示すランプ電流波形が得られ、この波形から、ＦＥＴ３がオンしている期間のランプ電流、ランプ電圧を抜き出し、それらを乗算結果と合わせて表示すると、図８に示す結果が得られた。

同様に、インバータ回路５の動作周波数ｆを７２ｋＨｚ、ランプ電力２１Ｗとして点灯させた結果、図９の(a)に示すＦＥＴ３の駆動電圧に対して、図９の(b)に示すランプ電圧波形と図９の(c)に示すランプ電流波形が得られ、この波形から、ＦＥＴ３がオンしている期間のランプ電流、ランプ電圧を抜き出し、それらを乗算結果と合わせて表示すると、図１０に示す結果が得られた。

これらの結果をまとめると、図１１に示すようになる。点灯周波数によって調光を行っているため、オン期間はそれぞれ異なっている。図１１において、グラフｇA42はランプ電力４２Ｗの場合を示し、グラフｇA39はランプ電力３９Ｗの場合を示し、グラフｇA33はランプ電力３３Ｗの場合を示し、グラフｇA26はランプ電力２６Ｗの場合を示し、グラフｇA21はランプ電力２１Ｗの場合を示している。

そこで、ＦＥＴ３がオンしてからオフするまでを１として規格化すると、図１２に示すようになる。図１２において、グラフｇB42はランプ電力４２Ｗの場合を示し、グラフｇB39はランプ電力３９Ｗの場合を示し、グラフｇB33はランプ電力３３Ｗの場合を示し、グラフｇB26はランプ電力２６Ｗの場合を示し、グラフｇB21はランプ電力２１Ｗの場合を示している。

図１２のグラフから、ＦＥＴ３のターンオン時、又は、ターンオフ時の乗算結果は、ランプ電力の大小に対応していることが分かる。従って、ＦＥＴ３のスイッチングの切り替わりのタイミングでサンプリングしたデータの乗算結果によりランプ電力を制御できることになる。なお、ここではＦＥＴ３のオン、オフの場合について述べたがＦＥＴ２のオン、オフの場合についても同様の結果が得られる。

従って、Ａ／Ｄ変換器１４１がランプ電流値及びランプ電圧値をサンプリングする所定の位相を、インバータ回路５のスイッチング周期の極性変化点に設定することで、このときサンプリングしたランプ電流値及びランプ電圧値の乗算結果に基づいて、その乗算結果がメモリ１６に記憶した基準値になるように、各ＦＥＴ２，３のスイッチング周波数及びデューティを決め、これに基づいて駆動信号生成器１７を制御することでランプ電力の一定制御を実現できる。

なお、ここでは、スイッチング極性の変化点においてランプ電流とランプ電圧の両方をサンプリングするようにしたが、これに限定するものではなく、あるタイミングのスイッチング極性の変化点においてはランプ電流のみをサンプリングし、次のタイミングのスイッチング極性の変化点においてはランプ電圧をサンプリングするように、スイッチング極性の変化点毎にランプ電流とランプ電圧のサンプリングを交互に行うようにしてもよい。このようにすれば、Ａ／Ｄ変換器１４１の負担を軽減することができるとともにＡ／Ｄ変換器１４１として構成が簡単で安価なものが使用できる。

（第３の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
回路構成は前述した第１の実施の形態と同じであり、図１の構成になっている。なお、図３に示す構成であってもよい。

インバータ回路５の出力電流であるインバータ電流には、ランプ電流のみでなくフィラメント電流も含まれていることや、インバータ電流とランプ電圧とのサンプリングデータの乗算結果は瞬時値の乗算であり、電力とはならない。しかし、相対的にランプ電力を表すデータとして使用することができ、本実施の形態はこれを利用してランプ電力の一定制御を行う。

すなわち、この点灯装置において、放電ランプ１０としてＦＨＦ３２ＥＸ−Ｎ（東芝ライテック製）を使用し、インバータ回路５の動作周波数ｆを５０ｋＨｚ、インバータ回路５の出力電圧ＶDCを２５０Ｖ、インダクタ９のインダクタンスＬrを０．９１８ｍＨ、コンデンサ１１のキャパシタＣrを７５００ｐＦに設定してランプ電力４２Ｗで点灯させた結果、図１３の(a)に示すＦＥＴ３の駆動電圧に対して、図１３の(b)に示すランプ電圧波形と図１３の(c)に示すインバータ電流波形が得られた。

この波形から、ＦＥＴ３がオンしている期間のインバータ電流、ランプ電圧を抜き出し、それらを乗算結果と合わせて表示すると、図１４に示す結果が得られた。なお、図中ＩL＋Ｉfはランプ電流ＩLとフィラメント電流Ｉfからなるインバータ電流を示し、ＶLはランプ電圧を示し、（ＩL＋Ｉf）×ＶLは乗算結果を示している。

同様に、インバータ回路５の動作周波数ｆを６５ｋＨｚ、ランプ電力３３Ｗとして点灯させた結果、図１５の(a)に示すＦＥＴ３の駆動電圧に対して、図１５の(b)に示すランプ電圧波形と図１５の(c)に示すインバータ電流波形が得られ、この波形から、ＦＥＴ３がオンしている期間のインバータ電流、ランプ電圧を抜き出し、それらを乗算結果と合わせて表示すると、図１６に示す結果が得られた。

同様に、インバータ回路５の動作周波数ｆを７２ｋＨｚ、ランプ電力２１Ｗとして点灯させた結果、図１７の(a)に示すＦＥＴ３の駆動電圧に対して、図１７の(b)に示すランプ電圧波形と図１７の(c)に示すインバータ電流波形が得られ、この波形から、ＦＥＴ３がオンしている期間のインバータ電流、ランプ電圧を抜き出し、それらを乗算結果と合わせて表示すると、図１８に示す結果が得られた。

これらの結果をまとめると、図１９に示すようになる。点灯周波数によって調光を行っているため、オン期間はそれぞれ異なっている。図１９において、グラフｇC42はランプ電力４２Ｗの場合を示し、グラフｇC39はランプ電力３９Ｗの場合を示し、グラフｇC33はランプ電力３３Ｗの場合を示し、グラフｇC26はランプ電力２６Ｗの場合を示し、グラフｇC21はランプ電力２１Ｗの場合を示している。

そこで、ＦＥＴ３がオンしてからオフするまでを１として規格化すると、図２０に示すようになる。図２０において、グラフｇD42はランプ電力４２Ｗの場合を示し、グラフｇD39はランプ電力３９Ｗの場合を示し、グラフｇD33はランプ電力３３Ｗの場合を示し、グラフｇD26はランプ電力２６Ｗの場合を示し、グラフｇD21はランプ電力２１Ｗの場合を示している。

図２０のグラフから、ＦＥＴ３がターンオンしてから、オン期間の約７０％経過した時点（図中一点鎖線で示す位置）でサンプリングしたインバータ電流とランプ電圧の乗算結果は、ランプ電力の大小に対応していることが分かる。すなわち、オン期間の約７０％経過した時点における、ランプ電力ＷL−乗算結果（ＩL＋Ｉf）×ＶLの特性をグラフで示すと、図２１に示すようになり、ランプ電力ＷLと乗算結果（ＩL＋Ｉf）×ＶLが略比例することが分かる。

このように、インバータ回路５のスイッチングの所定の位相として、ＦＥＴ３のオン期間の約７０％経過した時点を設定し、このタイミングでサンプリングしたデータの乗算結果によりランプ電力を制御できることになる。なお、ここではＦＥＴ３のオン期間における制御について述べたがＦＥＴ２のオン期間における制御の場合も同様の結果が得られる。

従って、Ａ／Ｄ変換器１４がインバータ電流値及びランプ電圧値をサンプリングする所定の位相を、インバータ回路５のいずれかのＦＥＴ２，３のオン期間における約７０％経過した時点に設定することで、このときサンプリングしたインバータ電流値及びランプ電圧値の乗算結果に基づいて、その乗算結果がメモリ１６に記憶した基準値になるように、各ＦＥＴ２，３のスイッチング周波数及びデューティを決め、これに基づいて駆動信号生成器１７を制御することでランプ電力の一定制御を実現できる。

（第４の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
図２２に示すように、放電灯１０の他方のフィラメント電極１０ｂにランプ電流検出手段を構成するカレントトランス２０を接続し、このカレントトランス２０が検出したランプ電流をゼロクロス検出手段であるゼロクロス検出回路２１に供給している。
前記ゼロクロス検出回路２１は、ランプ電流が０Ａ点を通過したときに検出信号をＣＰＵ１５に送信するようにしている。

この点灯装置においてもインバータ回路５の動作周波数を変化してランプ電力を変化させたときの、ランプ電流ＩLとランプ電圧ＶLの乗算結果ＩL×ＶLの特性は前述した第２の実施の形態と同様であり、図１１に示すようになる。従って、ＦＥＴ３がオンしてからオフするまでを１として規格化したときの特性は図１２に示すようになる。

この図１２のグラフから、乗算結果ＩL×ＶLがゼロになる位相は、ランプ電力が小さくなるほど遅くなることが分かる。すなわち、乗算結果ＩL×ＶLがゼロになる時点における、ランプ電力ＷL−位相の特性をグラフで示すと、図２３に示すようになる。この結果から、ランプ電流がゼロクロスする位相によってランプ電力を制御できることになる。

なお、乗算結果ＩL×ＶLがゼロになるのは、ランプ電流がゼロクロスする位相のみでなく、ランプ電圧がゼロクロスする位相もある。すなわち、図２４に示すように、ランプ電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路２１に代えて、ランプ電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路２２を使用する。そして、放電ランプ１０の各フィラメント電極１０ａ，１０ｂの一端間に接続した分圧抵抗１２，１３の接続点からランプ電圧を検出し、そのランプ電圧を前記ゼロクロス検出回路２２に供給する。前記ゼロクロス検出回路２２は、ランプ電圧が０Ｖ点を通過したときに検出信号をＣＰＵ１５に送信するようにしている。

このように、ランプ電圧がゼロクロスする位相を検出して乗算結果ＩL×ＶLがゼロになる時点を検出することによってもランプ電力を制御できる。
なお、ランプ電流やランプ電圧の一方を検出のみでなく、両方を検出して乗算結果ＩL×ＶLがゼロになる時点を検出し、これによりランプ電力を制御してもよい。

また、この実施の形態では、乗算結果ＩL×ＶLがゼロになるのを、ランプ電流のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路２１やランプ電圧のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路２２を使用して検出することでランプ電力制御を行うものについて述べたがこれに限定するものでない。図２５に示すように、ゼロクロス検出回路２１に代えてＡ／Ｄ変換器１４２を使用しても、また、図２６に示すように、ゼロクロス検出回路２２に代えてＡ／Ｄ変換器１４３を使用してもよい。

このようにＡ／Ｄ変換器１４２，１４３を使用するものはＣＰＵ１５での演算においてランプ電流やランプ電圧のゼロクロス点を検出することになる。すなわち、ＣＰＵ１５はＡ／Ｄ変換器１４２，１４３からサンプリングしたデータを取り込み、符号が正から負へ、負から正へと変化した時点をゼロクロス点として検出する。

（第５の実施の形態）
この実施の形態は、前述した各実施の形態の放電灯点灯装置を組み込んだ照明装置について述べる。
図２７は照明装置３１を示し、この照明装置３１は、装置本体３２のソケット３３に放電ランプ３４を取り付け、内部に前述した各実施の形態のいずれかの放電灯点灯装置を放電灯点灯装置３５として組み込み、この放電灯点灯装置３５によって放電ランプ３４を点灯するようになっている。

このようにして、前述した各実施の形態の放電灯点灯装置を組み込んだ照明装置が実現でき、この照明装置においても出力電力の一定制御や放電ランプ３４のランプ電力一定制御ができ、しかも、インバータ回路の動作周波数が変化しても対応できる。

本発明の第１の実施の形態を示す放電灯点灯装置の一部ブロックを含む回路構成図。 同実施の形態におけるＦＥＴの駆動電圧波形と各部の電流波形を示す図。 同実施の形態におけるインバータ電流検出手段の変形例を示す一部ブロックを含む回路構成図。 本発明の第２の実施の形態を示す放電灯点灯装置の一部ブロックを含む回路構成図。 同実施の形態においてランプ電力４２Ｗで点灯させたときのＦＥＴの駆動電圧波形とランプ電圧、ランプ電流波形を示す図。 同実施の形態においてランプ電力４２Ｗで点灯させたときのＦＥＴのオン期間におけるランプ電流、ランプ電圧及びその乗算結果を示すグラフ。 同実施の形態においてランプ電力３３Ｗで点灯させたときのＦＥＴの駆動電圧波形とランプ電圧、ランプ電流波形を示す図。 同実施の形態においてランプ電力３３Ｗで点灯させたときのＦＥＴのオン期間におけるランプ電流、ランプ電圧及びその乗算結果を示すグラフ。 同実施の形態においてランプ電力２１Ｗで点灯させたときのＦＥＴの駆動電圧波形とランプ電圧、ランプ電流波形を示す図。 同実施の形態においてランプ電力２１Ｗで点灯させたときのＦＥＴのオン期間におけるランプ電流、ランプ電圧及びその乗算結果を示すグラフ。 同実施の形態においてランプ電力を４２Ｗ、３９Ｗ、３３Ｗ、２６Ｗ、２１Ｗと変化させたときのランプ電流とランプ電圧の乗算結果を示すグラフ。 図１１のグラフをＦＥＴがオンしてからオフするまでを１として規格化したときの乗算結果を示すグラフ。 本発明の第３の実施の形態においてランプ電力４２Ｗで点灯させたときのＦＥＴの駆動電圧波形とランプ電圧、インバータ電流波形を示す図。 同実施の形態においてランプ電力４２Ｗで点灯させたときのＦＥＴのオン期間におけるインバータ電流、ランプ電圧及びその乗算結果を示すグラフ。 同実施の形態においてランプ電力３３Ｗで点灯させたときのＦＥＴの駆動電圧波形とランプ電圧、インバータ電流波形を示す図。 同実施の形態においてランプ電力３３Ｗで点灯させたときのＦＥＴのオン期間におけるインバータ電流、ランプ電圧及びその乗算結果を示すグラフ。 同実施の形態においてランプ電力２１Ｗで点灯させたときのＦＥＴの駆動電圧波形とランプ電圧、インバータ電流波形を示す図。 同実施の形態においてランプ電力２１Ｗで点灯させたときのＦＥＴのオン期間におけるインバータ電流、ランプ電圧及びその乗算結果を示すグラフ。 同実施の形態においてランプ電力を４２Ｗ、３９Ｗ、３３Ｗ、２６Ｗ、２１Ｗと変化させたときのインバータ電流とランプ電圧の乗算結果を示すグラフ。 図１９のグラフをＦＥＴがオンしてからオフするまでを１として規格化したときの乗算結果を示すグラフ。 同実施の形態におけるＦＥＴのオン期間の約７０％経過した時点でのランプ電力ＷL−乗算結果（ＩL＋Ｉf）×ＶLの特性を示すグラフ。 本発明の第４の実施の形態を示す放電灯点灯装置の一部ブロックを含む回路構成図。 同実施の形態において乗算結果ＩL×ＶLがゼロになる時点における、ランプ電力ＷL−位相の特性を示すグラフ。 同実施の形態における放電灯点灯装置の変形例を示す一部ブロックを含む回路構成図。 同実施の形態における放電灯点灯装置の変形例を示す一部ブロックを含む回路構成図。 同実施の形態における放電灯点灯装置の変形例を示す一部ブロックを含む回路構成図。 本発明の、第５の実施の形態を示す照明装置の斜視図。

符号の説明

２，３…ＭＯＳ形ＦＥＴ、５…インバータ回路、６…インピーダンス（インバータ電流検出手段）、７…共振負荷回路、９…インダクタ、１０…放電ランプ、１１…予熱用コンデンサ、１２，１３…分圧抵抗（ランプ電圧検出手段）、１４…Ａ／Ｄ変換器（変換手段）、１５…ＣＰＵ（演算手段及び制御手段）。

Claims (11)

1. 直流電源に接続され、駆動手段によりスイッチ素子をスイッチング動作して高周波電力を出力するインバータ回路と；
   このインバータ回路の出力端に接続された、放電ランプ、インダクタ及びコンデンサを含む共振負荷回路と；
   前記インバータ回路の動作により流れる回路電流を検出する回路電流検出手段と；
   前記放電ランプのランプ電圧を検出するランプ電圧検出手段と；
   前記インバータ回路の動作周波数の所定の位相で、前記回路電流検出手段が検出した回路電流と前記ランプ電圧検出手段が検出したランプ電圧をサンプリングしてデジタル値に変換する変換手段と；
   前記サンプリングした回路電流とランプ電圧とを乗算する演算手段と；
   この演算手段による乗算結果に基づいて出力電力が一定になるように前記インバータ回路を制御する制御手段と；
   を具備してなることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 回路電流検出手段は、回路電流として、インバータ回路の出力側に流れるインバータ電流を検出することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 共振負荷回路において、定格点灯時の放電ランプの等価インピーダンスを負荷に含み、定格点灯周波数における前記共振負荷回路の負荷インピーダンスの偏角が４０度以下となるようにインダクタ成分とキャパシタ成分を設定し、そのときの無効電力が小さくなるように前記共振負荷回路に印加する直流電圧値を設定した場合において、
   インバータ電流とランプ電圧をサンプリングする所定の位相を、インバータ回路のスイッチング極性の変化点に設定したことを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
4. スイッチング極性の変化時にインバータ電流とランプ電圧の一方をサンプリングし、次のスイッチング極性の変化時にインバータ電流とランプ電圧の他方をサンプリングし、これを交互に繰り返すことを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
5. インバータ回路は、１対のスイッチ素子を備え、サンプリングする所定の位相は、前記スイッチ素子の一方がオンしている期間においてオン開始から約７０％の時間経過後に設定したことを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯点灯装置。
6. 回路電流検出手段は、回路電流として、放電ランプのランプ電流を検出することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
7. ランプ電流とランプ電圧をサンプリングする所定の位相を、インバータ回路のスイッチング極性の変化点に設定したことを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。
8. サンプリングは、スイッチング極性の変化時にランプ電流とランプ電圧の一方をサンプリングし、次のスイッチング極性の変化時にランプ電流とランプ電圧の他方をサンプリングし、これを交互に繰り返すことで行うことを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
9. 直流電源に接続され、駆動手段によりスイッチ素子をスイッチング動作して高周波電力を出力するインバータ回路と；
   このインバータ回路の出力端に接続された、放電ランプ、インダクタ及びコンデンサを含む共振負荷回路と；
   前記放電ランプのランプ電流を検出し、そのランプ電流のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と；
   このゼロクロス検出手段がゼロクロス点を検出したときの前記インバータ回路の動作周波数周期に対する位相を検出し、この位相に基づいて出力電力が一定になるように前記インバータ回路を制御する制御手段と；
   を具備してなることを特徴とする放電灯点灯装置。
10. 直流電源に接続され、駆動手段によりスイッチ素子をスイッチング動作して高周波電力を出力するインバータ回路と；
    このインバータ回路の出力端に接続された、放電ランプ、インダクタ及びコンデンサを含む共振負荷回路と；
    前記放電ランプのランプ電圧を検出し、そのランプ電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と；
    このゼロクロス検出手段がゼロクロス点を検出したときの前記インバータ回路の動作周波数周期に対する位相を検出し、この位相に基づいて出力電力が一定になるように前記インバータ回路を制御する制御手段と；
    を具備してなることを特徴とする放電灯点灯装置。
11. 請求項１乃至１０のいずれか１記載の放電灯点灯装置と、この放電灯点灯装置を収納する照明器具本体とを備えたことを特徴とする照明装置。

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