JP4908594B2 - 強誘電体材料の分極方向検出装置および分極方向検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、強誘電体材料の分極方向を検出する分極方向検出装置および分極方向検出方法に関する。

近年、 情報量の増大から高速且つ大量に情報を蓄積する技術への要求が高まっている。 現在最も広く情報記録に使用されている磁気記録の記録密度は理論限界に近づきつつあり、垂直磁気記録を用いても、１Tbit/inch²の記録密度を達成することが限界だと考えられている。一方、強誘電体は自発分極を持ち、その分極方向は、外部から電界を印加することにより反転させることができる。従って、デジタルデータをこの分極の向きに対応させて情報を記録することができる。また、強誘電体の分域壁は１、２単位格子程度で、強磁性体のそれより格段に薄いことはよく知られており、そのドメインサイズも強磁性体のドメインサイズよりはるかに小さいので、強誘電体の極微細なドメインを人工的に制御できれば超高密度情報記録素子が得られると考えられる。しかし、強誘電材料中の分極は、材料の表面に付着した電子やイオン等の表面電荷によって遮蔽され、これを測定すること、すなわち、記録された情報を読み出すことは困難であった。

強誘電体の分極分布を純電気的に検出する装置として、ＳＮＤＭ（走査型非線形誘電率顕微鏡）が知られている。図１はこのＳＮＤＭを応用した公知の強誘電体の分極方向検出装置のブロック図である。この装置は、強誘電体材料の非線形誘電率すなわちプローブ３直下の静電容量Ｃｐを測定することで強誘電体の分極方向を判別するものである。かかる装置において強誘電体材料１の分極方向を検出するには、ステージ２とリングプローブ４およびプローブ３間に外部から交番電界Ｅｐを印加する。すると発振器５の発振周波数が交番電界に伴って変化する。このときの符号を含めた発振周波数の変化の割合は、プローブ直下の非線形誘電率すなわち静電容量Ｃｐによって決定されるので、その周波数変化の割合をプローブ３が２次元スキャンすることによって強誘電体材料１の分極分布が検出される。発振器５の周波数変化はＦＭ復調器６で復調した後、ＰＳＫ復調器７で印加電界の周波数で同期検波することによって検出される。
特開２００４−１２７４８９号公報

上記した如き構成の装置においては、再生時におけるデータ転送レートの高速化を図ろうとした場合、強誘電体材料に印加する交番電界Ｅｐの発振周波数を高く設定する必要がある。しかし、強誘電体材料に高周波の交番電界を印加すると、強誘電体材料に付随した電極等をアンテナとしてノイズが放射されやすい状況となる。このノイズは空中を伝播しインダクタ成分を有する発振器に飛びついて、発振器の出力信号にノイズ成分が重畳し、その結果、信号に歪みが生じることとなる。すると、ＰＳＫ復調器による同期検波が適切に行われず、強誘電体材料の分極方向の検出感度が低下し、強誘電体材料に記録されたデータの再生精度の悪化を招くこととなる。

本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであり、強誘電体材料に比較的高い周波数の交番電界を印加した際に発生するノイズの影響を抑制し、高い信号検出感度を維持することができる強誘電体材料の分極方向検出装置および分極方向検出方法を提供することを目的とする。

本発明の強誘電体材料の分極方向検出装置は、強誘電体の表面に接触若しくは近接して配置されるべき少なくとも１つのプローブと、前記強誘電体に電界信号を供給し前記強誘電体内部における前記プローブ直下のキャパシタ成分に交番電界を印加する電界印加手段と、を含み、前記交番電界印加に伴う前記キャパシタ成分の静電容量変化に基づいて前記プローブ直下における前記強誘電体の分極方向を検出する強誘電体材料の分極方向検出装置であって、前記プローブを介して供給される測定信号から前記交番電界印加に伴う前記静電容量変化に応じた信号レベルを有する検出信号を生成する復調手段と、前記検出信号を同期信号に基づいて同期検波し、前記強誘電体の分極方向に対応した分極方向検出信号を生成する同期検波手段と、前記電界信号の周波数と同一の周波数であり且つ位相および振幅が異なる擬似ノイズ信号を生成する擬似ノイズ信号生成手段と、を含み、前記復調手段は、前記測定信号に含まれるノイズ成分を前記擬似ノイズ信号との信号演算処理によって除去するノイズ成分除去手段を含むことを特徴としている。

また、本発明の強誘電体材料の分極方向検出方法は、少なくとも１つのプローブを強誘電体の表面に接触若しくは近接して配置し、前記強誘電体に電界信号を供給し前記強誘電体内部における前記プローブ直下のキャパシタ成分に交番電界を印加して、前記交番電界印加に伴う前記キャパシタ成分の静電容量変化に基づいて前記プローブ直下における前記強誘電体の分極方向を検出する強誘電体材料の分極方向検出方法であって、前記プローブを介して供給される測定信号から前記交番電界印加に伴う前記静電容量変化に応じた信号レベルを有する検出信号を生成する復調ステップと、前記検出信号を同期信号に基づいて同期検波し、前記強誘電体の分極方向に対応した分極方向検出信号を生成する同期検波ステップと、前記電界信号の周波数と同一の周波数であり且つ位相および振幅が異なる擬似ノイズ信号を生成する擬似ノイズ信号生成ステップと、を含み、前記復調ステップは、前記測定信号に含まれるノイズ成分を前記擬似ノイズ信号との信号演算処理によって除去するノイズ成分除去ステップを含むことを特徴としている。

従来の検出装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例である強誘電体材料の分極方向検出装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施例であるＦＭ復調器のより詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施例である信号発生器のより詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施例である同期検出器のより詳細な構成を示すブロック図である。 本発明の実施例である分極方向検出装置によって生成される各信号のタイミングチャートである。 本発明の第２実施例である強誘電体材料の分極方向検出装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施例である強誘電体材料の分極方向検出装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施例である直列共振回路の周波数伝達特性を示す図である。 本発明の他の実施例である分極方向検出装置によって生成される各信号のタイミングチャートである。

符号の説明

１０ 媒体（強誘電体材料）
１１ プローブ
２０ 発振器
３０ ＦＭ復調器
４０ 減算器
５０ 同期検出器
６０ 低域通過フィルタ
７０ 信号発生器
８０ 基準位相発振器
９０ 位相比較器
１００ 帯域通過フィルタ

以下、本発明の実施例について図面を参照しつつ説明する。尚、以下に示す図において、実質的に同一又は等価な構成要素、部分には同一の参照符号を付している。

（第１実施例）
図２は、本発明に係る強誘電体材料の分極方向検出装置の構成を示すブロック図である。媒体１０は、本発明の分極方向検出装置の測定対象であり、例えばＬｉＴａＯ_３等の強誘電体材料からなる。媒体１０に外部から抗電界以上の電界を印加することで分極方向を変化させることができ、データに対応させて媒体１０の分極方向を定めることによって媒体１０にデータ記録を行うことが可能である。すなわち、本発明の分極方向検出装置は、強誘電体材料の分極方向を検出することで媒体１０に記録されたデータの再生を行う再生装置として利用することができる。媒体１０の分極方向は強誘電体材料の非線形誘電率、つまり媒体内に形成されるキャパシタＣの静電容量Ｃｐに反映される。

プローブ１１はその先端が媒体１０に接触あるいは近接して配置される。媒体１０への電界信号V3(t)の印加に伴うプローブ１１直下におけるキャパシタＣの静電容量Ｃｐの変化は、プローブ１１によって読み取られ、記録データの読み出しが行われる。尚、プローブ１１と媒体１０との相対的な位置の移動は例えば媒体１０の形状がディスク状である場合には媒体１０が回転することにより行うこととしてもよい。また、媒体１０の形状がカード状である場合には探針１１と記録媒体１０のいずれか一方が直線的に移動することにより行うこととしてもよい。

発振器２０は、インダクタＬを含み、このインダクタＬとプローブ１１直下に形成されているキャパシタＣとでＬＣ共振回路を構成し、キャパシタＣの静電容量Ｃｐの変化によって周波数変調された発振信号V1(t)を生成する。尚、静電容量Ｃｐは例えばｐＦ（ピコファラド）のオーダであり、インダクタＬのインダクタンスはｎＨ（ナノヘンリー）のオーダであり、発振信号V1(t)の周波数は数百ＭＨｚから数ＧＨｚとなるように発振器２０は設計されている。発振器２０としては、プローブ１１およびキャパシタＣを含み、キャパシタＣの静電容量Ｃｐに応じた発振信号V1(t)を生成する発振ループが形成されていればよい。

ＦＭ復調器３０は、発振信号V1(t)を局部発振信号との混合により低周波信号に変換し、発振信号V1(t)の周波数ｆ１に応じた電圧レベルを有する周波数検出信号V2(t)を生成する。周波数検出信号V2(t)は、減算器４０に供給される。ＦＭ復調器３０のより詳細な構成については後述する。

信号発生器７０は、周波数ｆｅの電界信号V3(t)を生成する。電界信号V3(t)は、媒体１０の裏面側から供給される。電界信号V3(t)の周波数ｆｅにおいて発振器２０のインダクタＬのインピーダンスは十分小さく、インダクタＬの一端は接地されているので周波数ｆｅにおいてプローブ１１は、接地されているとみなせる。従って、電界信号V3(t)が媒体１０の裏面側から印加されると媒体１０とプローブ間に交番電界が印加されることとなる。媒体１０に交番電界が印加されることによって媒体１０の非線形誘電率が変化する。これに伴いプローブ１１直下のキャパシタＣの静電容量Ｃｐが変化する。交番電界印加に伴う静電容量Ｃｐの変化の態様は、記録媒体１０の分極状態によって異なる。具体的には、電界信号V3(t)が正極性のときの静電容量をＣｐｐ、負極性のときの静電容量をＣｐｎとすると、記録媒体１０の分極方向によってＣｐｐとＣｐｎの大小関係が逆転する。換言すれば、電界信号V3(t)の極性変化に伴って、プローブ１１直下の静電容量Ｃｐが増加するか減少するかは、媒体１０の分極方向によって全く逆の反応を示すのである。本発明に係る強誘電体材料の分極方向検出装置は、電界信号V3(t)の印加に基づく静電容量Ｃｐの変化を検出することによって媒体１０の分極方向の検出すなわち媒体１０に記録されたデータの再生をなすものである。尚、電界信号V3(t)の印加に伴う静電容量Ｃｐの変化量はａＦ（アトファラド：１０^−１８Ｆ）のオーダであり、極めて僅かな容量変化を検出することとなる。また、電界信号V3(t)の周波数ｆｅは、発振信号V1(t)の周波数ｆ１よりも十分小さく、例えば数ＫＨｚから数百ＫＨｚに設定され、ｆ１＞＞ｆｅの関係が成立している。また、信号発生器７０は、電界信号V3(t)と同一の周波数であり、電界信号V3(t)に対し所定の遅延時間が付加された同期信号V4(t)を生成し、これを同期検出器５０に供給する。また、信号発生器７０は、電界信号V3(t)と同一の周波数を有し、且つ電界信号V3(t)とは振幅および位相が異なるキャンセル信号V5(t)を生成し、これを減算器４０に供給する。キャンセル信号V5(t)は、その位相および振幅を調整することにより媒体１０への交番電界印加に伴って媒体１０より放射されるノイズを略再現したものとなる。信号発生器７０の詳細な構成については後述する。

減算器４０は、ＦＭ復調器３０より供給される周波数検出信号V2(t)からキャンセル信号V5(t)を減算する信号演算処理を行う。これにより、周波数検出信号V2(t)に含まれる媒体１０への交番電界印加に伴うノイズ成分が除去される。減算器４０は、かかる信号演算処理によって得られた信号を補正信号V6(t)として出力し、これを同期検出器５０に供給する。

同期検出器５０は、同期信号V4(t)に同期して補正信号V6(t)を同期検波し、その結果を検波信号V7(t)として出力し、これを低域通過フィルタ６０に供給する。同期検出器５０の詳細な構成については後述する。

低域通過フィルタ６０は、検波信号V7(t)から電界印加周波数（ｆｅ）成分や高調波成分を除去し、再生信号V8(t)を生成する。再生信号V8(t)は、媒体１０の分極方向に応じた信号レベルを呈しており、従って再生信号V8(t)が生成されることによって媒体１０の分極方向が検出されたことになる。

図３は、ＦＭ復調器３０のより詳細な構成を示すブロック図である。ＦＭ復調器３０は、混合器３１と、ｆ−ｖ変換器３２と、減算器３３と、帯域通過フィルタ３４と、制御器３５と、電圧制御発振器３６と、を含む。

混合器３１は、例えばダブルバランスドミキサと、低域通過フィルタと、増幅器とを含む（いずれも図示せず）。ダブルバランスドミキサは、発振器２０から供給される周波数ｆ１の発振信号V1(t)と、電圧制御発振器３６から供給される周波数ｆ２の局部発振信号とを混合することにより互いに周波数が異なる２つのビート信号を生成する。すなわち、ダブルバランスドミキサは、その周波数がｆ1+ｆ2で示される第１ビート信号および｜ｆ1-ｆ2｜で示される第２ビート信号を生成する。低域通過フィルタ（図示せず）は、高周波である第１ビート信号を除去し、低周波である第２ビート信号のみを通過させる。第２ビート信号は、上記の如く｜ｆ1-ｆ2｜で示される信号であり、発振信号V1(t)の周波数ｆ１と局部発振信号の周波数ｆ２との差分に相当する周波数を有する信号である。従って、第２ビート信号は発振信号V1(t)よりも低周波となる。第２ビート信号は、増幅器（図示せず）によって増幅され、周波数変換信号として出力される。つまり、混合器３１は、発振器２０より供給される発振信号V1(t)の周波数を低周波信号に変換したものを周波数変換信号Δｆとして出力するのである。

ｆ−ｖ変換器３２は、混合器３１で生成された周波数変換信号Δｆの周波数(｜ｆ1-ｆ2｜)に比例した電圧レベルを有するｆ−ｖ変換信号を生成する。ｆ−ｖ変換器３２は、例えばコンパレータと、単安定マルチバイブレータと、低域通過フィルタと、増幅器とにより構成される（いずれも図示せず）。コンパレータは、周波数変換信号Δｆと所定の基準レベルとを比較し、周波数変換信号Δｆの信号レベルが基準レベルよりも大きいときはデジタル値１を出力し、周波数変換信号Δｆの信号レベルが基準レベルよりも小さいときはデジタル値０を出力する。単安定マルチバイブレータは、コンパレータにより２値化判定された信号の立ち上がりエッジをトリガとして一定のパルス幅を有するパルス信号列を発生させる。低域通過フィルタは、周波数変換信号Δｆの周波数をキャリア成分として除去するべく通過帯域が設定され、単安定化マルチバイブレータから出力されたパルス列を平均化する。かかるｆ−ｖ変換器３２による信号処理により、混合器３１より供給される周波数変換信号Δｆはその周波数に応じた電圧信号に変換される。ｆ−ｖ変換器３２からのｆ−ｖ変換信号は、減算器３３およびバンドパスフィルタ３４にそれぞれ供給される。

帯域通過フィルタ３４は、その通過帯域の中心周波数が電界信号V3(t)の周波数ｆｅに設定されており、ｆ−ｖ変換信号に含まれる交番電界印加に伴う変化分以外の信号成分、例えばハム等のノイズ成分を不要な成分として除去し、これをＦＭ復調器３０の出力信号たる周波数検出信号V2(t)として出力する。

減算器３３には、ｆ−ｖ変換器３２からのｆ−ｖ変換信号および目標周波数信号が入力される。目標周波数信号とは、ｆ−ｖ変換信号の目標値を示すものである。減算器３３は、ｆ−ｖ変換信号から目標周波数信号を減算し、その結果を誤差信号として出力する。つまり、誤差信号は、ｆ−ｖ変換信号の目標値からのずれ量に応じたものとなる。減算器３３によって生成された誤差信号は、制御器３５に供給される。

制御器３５は、例えば反転積分器によって構成され、減算器３３より供給された誤差信号を積分し、ｆ−ｖ変換信号が目標値に一致するべく、誤差信号に対して、位相補償し、位相反転させ、これを制御信号として出力する。すなわち、制御器３５は誤差信号が負の場合は制御信号の出力レベルを上昇させ、誤差信号が正の場合には制御信号の出力レベルを下降させる。制御信号は電圧制御発振器５０に供給される。

電圧制御発振器３６は、例えばインダクタと可変容量ダイオードと能動素子とを含み（いずれも図示せず）、制御器３５より供給される制御信号に応じて可変容量ダイオードの容量値を変化させる。その結果、電圧制御発振器３６は、制御信号の電圧レベルに応じた発振周波数ｆ２で発振する局部発振信号を出力する。

このように、ＦＭ復調器３０は混合器３１、ｆ−ｖ変換器３２、減算器３３、制御器３５、電圧制御発振器３６によってフィードバック制御ループを形成することにより、ｆ−ｖ変換信号が、目標周波数信号と一致するように局部発振信号の周波数が制御される。かかるフィードバック制御によって、例えばプローブ１１が媒体１０上を移動することによりプローブ１１直下のキャパシタＣの静電容量Ｃｐが大きく変動し、これに伴って発振信号V1(t)の周波数が大きく変動しても、局部発振信号がその変動に追従するように変化するので周波数変換信号Δｆおよびｆ−ｖ変換器３２の出力信号は一定となる。従って、データ再生位置の変化等によって生じた周波数の変動成分は除外され、高精度の信号検出が可能となる。詳述すると、発振信号V1(t)の発振周波数が例えば１ＧＨｚの場合、データ再生位置の変化に伴う発振信号V1(t)の周波数変動は、１ＭＨｚ以上に及ぶ場合がある。混合器３１から出力される周波数変換信号Δｆ（=｜ｆ1-ｆ2｜）の周波数を数百ＫＨｚとして選択した場合、仮にフィードバック制御を行わず局部発振信号の周波数ｆ２を固定値に設定すると、媒体１０の再生位置の変化に伴う発振信号V1(t)の発振周波数ｆ１の変化量が周波数変換信号Δｆの周波数を上回ることとなり周波数検出が破綻する。そこで、本発明においては、フィードバック制御ループを構成し、周波数変換信号Δｆおよびｆ−ｖ変換信号が一定範囲に収まるように発振信号V1(t)の周波数ずれに追従するように局部発振信号の周波数を制御することにより、再生位置変化等によってプローブ１１直下の静電容量Ｃｐが大きく変化した場合でも、安定した周波数検出を行うことが可能となるのである。

次に、図４に信号発生器７０のより詳細な構成を示す。水晶発振器７１は例えば１０ＭＨｚの安定した発振周波数のクロック信号を生成し、これを分周器７２および後述の位相調整器７５および７６に供給する。分周器７２は入力クロック信号を例えば１／１０００に分周し、周波数１０ＫＨｚの基準周波数信号を出力し、これを帯域通過フィルタ７３および位相調整器７５および７６に供給する。帯域通過フィルタ７３は、電界信号V3(t)の発信周波数ｆｅ（例えば１０ＫＨｚ）を通過帯域の中心周波数とするバンドパスフィルタであり、分周器７２より供給される矩形波状の基準周波数信号を正弦波に成形する。矩形波状の基準周波数信号はそのエッジ部分において多様な周波数成分を含むので、これを電界信号V3(t)として媒体１０にそのまま印加すると高精度な信号検出を行う上で好ましくない。そこで、本実施例においては基準周波数信号を帯域通過フィルタ７３を通過させ単一周波数成分からなる正弦波に変換することで信号検出感度の向上を図っている。振幅調整器７４は、正弦波状に成形された基準周波数信号の振幅およびオフセット電圧を調整し、例えば振幅±５Ｖ、周波数１０ＫＨｚの電界信号V3(t)を生成し、これを媒体１０に供給する。振幅調整器７４の作用によって、電界信号V3(t)のレベル調整がなされ、媒体１０には適切な強度の交番電界が印加されることとなる。具体的には、電界信号V3(t)は、振幅調整器７６によって、媒体１０に記録されたデータの読出しに必要な振幅レベルであり、かつデータ書き込みには至らない振幅レベルに調整される。

位相調整器７５は、シフトレジスタによって構成され、基準周波数信号をクロック信号に従って位相シフトさせることにより同期信号V4(t)を生成する。つまり、同期信号V4(t)は、電界信号V3(t)の出力時から同期検出器５０による同期検波までの遅延量に相当する時間Ｔｄだけ、電界信号V3(t)に対して遅延されて出力される。同期信号V4(t)は、同期検出器５０に供給される。

位相調整器７５も同様に、シフトレジスタによって構成され、基準周波数信号をクロック信号に従って位相シフトさせ、所定の遅延時間が付加される。帯域通過フィルタ７７は、電界信号V3(t)の発信周波数ｆｅ（例えば１０ＫＨｚ）を通過帯域の中心周波数とするバンドパスフィルタであり、位相調整器７６によって位相調整された矩形波状の基準周波数信号を電界信号V3(t)と同じ単一周波数成分からなる正弦波に成形する。振幅調整器７８は、帯域通過フィルタ７７の出力信号に対して振幅およびオフセット電圧を調整し、これをキャンセル信号V5(t)として出力する。すなわち、キャンセル信号V5(t)は、電界信号V3(t)に対して同一の周波数を有する同一形状の信号であって、位相および振幅が電界信号V3(t)とは異なった信号となる。キャンセル信号V5(t)は、位相調整器７６および振幅調整器７８によって位相および振幅を調整されることにより、高周波の交番電界の媒体１０への印加に伴って媒体１０から放射され、発振信号V1(t)等に重畳するノイズ成分を略再現することができる。かかるノイズ成分は、媒体１０への交番電界印加に伴って発生するため、電界信号V3(t)と同一の周波数成分からなり、その位相および振幅は、発振器２０や媒体１０の構成および配置等が固定されていれば概ね安定したものとなる。従って、上記の如く電界信号V3(t)に対して周波数は維持したまま位相および振幅を調整することにより、上記ノイズ成分を擬似的に再現することができるのである。本発明においては、信号発生器７０によってこの擬似的に再現した擬似ノイズ信号をキャンセル信号V5(t)として生成している。尚、上記の如く発振器２０や媒体１０の構成および配置等が固定されていれば、ノイズ成分は位相および振幅が安定しており殆ど変動しないことから、キャンセル信号V5(t)は、固定的なものであってもよいが、何らかのノイズ成分の変動要因、例えば温度変化等に備えて位相および振幅を調整する機構を設けることとしてもよい。

減算器４０は、ＦＭ復調器３０から出力される周波数検出信号V2(t)からキャンセル信号V5(ｔ)を減算することにより、周波数検出信号V2(t)に含まれるノイズ成分を除去し、これを補正信号V6(t)として出力する。このように、本実施例においては、周波数検出信号V2(t)からノイズ成分を除去するべく、減算器４０を設け、キャンセル信号V5(t)を減算する構成としているが、加算器で構成することも可能である。この場合、キャンセル信号として上記したものから極性反転させた信号を生成する必要がある。

次に、図５に同期検出器５０のより詳細な構成を示す。同期検出器５０は、極性反転器５１と、アナログスイッチ５２と、を含む。減算器４０より供給される補正信号V6(t)は、極性反転器５１およびアナログスイッチ５２にそれぞれ入力される。極性反転器５１は、補正信号V6(t)の極性を反転させ、これをアナログスイッチ５２に供給する。すなわち、アナログスイッチ５２には極性反転器５１を介して極性反転された信号と、極性反転器５１を介さず元の極性を維持した信号が入力されることとなる。更にアナログスイッチ５２には信号発生器７０によって生成された同期信号V4(t)が入力される。アナログスイッチ５２は、同期信号V4(t)をコントロール信号として例えば同期信号V4(t)が高レベルのときは補正信号V6(t)に反転処理を施さない信号を検波信号V7(t)として出力し、同期信号V4(t)が低レベルのときは補正信号V6(t)に反転処理を施した信号を検波信号V7(t)として出力する。つまり、アナログスイッチ５２は、いわゆるチョッパ回路を構成しており、補正信号V6(t)のうちの同期信号V4(t)に同期した成分のみを検出し、検波信号V7(t)として出力する。

次に本発明に係る強誘電体材料の分極方向検出装置の動作について図６に示すタイミングチャートを参照しつつ説明する。図６において区間１および区間２は媒体１０の分極ドメインを示しており、区間１にはデータ「１」が記録され、区間２にはデータ「０」が記録されているものとする。つまり、記録媒体１０は、区間１および区間２において各データに対応した互いに異なる分極状態を呈している。

信号発生器７０は、図６に示す如く、周期的にその極性が変動する正弦波状の電界信号V3(t)を媒体１０に印加する。これにより、媒体１０のプローブ１１直下のキャパシタＣに交番電界が印加され、交番電界の印加極性に応じてその静電容量Ｃｐが変化する。ここで、電界信号V3(t)が正極性のとき、媒体１０には正方向の電界が印加され、このときのキャパシタＣの静電容量をＣｐｐとし、電界信号V3(t)が負極性のとき、媒体１０には負方向の電界が印加され、このときのキャパシタＣの静電容量をＣｐｎとする。上記の如く、区間１と区間２とでは、媒体１０の分極方向が互いに異なっており、これに起因して区間１ではＣｐｐ＜Ｃｐｎの関係が成立し、区間２ではＣｐｐ＞Ｃｐｎの関係が成立している。このため発振器２０より出力される発振信号V1(t)は、区間１においては正方向の電界印加時の方が、負方向の電界印加時に比べ発振周波数が高くなる。一方、区間２においては、正方向の電界印加時の方が、負方向の電界印加時に比べ発振周波数が低くなる。このように、交番電界印加に伴う静電容量Ｃｐの変化は、発振器２０によって周波数変化に変換されて発振信号V1(t)として出力される。

ＦＭ復調器３０は、発振信号V1(t)の交番電界印加に伴う周波数変化を電圧変化に変換し、これを周波数検出信号V2(t)として出力するが、電界信号V3(t)の周波数が比較的高い場合、媒体１０の電極等をアンテナとしてノイズが放射され、これが発振器３０によって受信された結果、このノイズ成分が発振信号V1(t)に重畳し、図６に示す如くＦＭ復調器３０の出力信号である周波数検出信号V2(t)に歪みが生じる。減算器４０にはこの歪みが生じた周波数検出信号V2(t)と、信号発生器７０によって生成されたキャンセル信号V5(t)が入力される。減算器４０は、歪みを有する周波数検出信号V2（t）からキャンセル信号V5(t)を減算することにより歪み成分を抑圧し、これを補正信号V6(t)として出力する。尚、キャンセル信号V5(t)は、補正後の周波数検出信号V2(t)の歪み成分が最小となるように位相および振幅が調整される。歪み成分が除去された周波数検出信号V2(t)すなわち補正信号V6(t)は、電界信号V3(t)に対して時間Ｔｄだけ遅延し、且つ区間１においては正方向の電界印加に対応して高レベルを呈し、負方向の電界印加に対応して低レベルを呈する。一方、補正信号V6(t)は、区間２においては、これとは逆の信号レベルを呈し、正方向の電界印加に対応して低レベルを呈し、負方向の電界印加に対応して高レベルを呈する。信号発生器７０は、電界信号V3(t)の印加から同期検波までの遅延量に相当する時間Ｔｄだけ電界信号V3(t)の出力時から遅延させた同期信号V4(t)を生成し、これを同期検出器５０に供給する。その結果、補正信号V6(t)は区間１においては同期信号V4(t)と同位相となり、区間２においては逆位相となる。

同期検出器５０を構成するアナログスイッチ５２は、同期信号V4(t)をコントロール信号として同期信号V4(t)が高レベルのときは極性反転器５１を通過せず反転処理が施されていない補正信号V6(t)をそのまま出力し、同期信号V4(t)が低レベルのときは極性反転器５１を通過して極性反転された補正信号V6(t)を出力して検波信号V7(t)を生成する。つまり、同期検出器５０は、区間１においては、高レベルの補正信号V6(t)に対しては反転処理を施さず、低レベルの補正信号V6(t)に対しては、反転処理を施したものを検波信号V7(t)として出力し、区間２においては、高レベルの補正信号V6(t)に対しては、反転処理を施し、低レベルの補正信号V6(t)に対しては反転処理を施さないものを検波信号V7(t)として出力する。かかる同期検出器５０の信号処理によって得られる検波信号V7(t)は、区間１においては正極性の信号のみによって構成され、区間２においては負極性の信号のみによって構成される。

検波信号V7(t)は、低域通過フィルタ６０によりキャリア成分が除去され、再生信号V7(t)が生成される。再生信号V7(t)は、区間１において高レベルを呈し、区間２においては低レベルを呈する信号となる。つまり媒体１０に記録されたデータ「１」および「０」は、再生信号V7(t)において電圧レベルの違いとして出力され、純電気的に再生される。換言すれば、強誘電体材料の分極方向が純電気的に検出されたことになる。

このように、本発明の強誘電体材料の分極方向検出装置においては、媒体１０に交番電界を印加するための電界信号V3(t)に対して同一の周波数を有する同一形状の信号であって、位相および振幅が電界信号V3(t)とは異なったキャンセル信号V5(t)を生成する。キャンセル信号V5(t)はその位相および振幅を調整することにより、高周波の交番電界を媒体１０に印加したときに媒体１０から放射され、発振信号V1(t)に重畳するノイズ成分を略再現することができる。本発明の強誘電体材料の分極方向検出装置においては、かかるノイズ成分を擬似的に再現した擬似ノイズ信号をキャンセル信号V5(t)として装置内部で生成し、フィードフォワード制御により該ノイズ成分を除去するのである。これにより、強誘電体材料からなる媒体の分極方向を検出する際に比較的高い周波数の交番電界を印加する場合でも、高い信号検出感度を維持することが可能となる。

（第２実施例）
図７に本発明の強誘電体材料の分極方向検出装置の第２実施例を示す。第２実施例の検出装置は、キャンセル信号V5(t)による補正対象となる信号が上記第１実施例と異なる。すなわち、第１実施例の検出装置においては、ＦＭ復調器３０の後段に減算器４０が設けられ、ＦＭ復調器３０から出力される周波数検出信号V2(t)がキャンセル信号V5(t)による補正対象となっていた。本実施例においては、ＦＭ復調器３０の周波数制御ループ内で信号補正処理が行われる。すなわち、本実施例の検出装置においては、ＦＭ復調器３０の周波数制御ループ内に設けられた制御器３５の後段に減算器４０が設けられ、減算器４０には制御器３５からの制御信号および信号発生器７０からのキャンセル信号V5(t)が入力される。減算器４０ａは、制御器３５より供給される制御信号からキャンセル信号V5(t)を減算し、これを補正信号V6(t)として電圧制御発振器３６に供給する。電圧制御発振器３６は、通常のフィードバック制御ループに基づく制御偏差と、キャンセル信号V5(t)とによって周波数変調された局部発振信号を生成し、これを混合器３１に供給する。尚、本実施例においても、電界信号V3(t)に対して同一周波数を有する同一波形の信号であって、位相および振幅が電界信号V3(t)とは異なる信号をキャンセル信号V5(t)として用いることができる。混合器３１は、高周波の交番電界印加に伴って媒体１０から放射されたノイズによって周波数変調された発振信号V1(t)と、キャンセル信号V5(t)によって周波数変調がなされた局部発振信号を混合し、周波数変換信号Δｆを生成する。このとき、キャンセル信号V5(t)の位相および振幅を適切に調整することにより、ノイズ成分が除去された周波数変換信号Δｆを得ることができる。以降の処理は、上記第１実施例と同様である。このように、ＦＭ復調器３０の周波数制御ループ内部でキャンセル信号V5(t)を用いた信号補正を行うことによってもノイズ成分を除去することが可能であり、上記第１実施例と同様の効果を得ることができる。

（第３実施例）
図８に本発明の強誘電体材料の分極方向検出装置の第３実施例を示す。第３実施例の検出装置は、媒体１０の分極方向の検出原理が上記第１および第２実施例と異なっている。すなわち、上記第１および第２実施例の検出装置は、プローブ１１直下に形成されるキャパシタＣの交番電界印加に基づく静電容量Ｃｐの変化を、キャパシタＣを構成要素に持つ発振器を構成することにより周波数変化に変換し、これをＦＭ復調器によって復調することにより、媒体１０の分極方向を検出するものであった。本実施例に係る検出装置は、かかる静電容量Ｃｐの変化を、位相変化に変換することにより媒体１０の分極方向を検出する構成となっている。具体的には、本実施例の検出装置は、第１実施例における検出装置と比較して発振器２０およびＦＭ復調器３０が除去され、基準位相発振器８０、位相比較器９０、帯域通過フィルタ１００およびインダクタＬが新たに追加された構成となる。以下、本実施例の検出装置について上記第１実施例に係る検出装置と異なる部分を中心に説明する。

プローブ１１はその先端が媒体１０に接触あるいは近接して配置される。電界信号V3(t)の印加に伴うプローブ１１直下におけるキャパシタＣの静電容量Ｃｐの変化は、プローブ１１によって読み取られ、記録データの読み出しが行われる。プローブ１１には、インダクタＬが直列接続される。これにより、インダクタＬ、プローブ１１直下のキャパシタＣからなる直列共振回路が形成される。

基準位相発振器８０は、上記直列共振回路の共振周波数ｆ０で発振する基準位相信号V10(t)を生成し、これを直列共振回路および位相比較器９０に供給する。直列共振回路に印加された基準位相信号V10(t)は、インダクタＬとプローブ１１（キャパシタＣ）との接続点から共振信号V11(t)として取り出され、位相比較器９０に供給される。尚、基準位相発振器８０および信号発生器７０の出力インピーダンスは、共振周波数ｆ０においてインダクタＬおよびキャパシタＣのインピーダンスと比較して十分低く、その結果、インダクタＬおよびキャパシタＣによりＱ値の高い直列共振回路が形成される。

位相比較器９０は、基準位相信号V10(t)と共振信号V11(t)との位相差に応じた信号レベルを有する出力信号を生成し、これを帯域通過フィルタ１００に供給する。位相比較器９０は、例えばダブルバランストミキサで構成することができ、乗算器として動作するため入力された２信号の発信周波数が同じ場合、２信号の位相差に対応した直流電圧を出力する。

帯域通過フィルタ１００は、信号発生器７０より出力される電界信号V3(t)の周波数ｆｅを通過帯域の中心周波数とするバンドパスフィルタであり、位相比較器９０の出力信号から電界印加周波数成分のみ抽出し、これを位相差信号V12(t)として出力する。位相差信号V12(t)は、減算器４０に供給される。

信号発生器７０は、上記第１実施例と同様に電界信号V3(t)、キャンセル信号V5(t)および同期信号V4(t)を生成し、これらをそれぞれ媒体１０、減算器４０、同期検出器５０に供給する。尚、電界信号V3(t)の周波数ｆｅは、基準位相位相信号V10(t)の周波数に対して十分低く設定される。

減算器４０は、帯域通過フィルタ１００より供給される位相差信号V12(t)からキャンセル信号V5(t)を減算し、その結果を補正信号V6(t)として出力する。これにより、媒体１０へ高周波の交番電界を印加することによって媒体１０から放出され、基準位相信号V10(t)等に重畳したノイズ成分によって歪みが生じた位相差信号V12(t)からノイズ成分が除去されて、歪みのない補正信号V6(t)が生成される。補正信号V6(t)は、同期検出器５０に供給される。同期検出器５０は、同期信号V4(t)に同期して補正信号V6(t)を同期検波し、その結果を検波信号V7(t)として出力し、これを低域通過フィルタ６０に供給する。低域通過フィルタ６０は、検波信号V6(t)から電界印加周波数（ｆｅ）成分や高調波成分を除去し、再生信号V8(t)を生成する。

図９は、インダクタＬおよびキャパシタＣによって構成される直列共振回路の周波数伝達特性を示したものである。図９に示す如く、直列共振回路の共振周波数ｆ０においてゲインはピークとなり、位相は急激に回転する。ここで、媒体１０に交番電界が印加されると、プローブ直下に形成されるキャパシタＣの静電容量Ｃｐが変化する。かかる静電容量Ｃｐの変化の態様は、上記したように媒体１０の分極方向すなわち記録データに応じて異なる。例えば、印加電界が正極性のときＣｐ＝Ｃｐｐ、負極性のときＣｐ＝Ｃｐｎとすると、媒体１０に記録されたデータが「１」のときＣｐｐ＜Ｃｐｎとなり、媒体１０に記録されたデータが「０」のときＣｐｐ＞Ｃｐｎとなる。図９は、媒体１０に記録されたデータが「１」であり、Ｃｐｐ＜Ｃｐｎの関係が成立している場合の伝達特性を示したものであり、印加電界が正（Ｃｐ＝Ｃｐｐ）のときの伝達特性を実線で示し、印加電界が負（Ｃｐ＝Ｃｐｎ）のときの伝達特性を点線で示している。この場合、Ｃｐｐ＜Ｃｐｎであるから、印加電界が負のときは印加電界が正のときに比べて直列共振回路の共振周波数がΔｆだけ低くなり、基準位相信号V10(t)の発振周波数ｆ０における位相はΔΦだけ遅れることとなる。すなわち、共振信号V11(t)は、交番電界の極性が正のときと負のときで、周波数ｆ０における位相がΔΦだけ変化する。一方、媒体１０に記録されたデータが「０」の場合においても、交番電界印加に伴う位相変化は生じ、この場合、印加電界が負のときは印加電界が正のときに比べて周波数ｆ０における位相がΔΦだけ進む。つまり、交番電界印加時の共振信号V11(t)の位相変化を検出することにより、媒体１０の分極方向を検出でき、記録データの再生が可能となる。本発明に係る分極方向検出装置は、かかる共振信号V11(t)の位相変化を基準位相信号V10(t)との位相比較を行うことにより検出し、媒体１０の分極方向の検出すなわち記録データの再生を行うものである。

次に本実施例に係る検出装置の動作について図１０に示すタイミングチャートを参照しつつ説明する。図１０において区間１および区間２は媒体１０の分極ドメインを示しており、区間１にはデータ「１」が記録され、区間２にはデータ「０」が記録されているものとする。つまり、媒体１０は、区間１および区間２において各データに対応した互いに異なる分極状態を呈している。信号発生器７０は、図１０に示す如く、周期的にその極性が変動する正弦波状の電界信号V3(t)を媒体１０に印加する。これにより、媒体１０のプローブ１１直下のキャパシタＣに交番電界が印加され、交番電界の印加極性に応じてその静電容量Ｃｐが変化する。ここで、電界信号V3(t)が正極性のとき、媒体１０には正方向の電界が印加され、このときのキャパシタＣの静電容量をＣｐｐとし、電界信号V3(t)が負極性のとき、媒体１０には負方向の電界が印加され、このときのキャパシタＣの静電容量をＣｐｎとする。上記の如く、区間１と区間２とでは、媒体１０の分極方向が互いに異なっている。そして、これに起因して区間１ではＣｐｐ＜Ｃｐｎの関係が成立し、区間２ではＣｐｐ＞Ｃｐｎの関係が成立している。このため、交番電界の印加極性が反転するのに伴って直列共振回路の共振周波数は変化し、これに伴って共振信号V11(t)の位相が交番電界の印加極性に応じて変動する。具体的には区間１においては共振信号V11(t)は、負方向の電界印加時の方が、正方向の電界印加時に比べ位相が遅れる。一方、区間２においては、共振信号V11(t)は、媒体１０への正方向の電界印加時の方が、負方向の電界印加時に比べ位相が遅れる。位相比較器９０は、基準位相信号V10(t)と共振信号V11(t)の位相差に応じた信号レベルを有する出力信号を生成するが、基準位相信号V10(t)の位相は変動しないので、その出力信号は共振信号V11(t)の位相変動に応じたものとなる。帯域通過フィルタ１００は、通過帯域の中心周波数が電界信号V3(t)の周波数ｆｅに設定されており、位相比較器９０の出力信号から交番電界印加により変化した成分のみを抽出し他の周波数成分をノイズ成分として除去した位相差信号V12(t)を出力する。かかる位相比較器９０および帯域通過フィルタ１００の信号処理により、位相差信号V12(t)は、区間１においては、媒体１０への正方向の電界印加に対応して高レベルを呈し、負方向の電界印加に対応して低レベルを呈し、区間２においては、媒体１０への正方向の電界印加に対応して低レベルを呈し、負方向の電界印加に対応して高レベルを呈する。

ここで、媒体１０に印加した電界信号V3(t)の周波数が比較的高い場合、媒体１０に高周波の交番電界が印加され、媒体１０からノイズが放射され、そのノイズが共振信号V11(t)等に重畳し、図１０に示す如く、位相差信号V12(t)には歪みが生じる。減算器４０にはこの歪みが生じている位相差信号V12(t)と、信号発生器７０によって生成されたキャンセル信号V5(t)が入力される。減算器４０は、歪みを有する位相差信号V12（t）からキャンセル信号V5(t)を減算することにより歪み成分を抑圧し、これを補正信号V6(t)として出力する。尚、キャンセル信号V5(t)は、補正後の位相差信号V12(t)の歪み成分が最小となるように位相および振幅が調整される。

信号発生器７０は、電界信号V3(t)の印加から同期検波までの遅延量に相当する時間Ｔｄだけ電界信号V3(t)の出力時に対して遅延させた同期信号V4(t)を生成し、これを同期検出器５０に供給する。その結果、補正信号V6(t)は区間１においては同期信号V4(t)と同位相となり、区間２においては逆位相となる。

同期検出器５０を構成するアナログスイッチ５２は、同期信号V4(t)をコントロール信号として同期信号が高レベルのときは極性反転器５１を通過せず反転処理が施されていない位相差信号V5(t)をそのまま出力し、同期信号が低レベルのときは極性反転器５１を通過して極性反転された位相差信号V5(t)を出力して検波信号V7(t)を生成する。つまり、同期検出器５０は、区間１においては、高レベルの補正信号V6(t)に対しては反転処理を施さず、低レベルの補正信号V6(t)に対しては、反転処理を施したものを検波信号V7(t)として出力する。一方、同期検出器５０は、区間２においては、高レベルの補正信号V6(t)に対しては、反転処理を施し、低レベルの補正信号V6(t)に対しては反転処理を施さないものを検波信号V7(t)として出力する。かかる同期検出器５０の信号処理によって得られる検波信号V7(t)は、図１０に示すように、区間１においては正極性の信号のみによって構成され、区間２においては負極性の信号のみによって構成される。

検波信号V7(t)は、低域通過フィルタ６０によりキャリア成分が除去され、再生信号V7(t)が生成される。再生信号V7(t)は、区間１において高レベルを呈し、区間２においては低レベルを呈する信号となる。つまり媒体１０に記録されたデータ「１」および「０」は、電圧レベルの違いとして検出され、純電気的に再生される。換言すれば、強誘電体材料の分極方向が純電気的に検出されたことになる。

上記したように、本実施例においては、プローブ１１直下に形成されているキャパシタＣを含む直列共振回路を構成し、この直列共振回路に外部から基準位相信号V10(t)を印加するとともに媒体１０に交番電界を印加して、直列共振回路のキャパシタＣ（実際にはプローブ１１）とインダクタＬの接続点から共振信号V11(t)を抽出し、交番電界印加に伴う共振信号V11(t)の位相変化を基準位相信号V10(t)との位相比較によって抽出することにより、媒体１０の分極方向の検出、すなわち記録データの再生を行う。このように、交番電界印加に伴う静電容量変化を位相変化に変換し、これを抽出することによっても媒体１０の分極方向を検出することができ、ＦＭ復調器３０が不要となり、上記第１および第２実施例の検出装置に比べ装置構成を簡略化することができる。そして、かかる検出原理を用いる本実施例の如き装置においても、上記第１および第２実施例の検出装置と同様、高周波の交番電界印加にともなって発生するノイズ成分をキャンセル信号V5(t)を用いて除去することが可能である。

尚、本実施例においては、インダクタＬとプローブ直下に形成されるキャパシタＣとで直列共振回路を構成する場合を例に説明したが、インダクタＬとキャパシタＣとで並列共振回路を構成することとしてもよい。

Claims (10)

1. 強誘電体の表面に接触若しくは近接して配置されるべき少なくとも１つのプローブと、前記強誘電体に電界信号を供給し前記強誘電体内部における前記プローブ直下のキャパシタ成分に交番電界を印加する電界印加手段と、を含み、前記交番電界印加に伴う前記キャパシタ成分の静電容量変化に基づいて前記プローブ直下における前記強誘電体の分極方向を検出する強誘電体材料の分極方向検出装置であって、
   前記プローブを介して供給される測定信号から前記交番電界印加に伴う前記静電容量変化に応じた信号レベルを有する検出信号を生成する復調手段と、
   前記検出信号を同期信号に基づいて同期検波し、前記強誘電体の分極方向に対応した分極方向検出信号を生成する同期検波手段と、
   前記電界信号の周波数と同一の周波数成分を含む擬似ノイズ信号を生成する擬似ノイズ信号生成手段と、を含み、
   前記復調手段は、前記測定信号に含まれるノイズ成分を前記擬似ノイズ信号との信号演算処理によって除去するノイズ成分除去手段を含むことを特徴とする強誘電体材料の分極方向検出装置。
2. 前記復調手段は、前記プローブと前記キャパシタ成分とを含み、前記キャパシタ成分の静電容量に応じた周波数の発振信号を生成する発振ループと、
   前記発振信号の周波数に応じた信号レベルを有する周波数検出信号を生成する周波数検出器と、を含み、
   前記ノイズ成分除去手段は、前記周波数検出信号から前記擬似ノイズ信号を減算する演算器を含むことを特徴とする請求項１に記載の強誘電体材料の分極方向検出装置。
3. 前記復調手段は、前記プローブと前記キャパシタ成分とを含み前記キャパシタ成分の静電容量に応じた周波数の発振信号を生成する発振ループと、
   供給される制御信号に応じた周波数の局部発振信号を生成する電圧制御発振器と、
   前記発振信号と前記局部発振信号とを混合し、前記発振信号を低周波信号に変換する混合器と、
   前記低周波信号の周波数に応じた信号レベルを有する周波数検出信号を生成する周波数検出器と、
   前記周波数検出信号の目標値からのずれに応じた信号レベルを有する出力信号を生成する制御器と、を含む制御ループを有し、
   前記ノイズ成分除去手段は、前記制御ループに対して前記擬似ノイズ信号を注入して得た信号を前記制御信号として前記電圧制御発振器に供給する演算器からなることを特徴とする請求項１に記載の強誘電体材料の分極方向検出装置。
4. 前記復調手段は、前記キャパシタ成分と、前記プローブに付随したインダクタ成分と、からなる共振回路と、
   前記共振回路に高周波交流信号を印加する基準位相発振器と、
   前記高周波交流信号の前記共振回路への印加に伴って前記インダクタ成分と前記キャパシタ成分とによる共振により発生した共振信号と前記高周波交流信号との位相差に応じた信号レベルを有する位相差信号を生成する位相比較器と、を含み、
   前記ノイズ成分除去手段は、前記位相差信号から前記擬似ノイズ信号を減算する演算器からなることを特徴とする請求項１に記載の強誘電体材料の分極方向検出装置。
5. 前記電界信号および前記擬似ノイズ信号は、単一周波数成分からなる正弦波であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１に記載の強誘電体材料の分極方向検出装置。
6. 前記電界信号と前記擬似ノイズ信号と前記同期信号とは、前記電界信号の周波数と同一の周波数で発振する共通の基準周波数信号に基づいて生成されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１に記載の強誘電体材料の分極方向検出装置。
7. 前記擬似ノイズ信号生成手段は、前記基準周波数信号に遅延時間を付加して位相を変化せしめる位相調整器と、
   前記電界信号の周波数と同一の周波数を通過帯域の中心周波数とし、前記基準周波数信号の前記通過帯域以外の周波数成分を遮断する帯域通過フィルタと、
   前記基準周波数信号の振幅を変化せしめる振幅調整器と、を含むことを特徴とする請求項６に記載の強誘電体材料の分極方向検出装置。
8. 前記擬似ノイズ信号の位相および振幅は可変であることを特徴とする請求項７に記載の強誘電体材料の分極方向検出装置。
9. 前記復調手段は、前記電界信号の周波数と同一の周波数を通過帯域の中心周波数とする帯域通過フィルタを更に含むことを特徴とする請求項２乃至８のいずれか１に記載の強誘電体材料の分極方向検出装置。
10. 少なくとも１つのプローブを強誘電体の表面に接触若しくは近接して配置し、前記強誘電体に電界信号を供給し前記強誘電体内部における前記プローブ直下のキャパシタ成分に交番電界を印加して、前記交番電界印加に伴う前記キャパシタ成分の静電容量変化に基づいて前記プローブ直下における前記強誘電体の分極方向を検出する強誘電体材料の分極方向検出方法であって、
    前記プローブを介して供給される測定信号から前記交番電界印加に伴う前記静電容量変化に応じた信号レベルを有する検出信号を生成する復調ステップと、
    前記検出信号を同期信号に基づいて同期検波し、前記強誘電体の分極方向に対応した分極方向検出信号を生成する同期検波ステップと、
    前記電界信号の周波数と同一の周波数成分を含む擬似ノイズ信号を生成する擬似ノイズ信号生成ステップと、を含み、
    前記復調ステップは、前記測定信号に含まれるノイズ成分を前記擬似ノイズ信号との信号演算処理によって除去するノイズ成分除去ステップを含むことを特徴とする強誘電体材料の分極方向検出方法。

Images