JPWO2009050813A1 - 静電容量検出装置 - Google Patents

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Abstract

測定対象物体に付随する静電容量に応じた電気信号を出力する静電容量検出装置であり、測定対象物体に接触若しくは近接配置されるべき測定端子と、測定端子に接続されて共振回路を形成するインピーダンス変換回路と、共振回路に対して一定周波数の基準位相信号を供給する基準位相発振器と、共振回路に対する基準位相信号の印加に応じて共振回路から抽出される共振信号と基準位相信号との位相差を表す位相差信号を静電容量検出信号として出力する位相比較手段と、位相差信号に基づいて共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有することを特徴とする静電容量検出装置。

Description

本発明は、測定対象に付随するキャパシタ成分の静電容量を電気信号に変換して出力する静電容量検出装置に関する。
測定対象の物理量や物性状態等に対応して変化する当該測定対象に付随するキャパシタ成分の静電容量を電気信号に変換して出力する静電容量検出装置は、様々な技術分野において応用されている。かかる静電容量検出装置から出力される検出信号に基づいて、当該測定対象の物理量や物性状態等が測定される。
例えば、特許文献１には、燃料量により変化する静電容量Ｃｆと、巻線コイルＬとによって共振回路を構成し、該共振回路に電圧制御発振器から増幅器および抵抗Ｒを介して高周波信号を印加し、抵抗Ｒの両端Ｐ１およびＰ２に現れる信号の位相差を位相比較器で検出し、これを位相差電圧として出力することによって燃料の混合比を検出する燃料の混合比率検出装置が開示されている。
また、特許文献２（図１２）には、重錘体の変位に伴って静電容量が変化する可変容量素子Ｃ１およびＣ２に抵抗Ｒ１およびＲ２を介して互いに位相が異なる矩形波信号Φ１およびΦ２を印加し、このときに、補助容量素子ＣＣ１およびＣＣ２の上方電極に現れる矩形波信号をＥＸ−ＯＲ回路に入力し、可変容量素子Ｃ１の静電容量と可変容量素子Ｃ２の静電容量の差を検出することによって銃錘体に加わった加速度を検出する加速度センサが開示されている。
また、特許文献３には、ＳＮＤＭ（走査型非線形誘電率顕微鏡）を応用した強誘電体の分極方向検出装置が開示されている。すなわち、この装置は、測定対象となる強誘電体材料の表面にプローブを配置し、プローブ直下における静電容量Ｃｐを測定することで強誘電体の分極方向を判別するものである。かかる装置において強誘電体材料の分極方向を検出するには、電極とリングプローブおよびプローブ間に外部から交番電界Ｅｐを印加する。すると発振器の発振周波数が交番電界に伴って変化する。このときの符号を含めた発振周波数の変化の割合は、プローブ直下における強誘電体材料の静電容量Ｃｐによって決定されるので、その周波数変化の割合をプローブが２次元スキャンすることによって強誘電体材料の分極分布が検出される。発振器の周波数変化はＦＭ復調器で復調した後、ＰＳＫ復調器で印加電界の周波数で同期検波することによって検出される。
特許第３１２６８７２号公報 特開２００７−４６９２７号公報 特開２００４−１２７４８９号公報
上記特許文献１に記載の装置においては、位相差検出を行うためのＬＣ共振回路は、巻線コイルＬと測定対象の静電容量Ｃｆによって構成されるが、装置の小型化を図るべくＬＣ共振回路を含む静電容量検出部をＬＳＩ化しようとする場合、巻線コイルをＬＳＩに内蔵するのは困難である。現在ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）技術によって、半導体プロセスを用いて３次元的な構造を有するマイクロインダクタを作製することは可能であるが、超小型コイルを半導体基板上に形成すると寄生容量が大きくなり、Ｑ値の高い共振回路を構成することが困難である。特許文献１に記載の装置の如く、共振回路に高周波信号を印加して位相比較によって容量を検出する装置においては、共振回路のＱ値は容量検出感度を左右する重要なファクターとなり、高感度な容量検出を実現する上で共振回路のＱ値を高く設定することは不可欠となる。また、位相比較によって容量を検出する場合には、共振回路に印加すべき高周波信号の周波数と共振回路の共振周波数f0を略一致させる必要があるが、測定対象の静電容量が例えば周囲温度の変化等によって変動した場合、共振回路の共振周波数f0もこれに伴って変動し、共振回路の共振周波数f0と共振回路に印加される高周波信号の周波数がかけ離れたものとなってしまう。その結果、高周波信号は、検出すべき静電容量変化に対応した位相変化が生じない周波数領域となるため、容量検出感度が著しく低下する。
本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであり、測定対象に付随する静電容量を構成要素とする共振回路を構成し、該共振回路より抽出される共振信号の位相に基づいて測定対象に付随するキャパシタ成分の静電容量を電気信号に変換して出力する静電容量検出装置において、ＬＳＩ化が容易であり且つＬＳＩ化した場合でも共振回路のＱ値を高く設定することができ、更に測定対象の静電容量が周囲温度の変化等によって変動した場合でも、高い検出感度を維持することができる静電容量検出装置を提供することを目的とする。
本発明の静電容量検出装置は、測定対象物体に付随する静電容量に応じた電気信号を出力する静電容量検出装置であって、前記測定対象物体に接触若しくは近接配置されるべき測定端子と、前記測定端子に接続されて共振回路を形成するインピーダンス変換回路と、前記共振回路に対して一定周波数の基準位相信号を供給する基準位相発振器と、前記共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記共振回路から抽出される共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す位相差信号を静電容量検出信号として出力する位相比較手段と、前記位相差信号に基づいて前記共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有することを特徴としている。
また、本発明の強誘電体の分極方向検出装置は、強誘電体の表面に接触若しくは近接して配置されるべき少なくとも１つのプローブと、前記強誘電体内部における前記プローブ直下のキャパシタ成分に交番電界を印加する電界印加手段と、を含み、前記交番電界印加に伴う前記キャパシタ成分の静電容量変化に基づいて前記プローブ直下における前記強誘電体の分極方向を検出する強誘電体材料の分極方向検出装置であって、前記キャパシタ成分とインピーダンス変換回路とを含む共振回路と、前記共振回路に一定周波数の基準位相信号を印加する基準位相発振器と、前記共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記共振回路から抽出される共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す位相差信号を生成する位相比較手段と、前記位相差信号を同期信号に基づいて同期検波し、前記強誘電体の分極方向に対応した再生信号を生成する同期検波手段と、前記位相差信号に基づいて前記共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有することを特徴としている。
また、本発明の加速度センサは、作用する加速度に応じて変位する錘体と、前記錘体から離間し且つ前記錘体の変位方向において前記錘体を挟んで対向配置された第１および第２電極と、を有し、前記錘体と前記第１電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第１のキャパシタおよび前記錘体と前記第２電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第２のキャパシタの静電容量に基づいて前記錘体に作用する加速度を検出する加速度センサであって、前記第１のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第１の共振回路と、前記第２のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第２の共振回路と、前記第１および第２の共振回路に一定周波数の基準位相信号を印加する単一の基準位相発振器と、前記第１の共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第１の共振回路から抽出される第１の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第１の位相差信号および前記第２共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第２の共振回路から抽出される第２の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第２の位相差信号を生成する位相比較手段と、前記第１の位相差信号と前記第２の位相差信号の差分に応じた信号を加速度検出信号として出力する信号演算器と、前記第１の位相差信号に基づいて前記第１の共振回路の共振周波数を調整し、前記第２の位相差信号に基づいて前記第２の共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有することを特徴としている。
また、本発明の角速度センサは、供給される励振信号に応じて振動し、振動時において所定の軸周りで回転角速度が加えられたときに作用するコリオリ力に応じて変位する振動体と、前記励振信号を前記振動体に供給する励振信号発生器と、前記振動体から離間し且つ前記振動体の変位方向において前記振動体を挟んで対向配置された第１および第２電極と、を含み、前記振動体と前記第１電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第１のキャパシタおよび前記振動体と前記第２電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第２のキャパシタの静電容量に基づいて前記振動体に加えられた角速度を検出する角速度センサであって、前記第１のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第１の共振回路と、前記第２のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第２の共振回路と、前記第１および第２の共振回路に一定周波数の基準位相信号を印加する単一の基準位相発振器と、前記第１の共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第１の共振回路から抽出される第１の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第１の位相差信号および前記第２の共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第２の共振回路から抽出される第２の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第２の位相差信号を生成する位相比較手段と、前記第１の位相差信号と前記第２の位相差信号の差分に応じた信号を角速度検出信号として出力する信号演算器と、前記第１の位相差信号に基づいて前記第１の共振回路の共振周波数を調整し、前記第２の位相差信号に基づいて前記第２の共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有することを特徴としている。
本発明の実施例である静電容量検出装置のブロック図である。 本発明の実施例であるインピーダンス変換回路の等価回路図である。 本発明の実施例である共振回路による周波数伝達特性を示す図である。 本発明の実施例である可変抵抗器の構成を示す図である。 測定対象の静電容量が変動した場合における周波数伝達特性を示す図である。 本発明の第２実施例である静電容量検出装置のブロック図である。 本発明の第２実施例に係るインピーダンス変換回路の等価回路図である。 本発明の第２実施例に係る共振回路による周波数伝達特性を示す図である。 本発明の静電容量検出装置を適用した強誘電体の分極方向検出装置のブロック図である。 電界印加発振器のより詳細な構成を示すブロック図である。 同期検出器のより詳細な構成を示すブロック図である。 分極方向検出装置に備えられた共振回路による周波数伝達特性を示す図である。 分極方向検出装置によって生成される各信号のタイミングチャートである。 本発明の静電容量検出装置を適用した加速度センサのブロック図である。 本発明の静電容量検出装置を適用した角速度センサのブロック図である。
符号の説明
１０ キャパシタ
２０ インピーダンス変換回路
３０ 可変抵抗器
４０ 基準位相発振器
５０ 位相比較器
６０ 減算器
７０ 制御器
８０ 電界印加発振器
１１０ 同期検出器
１３０ 差動増幅器
１５０ 励振用発振器
１９０ 差動増幅器
２００ 錘体
２０１ 第１電極
２０２ 第２電極
３００ 振動体
３０１ 第１電極
３０２ 第２電極
以下、本発明の実施例について図面を参照しつつ説明する。尚、以下に示す図において、実質的に同一又は等価な構成要素、部分には同一の参照符を付している。
（第１実施例）
図１は、本発明の静電容量検出装置の構成を示すブロック図である。キャパシタ１０は、本発明の静電容量検出装置の測定対象であり、一方の電極が接地され、他方の電極が本発明の静電容量検出装置の接点１に接続されることによりその静電容量検出がなされる。つまり、接点１が本発明の静電容量検出装置の測定端子として機能する。尚、測定端子をキャパシタ１０に近接配置させることによって静電容量を測定することとしてもよい。以下においてキャパシタ１０の静電容量をＣとして説明する。
インピーダンス変換回路（GIC:Generalized Impedance Converter）２０は、自身を構成する受動素子を適当に組み合わせることにより、任意のインピーダンスを作り出すことができる回路であり、測定端子である接点１に接続される。また、インピーダンス変換回路２０には接点２において一端が接地された可変抵抗器３０が直列接続される。このとき接点１から見たインピーダンス変換回路２０および可変抵抗器３０からなる回路の合成インピーダンスZx1は、インダクタと等価となる。すなわち、インピーダンス変換回路２０と可変抵抗器３０とが直列接続されることよって等価インダクタが形成される。以下にその原理について図２を参照しつつ説明する。図２は、接点２において可変抵抗器３０が接続されたインピーダンス変換回路２０の等価回路図の一例である。インピーダンス変換回路２０は、接点１と接点２との間において各々が直列接続された抵抗Ra、Rc、RdおよびキャパシタCbと、これらの受動素子に接続された演算増幅器OP1およびOP2によって構成される。このとき接点１から見た合成インピーダンスZx1は、可変抵抗器３０の抵抗値をRxとすると、
Zx1=Z1・Z3・Rx/(Z2・Z4) ・・・（１）
と表すことができ、上記式（１）のZ1〜Z4に対応するインピーダンス値を代入すると、
Zx1＝jω(Ra・Rc・Cb・Rx/Rd)=jωL （∵L=Ra・Rc・Cb・Rx/Rd） ・・・（２）
となり、式（２）より明らかなように、接点１には、インダクタンスＬ（= Ra・Rc・Cb・Rx/Rd）のインダクタ（コイル）が接続されているものとみなすことができる。
インピーダンス変換回路２０および可変抵抗器３０からなる等価インダクタにキャパシタ１０が並列接続されることにより、等価的なＬＣ並列共振回路が構成される。この等価的なＬＣ共振回路（以下、共振回路と称する）には、基準位相発振器４０より一定周波数の高周波交流信号である基準位相信号V1(t)が接点１と基準位相発振器４０との間に設けられた抵抗R1を介して印加される。基準位相信号V1(t)の周波数は、上記共振回路の共振周波数f0近傍に設定される。基準位相信号V1(t)は、位相比較器５０にも供給される。基準位相信号V1(t)が共振回路に印加されると、接点１には基準位相信号V1(t)と同一周波数であり且つキャパシタ１０の静電容量に対応した位相を有する共振信号V2(t)が現れる。つまり、基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)との間には、キャパシタ１０の静電容量に応じた位相差が生じる。以下その理由について図３を参照しつつ説明する。
図３は、上記共振回路による基準位相信号V1(t)から共振信号V2(t)までの周波数伝達特性を示したものである。図３において、測定対象であるキャパシタ１０の静電容量がノミナル値Ｃを有するときの伝達特性を実線で示し、静電容量がノミナル値ＣからΔＣだけ変動したとき、すなわち静電容量がＣ＋ΔＣのときの伝達特性を破線で示している。キャパシタ１０の静電容量がＣのとき、共振回路の共振周波数f0は、
f0=1/[2π√（L・C）] （∵L=Ra・Rc・Cb・Rx/Rd） ・・・（３）
となる。このとき、ゲイン特性は共振周波数f0においてピークとなり周波数f0を通過帯域の中心周波数とする帯域通過フィルタのゲイン特性を示す。位相特性においては共振周波数f0近傍で急激に回転する。一方、キャパシタ１０の静電容量がＣ＋ΔＣに変動すると、共振回路の共振周波数は、
f0´=1/[2π√[L・(C+ΔC）]] ・・・（４）
となり、キャパシタ１０の容量変化によって共振回路の共振周波数が変動する。例えば、ΔＣ＞０のときf0＞f0´の関係が成立し、共振周波数は低下する。つまり、図３に示す如く、キャパシタ１０の静電容量がΔＣだけ変化することによって、伝達特性は実線で示す状態から破線で示す状態へと変化する。ここで位相特性に着目すると、キャパシタ１０の静電容量がＣのとき周波数f0における基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)の位相差をΦとすると、キャパシタ１０の静電容量がＣ＋ΔＣのときの周波数f0における位相差はΦからΔΦだけ変動してΦ´となる。従って、基準位相信号V1(t)の周波数がf0（=1/[2π√（L・C）]）に固定されている場合において、キャパシタ１０の静電容量がΔＣ変動すると、基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)の位相差はΔΦだけ変動する。かかる位相差ΔΦは、測定対象であるキャパシタ１０の静電容量の変動ΔＣに応じたものとなる。本発明の静電容量検出装置は、周波数が固定された基準位相信号V1(t)と測定対象の静電容量変化に応じて位相が変化する共振信号V2(t)の位相差ΔΦを検出することによりキャパシタ１０の静電容量を検出するものである。
位相比較器５０は、基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)との位相差に応じた信号レベルを有する位相差信号V3(t)を生成する。位相比較器５０は、例えばダブルバランストミキサで構成することができ、乗算器として動作するため入力された２信号の発信周波数が同じ場合、２信号の位相差に対応した直流電圧を出力する。基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)の位相差はキャパシタ１０の静電容量に応じて変化するため、位相差信号V3(t)の信号レベルは、上記したようにキャパシタ１０の静電容量に応じたものとなることから、位相差信号V3(t)によりキャパシタ１０の静電容量が電気的に検出されたことになる。
減算器６０は、位相差信号V3(t)および位相差信号V3(t)の目標値となる目標位相差信号が入力され、目標位相差信号から位相差信号V3(t)を減算し、その結果を誤差信号として出力する。すなわち、誤差信号は、基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)の位相差の目標値からのずれを示している。目標位相差信号としては、例えば図３に示す位相特性の中心値を設定することができる。制御器７０は、減算器６０より供給される誤差信号を積分したものを制御信号として出力し、これを可変抵抗器３０に供給する。
可変抵抗器３０は、制御器７０より供給される制御信号に応じて、その抵抗値が変化するようになっている。図４（ａ）〜（ｃ）に可変抵抗器３０の構成例を示す。可変抵抗器３０は、例えば図４（ａ）に示す如く、抵抗値が互いに異なり、互いに並列に配置された複数の抵抗体R01〜R05と、これら抵抗体の各々に直列に接続されたスイッチ回路によって構成される。可変抵抗器３０は、制御器７０より供給される制御信号に基づいてオン駆動すべき１つ又は２つ以上のスイッチが選択され、当該選択されたスイッチがオン状態となることにより抵抗体R01〜R05のうちのいずれか１つ以上が、接点２においてインピーダンス変換回路２０に接続される。すなわち、可変抵抗器３０は、抵抗体R01〜R05の各々に接続されるスイッチを選択的にオン駆動することにより、その抵抗値を変化させる。尚、可変抵抗器３０は、図４（ｂ）に示すように、各々が直列接続された複数の抵抗体R01〜R05と、これら抵抗体の各々に並列接続された複数のスイッチによって構成することとしてもよい。この場合においても少なくとも１つのスイッチを選択的にオフ駆動することにより可変抵抗器３０の抵抗値が変化する。また、可変抵抗器３０は、図４（ｃ）に示す如く、制御信号に基づいてゲートバイアス電圧を生成するゲートバイアス回路と、ジャンクションＦＥＴによって構成することとしてもよい。ジャンクションＦＥＴは、ゲートバイアス電圧に応じてソースドレイン間の抵抗が変化するため、可変抵抗器として機能する。
本発明の静電容量検出装置の作用効果は、以下のとおりである。まず、インピーダンス変換回路２０と可変抵抗器３０との組み合わせにより、等価インダクタが構成され、これと測定対象となるキャパシタ１０とによって等価的なＬＣ並列共振回路が構成される。すなわち、本発明の静電容量検出装置においてはコイルを使用することなく共振回路を構成することができ、これにより、半導体プロセスを用いてＬＳＩ化が容易となる。かかる共振回路に共振周波数f0近傍の周波数で発振する基準位相信号V1(t)を印加することにより、共振回路の接点１から共振信号V2(t)が抽出される。共振信号V2(t)は、基準位相信号V1(t)と同一の周波数であり、測定対象であるキャパシタ１０の静電容量に応じて基準位相信号V1(t)に対して位相差が生じる。かかる位相差は、位相比較器５０によって電圧レベルに変換されて位相差信号V3(t)として出力される。位相差信号V3(t)の電圧レベルはキャパシタ１０の静電容量値が反映されるので、位相差信号V3(t)により測定対象の静電容量は電気信号として検出されたことになる。ここで、共振回路のＱ値を高く設定することにより静電容量検出感度を高めることが可能である。共振回路のＱ値を高く設定することにより、図３に示す伝達特性において、共振周波数f0近傍でゲインのピークが鋭くなるとともに位相変化も急激となり、キャパシタ１０の静電容量変化ΔＣに対する基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)との位相差の変動幅ΔΦが大きくなるためである。ここで、抵抗R1を含めた共振回路のＱ値は、
Q=R1・√(C/L) （∵L=Ra・Rc・Rx・Cb/Rd） ・・・（５）
と表すことができる。式（５）から明らかなように抵抗R1を高くすることにより共振回路のＱ値を容易に高く設定することができる。すなわち、本発明の静電容量検出装置によれば、Ｑ値の設定により容量検出感度の高感度化も容易となる。但し、Ｑ値を高く設定すると、検出可能な静電容量範囲すなわち、入力ダイナミックレンジが狭くなってしまうため、検出すべき容量範囲を考慮して定数設定を行うことが好ましく、本発明の静電容量検出装置においては、測定対象に応じた最適なＱ値の設定が可能となる。
一方、測定対象であるキャパシタ１０が周囲温度等によってその静電容量に大幅な変動が生じた場合、共振回路の共振周波数は、これに伴って変動し、図３において示した共振回路の伝達特性は例えば図５に示す如く変動する。すなわち、この場合、共振回路に印加される基準位相信号V1(t)の周波数と、共振回路の共振周波数が乖離してしまい、基準位相信号V1(t)を共振回路に印加してもキャパシタ１０の静電容量変化ΔＣに対する基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)の位相差の変化が生じなくなってしまう。つまり、図３において示した位相差変動ΔΦが観測不可能となるため、容量検出ができなくなってしまうのである。そこで、本発明の静電容量検出装置においては、かかるキャパシタ１０の静電容量の大幅な変動に伴う共振回路の共振周波数の変動を可変抵抗器３０の抵抗値を追従変化させることにより補償し、共振回路の共振周波数と基準位相信号V1(t)の周波数に乖離が生じた場合に一旦変動した共振周波数を基準位相信号V1(t)の周波数に一致させるように制御している。つまり、式（３）から明らかなように、共振回路の共振周波数は、Ｌ値（L=Ra・Rc・Cb・Rx/Rd）を制御することによって調整可能であり、本発明の容量測定装置は、キャパシタ１０の静電容量変化によって変動した共振周波数を可変抵抗器３０の抵抗値Ｒｘをフィードバック制御することにより基準位相信号V1(t)の周波数に一致させ、容量検出感度の維持を図っているのである。
例えば、測定対象であるキャパシタ１０が周囲温度の変動等に起因してその静電容量が増加する方向に変動した場合、上記の如く共振回路の共振特性が変動し、共振周波数が低下する。共振回路の共振周波数が低下して基準位相信号V1(t)の周波数から乖離が生じると、位相差信号V3(t)の信号レベルは目標位相差信号によって示される目標値から低下する。目標位相差信号は、例えば図３における位相特性の中心値、すなわち、位相差信号V3(t)としてとり得る値の中央値に設定される。減算器６０は、目標位相差信号から位相差信号V3(t)を減算することにより、位相差信号V3(t)の目標値からのずれ量に応じた信号レベルを有する負極性の誤差信号を生成し、これを制御器７０に供給する。誤差信号は制御器７０によって積分されて制御信号が可変抵抗器３０に供給される。可変抵抗器３０は、制御信号の極性および信号レベルに基づいてスイッチを選択的にオン駆動して、当該オン駆動されたスイッチに対応する抵抗体が接点２においてインピーダンス変換回路２０に接続されることにより抵抗値Ｒｘが定められる。このとき位相差信号V3(t)の信号レベルを目標位相差信号と一致させるべく抵抗値Rxが低下する方向に制御される。これにより、キャパシタ１０の静電容量の変動に起因して低下した共振回路の共振周波数は上昇し、基準位相信号V1(t)の周波数と概ね一致するように調整され、容量検出感度が維持される。
このように、本発明の静電容量検出装置によれば、共振回路がインピーダンス変換回路２０による等価インダクタを含む構成となっているため、高集積化が図れるだけでなく、測定対象たる静電容量の変動に追従させた共振周波数の制御も可能であり、高感度な容量検出が可能となるのである。
尚、本実施例においては、インピーダンス変換回路２０に直列接続された可変抵抗器３０の抵抗値Ｒｘを共振回路の共振周波数の変動に応じて変化させる構成としたが、式（３）から明らかなようにインピーダンス変換回路２０を構成する抵抗Ra、Rc、Rd又はキャパシタCbを可変抵抗又は可変容量で構成し、これらの抵抗値又は静電容量を制御することによってこれを行うこととしてもよい。例えば、Ｒａ、Ｒｂ、Ｃｂの値を小さくすることで共振回路の共振周波数は高くなる。
（第２実施例）
図６に本発明の第２実施例の静電容量検出装置を示す。本実施例の静電容量検出装置は、共振回路の構成が上記第１実施例のものと異なる。すなわち、本実施例の共振回路は、測定対象となるキャパシタ１０が接点２においてインピーダンス変換回路２０´に直列に接続される。かかる共振回路には、接点１に対して基準位相発振器４０から共振回路の共振周波数f0で発振する基準位相信号V1(t)が印加され、接点２から共振信号V2(t)が抽出される。
図７に接点２においてキャパシタ１０が接続されたインピーダンス変換回路２０´の等価回路図の一例を示す。本実施例におけるインピーダンス変換回路２０´の内部構成は、上記第１実施例のものとは若干異なり、接点１と接点２との間において各々が直列接続された抵抗Rb、Rc、RdxおよびキャパシタCaと、これらの受動素子に接続された演算増幅器OP1およびOP2によって構成される。抵抗Rdxは可変抵抗器３０´で構成され、その抵抗値は制御部７０より供給される制御信号に応じて変化するようになっている。このとき接点１から見たインピーダンス変換回路２０´とキャパシタ１０からなる共振回路の合成インピーダンスZx2は、
Zx2=Z1・Z3・Z5/(Z2・Z4) ・・・（６）
と表すことができ、上記式（６）のZ1〜Z5に対応するインピーダンス値を代入すると
Zx2=-Rc/[(Rb・Rdx・Ca・C)・ω2]=-1/Dω2 （∵D=(Rb・Rdx・Ca・C)/Rc） ・・・（７）
となる。つまり、接点１から見た共振回路のインピーダンスZx2は、角周波数ωの２乗に反比例し、負の係数を持つ周波数依存性負性抵抗（FDNR：Frequency Dependent Negative Resister）であることがわかる。
図８に周波数依存性負性抵抗によって構成される共振回路による基準位相信号V1(t)から共振信号V2(t)までの周波数伝達特性を示す。位相特性は上記第１実施例の場合と同様、共振回路の共振周波数f0において急激に回転する。ゲイン特性は、共振周波数近傍でピークを有する点は、第１実施例の場合と同様であるが、低周波側でＤＣゲインが存在し、ローパスフィルタのゲイン特性を示す点で異なる。かかる伝達特性は、キャパシタとインダクタを直列接続することによって構成されるＬＣ直列共振回路と同様である。すなわち、インピーダンス変換回路２０´とキャパシタ１０とを直列接続することにより、周波数依存性負性抵抗が構成され、これにより、等価的なＬＣ直列共振回路が構成される。
共振回路を上記の如く構成する場合でも接点２から抽出される共振信号V2(t)は、測定対象の静電容量に応じて位相変調され、基準位相信号V1(t)との位相差に基づく容量検出は可能である。尚、容量検出原理については上記第１実施例と同様であるのでその説明は省略する。
ここで、本実施例に係る共振回路の共振角周波数ω0は、
ω0=1/√(R3・D) (∵D=(Rb・Rdx・Ca・C)/Rc） ・・・（８）
と表すことができ、インピーダンス変換回路２０´内に配置された可変抵抗器３０´の抵抗値Rdxをフィードバック制御することにより、共振周波数の調整が可能である。従って、測定対象のキャパシタ１０の静電容量Ｃが周囲温度の変化等によって大幅に変動した場合の共振周波数の補償は、この可変抵抗器３０´の抵抗値制御により達成される。共振回路の構成と、共振信号V2(t)の抽出点と、可変抵抗器３０´の配置以外は、上記第１実施例と同様であり、位相比較器５０が基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)の位相差に応じた信号レベルを有する位相差信号V3(t)により、測定対象であるキャパシタ１０の静電容量検出がなされる。キャパシタ１０の静電容量変化に伴う共振周波数の変動を補償する方法は、上記第１実施例の場合と同様であるのでその説明は省略する。
尚、本実施例においては、図７におけるインピーダンス変換回路２０´内のインピーダンスＺ４を可変抵抗器３０´で構成し、その抵抗値Rdxを共振回路の共振周波数の変動に応じて変化させる構成としたが、インピーダンス変換回路２０´を構成する抵抗Rb、Rc又はキャパシタCaを可変抵抗又は可変容量で構成し、これらの抵抗値又は静電容量を制御することによってこれを行うこととしてもよい。
理想的なＦＤＮＲ回路による共振回路のＱ値は無限大となる。実回路では、配線による浮遊容量や、演算増幅器のゲインに制限があるためＱは規定値となるが、従来例のコイルによる共振回路に比較して、Ｑの値を容易に高くできる。その結果、図８で示したように、共振周波数ｆ0近傍での位相変化を急激に設計できるので、静電容量Ｃの変化に対する位相ずれ量ΔΦが大きくなり、検出感度を高くできる。したがって高感度のセンサが容易に実現可能となる効果を有する。
（応用例１）
図９に本発明の静電容量検出装置を適用した強誘電体材料の分極方向検出装置のブロック図を示す。媒体１０は、本実施例の分極方向検出装置の測定対象であり、例えばＬｉＴａＯ3等の強誘電体材料からなる。媒体１０に外部から抗電界以上の電界を印加することで分極方向を変化させることができ、データに対応させて媒体１０の分極方向を定めることによって媒体１０にデータ記録を行うことが可能である。すなわち、本発明の分極方向検出装置は、強誘電体材料の分極方向を検出することで媒体１０に記録されたデータの再生を行う再生装置として利用することができる。媒体１０の分極方向は強誘電体材料の非線形誘電率、つまり媒体内に形成されるキャパシタＣの静電容量Ｃｐに反映される。
プローブ１１はその先端が媒体１０に接触あるいは近接して配置される。媒体１０への電界信号V4(t)の印加に伴うプローブ１１直下におけるキャパシタＣの静電容量Ｃｐの変化は、プローブ１１によって読み取られ、記録データの読み出しが行われる。尚、プローブ１１と媒体１０との相対的な位置の移動は例えば媒体１０の形状がディスク状である場合には媒体１０が回転することにより行うこととしてもよい。また、媒体１０の形状がカード状である場合には探針１１と媒体１０のいずれか一方が直線的に移動することにより行うこととしてもよい。プローブ１１には、上記した本発明の容量測定装置が接続される。すなわち、プローブ１１は、接点２においてインピーダンス変換回路２０´に接続される。インピーダンス変換回路２０´の内部構成は図７に示したものと同様であり、可変抵抗器３０´が内蔵され抵抗値Rdxが制御信号に応じて変化するようになっている。インピーダンス変換回路２０´にはプローブ１１を介して媒体１０に形成されているキャパシタＣが接続されるため、周波数依存性負性抵抗が形成され、これによりインピーダンス変換回路２０´とキャパシタＣからなる等価的なＬＣ直列共振回路が構成される。
基準位相発振器４０は、上記共振回路の共振周波数f0で発振する基準位相信号V1(t)を生成し、これを共振回路に供給するとともに、位相比較器３０にも供給する。共振回路に印加された基準位相信号V1(t)は、接点２から共振信号V2(t)として取り出され、位相比較器３０に供給される。
位相比較器５０は、基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)との位相差に応じた信号レベルを有する位相差信号V3(t)を生成し、これを減算器６０および帯域通過フィルタ１００に供給する。
帯域通過フィルタ１００は、後述する電界印加発振器８０から出力される電界信号V4(t)の発振周波数ｆｅを通過帯域とするバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であり、位相比較器５０の出力信号から電界印加周波数ｆｅに相当する周波数成分のみ抽出した出力信号を同期検出器５０に供給する。
電界印加発振器８０は、基準位相信号V1(t)の発振周波数f0よりも十分低い発振周波数ｆｅで発振する正弦波状の電界信号V4(t)を生成し、これを媒体１０の裏面側から供給する。これにより媒体１０に記録されたデータの読み出しを行うための交番電界がプローブ１１直下のキャパシタＣの両端に印加されることとなる。
図１０は、電界印加発振器８０のより詳細な構成を示すブロック図である。電界印加発振器８０は水晶発振器８１と、分周器８２と、帯域通過フィルタ８３と、振幅調整器８４と、により構成される。水晶発振器８１は例えば１０ＭＨｚの安定した発振周波数のクロック信号を生成し、これを分周器８２および後述の位相調整器９０に供給する。分周器８２は入力クロック信号を例えば１／１０００に分周し、１０ＫＨｚの周波数を持つ基準信号を出力し、これを帯域通過フィルタ８３および後述の位相調整器９０に供給する。帯域通過フィルタ８３は、電界信号V4(t)の発信周波数ｆｅを通過帯域とするバンドパスフィルタであり、矩形波状の基準信号を正弦波に成形する。つまり、矩形波状の基準信号は多様な周波数成分を含むので、これを電界信号として媒体１０にそのまま印加すると高精度な信号検出を行う上で好ましくない。そこで、矩形波状の基準信号を帯域通過フィルタ８３により単一周波数信号に変換することにより信号検出感度の向上を図っている。振幅調整器８３は、正弦波状に成形された信号の振幅およびオフセット電圧を調整し、例えば振幅±５Ｖ、周波数１０ＫＨｚの電界信号V4(t)を生成し、これを媒体１０に供給する。振幅調整回路８４の作用によって、電界信号V4(t)のレベル調整がなされ、媒体１０には適切な強度の交番電界が印加されることとなる。具体的には、電界信号V4(t)は、振幅調整回路８４によって、媒体１０に記録されたデータの読出しに必要な振幅レベルであり、かつデータ書き込みには至らない振幅レベルに調整される。
位相調整器９０は、電界印加発振器８０から受信した基準信号に所定の遅延時間Ｔｄを付加した同期信号V5(t)を生成し、これを同期検出器１１０に供給する。具体的には、位相調整器９０は、シフトレジスタによって構成され、基準信号の位相を、電界印加発振器８０から供給されるクロック信号に従って位相シフトさせ同期信号V5(t)を生成する。遅延時間Ｔｄは、例えば、電界信号V4(t)の出力時点から同期検出器１１０による同期検波までに要する時間に設定される。
同期検出器１１０は、同期信号V5(t)に同期して位相差信号V3(t)を同期検波し、その結果を検波信号V6(t)として出力し、これを低域通過フィルタ１２０に供給する。図１１は、同期検出器１１０のより詳細な構成を示すブロック図である。同期検出器１１０は、極性反転器１１１とアナログスイッチ１１２と、を含む。帯域通過フィルタ１００よって電界印加周波数ｆｅ成分のみが抽出された位相差信号V3(t)は、極性反転器１１１およびアナログスイッチ１１２にそれぞれ入力される。極性反転器１１１は、位相差信号V3(t)の極性を反転させ、これをアナログスイッチ１１２に供給する。すなわち、アナログスイッチ１１２には極性反転器１１１を介して極性反転された信号と、極性反転器１１１を介さず元の極性が維持された信号が入力される。更にアナログスイッチ１１２には位相調整器９０からの同期信号V5(t)が入力される。アナログスイッチ１１２は、同期信号V5(t)をコントロール信号として例えば同期信号V5(t)が高レベルのときは位相差信号V3(t)に反転処理を施さない信号を検波信号V6(t)として出力し、同期信号V5(t)が低レベルのときは位相差信号V3(t)に反転処理を施した信号を検波信号V6(t)として出力する。アナログスイッチ１１２は、いわゆるチョッパ回路を構成しており、位相差信号V3(t)のうちの同期信号V5(t)に同期した成分のみを検出し、検波信号V6(t)として出力する。
低域通過フィルタ１２０は、検波信号V6(t)から電界印加周波数（ｆｅ）成分や高調波成分を除去し、再生信号V7(t)を生成する。
本実施例に係る強誘電体材料の分極方向検出原理は、以下のとおりである。電界印加発振器８０から出力される電界信号V4(t)が媒体１０の裏面側から印加されると、プローブ直下に形成されるキャパシタＣの両端に周波数ｆｅの交番電界が印加される。媒体１０に交番電界が印加されることによって媒体１０の非線形誘電率が変化する。これに伴いプローブ１１直下のキャパシタＣの静電容量Ｃｐが変化する。交番電界印加に伴う静電容量Ｃｐの変化の態様は、媒体１０の分極状態によって異なる。具体的には、電界信号V4(t)が正極性のときの静電容量をＣｐｐ、負極性のときの静電容量をＣｐｎとすると、媒体１０の分極方向によってＣｐｐとＣｐｎの大小関係が逆転する。換言すれば、電界信号V4(t)の極性変化に伴って、プローブ１１直下の静電容量Ｃｐが増加するか減少するかは、媒体１０の分極方向によって全く逆の反応を示すのである。本実施例に係る強誘電体材料の分極方向検出装置は、電界信号V4(t)の印加に基づく静電容量Ｃｐの変化を上記した本発明の静電容量検出装置を用いて検出し、媒体１０の分極方向の検出すなわち媒体１０に記録されたデータの再生をなすものである。尚、電界信号V4(t)の印加に伴う静電容量Ｃｐの変化量はａＦ（アトファラド：１０-18Ｆ）のオーダーであり、極めて僅かな容量変化を検出することとなる。
図１２にインピーダンス変換回路２０´とキャパシタＣからなる共振回路における基準位相信号V1(t)から共振信号V2(t)までの周波数伝達特性を示す図である。図１２に示すように伝達特性は、図８に示したものと同様である。本実施例の場合、媒体１０に交番電界が印加されると、プローブ直下に形成されるキャパシタＣの静電容量Ｃｐが変化する。かかる静電容量Ｃｐの変化の態様は、上記したように媒体１０の分極方向すなわち記録データに応じて異なる。例えば、印加電界が正極性のときＣｐ＝Ｃｐｐ、負極性のときＣｐ＝Ｃｐｎとすると、媒体１０に記録されたデータが「１」のときＣｐｐ＜Ｃｐｎとなり、媒体１０に記録されたデータが「０」のときＣｐｐ＞Ｃｐｎとなる。図１２は、媒体１０に記録されたデータが「１」であり、Ｃｐｐ＜Ｃｐｎの関係が成立している場合の伝達特性を示したものであり、印加電界が正（Ｃｐ＝Ｃｐｐ）のときの伝達特性を実線で示し、印加電界が負（Ｃｐ＝Ｃｐｎ）のときの伝達特性を点線で示している。この場合、Ｃｐｐ＜Ｃｐｎであるから、印加電界が負のときは正のときに比べて共振回路の共振周波数が低下し、周波数f0における共振信号V2(t)の位相はΔΦだけ遅れる。一方、図示しないが媒体１０に記録されたデータが「０」の場合は、Ｃｐｐ＞Ｃｐｎであるから、印加電界が負のときは正のときに比べて共振回路の共振周波数が上昇し、周波数f0における共振信号V2(t)の位相はΔΦだけ進む。つまり、交番電界印加時の共振信号V2(t)の位相変化を検出することにより、媒体１０の分極方向を検出でき、記録データの再生が可能となる。本実施例に係る分極方向検出装置は、かかる共振信号V2(t)の位相変化を基準位相信号V1(t)との位相比較を行うことにより検出し、媒体１０の分極方向の検出すなわち記録データの再生を行うものである。
次に本実施例に係る強誘電体材料の分極方向検出装置の動作について図１３に示すタイミングチャートを参照しつつ説明する。図１３において区間１および区間２は媒体１０の分極ドメインを示しており、区間１にはデータ「１」が記録され、区間２にはデータ「０」が記録されているものとする。つまり、媒体１０は、区間１および区間２において各データに対応した互いに異なる分極状態を呈している。電界印加発振器８０は、図１３に示す如く、周期的にその極性が変動する正弦波状の電界信号V4(t)を媒体１０に印加する。これにより、媒体１０のプローブ１１直下のキャパシタＣに交番電界が印加され、交番電界の印加極性に応じてその静電容量Ｃｐが変化する。ここで、電界信号V4(t)が正極性のとき、媒体１０には正方向の電界が印加され、このときのキャパシタＣの静電容量をＣｐｐとし、電界信号V4(t)が負極性のとき、媒体１０には負方向の電界が印加され、このときのキャパシタＣの静電容量をＣｐｎとする。上記の如く、区間１と区間２とでは、媒体１０の分極方向が互いに異なっている。そして、これに起因して区間１ではＣｐｐ＜Ｃｐｎの関係が成立し、区間２ではＣｐｐ＞Ｃｐｎの関係が成立している。このため、媒体１０への交番電界の印加極性に伴い共振回路の共振周波数は変化し、これに伴って共振信号V2(t)の位相が交番電界の印加極性に応じて変動する。具体的には区間１においては共振信号V2(t)は、負方向の電界印加時の方が、正方向の電界印加時に比べ位相が遅れる。位相比較器３０は、基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)の位相差に応じた信号レベルを有する出力信号を生成するが、基準位相信号V1(t)の位相は変動しないので、その出力信号は共振信号V2(t)の位相変動に応じたものとなる。つまり、位相差信号V3(t)は、区間１においては、媒体１０への正方向の電界印加に対応して高レベルを呈し、負方向の電界印加に対応して低レベルを呈する。帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１００は、通過帯域が電界信号V4(t)の周波数ｆｅに設定されており、位相差信号V3(t)から交番電界印加により変化した成分のみを抽出し、他の周波数成分をノイズ成分として除去したものを出力する。
一方、区間２においては、共振信号V2(t)は、媒体１０への正方向の電界印加時の方が、負方向の電界印加時に比べ位相が遅れる。従って、位相比較器５０によって基準位相信号V1(t)と共振信号V2(t)の位相比較がなされた結果、位相差信号V3(t)は、媒体１０への正方向の電界印加に対応して低レベルを呈し、負方向の電界印加に対応して高レベルを呈する。尚、位相差信号V3(t)には、電界信号V4(t)に対して遅延時間Ｔｄの伝播遅延が生じている。
位相調整器９０は、電界信号V4(t)の出力時から同期検波までの伝播遅延に相当する遅延時間Ｔｄだけ電界信号V4(t)に対して遅延させた同期信号V5(t)を生成し、これを同期検出器１１０に供給する。その結果、同期信号V5(t)は、区間１においては位相差信号V3(t)と同位相となり、区間２においては逆位相となる。
同期検出器１１０を構成するアナログスイッチ１１２は、同期信号V5(t)をコントロール信号として同期信号が高レベルのときは極性反転器１１１を通過せず反転処理が施されていない位相差信号V3(t)をそのまま出力し、同期信号が低レベルのときは極性反転器１１１を通過して極性反転された位相差信号V3(t)を出力して検波信号V6(t)を生成する。つまり、同期検出器１１０は、区間１においては、高レベルの位相差信号V3(t)に対しては反転処理を施さず、低レベルの位相差信号V3(t)に対しては、反転処理を施したものを検波信号V6(t)として出力する。一方、同期検出器１１０は、区間２においては、高レベルの位相差信号V3(t)に対しては、反転処理を施し、低レベルの位相差信号V3(t)に対しては反転処理を施さないものを検波信号V6(t)として出力する。かかる同期検出器５０の信号処理によって得られる検波信号V6(t)は、図１３に示すように、区間１においては正極性の信号のみによって構成され、区間２においては負極性の信号のみによって構成される。検波信号V6(t)は、低域通過フィルタ１２０によりキャリア成分が除去され、再生信号V7(t)が生成される。再生信号V7(t)は、区間１において高レベルを呈し、区間２においては低レベルを呈する信号となる。つまり媒体１０に記録されたデータ「１」および「０」は、電圧レベルの違いとして検出され、純電気的に再生される。換言すれば、強誘電体材料の分極方向が純電気的に検出されたことになる。
本実施例の強誘電体材料の分極方向検出装置は、例えばプローブ１１が媒体１０上を走査することにより媒体１０の分極方向の検出すなわち記録データの再生がなされるが、媒体１０上の再生位置が変化することによってもプローブ直下の静電容量Ｃｐは変化する。かかる静電容量Ｃｐの変化は、強誘電体材料の分極方向に起因するものではないため、データの読出し精度の低下を招く。すなわち、媒体再生位置の移動によって静電容量Ｃｐが変化すると、共振回路の共振周波数f0が変化する。共振周波数f0が変化すると基準位相信号V1(t)から共振信号V2(t)までの伝達関数が変化する。このとき基準位相信号V1(t)の周波数が一定の場合、伝達特性の位相中心がずれ、位相検出感度が低下する。つまり、基準位相信号V1(t)の周波数と共振回路の共振周波数とが乖離すると、位相が回転しない周波数領域となり、交番電界印加に伴う共振信号V2(t)の位相変化が小さくなり、その結果、分極方向の検出感度、すなわちデータの読出し精度が低下してしまうのである。しかし、本発明の静電容量検出装置は、上記の如く、測定対象である媒体１０の静電容量変化によって一旦変動した共振回路の共振周波数を再び基準位相信号V1(t)の周波数に一致させるべく可変抵抗器３０´の抵抗値Rdxのフィードバック制御がなされるので、媒体１０の再生位置が変化した場合でも分極方向の検出感度は維持される。
このように、本発明の静電容量検出装置を強誘電体材料の分極方向検出装置に適用することによって、従来のＦＭ復調器を用いるものと比較して装置構成を簡略化でき、更に、交番電界印加に起因しない容量変動に伴う共振回路の共振周波数の変動は、可変抵抗値制御によって補償されるので、再生位置が変化しても分極方向の検出感度すなわちデータ再生精度が維持される。尚、本実施例においては、インピーダンス変換回路と測定対象となるキャパシタとを直列接続して周波数依存性負性抵抗を構成することにより等価的なＬＣ直列共振回路を構成することとしたが、上記第１実施例の如く、インピーダンス変換回路と可変抵抗器とによって等価インダクタを構成し、これと測定対象となるキャパシタを並列接続することにより、等価的なＬＣ並列共振回路を構成することとしてもよい。
（応用例２）
図１４に本発明の静電容量検出装置を適用した加速度センサのブロック図を示す。本実施例の加速度センサは、所定の自由度をもって変位可能に支持された錘体２００を有し、該錘体２００に作用する加速度を錘体２００の変位に基づいて検出するものである。かかる錘体２００変位は、錘体２００と、錘体２００を挟んで対向配置された第１電極２０１および第２電極２０２とからなる２つのキャパシタＣ１およびＣ２の静電容量に基づいて検出される。上記２つのキャパシタの静電容量は、本発明の静電容量検出装置を２つ用いることにより、個別に検出される。以下、本実施例に係る静電容量検出装置の構成について詳細に説明する。
錘体２００とこれと離間して配置された第１電極２０１によってキャパシタＣ１が形成される。キャパシタＣ１の静電容量は、錘体２００と第１電極２０１とのギャップ長により定まる。錘体２００の電位は接地電位に固定され、第１電極２０１は接点２においてインピーダンス変換回路20´-1に接続される。インピーダンス変換回路20´-1の内部構成は図７に示したものと同様であり、可変抵抗器３０´が内蔵され抵抗値Rdxが制御信号に応じて変化するようになっている。インピーダンス変換回路20´-1がキャパシタＣ１に接続されることにより、インピーダンス変換回路20´-1とキャパシタＣ１からなる周波数依存性負性抵抗が構成され、第１の共振回路が構成される。また、錘体２００とこれと離間して配置された第２電極２０２によってキャパシタＣ２が形成される。キャパシタＣ２の静電容量は、錘体２００と第２電極２０２とのギャップ長により定まる。第２電極２０２は接点３においてインピーダンス変換回路20´-2に接続されるインピーダンス変換回路20´-2の内部構成も図７に示したものと同様であり、可変抵抗器３０´が内蔵され抵抗値Rdxが制御信号に応じて変化するようになっている。インピーダンス変換回路20´-2がキャパシタＣ２に接続されることにより、インピーダンス変換回路20´-2とキャパシタＣ２からなる周波数依存性負性抵抗が構成され、第２の共振回路が構成される。上記第１および第２の共振回路には、単一の基準位相発振器４０から基準位相信号V1(t)がそれぞれ印加される。これにより、接点２からは第１の共振回路を構成するキャパシタＣ１の静電容量に応じて位相変調された共振信号V2a（t）が抽出されて、これが位相比較器50-1に供給される。位相比較器50-1は、基準位相信号V1(t)と共振信号V2a(t)との位相差に応じた信号レベルを有する位相差信号V3a(t)を出力する。位相差信号V3a(t)は、減算器60-1に供給されて目標位相差信号との減算結果が誤差信号V8a(t)として出力される。一方、接点３からは、第２の共振回路を構成するキャパシタＣ２の静電容量に応じて位相変調された共振信号V2b(t)が抽出されて、これが位相比較器50-2に供給される。そして、同様の処理を経て減算器60-2より誤差信号V8b(t)が出力される。互いに異なる静電容量検出装置から出力された誤差信号V8a(t)およびV8ｂ(t)は差動増幅器１３０に供給される。差動増幅器１３０は、これら２つの誤差信号の差分に応じた信号を出力する。差動増幅器１３０の出力信号は低域通過フィルタ１４０に入力されてノイズ成分が除去され、加速度検出信号V9(t)として出力される。
キャパシタＣ１とキャパシタＣ２の静電容量は、錘体２００と第１電極２０１および第２電極２０２との間隔に応じて変化し、錘体２００に加速度が作用していない場合には、互いに同じ値（以下、基準値と称する）をとるように調整されている。一方、錘体２００に加速度が作用して変位が生じている場合において、キャパシタＣ１の静電容量が基準値から増加した状態となっている場合には、キャパシタＣ２の静電容量は基準値から減少した状態となる。逆にキャパシタＣ１の静電容量が基準値から減少した状態となっている場合には、キャパシタＣ２の静電容量は基準値から増加した状態となる。つまり、錘体２００に加速度が作用している場合には、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２の静電容量は相補的な関係となり、互いに異なる静電容量値を示すこととなる。かかる相補的関係を有する１対のキャパシタＣ１およびＣ２の静電容量は、本発明の静電容量検出装置を２つ用いて、各静電容量に応じた位相差信号の各々の目標値からのずれを差動増幅することにより錘体２００に作用した加速度に応じた加速度検出信号V9(t)を得ることができ、加速度を電気信号として検出するができる。
ここで、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２は、製造過程におけるばらつき等により意図せずして互いに異なる静電容量となる場合がある。このとき、第１の共振回路と第２の共振回路の共振周波数も互いに異なる。これに対して第１および第２の共振回路に印加される基準位相信号V1(t)は、単一の基準位相発振器４０より発せられるため、基準位相信号V1(t)の周波数を両方の共振周波数に一致させることはできない。このため、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２の双方の静電容量を精度よく検出するのは困難となる。基準位相発振器４０を共振回路毎に別々に設け、各共振回路の共振周波数に一致した２つの基準位相信号を発生させる方法も考えられるが、同一ＬＳＩ上で互いに異なる周波数であり且つ非同期な信号を生成し、動作させるのは誤動作の原因となるため好ましくない。ここで、本発明の静電容量検出装置においては、インピーダンス変換回路20´-1および20´-2には、それぞれ可変抵抗器３０´が内蔵され、その抵抗値RdXが上記の如くフィードバック制御され、２つの共振回路の共振周波数が基準位相信号V1(t)の周波数に一致するように制御される。これにより、互いに静電容量の異なる１対のキャパシタＣ１およびＣ２をそれぞれが含む２つの共振回路の共振周波数は、略一致することとなり、単一の基準位相発振器を用いて高精度な容量検出が可能となる。
このように、本発明の静電容量検出装置を相補的関係を有する１対のキャパシタのそれぞれの静電容量に基づいて加速度を検出する加速度センサに適用することによって、単一の基準位相発振器を用いて高精度な加速度検出が可能となる。尚、本実施例においては、インピーダンス変換回路と測定対象となるキャパシタとを直列接続して周波数依存性負性抵抗を構成することにより等価的なＬＣ直列共振回路を構成することとしたが、上記第１実施例の如く、インピーダンス変換回路と可変抵抗器とによって等価インダクタを構成し、これと測定対象となるキャパシタを並列接続することにより、等価的なＬＣ並列共振回路を構成することとしてもよい。
（応用例３）
図１５に本発明の静電容量検出装置を適用した角速度センサのブロック図を示す。本実施例の角速度センサは、振動体３００をＸ軸方向に振動させた状態でＺ軸周りに回転させたときにＹ軸方向に作用するコリオリ力による振動体３００のＹ軸方向の変位を検出することにより振動体３００に加えられた角速度を検出するものである。かかる振動体３００のＹ軸方向の変位は、上記実施例の加速度センサの場合と同様に静電容量変化として検出される。
励振用発振器１５０は、振動体３００をＸ軸方向に振動させるための励振信号V10(t)を励振電極３０３および位相調整器１６０に供給する。励振信号V10(t)の周波数は、振動体３００のＸ軸方向における固有振動数に相当する共振周波数f0mに設定される。励振電極３０３に励振信号V10(t)が供給されると、振動体３００と励振電極３０３との間に生じる静電気力によって、振動体３００はＸ軸方向に共振周波数f0mで振動する。振動体３００がＸ軸方向に振動しているときにＺ軸周りに角速度が与えられると、与えられた角速度の大きさに応じたコリオリ力がＹ軸方向に働く。これに伴って振動体３００は作用したコリオリ力の大きさに応じたＹ軸方向の変位が生じる。
振動体３００に作用するコリオリ力に基づくＹ軸方向の変位は静電容量変化として検出され、その検出方法は、上記した加速度センサの場合と同様である。すなわち、振動体３００を挟みＹ軸方向において対向する第１電極３０１と第２電極３０２が設けられ、これにより振動体３００のＹ軸方向の変位に応じて静電容量が相補的に変化する１対のキャパシタＣ１およびＣ２が形成される。キャパシタＣ１の静電容量は、振動体３００と第１電極３０１とのギャップ長により定まり、キャパシタＣ２の静電容量は、振動体３００と第２電極３０２とのギャップ長により定まる。第１電極３０１は、接点２においてインピーダンス変換回路20´-1に接続される。インピーダンス変換回路20´-1の内部構成は図７に示したものと同様であり、可変抵抗器３０´が内蔵され抵抗値Rdxが制御信号に応じて変化するようになっている。インピーダンス変換回路20´-1がキャパシタＣ１に接続されることにより、インピーダンス変換回路20´-1とキャパシタＣ１からなる周波数依存性負性抵抗が構成され、第１の共振回路が構成される。一方、第２電極２０２は、接点３においてインピーダンス変換回路20´-2に接続される。インピーダンス変換回路20´-2の内部構成も図７に示したものと同様であり、可変抵抗器３０´が内蔵され抵抗値Rdxが制御信号に応じて変化するようになっている。インピーダンス変換回路20´-2がキャパシタＣ２に接続されることにより、インピーダンス変換回路20´-2とキャパシタＣ２からなる周波数依存性負性抵抗が構成され、第２の共振回路が構成される。
上記第１および第２の共振回路には、単一の基準位相発振器４０から基準位相信号V1(t)がそれぞれ印加される。これにより、接点２からは第１の共振回路を構成するキャパシタＣ１の静電容量に応じて位相変調された共振信号V2a（t）が抽出されてこれが位相比較器50-1に供給される。位相比較器50-1は、基準位相信号V1(t)と共振信号V2a(t)との位相差に応じた信号レベルを有する位相差信号V3a(t)を出力する。位相差信号V3a(t)は、減算器60-1に供給されて目標位相差信号との減算結果が誤差信号V8a(t)として出力される。同様の処理を経て減算器60-2からは、キャパシタＣ２の静電容量に基づく誤差信号V8b(t)が出力される。
誤差信号V8a(t)およびV8b(t)は帯域通過フィルタ170-1、170-2にそれぞれ供給される。帯域通過フィルタ170-1および170-2は、その通過帯域が上記共振周波数f0mに設定され、誤差信号V8a(t)およびV8b(t)から共振周波数f0mに相当する周波数成分のみを抽出し、これを同期検出器180-1および180-2にそれぞれ供給する。
位相調整器１６０は、励振用発振器１５０から供給される励振信号V10(t)に所定の遅延時間Tdを付加した同期信号V11(t)を生成し、これを同期検出器180-1および180-2に供給する。遅延時間Tdは例えば励振用発振器１５０からの励振信号出力時点から同期検出器180-1および180-2による同期検波までに要する時間に設定される。
同期検出器180-1および180-2は、不要な周波数成分が除去された誤差信号V8a(t)およびV8b(t)を同期信号V11(t)に同期したタイミングで同期検波し、検波信号V12aおよびV12b(t)を生成し、これを差動増幅器１９０に供給する。
差動増幅器１９０は、入力された２つの検波信号V12a(t)およびV12b(t)の差分に応じた信号レベルを有する角速度検出信号V13(t)を出力する。角速度検出信号V13(t)は、振動体３００のＺ軸周りの角速度に応じた信号レベルを示し、角速度が電気的に検出されたことになる。
ここで、キャパシタＣ１とキャパシタＣ２は、製造過程におけるばらつき等により、意図せずして互いに異なる静電容量となる場合がある。このとき、２つの共振回路の共振周波数は互いに異なるものとなる。ところが、上記した加速度センサの場合と同様、インピーダンス変換回路20´-1および20´-2には、それぞれ可変抵抗器３０´が内蔵され、その抵抗値RdXが上記の如くフィードバック制御され、２つの共振回路の共振周波数が基準位相信号V1(t)の周波数に一致するように制御される。これにより、２つの共振回路の共振周波数は略一致することとなるので単一の基準位相発振器によっても高精度な容量検出が可能となる。
このように、本発明の静電容量検出装置を相補的関係を有する１対のキャパシタのそれぞれの静電容量に基づいて角速度を検出する角速度センサに適用することによって、単一の基準位相発振器を用いて高精度な角速度検出が可能となる。尚、本実施例においては、インピーダンス変換回路と測定対象となるキャパシタとを直列接続して周波数依存性負性抵抗を構成することにより等価的なＬＣ直列共振回路を構成することとしたが、上記第１実施例の如く、インピーダンス変換回路と可変抵抗器とキャパシタとからなる等価的なＬＣ並列共振回路を構成することとしてもよい。
【０００３】
を構成要素とする共振回路を構成し、該共振回路より抽出される共振信号の位相に基づいて測定対象に付随するキャパシタ成分の静電容量を電気信号に変換して出力する静電容量検出装置において、ＬＳＩ化が容易であり且つＬＳＩ化した場合でも共振回路のＱ値を高く設定することができ、更に測定対象の静電容量が周囲温度の変化等によって変動した場合でも、高い検出感度を維持することができる静電容量検出装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
［０００８］
本発明の静電容量検出装置は、測定対象物体に付随する静電容量に応じた電気信号を出力する静電容量検出装置であって、前記測定対象物体に接触若しくは近接配置されるべき測定端子と、前記測定端子に接続されて共振回路を形成するインピーダンス変換回路と、前記共振回路に対して一定周波数の基準位相信号を供給する基準位相発振器と、前記共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記共振回路から抽出される共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す位相差信号を静電容量検出信号として出力する位相比較手段と、前記位相差信号に基づいて前記共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有し、前記共振周波数調整手段は、前記位相差信号の信号レベルと前記位相差信号の信号レベルの目標値との差分を誤差信号として出力する信号演算器と、前記誤差信号を積分してこれを制御信号として出力する制御器と、を含み、前記制御信号に基づいて前記共振回路の回路定数を定めることを特徴としている。
［０００９］
また、本発明の強誘電体の分極方向検出装置は、強誘電体の表面に接触若しくは近接して配置されるべき少なくとも１つのプローブと、前記強誘電体内部における前記プローブ直下のキャパシタ成分に交番電界を印加する電界印加手段と、を含み、前記交番電界印加に伴う前記キャパシタ成分の静電容量変化に基づいて前記プローブ直下における前記強誘電体の分極方向を検出する強誘電体材料の分極方向検出装置であって、前記キャパシタ成分とインピーダンス変換回路とを含む共振回路と、前記共振回路に一定周波数の基準位相信号を印加する基準位相発振器と、前記共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記共振回路から抽出される共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す位相差信号を生成する位相比較手段と、前記位相差信号を同
【０００４】
期信号に基づいて同期検波し、前記強誘電体の分極方向に対応した再生信号を生成する同期検波手段と、前記位相差信号に基づいて前記共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有し、前記共振周波数調整手段は、前記位相差信号の信号レベルと前記位相差信号の信号レベルの目標値との差分を誤差信号として出力する信号演算器と、前記誤差信号を積分してこれを制御信号として出力する制御器と、を含み、前記制御信号に基づいて前記共振回路の回路定数を定めることを特徴としている。
［００１０］
また、本発明の加速度センサは、作用する加速度に応じて変位する錘体と、前記錘体から離間し且つ前記錘体の変位方向において前記錘体を挟んで対向配置された第１および第２電極と、を有し、前記錘体と前記第１電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第１のキャパシタおよび前記錘体と前記第２電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第２のキャパシタの静電容量に基づいて前記錘体に作用する加速度を検出する加速度センサであって、前記第１のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第１の共振回路と、前記第２のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第２の共振回路と、前記第１および第２の共振回路に一定周波数の基準位相信号を印加する単一の基準位相発振器と、前記第１の共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第１の共振回路から抽出される第１の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第１の位相差信号および前記第２共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第２の共振回路から抽出される第２の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第２の位相差信号を生成する位相比較手段と、前記第１の位相差信号と前記第２の位相差信号の差分に応じた信号を加速度検出信号として出力する信号演算器と、前記第１の位相差信号に基づいて前記第１の共振回路の共振周波数を調整し、前記第２の位相差信号に基づいて前記第２の共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有し、前記共振周波数調整手段は、前記第１および第２の位相差信号の各々の信号レベルと前記第１および第２の位相差信号の各々の信号レベルの目標値との差分を誤差信号としてそれぞれ出力する信号演算器と、前記誤差信号を積分してこれを制御信号として出力する制御器と、を含み、前記制御信号に基づいて前記第１および第２の共振回路の回路定数を定めることを特徴としている。
［００１１］
また、本発明の角速度センサは、供給される励振信号に応じて振動し、振動時において所定の軸周りで回転角速度が加えられたときに作用するコリオリ力に応じて変位する振動体と、前記励振信号を前記振動体に供給する励振信号発生器と、前記振動体から離間し且つ前記振動体の変位方向において前記振動体を挟んで対向配置された第１および第２電極と、を含み、前記振動体と前記第１電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第１のキャパシタおよび前記振動体と前記第２電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第２のキャパシタの静電容量に基づいて前記振動体に加えられた角速度を検出する角速度センサであって、前記第１のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第１の共振回路と、前記第２のキャパシタ
【０００５】
とインピーダンス変換回路とを含む第２の共振回路と、前記第１および第２の共振回路に一定周波数の基準位相信号を印加する単一の基準位相発振器と、前記第１の共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第１の共振回路から抽出される第１の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第１の位相差信号および前記第２の共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第２の共振回路から抽出される第２の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第２の位相差信号を生成する位相比較手段と、前記第１の位相差信号と前記第２の位相差信号の差分に応じた信号を角速度検出信号として出力する信号演算器と、前記第１の位相差信号に基づいて前記第１の共振回路の共振周波数を調整し、前記第２の位相差信号に基づいて前記第２の共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有し、前記共振周波数調整手段は、前記第１および第２の位相差信号の各々の信号レベルと前記第１および第２の位相差信号の各々の信号レベルの目標値との差分を誤差信号としてそれぞれ出力する信号演算器と、前記誤差信号を積分してこれを制御信号として出力する制御器と、を含み、前記制御信号に基づいて前記第１および第２の共振回路の回路定数を定めることを特徴としている。
図面の簡単な説明
［００１２］
［図１］本発明の実施例である静電容量検出装置のブロック図である。
［図２］本発明の実施例であるインピーダンス変換回路の等価回路図である。
［図３］本発明の実施例である共振回路による周波数伝達特性を示す図である。
［図４］本発明の実施例である可変抵抗器の構成を示す図である。
［図５］測定対象の静電容量が変動した場合における周波数伝達特性を示す図である。
［図６］本発明の第２実施例である静電容量検出装置のブロック図である。
［図７］本発明の第２実施例に係るインピーダンス変換回路の等価回路図である。
［図８］本発明の第２実施例に係る共振回路による周波数伝達特性を示す図である。
［図９］本発明の静電容量検出装置を適用した強誘電体の分極方向検出装置のブロック図である。
［図１０］電界印加発振器のより詳細な構成を示すブロック図である。
［図１１］同期検出器のより詳細な構成を示すブロック図である。
［図１２］分極方向検出装置に備えられた共振回路による周波数伝達特性を示す図である。
［図１３］分極方向検出装置によって生成される各信号のタイミングチャートである。

Claims (10)

  1. 測定対象物体に付随する静電容量に応じた電気信号を出力する静電容量検出装置であって、
    前記測定対象物体に接触若しくは近接配置されるべき測定端子と、
    前記測定端子に接続されて共振回路を形成するインピーダンス変換回路と、
    前記共振回路に対して一定周波数の基準位相信号を供給する基準位相発振器と、
    前記共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記共振回路から抽出される共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す位相差信号を静電容量検出信号として出力する位相比較手段と、
    前記位相差信号に基づいて前記共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有することを特徴とする静電容量検出装置。
  2. 前記共振回路は、前記インピーダンス変換回路に直列接続されて等価インダクタンスを形成する抵抗を含むことを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出装置。
  3. 前記抵抗はその抵抗値が可変な可変抵抗であることを特徴とする請求項２に記載の静電容量検出装置。
  4. 前記共振回路は、周波数依存性負性抵抗であることを特徴とする請求項１に記載の静電容量検出装置。
  5. 前記共振回路は、前記周波数依存性負性抵抗の構成要素として可変抵抗を含むことを特徴とする請求項４に記載の静電容量検出装置。
  6. 前記共振周波数調整手段は、前記位相差信号の信号レベルと前記位相差信号の信号レベルの目標値との差分を誤差信号として出力する信号演算器と、前記誤差信号を積分してこれを制御信号として出力する制御器と、を含み、前記制御信号に基づいて前記可変抵抗の抵抗値を定めることを特徴とする請求項３又は５に記載の静電容量検出装置。
  7. 前記インピーダンス変換回路の回路定数は可変であり、
    前記共振周波数調整手段は、前記位相差信号の信号レベルと前記位相差信号の信号レベルの目標値との差分を誤差信号として出力する信号演算器と、前記誤差信号を積分してこれを制御信号として出力する制御器と、を含み、前記制御信号に基づいて前記インピーダンス変換回路の回路定数を定めることを特徴とする請求項２又は４に記載の静電容量検出装置。
  8. 強誘電体の表面に接触若しくは近接して配置されるべき少なくとも１つのプローブと、前記強誘電体内部における前記プローブ直下のキャパシタ成分に交番電界を印加する電界印加手段と、を含み、前記交番電界印加に伴う前記キャパシタ成分の静電容量変化に基づいて前記プローブ直下における前記強誘電体の分極方向を検出する強誘電体材料の分極方向検出装置であって、
    前記キャパシタ成分とインピーダンス変換回路とを含む共振回路と、
    前記共振回路に一定周波数の基準位相信号を印加する基準位相発振器と、
    前記共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記共振回路から抽出される共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す位相差信号を生成する位相比較手段と、
    前記位相差信号を同期信号に基づいて同期検波し、前記強誘電体の分極方向に対応した再生信号を生成する同期検波手段と、
    前記位相差信号に基づいて前記共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有することを特徴とする強誘電体材料の分極方向検出装置。
  9. 作用する加速度に応じて変位する錘体と、前記錘体から離間し且つ前記錘体の変位方向において前記錘体を挟んで対向配置された第１および第２電極と、を有し、前記錘体と前記第１電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第１のキャパシタおよび前記錘体と前記第２電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第２のキャパシタの静電容量に基づいて前記錘体に作用する加速度を検出する加速度センサであって、
    前記第１のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第１の共振回路と、
    前記第２のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第２の共振回路と、
    前記第１および第２の共振回路に一定周波数の基準位相信号を印加する単一の基準位相発振器と、
    前記第１の共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第１の共振回路から抽出される第１の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第１の位相差信号および前記第２共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第２の共振回路から抽出される第２の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第２の位相差信号を生成する位相比較手段と、
    前記第１の位相差信号と前記第２の位相差信号の差分に応じた信号を加速度検出信号として出力する信号演算器と、
    前記第１の位相差信号に基づいて前記第１の共振回路の共振周波数を調整し、前記第２の位相差信号に基づいて前記第２の共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有することを特徴とする加速度センサ。
  10. 供給される励振信号に応じて振動し、振動時において所定の軸周りで回転角速度が加えられたときに作用するコリオリ力に応じて変位する振動体と、前記励振信号を前記振動体に供給する励振信号発生器と、前記振動体から離間し且つ前記振動体の変位方向において前記振動体を挟んで対向配置された第１および第２電極と、を含み、前記振動体と前記第１電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第１のキャパシタおよび前記振動体と前記第２電極とのギャップ長によって定まる静電容量を有する第２のキャパシタの静電容量に基づいて前記振動体に加えられた角速度を検出する角速度センサであって、
    前記第１のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第１の共振回路と、
    前記第２のキャパシタとインピーダンス変換回路とを含む第２の共振回路と、
    前記第１および第２の共振回路に一定周波数の基準位相信号を印加する単一の基準位相発振器と、
    前記第１の共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第１の共振回路から抽出される第１の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第１の位相差信号および前記第２の共振回路に対する前記基準位相信号の印加に応じて前記第２の共振回路から抽出される第２の共振信号と前記基準位相信号との位相差を表す第２の位相差信号を生成する位相比較手段と、
    前記第１の位相差信号と前記第２の位相差信号の差分に応じた信号を角速度検出信号として出力する信号演算器と、
    前記第１の位相差信号に基づいて前記第１の共振回路の共振周波数を調整し、前記第２の位相差信号に基づいて前記第２の共振回路の共振周波数を調整する共振周波数調整手段と、を有することを特徴とする角速度センサ。
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Families Citing this family (47)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB201011785D0 (en) * 2010-07-13 2010-08-25 Oxford Rf Sensors Ltd Permittivity sensor
US8789092B2 (en) 2010-08-12 2014-07-22 Lucid Commerce, Inc. Targeting television ads using keywords
US8768770B2 (en) 2010-08-30 2014-07-01 Lucid Commerce, Inc. System and method for attributing multi-channel conversion events and subsequent activity to multi-channel media sources
DE102011084903A1 (de) * 2011-10-20 2013-04-25 TAKATA Aktiengesellschaft Sensorsysteme für ein Kraftfahrzeug
US20140009176A1 (en) * 2012-07-06 2014-01-09 Apple Inc. Capacitance measurement circuit
CN102854399B (zh) * 2012-09-07 2014-07-23 江苏物联网研究发展中心 一种电容式mems传感器的检测电路
CZ201384A3 (cs) * 2013-02-07 2014-03-26 České vysoké učení technické v Praze - Fakulta elektrotechnická Zařízení pro automatické testování výkonových kondenzátorů
GB201313725D0 (en) * 2013-07-31 2013-09-11 Salunda Ltd Fluid sensor
JP6177051B2 (ja) * 2013-08-23 2017-08-09 株式会社前川製作所 固液二相流体の固相率測定装置、冷却システム及び固相率計測方法
DE112015002408B4 (de) 2014-05-22 2022-10-27 Joyson Safety Systems Acquisition Llc Systeme und Verfahren zum Abschirmen eines Handsensorsystems in einem Lenkrad
JP6211463B2 (ja) 2014-05-23 2017-10-11 日立オートモティブシステムズ株式会社 慣性センサ
CN111422238B (zh) 2014-06-02 2022-10-25 Tk控股公司 用于在方向盘的传感器垫上印刷传感器电路的系统和方法
EP3208634B1 (de) * 2016-02-17 2018-08-15 ELMOS Semiconductor Aktiengesellschaft Ultraschallmesssystem, insbesondere zur abstandsmessung und/oder als parkhilfe bei fahrzeugen
US10336361B2 (en) 2016-04-04 2019-07-02 Joyson Safety Systems Acquisition Llc Vehicle accessory control circuit
US10408870B2 (en) * 2016-06-28 2019-09-10 Himax Technologies Limited Capacitor sensor apparatus and sensing method thereof
CN109689441B (zh) 2016-07-20 2021-12-07 均胜安全系统收购有限责任公司 乘员检测和分类系统
US11320473B2 (en) * 2016-08-22 2022-05-03 Pioneer Corporation Capacitance detection device and optical wavelength-selective filter device
US11211931B2 (en) 2017-07-28 2021-12-28 Joyson Safety Systems Acquisition Llc Sensor mat providing shielding and heating
JP6838517B2 (ja) * 2017-07-31 2021-03-03 日立金属株式会社 ガスセンサ
CN111788084A (zh) * 2018-01-24 2020-10-16 捷温汽车有限公司 用于感测方向盘上的乘员或座椅中的乘员的手的存在的方向盘或座椅的电容感测和加热系统
US11537242B2 (en) 2018-03-29 2022-12-27 Cirrus Logic, Inc. Q-factor enhancement in resonant phase sensing of resistive-inductive-capacitive sensors
US10921159B1 (en) 2018-03-29 2021-02-16 Cirrus Logic, Inc. Use of reference sensor in resonant phase sensing system
US10908200B2 (en) 2018-03-29 2021-02-02 Cirrus Logic, Inc. Resonant phase sensing of resistive-inductive-capacitive sensors
US10642435B2 (en) 2018-03-29 2020-05-05 Cirrus Logic, Inc. False triggering prevention in a resonant phase sensing system
US11092657B2 (en) * 2018-03-29 2021-08-17 Cirrus Logic, Inc. Compensation of changes in a resonant phase sensing system including a resistive-inductive-capacitive sensor
US10725549B2 (en) 2018-03-29 2020-07-28 Cirrus Logic, Inc. Efficient detection of human machine interface interaction using a resonant phase sensing system
EP3654532B1 (en) * 2018-11-16 2022-05-18 Bently Nevada, LLC Proximity sensing system with component compatibility testing
US10948313B2 (en) 2019-02-26 2021-03-16 Cirrus Logic, Inc. Spread spectrum sensor scanning using resistive-inductive-capacitive sensors
US11402946B2 (en) 2019-02-26 2022-08-02 Cirrus Logic, Inc. Multi-chip synchronization in sensor applications
US11536758B2 (en) 2019-02-26 2022-12-27 Cirrus Logic, Inc. Single-capacitor inductive sense systems
US10935620B2 (en) 2019-02-26 2021-03-02 Cirrus Logic, Inc. On-chip resonance detection and transfer function mapping of resistive-inductive-capacitive sensors
JP7204576B2 (ja) * 2019-05-15 2023-01-16 株式会社東芝 センサ
US11171641B2 (en) 2019-06-03 2021-11-09 Cirrus Logic, Inc. Compensation for air gap changes and temperature changes in a resonant phase detector
DE102019117673A1 (de) * 2019-07-01 2021-01-07 Infineon Technologies Ag Spannungsmessung durch referenzschaltungsbasierte Impedanzdetektion
US11079874B2 (en) 2019-11-19 2021-08-03 Cirrus Logic, Inc. Virtual button characterization engine
CN110907880B (zh) * 2019-11-27 2021-01-12 深圳天溯计量检测股份有限公司 一种电容测试仪的校准方法
US11579030B2 (en) 2020-06-18 2023-02-14 Cirrus Logic, Inc. Baseline estimation for sensor system
US11835410B2 (en) 2020-06-25 2023-12-05 Cirrus Logic Inc. Determination of resonant frequency and quality factor for a sensor system
US11868540B2 (en) 2020-06-25 2024-01-09 Cirrus Logic Inc. Determination of resonant frequency and quality factor for a sensor system
US11619519B2 (en) 2021-02-08 2023-04-04 Cirrus Logic, Inc. Predictive sensor tracking optimization in multi-sensor sensing applications
US11808669B2 (en) 2021-03-29 2023-11-07 Cirrus Logic Inc. Gain and mismatch calibration for a phase detector used in an inductive sensor
US11821761B2 (en) * 2021-03-29 2023-11-21 Cirrus Logic Inc. Maximizing dynamic range in resonant sensing
US11507199B2 (en) 2021-03-30 2022-11-22 Cirrus Logic, Inc. Pseudo-differential phase measurement and quality factor compensation
US11979115B2 (en) 2021-11-30 2024-05-07 Cirrus Logic Inc. Modulator feedforward compensation
US11854738B2 (en) 2021-12-02 2023-12-26 Cirrus Logic Inc. Slew control for variable load pulse-width modulation driver and load sensing
JP2024017985A (ja) * 2022-07-28 2024-02-08 カヤバ株式会社 流体性状検出装置
DE102022212172A1 (de) * 2022-11-16 2024-05-16 Forschungszentrum Jülich GmbH Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung sehr kleiner Kapazitätsänderungen

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS568563A (en) 1979-07-02 1981-01-28 Toshiba Corp Measuring device for reactance change
JP3047241B2 (ja) 1989-10-11 2000-05-29 日立電子エンジニアリング株式会社 液状半導体形成材料気化供給装置
US5321366A (en) * 1992-08-31 1994-06-14 Murata Mfg. Co. Ltd. Capacitance sensor apparatus of divided multi-electrode type
JP3126872B2 (ja) 1994-05-12 2001-01-22 三菱電機株式会社 燃料の混合比率検知装置
JP3233791B2 (ja) * 1994-08-25 2001-11-26 株式会社山武 差動容量反転積分器及びこれを用いた静電容量変化量検出装置
JPH08307199A (ja) * 1995-01-11 1996-11-22 Yoshiro Tomikawa 静電型変換手段の容量成分低減回路および静電型変換手段の駆動装置ならびに検出装置
JPH08278336A (ja) * 1995-04-10 1996-10-22 Murata Mfg Co Ltd 静電センサ装置
JPH0949736A (ja) 1995-08-08 1997-02-18 Yoshiro Tomikawa 振動型ジャイロスコープの駆動装置
JP4178637B2 (ja) 1998-12-25 2008-11-12 松下電工株式会社 超音波センサの送受波回路
US7102366B2 (en) * 2001-02-09 2006-09-05 Georgia-Pacific Corporation Proximity detection circuit and method of detecting capacitance changes
JP4098689B2 (ja) 2002-09-11 2008-06-11 康雄 長 誘電体再生装置、誘電体記録装置及び誘電体記録再生装置
JP4455201B2 (ja) * 2004-07-20 2010-04-21 富士通マイクロエレクトロニクス株式会社 検出回路
JP2007046927A (ja) 2005-08-08 2007-02-22 Wacoh Corp 加速度・角速度センサおよびその製造方法
JP5341807B2 (ja) * 2010-03-26 2013-11-13 株式会社東芝 加速度センサ

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