JPWO2008132825A1 - 無線送信装置、無線受信装置およびブロック構成方法 - Google Patents

無線送信装置、無線受信装置およびブロック構成方法 Download PDF

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Abstract

ＦＤＥにプリコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる無線送信装置。この装置において、変調部（１０２）は、送信データのうちの第１データを第１変調方式で変調して第１シンボル列を生成し、変調部（１０３）は、第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で、送信データのうちの第２データを変調して第２シンボル列を生成し、複製部（１０４）は、第２シンボル列を複製して複数の第２シンボル列を得る。そして、配置部（１０５）は、第１シンボル列の両側に複数の第２シンボル列をそれぞれ配置し、プリコーディング部（１０６）は配置後の各シンボル列に対してプリコーディングを行う。

Description

本発明は、無線送信装置、無線受信装置およびブロック構成方法に関する。
次世代の移動体通信システムへ向けて１００Ｍｂｐｓを超えるデータレートを実現すべく、高速パケット伝送に適した無線伝送方式について様々な検討が行われている。このような高速パケット伝送を行うためには使用周波数帯域の広帯域化が必要であり、１００ＭＨｚ程度の帯域幅を用いることが検討されている。
このような広帯域伝送を移動体通信で行うと、通信チャネルは遅延時間が互いに異なる複数のパスからなる周波数選択性チャネルになることが知られている。よって、移動体通信における広帯域伝送では、先行するシンボルが後続のシンボルに対して干渉する符号間干渉（ＩＳＩ：ＩｎｔｅｒＳｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が発生して誤り率特性が劣化する。また、周波数選択性チャネルは、周波数帯域内でチャネル伝達関数が変動するチャネルであるため、このようなチャネルを伝搬して受信された信号のスペクトルは歪んでしまう。
ＩＳＩの影響を除去して誤り率特性を改善するための技術として等化技術がある。等化技術として、無線受信装置で用いる周波数領域等化（ＦＤＥ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）がある。ＦＤＥでは、受信ブロックを高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって直交周波数成分に分解し、各周波数成分に対しチャネル伝達関数の逆数に近似した等化重みを乗算した後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）によって時間領域信号に変換する。このＦＤＥにより、受信ブロックのスペクトルの歪みを補償することができ、その結果、ＩＳＩが低減されて誤り率特性が改善される。
また、最近、プリコーディング技術である送信等化技術としてＴｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ（以下、ＴＨＰという）をＦＤＥに併用することが検討されている。すなわち、無線送信装置では送信ブロックに対してＴＨＰを行い、無線受信装置では受信ブロックに対してＦＤＥを行うことが検討されている。ＴＨＰでは、送信ブロックに対してチャネル情報に基づいて干渉成分を逐次的に減算する処理を行う。このＴＨＰにより、送信ブロックに対して加算される干渉成分を予めキャンセルでき、ＩＳＩが低減されて誤り率特性が改善される。なお、チャネル情報を完全に把握している場合、ＩＳＩを完全に抑圧した伝送が可能となる。例えば、周波数選択性フェージングの影響により受信レベルが大きく落ち込んだ周波数成分が存在し、ＦＤＥを行っても完全には等化されず干渉成分が残ってしまう場合でも、ＦＤＥにＴＨＰを併用することによって干渉成分を予め除去することで誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
一方で、ＦＤＥにＴＨＰを併用することにより、ＦＤＥ後の受信ブロックの先頭付近のシンボルの誤り率特性が劣悪になる性質がある。この誤り率特性の劣化を防ぐために、従来の無線送信装置では、誤り率特性が劣悪であるブロックの先頭付近にダミーシンボルを挿入している（例えば、非特許文献１参照）。
武田一樹，留場宏道，安達文幸，「Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇを用いるシングルキャリア周波数領域等化」，信学技報，社団法人電子情報通信学会，２００６年６月，ＲＣＳ２００６−４１，ｐｐ．３７−４２（Ｋ．Ｔａｋｅｄａ，Ｈ．Ｔｏｍｅｂａ，Ｆ．Ａｄａｃｈｉ，"Ｓｉｎｇｌｅ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｏｍａｉｎ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ｕｓｉｎｇ Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ"，ＩＥＩＣＥ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ，ＲＣＳ２００６−４１，ｐｐ．３７−４２，２００６−６）
上記従来技術のようにブロックの先頭付近にダミーシンボルを挿入すると、ダミーシンボル長の分だけデータレートが低下してしまう。
本発明の目的は、ＦＤＥにプリコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる無線送信装置、無線受信装置およびブロック構成方法を提供することである。
本発明の無線送信装置は、送信データのうちの第１データを第１変調方式で変調して第１シンボル列を生成する第１変調手段と、前記第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で、前記送信データのうちの第２データを変調して第２シンボル列を生成する第２変調手段と、前記第２シンボル列を複製して複数の第２シンボル列を得る複製手段と、前記第１シンボル列の両側に前記複数の第２シンボル列をそれぞれ配置する配置手段と、配置後の各シンボル列に対してプリコーディングを行うプリコーディング手段と、プリコーディング後の各シンボル列を送信する送信手段と、を具備する構成を採る。
本発明によれば、ＦＤＥにプリコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
本発明の実施の形態に係る無線送信装置のブロック構成図 本発明の実施の形態に係る無線受信装置のブロック構成図 ＱＰＳＫ変調での各シンボルのマッピングを示す図 １６ＱＡＭ変調での各シンボルのマッピングを示す図 ＴＨＰおよびＦＤＥを用いたシングルキャリア伝送における誤り率特性を示す図 本発明の実施の形態に係るシンボル列配置例
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
本実施の形態では、無線送信装置はＴＨＰを行ったシングルキャリア信号を無線受信装置へ送信し、無線受信装置はそのシングルキャリア信号に対してＦＤＥを行う。
以下、本実施の形態に係る無線送信装置および無線受信装置の構成について説明する。図１に本実施の形態に係る無線送信装置１００の構成を示し、図２に本実施の形態に係る無線受信装置２００の構成を示す。
図１に示す無線送信装置１００において、分配部１０１には送信データおよび図示しない受信部より遅延波時間情報が入力される。なお、遅延波時間情報は、無線受信装置２００（図２）からフィードバックされる。そして、分配部１０１は、入力される遅延波時間情報に基づいて送信データを第１データと第２データとに分配する。ここで、第２データのデータ長は遅延波時間情報に基づいて決定される。また、第１データのデータ長は、送信データのうち第２データ以外の残りのデータのデータ長となる。例えば、分配部１０１は、送信データのうちの前半部分を第２データとし、後半部分を第１データとして分配する。そして、分配部１０１は、第１データを変調部１０２に出力し、第２データを変調部１０３に出力する。
変調部１０２は、分配部１０１から入力される第１データを第１変調方式で変調して、複数のシンボルで構成される第１シンボル列を生成する。そして、変調部１０２は、第１シンボル列を配置部１０５へ出力する。
変調部１０３は、分配部１０１から入力される第２データを第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で変調して、複数のシンボルで構成される第２シンボル列を生成する。そして、変調部１０３は、第２シンボル列を複製部１０４へ出力する。
複製部１０４は、変調部１０３から入力される第２シンボル列を複製（レピティション）して複数の第２シンボル列を得る。ここで、複製部１０４にて得られる第２シンボル列の数は、第１変調方式の変調多値数と第２変調方式の変調多値数との差に基づいて決定される。具体的には、第２シンボル列の数は、ｌｏｇ２ｎ／ｌｏｇ２ｍにより求められる。ここで、ｍは第１変調方式の変調多値数、ｎは第２変調方式の変調多値数を示す。そして、複製部１０４は、得られた複数の第２シンボル列を配置部１０５へ出力する。
配置部１０５は、変調部１０２から入力される第１シンボル列を時間領域に連続して配置し、配置された第１シンボル列の両側に複製部１０４から入力される複数の第２シンボル列を時間領域に連続してそれぞれ配置する。このとき、配置部１０５は、第１シンボル列の両側に、複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを半数ずつ対称な並びで配置する。これにより、中心部分に第１シンボル列が配置され、両端部分のそれぞれに同一の複数の第２シンボル列がそれぞれ配置されたブロックが構成される。そして、配置部１０５は、時間領域信号であるブロックをプリコーディング部１０６に出力する。
プリコーディング部１０６には、無線受信装置２００からフィードバックされた、伝搬路の伝送特性を示すチャネル情報が図示しない受信部より入力される。プリコーディング部１０６は、配置部１０５から入力されるブロックに対してＴＨＰを用いてプリコーディングを行う。Ｎｃシンボルで構成されるブロックに対するＴＨＰは、最大ＮｃタップのフィードバックフィルタとＭｏｄｕｌｏ演算回路とで構成される。なお、１ブロックを構成するシンボル数Ｎｃは、無線受信装置２００においてＦＤＥを行うシンボル数と同一である。具体的には、ＴＨＰでは、シンボルｓ（ｔ）（ｔ＝０〜Ｎｃ−１）で構成されるブロック長Ｎｃの入力ブロックｓ＝［ｓ（Ｎｃ−１）…ｓ（０）］Ｔが入力されたとき、出力ブロックｘ＝［ｘ（Ｎｃ−１）…ｘ（０）］Ｔは次式（１）により得られる。
Figure 2008132825
 ここで、行列Ｆは各シンボル入力時のフィルタ係数行列であり、次式（２）で表すことができる。
Figure 2008132825
 ｆｔ，ｔ＋τはシンボルｓ（ｔ）が入力されたときのτ番目のフィードバック係数を表す。フィードバック係数には、プリコーディング部１０６に入力されるチャネル情報のうち希望波成分以外のチャネルのインパルス応答を用いる。また、ｚｔ＝［ｚｔ（Ｎｃ−１）…ｚｔ（０）］ＴはＭｏｄｕｌｏ演算の等価表現である。Ｍｏｄｕｌｏ演算では、ＴＨＰの出力を安定させるためにフィードバックフィルタのループ処理で得られる信号の実部および虚部をそれぞれ［−Ｍ，Ｍ］の範囲に変換する。また、式（１）においてシンボルｓ（ｔ）は、−Ｍ≦｛Ｒｅ［ｓ（ｔ）］，Ｉｍ［ｓ（ｔ）］｝＜Ｍを満たすものとする。そして、プリコーディング部１０６は、ＴＨＰ後のブロックをＧＩ（Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）付加部１０７に出力する。
ＧＩ付加部１０７は、プリコーディング部１０６から入力されるブロックの先頭にそのブロックの後端部分をＧＩとして付加する。なお、ブロックの先頭に付加されたＧＩおよびそのブロックから構成される信号はスロットと呼称されることもある。
無線送信部１０８は、ＧＩ付加後のブロックに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の無線送信処理を行ってアンテナ１０９から無線受信装置２００（図２）へ送信する。つまり、無線送信部１０８は、ＧＩを付加したシングルキャリア信号を無線受信装置２００へ送信する。
一方、図２に示す無線受信装置２００において、無線受信部２０２は、無線送信装置１００から送信されたシングルキャリア信号、すなわち、第１シンボル列およびその第１シンボル列の両側にそれぞれ配置された複数の第２シンボル列で構成される時間領域信号をアンテナ２０１を介して受信し、このシングルキャリア信号に対してダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の無線受信処理を施す。
ＧＩ除去部２０３は、無線受信処理後のシングルキャリア信号からＧＩを除去し、ＧＩ除去後の信号をＦＦＴ部２０４に出力する。
ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３から入力される信号に対してブロック単位にＦＦＴを行い、時間領域信号であるブロックを周波数領域信号に変換する。具体的には、ＦＦＴ部２０４は、無線送信装置１００（図１）から送信されたブロック長Ｎｃのブロックに対してＮｃポイントＦＦＴを施して、ブロック長ＮｃのブロックをＮｃ個の周波数成分Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）に分解する。そして、ＦＦＴ部２０４は、周波数成分Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）をＦＤＥ部２０５に出力する。
ＦＤＥ部２０５は、ＦＦＴ部２０４から入力される周波数領域信号、すなわち、周波数成分Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）に対してＦＤＥを行う。具体的には、ＦＤＥ部２０５は、各周波数成分に対して等化重みｗ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）を乗算する。つまり、ＦＤＥは、伝達関数をｗ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）とする線形フィルタ処理と等価である。そして、ＦＤＥ部２０５は、ＦＤＥ後の周波数成分をＩＦＦＴ部２０６に出力する。
ＩＦＦＴ部２０６は、ＦＤＥ部２０５から入力される周波数成分に対してブロック単位にＩＦＦＴを行い時間領域信号であるブロックに変換する。具体的には、ＩＦＦＴ部２０６は、Ｎｃ個の周波数成分に対してＮｃポイントＩＦＦＴを行って、Ｎｃ個の周波数成分をＮｃシンボルの時間領域信号であるブロックに変換する。ＩＦＦＴ部２０６は、ＩＦＦＴ後のブロックをデータ抽出部２０７に出力する。
データ抽出部２０７には、図示しない測定部から遅延波時間情報が入力される。データ抽出部２０７は、ＩＦＦＴ部２０６から入力されるブロックから第１シンボル列およびその第１シンボル列の両側にそれぞれ配置された複数の第２シンボル列を遅延波時間情報に基づいて抽出する。そして、データ抽出部２０７は、第１シンボル列を復調部２０８に出力し、複数の第２シンボル列を合成部２０９に出力する。
復調部２０８は、データ抽出部２０７から入力される第１シンボル列を無線送信装置１００（図１）の変調部１０２で用いた第１変調方式と同一の変調方式で復調して第１データを生成する。そして、復調部２０８は、第１データを配置部２１１に出力する。
合成部２０９は、データ抽出部２０７から入力される複数の第２シンボル列を合成して合成シンボル列を生成する。そして、合成部２０９は、合成シンボル列を復調部２１０に出力する。
復調部２１０は、合成部２０９から入力される合成シンボル列を無線送信装置１００（図１）の変調部１０３で用いた第２変調方式と同一の変調方式で復調して合成データを得る。そして、復調部２１０は、合成データを配置部２１１に出力する。
配置部２１１は、復調部２０８から入力される第１データおよび復調部２１０から入力される合成データを時間領域に連続して配置する。例えば、配置部２１１は、時間領域に第１データを配置し、その第１データの前方に合成データを配置する。これにより、無線送信装置１００（図１）の送信データと同様の受信データ、すなわち、前半部分に第２データが配置され、後半部分に第１データが配置された受信データが得られる。
次に、上記構成を有する無線送信装置１００の動作について詳細に説明する。
図３は、ＱＰＳＫ変調での各シンボルのマッピングを示す図である。また、図４は、１６ＱＡＭ変調での各シンボルのマッピングを示す図である。図３に示すように、ＱＰＳＫでは４点のマッピング位置がある（すなわち、変調多値数が４である）ため、１シンボルに含めて送信することができるのは２ビットである。これに対し、１６ＱＡＭでは、図４に示すように１６点のマッピング位置がある（すなわち、変調多値数が１６である）ため、１シンボルに含めて送信することができるのは４ビットである。これより、変調方式がＱＰＳＫの場合に対して変調方式が１６ＱＡＭの場合には、１シンボルに含めて送信できるビット数が２倍になる。つまり、変調多値数を大きくするほど、１シンボルで送信できるビット数を多くすることができる。換言すれば、変調方式がＱＰＳＫの場合に対して変調方式が１６ＱＡＭの場合には、同一ビット数のデータを送信するために必要なシンボル数は１／２になる。つまり、変調多値数を大きくするほど、同一ビット数のデータを送信するために必要なシンボル数を少なくすることができる。
例えば、ＱＰＳＫにおいて３２シンボルで送信する６４ビットのデータを、１６ＱＡＭでは半数の１６シンボルで送信することができる。つまり、ＱＰＳＫの変調多値数より大きい変調多値数の１６ＱＡＭで６４ビットのデータを変調することにより、時間領域に１６シンボル分の余裕が生じる。ここで、複製した同一の１６シンボルをその余裕が生じた１６シンボル分の時間領域を用いて送信すると、変調方式が１６ＱＡＭであっても、変調方式がＱＰＳＫである場合と同一シンボル数の３２シンボルで同一データ長の６４ビットのデータを送信することができ、かつ、複製によるダイバーシチ効果を得ることができる。
そこで、本実施の形態では、第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で第２データを変調する。これにより、第１変調方式で変調する場合と同一のシンボル数で、第１変調方式で変調する場合と同一の情報を含む第２シンボル列を複数送信できるため、データレートを低下させることなく、ダイバーシチ効果を得ることができる。
次に、シングルキャリア伝送においてＦＤＥにＴＨＰを併用した場合のＦＤＥ後の１ブロック内における誤り率特性の一例を図５に示す。図５に示す誤り率特性は伝搬路のパス数が１６の場合のものである。図５に示すように１ブロック内において各シンボルの誤り率特性は相違する。具体的には、ブロックの中央部分にあるシンボル（シンボル番号１７〜１１２）の誤り率特性に対して、ブロックの先頭付近にあるシンボル（シンボル番号１〜１６）の誤り率特性は劣化している。一方、ブロックの中央部分にあるシンボル（シンボル番号１７〜１１２）の誤り率特性に対して、ブロックの末尾付近にあるシンボル（シンボル番号１１３〜１２８）の誤り率特性は改善している。ここで、図５に示すブロックの先頭付近およびブロックの末尾付近にて誤り率特性がそれぞれ劣化および改善するシンボル数は伝搬路のパス数に依存する。つまり、ここでは伝搬路のパス数が１６であるので、図５に示すように、ブロックの先頭から１６シンボル（シンボル番号１〜１６）の誤り率特性が劣化し、ブロックの末尾から１６シンボル（シンボル番号１１３〜１２８）の誤り率特性が改善する。そして、パス数が多くなるほど、１ブロック内において誤り率特性が劣化する部分および誤り率特性が改善する部分が長くなる。なお、この伝搬路のパス数は、遅延波時間情報として無線送信装置１００（図１）の分配部１０１および無線受信装置２００（図２）のデータ抽出部２０７に入力される。
そこで、本実施の形態では、複数の第２シンボル列をブロックに配置する場合、複数の第２シンボル列をブロックの先頭付近およびブロックの末尾付近にそれぞれ配置する。これにより、ブロックの先頭付近に配置された第２シンボル列の誤り率特性は悪くなるが、ブロックの末尾付近に配置された第２シンボル列の誤り率特性は良好になるため、ダイバーシチ効果により、第２シンボル列の誤り率特性の劣化を防ぐことができる。また、図５に示すように、シンボル番号１６からシンボル番号１に渡って徐々に誤り率特性が劣化するのに対して、シンボル番号１１３からシンボル番号１２８に渡って徐々に誤り率特性が改善する。よって、複数の第２シンボルをブロックに配置する場合、複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを対称な並びでブロックの両端部分のそれぞれに配置する。これにより、ブロックの先頭付近およびブロックの末尾付近にそれぞれ配置された複数の第２シンボル列においてそれぞれ対応する同一シンボル間で、誤り率特性の劣化度合と誤り率特性の改善度合とが同程度となる。よって、第２シンボル列を構成する全てのシンボルにおいて、均一的にダイバーシチ効果を得ることができる。
そこで、配置部１０５は、複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを第１シンボル列の両側に対称な並びで配置する。すなわち、配置部１０５は、１ブロック内において、第１シンボル列をブロックの中心部分に配置し、複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを半数ずつ対称な並びでブロックの両端部分に配置する。換言すれば、配置部１０５は、１ブロック内において、誤り率特性が一定に保たれる部分に第１シンボル列を配置し、その一定部分より誤り率特性が徐々に劣化する部分および誤り率特性が徐々に改善する部分に複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを半数ずつ対称な並びで配置する。
以下、具体的に説明する。ここでは、送信データを２５６ビット、１ブロックを１２８シンボルとする。また、第１変調方式をＱＰＳＫ（変調多値数ｍ＝４）とし、第２変調方式を１６ＱＡＭ（変調多値数ｎ＝１６）とする。よって、ｌｏｇ２ｎ／ｌｏｇ２ｍより、複製部１０４は、２個の第２シンボル列を得る。また、図５に示すように、ブロックの先頭から１６シンボル（シンボル番号１〜１６）およびブロックの末尾から１６シンボル（シンボル番号１１３〜１２８）に複数の第２シンボル列がそれぞれ配置される。よって、第１シンボル列は残りの９６シンボル（シンボル番号１７〜１１２）に配置される。
まず、分配部１０１は２５６ビットの送信データを第１データと第２データとに分配する。具体的には、分配部１０１は、図５に示ように第２シンボル列を配置する両端部分のシンボル数が３２シンボルであり、第１変調方式の変調多値数が４（１シンボル当たり２ビット）であるので、図６に示すように、第２データのデータ長を６４ビット（３２シンボル×２ビット）に決定する。また、分配部１０１は、第１データのデータ長を送信データのうち第２データ以外の１９２ビットに決定する。
次いで、変調部１０２は、図６に示すように、１９２ビットの第１データをＱＰＳＫで変調して９６シンボルの第１シンボル列（シンボル番号１７〜１１２）を生成する。
一方、変調部１０３は、図６に示すように、６４ビットの第２データを１６ＱＡＭで変調して１６シンボルの第２シンボル列（シンボル番号１〜１６）を生成する。また、複製部１０４は１６シンボルの第２シンボル列（シンボル番号１〜１６）を複製して２個の第２シンボル列を得る。
次いで、配置部１０５は、第１シンボル列の前方に配置される第２シンボル列または第１シンボル列の後方に配置される第２シンボル列のいずれか一方のシンボル順序を並べ替えた後、第１シンボル列の両側に第２シンボル列をそれぞれ１個ずつ配置する。これにより、第１シンボル列の後方に配置された第２シンボル列の誤り率特性が第１シンボル列の前方に配置された第２シンボル列の誤り率特性より良好になる。
具体的には、配置部１０５は、図６に示すように、第１シンボル列（シンボル番号１７〜１１２）の前方にそのままのシンボル順序で一方の第２シンボル列（シンボル番号１〜１６）を配置し、第１シンボル列（シンボル番号１７〜１１２）の後方にシンボル順序を並べ替えた他方の第２シンボル列（シンボル番号１６〜１）を配置する。換言すれば、配置部１０５は、１ブロック内において、誤り率特性が一定に保たれる中心部分（図５に示すシンボル番号１７〜１１２）に第１シンボル列（図６に示すシンボル番号１７〜１１２）を配置し、その一定部分より誤り率特性が劣悪である前端部分（図５に示すシンボル番号１〜１６）に一方の第２シンボル列（図６に示すシンボル番号１〜１６）を配置し、誤り率特性が良好である後端部分（図５に示すシンボル番号１１３〜１２８）にシンボル順序を並べ替えた他方の第２シンボル列（図６に示すシンボル番号１６〜１）を配置する。これにより、誤り率特性が劣悪であるブロックの前端部分に第２シンボル列を配置しても、誤り率特性が良好であるブロックの後端部分に同一の第２シンボル列を配置するため、第２シンボル列の誤り率特性を良好に維持することができる。
一方、無線受信装置２００（図２）の合成部２０９では、図６に示すブロックのうち第１シンボル列の両側にそれぞれ配置された２つの第２シンボル列を合成する。このとき、合成部２０９は、ブロックの後端部分（図５に示すシンボル番号１１３〜１２８）に配置された第２シンボル列（図６に示すシンボル番号１６〜１）をもとのシンボル順序（シンボル番号１〜１６の順）に並べ替えて合成する。これにより、図６に示す第１シンボル列の前方に配置された一方の第２シンボル列の誤り率特性は劣化しているものの、第１シンボル列の後方に配置された他方の第２シンボル列の誤り率特性は良好であるため、合成部２０９では、ダイバーシチ効果により誤り率特性が良好である１６シンボルの合成シンボル列を得ることができる。
このように、本実施の形態によれば、無線送信装置は、第１シンボル列の両側に複数の第２シンボル列をそれぞれ配置する。そして、無線受信装置では、受信されたブロックにおいて誤り率特性が劣悪である部分に配置された第２シンボル列と誤り率特性が良好である部分に配置された第２シンボル列とを合成する。これにより、無線受信装置では、第２シンボル列の誤り率特性の劣化を確実に防ぐことができる。
また、本実施の形態によれば、第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で第２データを変調することで、第２データを第１変調方式のときよりも少ないシンボル数で送信することができる。これにより、第１変調方式で変調する場合と同一シンボル数において複数の第２シンボル列を配置する場合でも全ての送信データを送信することができる。よって、ＦＤＥにプリコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
以上、本発明の実施の形態について説明した。
なお、本発明の無線送信装置および無線受信装置は、移動体通信システム等で使用される無線通信移動局装置または無線通信基地局装置に用いて好適である。本発明の無線送信装置および無線受信装置を無線通信移動局装置または無線通信基地局装置に搭載することにより、上記同様の作用および効果を有する無線通信移動局装置および無線通信基地局装置を提供することができる。
また、上記実施の形態では、ＴＨＰを用いてプリコーディングを行った。しかし、本発明は、ＴＨＰに限らず、１ブロック内において、ブロックの中央部分にあるシンボルの誤り率特性に対して、ブロックの先頭付近にあるシンボルの誤り率特性が劣化し、ブロックの末尾付近にあるシンボルの誤り率特性が改善する特徴を持つプリコーディングを行う無線送信装置に適用することができる。
また、上記実施の形態では、図６に示すように送信データのうちの前半部分を第２データとし、後半部分を第１データとした。しかし、本発明では、第２データは送信データの前半部分に限らず、送信データの任意の部分を第２データとしてもよい。
また、上記実施の形態では、複製部１０４で得る複数の第２シンボル列の数を第１変調方式の変調多値数と第２変調方式の変調多値数との差に基づいて決定する場合について説明した。しかし、本発明では、変調多値数と１シンボルのビット数とは相関関係がるため、複製部１０４で得られる第２シンボル列の数を第１変調方式の１シンボルのビット数Ｍと第２変調方式の１シンボルのビット数Ｎとの差に基づいて決定してもよい。具体的には、第２シンボル列の数は、Ｎ／Ｍより求められる。
また、上記実施の形態では、第１変調方式の変調多値数および第２変調方式の変調多値数が予め決定され、複製部１０４で得る第２シンボル列の数を各変調多値数の差に基づいて決定する場合について説明した。しかし、本発明では、第１変調方式の変調多値数ｍおよび複製部１０４で得る第２シンボル列の数Ｒを予め決定し、第２変調方式の変調多値数をｍＲより決定してもよい。また、第２変調方式の１シンボルのビット数を第１変調方式の１シンボルのビット数Ｍおよび複製部１０４で得られる第２シンボル列の数Ｒに基づいて決定してもよい。具体的には、第２変調方式の１シンボルのビット数は、ＭＲより求められる。
また、上記実施の形態では、第２シンボル列を複製して複数の第２シンボル列を得る場合について説明した。しかし、本発明では、第２データを複製して得られる複数の第２データをそれぞれ第２変調方式で変調して複数の第２シンボル列を得てもよい。
また、上記実施の形態では、第１変調方式をＱＰＳＫとし、第２変調方式を１６ＱＡＭとした。しかし、本発明では、第１変調方式はＱＰＳＫに限らず、また、第２変調方式は１６ＱＡＭに限らない。例えば、第２変調方式を６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭにすることも可能である。第２変調方式を６４ＱＡＭにした場合、すなわち変調多値数を６４にした場合は、第１変調方式のＱＰＳＫ（変調多値数が４）と同じシンボル数で３倍のビット数を送信することができる。よって、第２変調方式を６４ＱＡＭにした場合には第２シンボル列を３個に複製する。また、第２変調方式を２５６ＱＡＭにした場合、すなわち変調多値数を２５６にした場合は、第１変調方式のＱＰＳＫと同じシンボル数で４倍のビット数を送信することができる。よって、第２変調方式を２５６ＱＡＭにした場合には第２シンボル列を４個に複製する。なお、第１変調方式をＢＰＳＫとし、第２変調方式をＱＰＳＫにすることも可能である。
また、上記実施の形態では、送信データを第１データと第２データとに分配して、第１シンボル列の両側に複数の第２シンボル列をそれぞれ配置する場合について説明した。しかし、本発明は、送信データを３個以上のデータに分配した場合でも適用することができる。例えば、送信データを第１データ、第２データおよび第３データに分配し、それぞれのデータが変調された第１シンボル列、第２シンボル列および第３シンボル列において、第１シンボル列の両側に複数の第２シンボル列をそれぞれ配置し、さらに、第１シンボル列および複数の第２シンボル列から構成されるシンボル列の両側に複数の第３シンボル列をそれぞれ配置してもよい。
また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。
また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
２００７年４月２０日出願の特願２００７−１１１３６０の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。
本発明は、無線送信装置、無線受信装置およびブロック構成方法に関する。
次世代の移動体通信システムへ向けて１００Mbpsを超えるデータレートを実現すべく、高速パケット伝送に適した無線伝送方式について様々な検討が行われている。このような高速パケット伝送を行うためには使用周波数帯域の広帯域化が必要であり、１００MHz程度の帯域幅を用いることが検討されている。
このような広帯域伝送を移動体通信で行うと、通信チャネルは遅延時間が互いに異なる複数のパスからなる周波数選択性チャネルになることが知られている。よって、移動体通信における広帯域伝送では、先行するシンボルが後続のシンボルに対して干渉する符号間干渉（ＩＳＩ：InterSymbol Interference）が発生して誤り率特性が劣化する。また、周波数選択性チャネルは、周波数帯域内でチャネル伝達関数が変動するチャネルであるため、このようなチャネルを伝搬して受信された信号のスペクトルは歪んでしまう。
ＩＳＩの影響を除去して誤り率特性を改善するための技術として等化技術がある。等化技術として、無線受信装置で用いる周波数領域等化（ＦＤＥ：Frequency Domain Equalization）がある。ＦＤＥでは、受信ブロックを高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）によって直交周波数成分に分解し、各周波数成分に対しチャネル伝達関数の逆数に近似した等化重みを乗算した後、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ：Inverse Fast Fourier Transform）によって時間領域信号に変換する。このＦＤＥにより、受信ブロックのスペクトルの歪みを補償することができ、その結果、ＩＳＩが低減されて誤り率特性が改善される。
また、最近、プリコーディング技術である送信等化技術としてTomlinson-Harashima Precoding（以下、ＴＨＰという）をＦＤＥに併用することが検討されている。すなわち、無線送信装置では送信ブロックに対してＴＨＰを行い、無線受信装置では受信ブロックに対してＦＤＥを行うことが検討されている。ＴＨＰでは、送信ブロックに対してチャネル情報に基づいて干渉成分を逐次的に減算する処理を行う。このＴＨＰにより、送信ブロックに対して加算される干渉成分を予めキャンセルでき、ＩＳＩが低減されて誤り率特性が改善される。なお、チャネル情報を完全に把握している場合、ＩＳＩを完全に抑圧した伝送が可能となる。例えば、周波数選択性フェージングの影響により受信レベルが大きく落ち込んだ周波数成分が存在し、ＦＤＥを行っても完全には等化されず干渉成分が残ってしまう場合でも、ＦＤＥにＴＨＰを併用することによって干渉成分を予め除去することで誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
一方で、ＦＤＥにＴＨＰを併用することにより、ＦＤＥ後の受信ブロックの先頭付近のシンボルの誤り率特性が劣悪になる性質がある。この誤り率特性の劣化を防ぐために、従来の無線送信装置では、誤り率特性が劣悪であるブロックの先頭付近にダミーシンボルを挿入している（例えば、非特許文献１参照）。
武田一樹，留場宏道，安達文幸，「Tomlinson-Harashima Precodingを用いるシングルキャリア周波数領域等化」，信学技報，社団法人電子情報通信学会，2006年6月，RCS2006-41，pp.37-42（K.Takeda, H.Tomeba, F.Adachi，"Single-Carrier Transmission with Frequency-Domain Equalization Using Tomlinson-Harashima Precoding"，IEICE Technical Report，RCS2006-41，pp.37-42, 2006-6）
上記従来技術のようにブロックの先頭付近にダミーシンボルを挿入すると、ダミーシンボル長の分だけデータレートが低下してしまう。
本発明の目的は、ＦＤＥにプリコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる無線送信装置、無線受信装置およびブロック構成方法を提供することである。
本発明の無線送信装置は、送信データのうちの第１データを第１変調方式で変調して第１シンボル列を生成する第１変調手段と、前記第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で、前記送信データのうちの第２データを変調して第２シンボル列を生成する第２変調手段と、前記第２シンボル列を複製して複数の第２シンボル列を得る複製手段と、前記第１シンボル列の両側に前記複数の第２シンボル列をそれぞれ配置する配置手段と、配置後の各シンボル列に対してプリコーディングを行うプリコーディング手段と、プリコーディング後の各シンボル列を送信する送信手段と、を具備する構成を採る。
本発明によれば、ＦＤＥにプリコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
本実施の形態では、無線送信装置はＴＨＰを行ったシングルキャリア信号を無線受信装置へ送信し、無線受信装置はそのシングルキャリア信号に対してＦＤＥを行う。
以下、本実施の形態に係る無線送信装置および無線受信装置の構成について説明する。図１に本実施の形態に係る無線送信装置１００の構成を示し、図２に本実施の形態に係る無線受信装置２００の構成を示す。
図１に示す無線送信装置１００において、分配部１０１には送信データおよび図示しない受信部より遅延波時間情報が入力される。なお、遅延波時間情報は、無線受信装置２００（図２）からフィードバックされる。そして、分配部１０１は、入力される遅延波時間情報に基づいて送信データを第１データと第２データとに分配する。ここで、第２データのデータ長は遅延波時間情報に基づいて決定される。また、第１データのデータ長は、送信データのうち第２データ以外の残りのデータのデータ長となる。例えば、分配部１０１は、送信データのうちの前半部分を第２データとし、後半部分を第１データとして分配する。そして、分配部１０１は、第１データを変調部１０２に出力し、第２データを変調部１０３に出力する。
変調部１０２は、分配部１０１から入力される第１データを第１変調方式で変調して、複数のシンボルで構成される第１シンボル列を生成する。そして、変調部１０２は、第１シンボル列を配置部１０５へ出力する。
変調部１０３は、分配部１０１から入力される第２データを第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で変調して、複数のシンボルで構成される第２シンボル列を生成する。そして、変調部１０３は、第２シンボル列を複製部１０４へ出力する。
複製部１０４は、変調部１０３から入力される第２シンボル列を複製（レピティション）して複数の第２シンボル列を得る。ここで、複製部１０４にて得られる第２シンボル列の数は、第１変調方式の変調多値数と第２変調方式の変調多値数との差に基づいて決定される。具体的には、第２シンボル列の数は、ｌｏｇ２ｎ／ｌｏｇ２ｍにより求められる。ここで、ｍは第１変調方式の変調多値数、ｎは第２変調方式の変調多値数を示す。そして、複製部１０４は、得られた複数の第２シンボル列を配置部１０５へ出力する。
配置部１０５は、変調部１０２から入力される第１シンボル列を時間領域に連続して配置し、配置された第１シンボル列の両側に複製部１０４から入力される複数の第２シンボル列を時間領域に連続してそれぞれ配置する。このとき、配置部１０５は、第１シンボル列の両側に、複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを半数ずつ対称な並びで配置する。これにより、中心部分に第１シンボル列が配置され、両端部分のそれぞれに同一の複数の第２シンボル列がそれぞれ配置されたブロックが構成される。そして、配置部１０５は、時間領域信号であるブロックをプリコーディング部１０６に出力する。
プリコーディング部１０６には、無線受信装置２００からフィードバックされた、伝搬路の伝送特性を示すチャネル情報が図示しない受信部より入力される。プリコーディング部１０６は、配置部１０５から入力されるブロックに対してＴＨＰを用いてプリコーディングを行う。Ｎｃシンボルで構成されるブロックに対するＴＨＰは、最大ＮｃタップのフィードバックフィルタとＭｏｄｕｌｏ演算回路とで構成される。なお、１ブロックを構成するシンボル数Ｎｃは、無線受信装置２００においてＦＤＥを行うシンボル数と同一である。具体的には、ＴＨＰでは、シンボルｓ（ｔ）（ｔ＝０〜Ｎｃ−１）で構成されるブロック長Ｎｃの入力ブロックs=[s(Nc-1) … s(0)]Tが入力されたとき、出力ブロックx=[x(Nc-1) … x(0)]Tは次式（１）により得られる。
Figure 2008132825
 ここで、行列Ｆは各シンボル入力時のフィルタ係数行列であり、次式（２）で表すことができる。
Figure 2008132825
 ft,t+τはシンボルｓ(t)が入力されたときのτ番目のフィードバック係数を表す。フィードバック係数には、プリコーディング部１０６に入力されるチャネル情報のうち希望波
成分以外のチャネルのインパルス応答を用いる。また、zt=[zt(Nc-1) … zt(0)]TはＭｏｄｕｌｏ演算の等価表現である。Ｍｏｄｕｌｏ演算では、ＴＨＰの出力を安定させるためにフィードバックフィルタのループ処理で得られる信号の実部および虚部をそれぞれ［−Ｍ，Ｍ］の範囲に変換する。また、式（１）においてシンボルs(t)は、−Ｍ≦{Ｒｅ［ｓ（ｔ）］，Ｉｍ［ｓ（ｔ）］}＜Ｍを満たすものとする。そして、プリコーディング部１０６は、ＴＨＰ後のブロックをＧＩ（Guard Interval）付加部１０７に出力する。
ＧＩ付加部１０７は、プリコーディング部１０６から入力されるブロックの先頭にそのブロックの後端部分をＧＩとして付加する。なお、ブロックの先頭に付加されたＧＩおよびそのブロックから構成される信号はスロットと呼称されることもある。
無線送信部１０８は、ＧＩ付加後のブロックに対しＤ／Ａ変換、増幅およびアップコンバート等の無線送信処理を行ってアンテナ１０９から無線受信装置２００（図２）へ送信する。つまり、無線送信部１０８は、ＧＩを付加したシングルキャリア信号を無線受信装置２００へ送信する。
一方、図２に示す無線受信装置２００において、無線受信部２０２は、無線送信装置１００から送信されたシングルキャリア信号、すなわち、第１シンボル列およびその第１シンボル列の両側にそれぞれ配置された複数の第２シンボル列で構成される時間領域信号をアンテナ２０１を介して受信し、このシングルキャリア信号に対してダウンコンバート、Ａ／Ｄ変換等の無線受信処理を施す。
ＧＩ除去部２０３は、無線受信処理後のシングルキャリア信号からＧＩを除去し、ＧＩ除去後の信号をＦＦＴ部２０４に出力する。
ＦＦＴ部２０４は、ＧＩ除去部２０３から入力される信号に対してブロック単位にＦＦＴを行い、時間領域信号であるブロックを周波数領域信号に変換する。具体的には、ＦＦＴ部２０４は、無線送信装置１００（図１）から送信されたブロック長Ｎｃのブロックに対してＮｃポイントＦＦＴを施して、ブロック長ＮｃのブロックをＮｃ個の周波数成分Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）に分解する。そして、ＦＦＴ部２０４は、周波数成分Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）をＦＤＥ部２０５に出力する。
ＦＤＥ部２０５は、ＦＦＴ部２０４から入力される周波数領域信号、すなわち、周波数成分Ｒ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）に対してＦＤＥを行う。具体的には、ＦＤＥ部２０５は、各周波数成分に対して等化重みｗ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）を乗算する。つまり、ＦＤＥは、伝達関数をｗ（ｋ）（ｋ＝０〜Ｎｃ−１）とする線形フィルタ処理と等価である。そして、ＦＤＥ部２０５は、ＦＤＥ後の周波数成分をＩＦＦＴ部２０６に出力する。
ＩＦＦＴ部２０６は、ＦＤＥ部２０５から入力される周波数成分に対してブロック単位にＩＦＦＴを行い時間領域信号であるブロックに変換する。具体的には、ＩＦＦＴ部２０６は、Ｎｃ個の周波数成分に対してＮｃポイントＩＦＦＴを行って、Ｎｃ個の周波数成分をＮｃシンボルの時間領域信号であるブロックに変換する。ＩＦＦＴ部２０６は、ＩＦＦＴ後のブロックをデータ抽出部２０７に出力する。
データ抽出部２０７には、図示しない測定部から遅延波時間情報が入力される。データ抽出部２０７は、ＩＦＦＴ部２０６から入力されるブロックから第１シンボル列およびその第１シンボル列の両側にそれぞれ配置された複数の第２シンボル列を遅延波時間情報に基づいて抽出する。そして、データ抽出部２０７は、第１シンボル列を復調部２０８に出力し、複数の第２シンボル列を合成部２０９に出力する。
復調部２０８は、データ抽出部２０７から入力される第１シンボル列を無線送信装置１００（図１）の変調部１０２で用いた第１変調方式と同一の変調方式で復調して第１データを生成する。そして、復調部２０８は、第１データを配置部２１１に出力する。
合成部２０９は、データ抽出部２０７から入力される複数の第２シンボル列を合成して合成シンボル列を生成する。そして、合成部２０９は、合成シンボル列を復調部２１０に出力する。
復調部２１０は、合成部２０９から入力される合成シンボル列を無線送信装置１００（図１）の変調部１０３で用いた第２変調方式と同一の変調方式で復調して合成データを得る。そして、復調部２１０は、合成データを配置部２１１に出力する。
配置部２１１は、復調部２０８から入力される第１データおよび復調部２１０から入力される合成データを時間領域に連続して配置する。例えば、配置部２１１は、時間領域に第１データを配置し、その第１データの前方に合成データを配置する。これにより、無線送信装置１００（図１）の送信データと同様の受信データ、すなわち、前半部分に第２データが配置され、後半部分に第１データが配置された受信データが得られる。
次に、上記構成を有する無線送信装置１００の動作について詳細に説明する。
図３は、ＱＰＳＫ変調での各シンボルのマッピングを示す図である。また、図４は、１６ＱＡＭ変調での各シンボルのマッピングを示す図である。図３に示すように、ＱＰＳＫでは４点のマッピング位置がある（すなわち、変調多値数が４である）ため、１シンボルに含めて送信することができるのは２ビットである。これに対し、１６ＱＡＭでは、図４に示すように１６点のマッピング位置がある（すなわち、変調多値数が１６である）ため、１シンボルに含めて送信することができるのは４ビットである。これより、変調方式がＱＰＳＫの場合に対して変調方式が１６ＱＡＭの場合には、１シンボルに含めて送信できるビット数が２倍になる。つまり、変調多値数を大きくするほど、１シンボルで送信できるビット数を多くすることができる。換言すれば、変調方式がＱＰＳＫの場合に対して変調方式が１６ＱＡＭの場合には、同一ビット数のデータを送信するために必要なシンボル数は１／２になる。つまり、変調多値数を大きくするほど、同一ビット数のデータを送信するために必要なシンボル数を少なくすることができる。
例えば、ＱＰＳＫにおいて３２シンボルで送信する６４ビットのデータを、１６ＱＡＭでは半数の１６シンボルで送信することができる。つまり、ＱＰＳＫの変調多値数より大きい変調多値数の１６ＱＡＭで６４ビットのデータを変調することにより、時間領域に１６シンボル分の余裕が生じる。ここで、複製した同一の１６シンボルをその余裕が生じた１６シンボル分の時間領域を用いて送信すると、変調方式が１６ＱＡＭであっても、変調方式がＱＰＳＫである場合と同一シンボル数の３２シンボルで同一データ長の６４ビットのデータを送信することができ、かつ、複製によるダイバーシチ効果を得ることができる。
そこで、本実施の形態では、第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で第２データを変調する。これにより、第１変調方式で変調する場合と同一のシンボル数で、第１変調方式で変調する場合と同一の情報を含む第２シンボル列を複数送信できるため、データレートを低下させることなく、ダイバーシチ効果を得ることができる。
次に、シングルキャリア伝送においてＦＤＥにＴＨＰを併用した場合のＦＤＥ後の１ブロック内における誤り率特性の一例を図５に示す。図５に示す誤り率特性は伝搬路のパス数が１６の場合のものである。図５に示すように１ブロック内において各シンボルの誤り
率特性は相違する。具体的には、ブロックの中央部分にあるシンボル（シンボル番号１７〜１１２）の誤り率特性に対して、ブロックの先頭付近にあるシンボル（シンボル番号１〜１６）の誤り率特性は劣化している。一方、ブロックの中央部分にあるシンボル（シンボル番号１７〜１１２）の誤り率特性に対して、ブロックの末尾付近にあるシンボル（シンボル番号１１３〜１２８）の誤り率特性は改善している。ここで、図５に示すブロックの先頭付近およびブロックの末尾付近にて誤り率特性がそれぞれ劣化および改善するシンボル数は伝搬路のパス数に依存する。つまり、ここでは伝搬路のパス数が１６であるので、図５に示すように、ブロックの先頭から１６シンボル（シンボル番号１〜１６）の誤り率特性が劣化し、ブロックの末尾から１６シンボル（シンボル番号１１３〜１２８）の誤り率特性が改善する。そして、パス数が多くなるほど、１ブロック内において誤り率特性が劣化する部分および誤り率特性が改善する部分が長くなる。なお、この伝搬路のパス数は、遅延波時間情報として無線送信装置１００（図１）の分配部１０１および無線受信装置２００（図２）のデータ抽出部２０７に入力される。
そこで、本実施の形態では、複数の第２シンボル列をブロックに配置する場合、複数の第２シンボル列をブロックの先頭付近およびブロックの末尾付近にそれぞれ配置する。これにより、ブロックの先頭付近に配置された第２シンボル列の誤り率特性は悪くなるが、ブロックの末尾付近に配置された第２シンボル列の誤り率特性は良好になるため、ダイバーシチ効果により、第２シンボル列の誤り率特性の劣化を防ぐことができる。また、図５に示すように、シンボル番号１６からシンボル番号１に渡って徐々に誤り率特性が劣化するのに対して、シンボル番号１１３からシンボル番号１２８に渡って徐々に誤り率特性が改善する。よって、複数の第２シンボルをブロックに配置する場合、複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを対称な並びでブロックの両端部分のそれぞれに配置する。これにより、ブロックの先頭付近およびブロックの末尾付近にそれぞれ配置された複数の第２シンボル列においてそれぞれ対応する同一シンボル間で、誤り率特性の劣化度合と誤り率特性の改善度合とが同程度となる。よって、第２シンボル列を構成する全てのシンボルにおいて、均一的にダイバーシチ効果を得ることができる。
そこで、配置部１０５は、複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを第１シンボル列の両側に対称な並びで配置する。すなわち、配置部１０５は、１ブロック内において、第１シンボル列をブロックの中心部分に配置し、複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを半数ずつ対称な並びでブロックの両端部分に配置する。換言すれば、配置部１０５は、１ブロック内において、誤り率特性が一定に保たれる部分に第１シンボル列を配置し、その一定部分より誤り率特性が徐々に劣化する部分および誤り率特性が徐々に改善する部分に複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを半数ずつ対称な並びで配置する。
以下、具体的に説明する。ここでは、送信データを２５６ビット、１ブロックを１２８シンボルとする。また、第１変調方式をＱＰＳＫ（変調多値数ｍ＝４）とし、第２変調方式を１６ＱＡＭ（変調多値数ｎ＝１６）とする。よって、ｌｏｇ２ｎ／ｌｏｇ２ｍより、複製部１０４は、２個の第２シンボル列を得る。また、図５に示すように、ブロックの先頭から１６シンボル（シンボル番号１〜１６）およびブロックの末尾から１６シンボル（シンボル番号１１３〜１２８）に複数の第２シンボル列がそれぞれ配置される。よって、第１シンボル列は残りの９６シンボル（シンボル番号１７〜１１２）に配置される。
まず、分配部１０１は２５６ビットの送信データを第１データと第２データとに分配する。具体的には、分配部１０１は、図５に示ように第２シンボル列を配置する両端部分のシンボル数が３２シンボルであり、第１変調方式の変調多値数が４（１シンボル当たり２ビット）であるので、図６に示すように、第２データのデータ長を６４ビット（３２シンボル×２ビット）に決定する。また、分配部１０１は、第１データのデータ長を送信デー
タのうち第２データ以外の１９２ビットに決定する。
次いで、変調部１０２は、図６に示すように、１９２ビットの第１データをＱＰＳＫで変調して９６シンボルの第１シンボル列（シンボル番号１７〜１１２）を生成する。
一方、変調部１０３は、図６に示すように、６４ビットの第２データを１６ＱＡＭで変調して１６シンボルの第２シンボル列（シンボル番号１〜１６）を生成する。また、複製部１０４は１６シンボルの第２シンボル列（シンボル番号１〜１６）を複製して２個の第２シンボル列を得る。
次いで、配置部１０５は、第１シンボル列の前方に配置される第２シンボル列または第１シンボル列の後方に配置される第２シンボル列のいずれか一方のシンボル順序を並べ替えた後、第１シンボル列の両側に第２シンボル列をそれぞれ１個ずつ配置する。これにより、第１シンボル列の後方に配置された第２シンボル列の誤り率特性が第１シンボル列の前方に配置された第２シンボル列の誤り率特性より良好になる。
具体的には、配置部１０５は、図６に示すように、第１シンボル列（シンボル番号１７〜１１２）の前方にそのままのシンボル順序で一方の第２シンボル列（シンボル番号１〜１６）を配置し、第１シンボル列（シンボル番号１７〜１１２）の後方にシンボル順序を並べ替えた他方の第２シンボル列（シンボル番号１６〜１）を配置する。換言すれば、配置部１０５は、１ブロック内において、誤り率特性が一定に保たれる中心部分（図５に示すシンボル番号１７〜１１２）に第１シンボル列（図６に示すシンボル番号１７〜１１２）を配置し、その一定部分より誤り率特性が劣悪である前端部分（図５に示すシンボル番号１〜１６）に一方の第２シンボル列（図６に示すシンボル番号１〜１６）を配置し、誤り率特性が良好である後端部分（図５に示すシンボル番号１１３〜１２８）にシンボル順序を並べ替えた他方の第２シンボル列（図６に示すシンボル番号１６〜１）を配置する。これにより、誤り率特性が劣悪であるブロックの前端部分に第２シンボル列を配置しても、誤り率特性が良好であるブロックの後端部分に同一の第２シンボル列を配置するため、第２シンボル列の誤り率特性を良好に維持することができる。
一方、無線受信装置２００（図２）の合成部２０９では、図６に示すブロックのうち第１シンボル列の両側にそれぞれ配置された２つの第２シンボル列を合成する。このとき、合成部２０９は、ブロックの後端部分（図５に示すシンボル番号１１３〜１２８）に配置された第２シンボル列（図６に示すシンボル番号１６〜１）をもとのシンボル順序（シンボル番号１〜１６の順）に並べ替えて合成する。これにより、図６に示す第１シンボル列の前方に配置された一方の第２シンボル列の誤り率特性は劣化しているものの、第１シンボル列の後方に配置された他方の第２シンボル列の誤り率特性は良好であるため、合成部２０９では、ダイバーシチ効果により誤り率特性が良好である１６シンボルの合成シンボル列を得ることができる。
このように、本実施の形態によれば、無線送信装置は、第１シンボル列の両側に複数の第２シンボル列をそれぞれ配置する。そして、無線受信装置では、受信されたブロックにおいて誤り率特性が劣悪である部分に配置された第２シンボル列と誤り率特性が良好である部分に配置された第２シンボル列とを合成する。これにより、無線受信装置では、第２シンボル列の誤り率特性の劣化を確実に防ぐことができる。
また、本実施の形態によれば、第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で第２データを変調することで、第２データを第１変調方式のときよりも少ないシンボル数で送信することができる。これにより、第１変調方式で変調する場合と同一シンボル数において複数の第２シンボル列を配置する場合でも全ての送信データを送信する
ことができる。よって、ＦＤＥにプリコーディングを併用する移動体通信において、データレートを低下させることなく誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
以上、本発明の実施の形態について説明した。
なお、本発明の無線送信装置および無線受信装置は、移動体通信システム等で使用される無線通信移動局装置または無線通信基地局装置に用いて好適である。本発明の無線送信装置および無線受信装置を無線通信移動局装置または無線通信基地局装置に搭載することにより、上記同様の作用および効果を有する無線通信移動局装置および無線通信基地局装置を提供することができる。
また、上記実施の形態では、ＴＨＰを用いてプリコーディングを行った。しかし、本発明は、ＴＨＰに限らず、１ブロック内において、ブロックの中央部分にあるシンボルの誤り率特性に対して、ブロックの先頭付近にあるシンボルの誤り率特性が劣化し、ブロックの末尾付近にあるシンボルの誤り率特性が改善する特徴を持つプリコーディングを行う無線送信装置に適用することができる。
また、上記実施の形態では、図６に示すように送信データのうちの前半部分を第２データとし、後半部分を第１データとした。しかし、本発明では、第２データは送信データの前半部分に限らず、送信データの任意の部分を第２データとしてもよい。
また、上記実施の形態では、複製部１０４で得る複数の第２シンボル列の数を第１変調方式の変調多値数と第２変調方式の変調多値数との差に基づいて決定する場合について説明した。しかし、本発明では、変調多値数と１シンボルのビット数とは相関関係がるため、複製部１０４で得られる第２シンボル列の数を第１変調方式の１シンボルのビット数Ｍと第２変調方式の１シンボルのビット数Ｎとの差に基づいて決定してもよい。具体的には、第２シンボル列の数は、Ｎ／Ｍより求められる。
また、上記実施の形態では、第１変調方式の変調多値数および第２変調方式の変調多値数が予め決定され、複製部１０４で得る第２シンボル列の数を各変調多値数の差に基づいて決定する場合について説明した。しかし、本発明では、第１変調方式の変調多値数ｍおよび複製部１０４で得る第２シンボル列の数Ｒを予め決定し、第２変調方式の変調多値数をｍＲより決定してもよい。また、第２変調方式の１シンボルのビット数を第１変調方式の１シンボルのビット数Ｍおよび複製部１０４で得られる第２シンボル列の数Ｒに基づいて決定してもよい。具体的には、第２変調方式の１シンボルのビット数は、ＭＲより求められる。
また、上記実施の形態では、第２シンボル列を複製して複数の第２シンボル列を得る場合について説明した。しかし、本発明では、第２データを複製して得られる複数の第２データをそれぞれ第２変調方式で変調して複数の第２シンボル列を得てもよい。
また、上記実施の形態では、第１変調方式をＱＰＳＫとし、第２変調方式を１６ＱＡＭとした。しかし、本発明では、第１変調方式はＱＰＳＫに限らず、また、第２変調方式は１６ＱＡＭに限らない。例えば、第２変調方式を６４ＱＡＭや２５６ＱＡＭにすることも可能である。第２変調方式を６４ＱＡＭにした場合、すなわち変調多値数を６４にした場合は、第１変調方式のＱＰＳＫ（変調多値数が４）と同じシンボル数で３倍のビット数を送信することができる。よって、第２変調方式を６４ＱＡＭにした場合には第２シンボル列を３個に複製する。また、第２変調方式を２５６ＱＡＭにした場合、すなわち変調多値数を２５６にした場合は、第１変調方式のＱＰＳＫと同じシンボル数で４倍のビット数を送信することができる。よって、第２変調方式を２５６ＱＡＭにした場合には第２シンボ
ル列を４個に複製する。なお、第１変調方式をＢＰＳＫとし、第２変調方式をＱＰＳＫにすることも可能である。
また、上記実施の形態では、送信データを第１データと第２データとに分配して、第１シンボル列の両側に複数の第２シンボル列をそれぞれ配置する場合について説明した。しかし、本発明は、送信データを３個以上のデータに分配した場合でも適用することができる。例えば、送信データを第１データ、第２データおよび第３データに分配し、それぞれのデータが変調された第１シンボル列、第２シンボル列および第３シンボル列において、第１シンボル列の両側に複数の第２シンボル列をそれぞれ配置し、さらに、第１シンボル列および複数の第２シンボル列から構成されるシンボル列の両側に複数の第３シンボル列をそれぞれ配置してもよい。
また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。
また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。
さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。
２００７年４月２０日出願の特願２００７−１１１３６０の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
本発明は、移動体通信システム等に適用することができる。
本発明の実施の形態に係る無線送信装置のブロック構成図 本発明の実施の形態に係る無線受信装置のブロック構成図 ＱＰＳＫ変調での各シンボルのマッピングを示す図 １６ＱＡＭ変調での各シンボルのマッピングを示す図 ＴＨＰおよびＦＤＥを用いたシングルキャリア伝送における誤り率特性を示す図 本発明の実施の形態に係るシンボル列配置例

Claims (14)

  1. 送信データのうちの第１データを第１変調方式で変調して第１シンボル列を生成する第１変調手段と、
    前記第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で、前記送信データのうちの第２データを変調して第２シンボル列を生成する第２変調手段と、
    前記第２シンボル列を複製して複数の第２シンボル列を得る複製手段と、
    前記第１シンボル列の両側に前記複数の第２シンボル列をそれぞれ配置する配置手段と、
    配置後の各シンボル列に対してプリコーディングを行うプリコーディング手段と、
    プリコーディング後の各シンボル列を送信する送信手段と、
    を具備する無線送信装置。
  2. 前記第１シンボル列の後方に配置された前記第２シンボル列の誤り率特性が前記第１シンボル列の前方に配置された前記第２シンボル列の誤り率特性より良好である、
    請求項１記載の無線送信装置。
  3. 前記配置手段は、前記第１シンボル列の両側に、前記複数の第２シンボル列を構成する複数のシンボルを対称な並びで配置する、
    請求項１記載の無線送信装置。
  4. 前記配置手段は、前記第１シンボル列の両側に前記複数のシンボルを半数ずつ配置する、
    請求項３記載の無線送信装置。
  5. 前記配置手段は、前記第１シンボル列の前方に配置される第２シンボル列または前記第１シンボル列の後方に配置される第２シンボル列のいずれか一方のシンボル順序を並べ替えた後、前記第１シンボル列の両側に前記複数の第２シンボル列をそれぞれ配置する、
    請求項１記載の無線送信装置。
  6. 前記複製手段は、ｌｏｇ２ｎ／ｌｏｇ２ｍ個（但し、ｍは前記第１変調方式の変調多値数、ｎは前記第２変調方式の変調多値数）の前記複数の第２シンボル列を得る、
    請求項１記載の無線送信装置。
  7. 前記第２変調手段は、変調多値数がｍＲ（但し、ｍは前記第１変調方式の変調多値数、Ｒは前記複数の第２シンボル列の数）の前記第２変調方式で前記第２データを変調する、
    請求項１記載の無線送信装置。
  8. 遅延波時間情報に基づいて、送信データを前記第１データと前記第２データとに分配する分配手段、をさらに具備する、
    請求項１記載の無線送信装置。
  9. 前記分配手段は、前記複数の第２シンボル列のシンボル数および前記第１変調方式の変調多値数に応じて前記第２データのデータ長を決定する、
    請求項８記載の無線送信装置。
  10. 前記プリコーディング手段は、Ｔｏｍｌｉｎｓｏｎ−Ｈａｒａｓｈｉｍａ Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ方法を用いて前記プリコーディングを行う、
    請求項１記載の無線送信装置。
  11. 周波数領域等化を用いる無線受信装置であって、
    第１シンボル列、および、前記第１シンボル列の両側にそれぞれ配置された複数の第２シンボル列を受信する受信手段と、
    前記複数の第２シンボル列を合成して合成シンボル列を生成する合成手段と、
    前記第１シンボル列を第１変調方式で復調して第１データを生成する第１復調手段と、
    前記第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で前記合成シンボル列を復調して合成データを生成する第２復調手段と、
    を具備する無線受信装置。
  12. 前記無線送信装置は、無線通信基地局装置または無線通信移動局装置である、
    請求項１記載の無線送信装置。
  13. 前記無線受信装置は、無線通信基地局装置または無線通信移動局装置である、
    請求項１１記載の無線受信装置。
  14. プリコーディングを行う無線送信装置におけるブロック構成方法であって、
    中心部分に送信データのうちの第１データが第１変調方式で変調された第１シンボル列が配置され、両端部分のそれぞれに前記送信データのうちの第２データが前記第１変調方式の変調多値数より大きい変調多値数の第２変調方式で変調された同一の複数の第２シンボル列がそれぞれ配置されたブロックを構成する、
    ブロック構成方法。
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