JPWO2008084784A1 - Ｏｆｄｍ受信装置、ｏｆｄｍ受信集積回路、ｏｆｄｍ受信方法及びｏｆｄｍ受信プログラム - Google Patents

Abstract

高速移動受信時の受信性能の低下を効果的に抑制することによって、安定した高速移動受信を可能とするＯＦＤＭ受信装置を提供する。そのために、伝送路伝搬により生じたＯＦＤＭ信号の位相振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ次微分を算出する伝送路特性推定部と、伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値及びｎ次微分を用いて、サブキャリア同士の干渉成分をＯＦＤＭ信号から除去する干渉成分除去部とを備え、伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてｎ次微分を算出する。

Description

本発明は、ＯＦＤＭマルチキャリア伝送方式を用いたデジタル通信・放送を移動受信するＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信集積回路、ＯＦＤＭ受信方法及びＯＦＤＭ受信プログラムに関する。

現在、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、地上デジタル放送をはじめとする様々なデジタル通信規格（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格等）に、伝送方式として広く採用されている。ＯＦＤＭは、互いに直交するサブキャリアにを用いて、複数の狭帯域デジタル変調信号を周波数多重する伝送方式であり、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。また、ＯＦＤＭにおいて、各シンボル期間は、有効シンボル期間とガードインターバル期間とで構成されている。そして、各シンボルにおいて、ガードインターバル期間には、有効シンボル期間の信号の一部が複写されている。このことによって、ＯＦＤＭは、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の影響を削減でき、また、マルチパス干渉に対して優れた耐性を有する。

一方で、ＯＦＤＭ信号は、広帯域デジタル変調信号に比べて、１シンボルの長さ（期間）が長い。このため、ＯＦＤＭでは、マルチパスフェージング（Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｆａｄｉｎｇ）環境下における、振幅及び位相変動に対する耐性が低くなる。また、移動受信時のマルチパスフェージング環境下では、マルチパスによる遅延分散に起因する受信信号の振幅及び位相変動に加えて、ドップラースプレッドと呼ばれる周波数変動も生じる。ＯＦＤＭでは、このドップラースプレッドによって、個々のサブキャリア間の直交関係がくずれて、サブキャリア同士が互いに干渉を起こし、結果として正確な復調が困難となる。

上記したサブキャリア同士の干渉は、ＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）と呼ばれる。そして、マルチキャリア伝送方式を用いた移動体通信において、ＩＣＩによる受信性能劣化を抑えることが、大きな課題となっている。

ＩＣＩによる受信性能劣化を低減する方法として、例えば、以下に示す、非特許文献１（以下では、単に、文献１という）に記載されたＩＣＩ抑制方法がある。図５６は、文献１に記載された、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００（図示せず）に備えられるＩＣＩ除去部１０００の構成を表すブロック図である。なお、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００において、ＩＣＩ除去部１０００を除く他の構成は一般的なので、その詳しい説明は省略する。従来のＯＦＤＭ受信装置１１００は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部（図示せず）を用いて受信信号に対してＦＦＴ処理を実施した後、各サブキャリアに含まれるデータを抽出する。また、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００は、ＩＣＩ除去部１０００を用いて、ＦＦＴ処理された受信信号からＩＣＩ成分を除去する。

以下では、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００に備えられるＩＣＩ除去部１０００について、説明する。図５６に示す通り、ＩＣＩ除去部１０００は、伝送路特性推定部１００１と、仮等化部１００２と、伝送路特性１次微分算出部１００３と、乗算部１００４と、減算部１００５と、遅延器１０１１〜１０１３とを備える。

ここで、ＦＦＴ処理された後の受信信号を、Ｙ［ｐ＋１］（Ｙ［ｐ＋１］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）で表す。Ｙ［ｐ＋１］は、遅延器１０１１と伝送路特性推定部１００１とに入力される。遅延器１０１１は、１シンボルの遅延処理を行い、Ｙ［ｐ］を出力する。一方で、伝送路特性推定部１００１は、Ｙ［ｐ＋１］を用いて、Ｙ［ｐ＋１］を構成する各サブキャリアの伝送路特性を推定して、Ｈ［ｐ＋１］（Ｈ［ｐ＋１］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）を算出する。ここで、Ｈ［ｐ＋１］は、推定された伝送路特性値であり、送受信間に存在する伝送路を伝搬することによって生じるＹ［ｐ＋１］の振幅及び位相の歪みを表す値である。遅延器１０１２は、伝送路特性推定部１００１からＨ［ｐ＋１］を入力されて、１シンボルの遅延処理を行い、Ｈ［ｐ］を出力する。仮等化部１００２は、遅延器１０１１から入力されたＹ［ｐ］を、遅延器１０１２から入力されたＨ［ｐ］で除算する仮等化処理を行うことよって、送信信号の仮推定値であるＸ^〜［ｐ］（Ｘ^〜［ｐ］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）を算出する。なお、Ｘ^〜［ｐ］の標記は、記載都合上、図面中の標記と若干異なる。遅延器１０１３は、遅延器１０１２からＨ［ｐ］を入力されて、１シンボルの遅延処理を行い、Ｈ［ｐ−１］を出力する。

伝送路特性１次微分算出部１００３は、伝送路特性推定部１００１から入力されたＨ［ｐ＋１］と、遅延器１０１３から入力されたＨ［ｐ−１］と、ＦＦＴサイズであるＮと、Ｎにガードインターバル比をかけた値であるＮｇとを用いた式１に示す演算を行って、Ｈ［ｐ］の１次微分であるＨ’［ｐ］（Ｈ’［ｐ］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）を算出する。

つまり、伝送路特性１次微分算出部１００３は、Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］を算出するために、シンボル番号ｐの前後のシンボル番号に対応する伝送路特性値Ｈ［ｐ−１］及びＨ［ｐ＋１］を用いる。乗算部１００４は、仮等化部１００２から入力されたＸ^〜［ｐ］と、伝送路特性１次微分算出部１００３から入力されたＨ’［ｐ］と、式３及び式４で示す固定係数行列（ＦＦＴリーク行列）Ξとを用いて、式２の右辺第二項に示されるＩＣＩ成分を算出する。

減算部１００５は、遅延器１０１１から入力されたＹ［ｐ］から、乗算部１００４から入力されたＩＣＩ成分を減算する式２に示す演算を行うことによって、ＩＣＩ成分が除去された受信信号であるベクトルＹ＾［ｐ］（Ｙ＾［ｐ］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）を算出する。なお、Ｙ＾［ｐ］の標記は、記載都合上、図面中の標記と若干異なる。

以上に説明した文献１の技術は、Ｙ［ｐ］に含まれるＩＣＩ成分（式２の右辺第二項）算出に用いられるシンボル番号ｐにおけるＨ’［ｐ］を、シンボル番号ｐの前後のシンボル番号における伝送路特性値Ｈ［ｐ−１］及びＨ［ｐ＋１］を用いて差分演算する点に特徴を有する（式１を参照）。
Ｌｏｗ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｏｆ ＤＶＢ−Ｔ［９ｔｈＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ＯＦＤＭ−Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ２００４，Ｄｒｅｓｄｅｎ］（Ｐ７２〜７６、Ｆｉｇ．４）

上記した文献１の従来技術は、以下に説明する課題を有する。既に説明したように、文献１の従来技術は、ＩＣＩ除去対象Ｙ［ｐ］のシンボルの前後シンボルにおける伝送路特性値（Ｈ［ｐ−１］及びＨ［ｐ＋１］）の差分を用いて、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］を算出する（式１を参照）。つまり、文献１の従来技術では、（ｐ＋１）番目のシンボルから（ｐ−１）番目のシンボルまでの時間間隔である２シンボル長（期間）を用いて、伝送路特性値Ｈの差分を算出してＨ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］を求める。ここで、マルチパスフェージングによって生じる伝送路特性値Ｈの変動頻度は、受信装置の移動速度の増加によって大幅に増加する。このことから、２シンボル長という長い期間を用いて伝送路特性値Ｈの差分を算出してＨ’を求める文献１の従来技術では、サンプリング間隔が大きいために、Ｈ’の精度が劣化する。特に高速移動受信においては、Ｈ’の精度は、大幅に劣化する。このことによって、ＩＣＩ成分（式２の右辺第二項）の精度が劣化するので、ＩＣＩ成分の除去は不十分となる。この結果として、文献１の従来技術は、移動受信性能が低く、高速移動受信時には更に受信性能が低下するという課題を有する。

それ故に、本発明の目的は、移動受信性能の低下を抑制し、特に高速移動受信時の受信性能の低下を効果的に抑制することによって、安定した高速移動受信を可能とするＯＦＤＭ受信装置を提供することである。

本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するＯＦＤＭ受信装置に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成する直交変換部と、伝送路を伝搬して生じた直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分をサブキャリア毎に算出する第１の伝送路特性推定部と、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値及びｎ次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から除去する干渉成分除去部とを備え、第１の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてｎ次微分を算出する。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、キャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分であるＩＣＩ成分を除去する。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値の１次微分を算出する。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値の１次微分は、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２つを用いた差分演算によって算出される。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号を、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで位相及び振幅歪みの一部を除去して、仮等化されたＯＦＤＭ信号を算出する第１の等化部と、仮等化されたＯＦＤＭ信号と、第１の伝送路特性推定部で算出されたｎ次微分とを用いて、ＩＣＩ成分を生成するＩＣＩ成分生成部と、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号からＩＣＩ成分を減算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号を算出する第１の減算部とを含む。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する第２の伝送路特性推定部と、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号を、第２の伝送路特性推定部が算出した伝送路特性値で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを除去する第２の等化部とを、更に含む。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号を、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを除去する第２の等化部を、更に含む。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、ＩＣＩ成分を生成するＩＣＩ成分生成部と、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号からＩＣＩ成分生成部が生成したＩＣＩ成分を減算して除去する減算部と、減算部の出力信号を、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで、減算部の出力信号の位相及び振幅歪みを除去する等化部とを含み、ＩＣＩ成分生成部は、等化部の出力信号と第１の伝送路特性推定部で算出されたｎ次微分とを用いて、精度が向上したＩＣＩ成分を生成する。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、固定係数行列Ξと、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値と、当該伝送路特性値のｎ次微分とから成る行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、逆行列演算部が算出した逆行列を用いて、直交変換部が生成したＦＤＭ信号からＩＣＩ成分と位相及び振幅歪みとを除去する等化部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成するＳＰ生成部と、ＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号をＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値のｎ次微分を算出する減算部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成するＳＰ生成部と、ＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号をＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する減算部と、減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成するＳＰ生成部と、ＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号をＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する減算部と、減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ’算出部が算出したｎ次微分と減算部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ’算出部が算出したｎ次微分とキャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ’算出部が算出したｎ次微分とキャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出する第１のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第１のＳＰ生成部と、第１のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第１のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第１の除算部と、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出する第２のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第２のＳＰ生成部と、第２のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第２のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第２の除算部と、第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部と、第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値のｎ次微分を算出する第２の減算部とを備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出する第１のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第１のＳＰ生成部と、第１のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第１のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第１の除算部と、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出する第２のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第２のＳＰ生成部と、第２のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第２のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第２の除算部と、第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部と、第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部を第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値に置換えてシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する第２の減算部と、第２の減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出する第１のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第１のＳＰ生成部と、第１のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第１のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第１の除算部と、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出する第２のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第２のＳＰ生成部と、第２のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第２のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第２の除算部と、第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部を第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値に置換えてシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する第２の減算部と、第２の減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が算出したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が算出したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ’算出部が算出したｎ次微分と減算部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ’算出部が算出したｎ次微分とキャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ’算出部が算出したｎ次微分とキャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するＯＦＤＭ受信装置に用いられる集積回路にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の集積回路は、受信したＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成する直交変換部と、伝送路を伝搬して生じた直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分をサブキャリア毎に算出する第１の伝送路特性推定部と、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値及びｎ次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から除去する干渉成分除去部とを備え、第１の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてｎ次微分を算出する。

また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するＯＦＤＭ受信方法にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のＯＦＤＭ受信方法は、受信したＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成するステップと、伝送路を伝搬して生じた周波数領域のＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分をサブキャリア毎に算出するステップと、算出されたサブキャリア毎の伝送路特性値及びｎ次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、周波数領域のＯＦＤＭ信号から除去するステップとを有し、伝送路特性値及びｎ次微分を算出するステップにおいて、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてｎ次微分を算出する。

また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するコンピュータに実行させるためのプログラムにも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のプログラムは、受信したＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成するステップと、伝送路を伝搬して生じた周波数領域のＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分をサブキャリア毎に算出するステップと、算出されたサブキャリア毎の伝送路特性値及びｎ次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、周波数領域のＯＦＤＭ信号から除去するステップとを有し、伝送路特性値及びｎ次微分を算出するステップにおいて、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてｎ次微分を算出する。

上記のように、本発明によれば、移動受信性能の低下を抑制し、特に高速移動受信時の受信性能の低下を効果的に抑制することができるので、安定した高速移動受信を可能とするＯＦＤＭ受信装置を提供することができる。

図１は、第１の実施形態に係るキャリア間干渉（ＩＣＩ）除去を行うＯＦＤＭ受信装置１００の構成例を示すブロック図である。 図２は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備える復調部１１の構成例を示すブロック図である。 図３は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備えるＩＣＩ除去・等化部３１の構成例を示すブロック図である。 図４は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備えるＩＣＩ成分生成部５３の構成例を示す図である。 図５は、第１の伝送路特性推定部５１の構成例を示すブロック図である。 図６は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式における信号配置を示す図である。 図７は、補間部６４の構成例を示す図である。 図８は、キャリア方向のみに補間を行う補間方法を示す図である。 図９は、補間部６７の構成例を示す図である。 図１０は、シンボル方向に補間した後にキャリア方向に補間を行う補間方法を示す図である。 図１１は、シンボル内オーバーサンプリング部６５が行うオーバーサンプリング処理について説明するための図である。 図１２は、第２の伝送路特性推定部５６の構成例を示すブロック図である。 図１３は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の効果について説明するための図である。 図１４は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の効果について説明するための図である。 図１５は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で専ら用いられるパラメータを示す図である。 図１６は、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋ（Ｋは、正の整数）の間隔でオーバーサンプリングする場合の図である。 図１７は、第１の伝送路特性推定部５１の他の構成を示す図である。 図１８は、ＩＣＩ除去・等化部３２の構成示す図である。 図１９は、ＩＣＩ除去・等化部３３の構成示す図である。 図２０は、ＩＣＩ除去・等化部３４の構成示す図である。 図２１は、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００の構成例を示すブロック図である。 図２２は、復調部１２の構成例を示すブロック図である。 図２３は、ＩＣＩ除去・等化部１３１の構成例を示すブロック図である。 図２４は、第１の伝送路特性推定部１５１の構成例を示すブロック図である。 図２５は、第１の伝送路特性推定部１５１の別の構成例を示すブロック図である。 図２６は、第１の伝送路特性推定部１５３の構成例を示すブロック図である。 図２７は、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００の構成例を示すブロック図である。 図２８は、復調部１３の構成例を示すブロック図である。 図２９は、ＩＣＩ除去・等化部２３１の構成例を示すブロック図である。 図３０は、第１の伝送路特性推定部２５１の構成例を示すブロック図である。 図３１は、第１のＨ’算出部１０１の構成例を示すブロック図である。 図３２は、第２のＨ’算出部１０２の構成例を示すブロック図である。 図３３は、第１の伝送路特性推定部２５２の構成例を示すブロック図である。 図３４は、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００の構成例を示すブロック図である。 図３５は、復調部１４の構成例を示すブロック図である。 図３６は、ＩＣＩ除去・等化部３３１の構成例を示すブロック図である。 図３７は、第１の伝送路特性推定部３５１の構成例を示すブロック図である。 図３８は、第１のＨ’算出部１１１の構成例を示すブロック図である。 図３９は、ＩＣＩ除去・等化部３３１の別の構成例を示すブロック図である。 図４０は、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置５００の構成例を示すブロック図である。 図４１は、復調部１５の構成例を示すブロック図である。 図４２は、ＩＣＩ除去・等化部４３１の構成例を示すブロック図である。 図４３は、伝送路特性推定部４５１の構成例を示すブロック図である。 図４４は、伝送路特性推定部４５１に備えられる補間部６７が行う補間処理について説明するための図である。 図４５は、伝送路特性推定部４５１に備えられる補間部６７が行う補間処理について説明するための図である。 図４６は、伝送路特性推定部４５２の構成例を示すブロック図である。 図４７は、伝送路特性推定部４５２の別の構成例を示すブロック図である。 図４８は、伝送路特性推定部４５４の構成例を示すブロック図である。 図４９は、伝送路特性推定部４５５の構成例を示すブロック図である。 図５０は、伝送路特性推定部４５６の構成例を示すブロック図である。 図５１は、伝送路特性推定部４５７の構成例を示すブロック図である。 図５２は、伝送路特性推定部４５８の構成例を示すブロック図である。 図５３は、伝送路特性推定部４５３の構成例を示すブロック図である。 図５４は、ＩＣＩ除去・等化部４３１−１の構成例を示すブロック図である。 図５５は、ＩＳＩ除去・等化部４７１の構成例を示すブロック図である。 図５６は、文献１に記載された、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００に備えられるＩＣＩ除去部１０００の構成を表すブロック図である。

符号の説明

１ アンテナ
２ チューナ
３ 誤り訂正部
４ デコード部
５ 表示部
１１〜１５ 復調部
２１ Ａ／Ｄ変換部
２２ 直交復調部
２３ 直交変換部
２４ シンボル同期部
３１〜３４、５６、１３１、２３１、３３１、４３１ ＩＣＩ除去・等化部
５１、１５１、１５３、２５１、２５２、３５１、４５１〜４５３、４５３−１、４５４〜４５８、１００１ 伝送路特性推定部
５２、５５、５７、５９ 等化部
５３ ＩＣＩ成分生成部
５４、６６、１００５ 減算部
５８ 逆行列演算部
６１、４６１ ＳＰ生成部
６２、７１、７２、４６２ＳＰ 抽出部
６３、７３、４６３ 除算部
６４、７４、９２、９３、９３−１、９４ 補間部
６５、１６５ シンボル内オーバーサンプリング部
６８、１６８ シンボル内オーバーサンプリング・減算部
９１、１００４ 乗算部
１０１〜１０ｉ、１１１ 第１〜第ｉのＨ’算出部
１０３、１０５ セレクタ
１０４、１０６ 比較判定部
４７１ ＩＳＩ除去・等化部
１００、２００、３００、４００、５００ ＯＦＤＭ受信装置
１０００ ＩＣＩ除去部、
１００２ 仮等化部
１００３ 伝送路特性１次微分算出部
１０１１〜１０１３ 遅延器
１１００Ｏ ＦＤＭ受信装置、

本発明は、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の算出過程において、オーバーサンプリング処理を実施することによって当該１次微分Ｈ’の精度を高める点に、特に、特徴を有する。以下では、本発明の各実施形態の説明を行うに際して、一例として、日本の国内地上デジタル放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔ方式を用いる。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るキャリア間干渉（ＩＣＩ）除去を行うＯＦＤＭ受信装置１００の構成例を示すブロック図である。図１に示す通り、ＯＦＤＭ受信装置１００は、放送波を受信するアンテナ１と、アンテナ１で受信された放送波から所望の受信チャンネルの受信信号を選択するチューナ２と、チューナ２で選択された受信信号を復調する復調部１１と、復調部１１の出力信号に対して誤り訂正を行う誤り訂正部３と、誤り訂正部３で誤り訂正して得られたＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ）−２等で圧縮された信号のデコードを行うデコード部４と、デコード部４でデコードされた映像・音声の出力を行う表示部５とを備える。

図２は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備える復調部１１の構成例を示すブロック図である。図２に示す通り、復調部１１は、アナログ・デジタル変換部（以下、Ａ／Ｄ変換部という）２１と、直交復調部２２と、直交変換部２３と、シンボル同期部２４と、ＩＣＩ除去・等化部３１とを含む。Ａ／Ｄ変換部２１は、チューナ２（図１を参照）の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。直交復調部２２は、Ａ／Ｄ変換部２１から出力されるデジタル信号を直交復調して、複素ベースバンド信号に変換する。シンボル同期部２４は、直交復調部２２から出力される複素ベースバンド信号を用いてＯＦＤＭシンボル区間の同期をとり、シンボル位置情報信号を生成する。直交変換部２３は、シンボル同期部２４が生成したシンボル位置情報信号を用いて、直交復調部２２から出力される複素ベースバンド信号を直交変換する。なお、直交変換部２３は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換等を用いて直交変換を行う。以下では、一例として、直交変換部２３は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとして説明を行う。従って、一例として、以下では、直交変換部２３をＦＦＴ部２３と呼び、ＦＦＴ部２３は、直交復調部２２から出力される複素ベースバンド信号を、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。ＩＣＩ除去・等化部３１は、ＦＦＴ部２３の出力信号に対して、ＩＣＩ除去及び等化処理を行う。

図３は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備えるＩＣＩ除去・等化部３１の構成例を示すブロック図である。図３に示す通り、ＩＣＩ除去・等化部３１は、第１の伝送路特性推定部５１と、第１の等化部５２と、ＩＣＩ成分生成部５３と、減算部５４と、第２の伝送路特性推定部５６と、第２の等化部５５とを有する。第１の伝送路特性推定部５１は、ＦＦＴ部２３（図２を参照）によってフーリエ変換された信号Ｙを用いて、伝送路特性値Ｈと、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’とを算出する。ここで、伝送路特性値Ｈは、送受信間に存在する伝送路を伝搬することによって生じる受信信号Ｙの振幅及び位相の歪み（以下、伝搬歪みという）を表す値である。第１の等化部５２は、ＦＦＴ部２３から入力された信号Ｙを、第１の伝送路特性推定部５１から入力された伝送路特性値Ｈで除算することによって、信号Ｙに含まれる伝搬歪みを除去する。このことによって、第１の等化部５２は、送信装置（図示せず）の送信信号Ｘの推定信号であるＸ^〜を生成する。

図４は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備えるＩＣＩ成分生成部５３の構成例を示す図である。図４に示す通り、ＩＣＩ成分生成部５３は、乗算部９１を持つ。乗算部９１は、シンボル番号ｐ（ｐは、整数である）のシンボルにおいて、推定信号であるＸ^〜［ｐ］（括弧内は、シンボル番号を示す）と伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］と固定係数行列Ξとを用いて、式２の右辺第二項に示す演算を行うことによってＩＣＩ成分を生成する。なお、従来技術において既に説明した通り、固定係数行列Ξは、式３及び式４で表される。

減算部５４は、ＦＦＴ部２３から入力される信号Ｙから、ＩＣＩ成分生成部５３から入力されるＩＣＩ成分を差し引く式２に示す演算を行う。このことによって、減算部５４は、信号ＹからＩＣＩ成分を除去した信号Ｙ＾を算出する。以上の処理によって、ＩＣＩ成分は、除去される。

第２の伝送路特性推定部５６は、減算部５４から入力される信号Ｙ＾を用いて、伝送路特性値Ｈ_１を算出する。第２の等化部５５は、減算部５４から入力される信号Ｙ＾を、第２の伝送路特性推定部５６から入力される伝送路特性値Ｈ_１で除算することによって、信号Ｙ＾に含まれる伝搬歪みを除去する。このことによって、第２の等化部５５は、送信装置（図示せず）の送信信号Ｘを復調する。送信信号Ｘは、誤り訂正部３（図１を参照）へ出力される。なお、信号Ｙ、伝送路特性値Ｈ、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’、信号Ｘ^〜、信号Ｙ＾、伝送路特性値Ｈ_１及び信号Ｘは、ベクトルで表される値である。

ここで、第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３１の構成要素と、図５６を用いて説明した従来のＩＣＩ除去する構成要素との対応関係について、簡単に説明する。図３の第１の伝送路特性推定部５１は、図５６の伝送路特性推定部１００１及び伝送路特性１次微分算出部１００３に対応する。図３の第１の等化部５２は、図５６の仮等化部１００２に対応する。図３のＩＣＩ成分生成部５３は、図３９の乗算部１００４に対応する。図３の減算部５４は、図５６の減算部１００５に対応する。なお、図３の第２の伝送路特性推定部５６及び第２の等化部５５は、図５６に示す構成の後段に配置される構成（図示せず）に対応する。

図５は、第１の伝送路特性推定部５１の構成例を示すブロック図である。図５に示す通り、第１の伝送路特性推定部５１は、ＳＰ生成部６１と、ＳＰ抽出部６２と、除算部６３と、補間部６４と、シンボル内オーバーサンプリング部６５と、減算部６６とを有する。

図６は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式における信号配置を示す図である。図６に示す通り、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、送信側において、送信データを含むデータ信号の間に、パイロット信号であるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）信号が規則的に挿入されている。ＳＰ抽出部６２は、フーリエ変換された信号Ｙに含まれるＳＰ信号を抽出する。ＳＰ生成部６１は、ＳＰ信号を生成する。除算部６３は、ＳＰ抽出部６２によって抽出されたＳＰ信号を、ＳＰ生成部６１によって生成されたＳＰ信号で除算する。このことによって、除算部６３は、信号ＹにおけるＳＰ信号位置の伝送路特性値を算出する。補間部６４は、除算部６３で得られたＳＰ信号位置の伝送路特性値を用いて補間処理を行うことによって、データ信号位置の伝送路特性値を算出する。このことによって、補間部６４は、全ての信号位置に対応する伝送路特性値Ｈを算出する。補間部６４で算出された伝送路特性値Ｈは、第１の等化部５２（図３を参照）とシンボル内オーバーサンプリング部６５とに入力される。

図７は、補間部６４の構成例を示す図である。図８は、キャリア方向のみに補間を行う補間方法を示す図である。図７に示す通り、補間部６４は、キャリア補間部９３で構成される。図８に示すように、キャリア補間部９３は、除算部６３で得られたＳＰ信号位置の伝送路特性値を用いてキャリア方向のみに補間を行うことによって、全てのデータ信号位置の伝送路特性値を算出し、伝送路特性値Ｈを算出する。この様にして、補間部６４は、伝送路特性値Ｈを算出する。なお、図７に示す補間部６４の代わりに、図９に示す補間部６７を用いてもよい。図９に示す通り、補間部６７は、シンボル補間部９２とキャリア補間部９３−１とで構成される。図１０は、シンボル方向に補間した後にキャリア方向に補間を行う補間方法を示す図である。図１０に示すように、シンボル補間部９２は、除算部６３で得られたＳＰ信号位置の伝送路特性値を用いてシンボル方向に補間を行う。その後、キャリア補間部９３−１は、シンボル方向の補間で得られた伝送路特性値を用いて、キャリア方向に補間を行う。このことによって、補間部６７は、全てのデータ信号位置（サブキャリア位置）の伝送路特性値を算出し、伝送路特性値Ｈを算出する。なお、補間部６４及び補間部６７が行う補間は、直線補間でないことが好ましい。また、以上では、図８及び図１０を用いて一般的な補間方法について説明したが、補間方法はこれらに限定されない。

図１１は、シンボル内オーバーサンプリング部６５（図５を参照）が行うオーバーサンプリング処理について説明するための図である。図１１（ａ）は、シンボル（時間）方向に対する、伝送路特性値Ｈの変動を示す。図１１（ｂ）は、シンボル（時間）方向に対する、伝送路特性値Ｈのオーバーサンプリング間隔を示す。以下では、図１１及び図８を参照して、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の特徴的構成であるシンボル内オーバーサンプリング部６５の動作について説明する。図８の白矢印で示す信号列（以下、対象信号列という）の中央のＳＰ信号位置における伝送路特性値Ｈ［ｐ］（ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）の１次微分Ｈ’［ｐ］を算出する場合を一例に挙げて、説明を行う。図１１の黒丸で示すＨ［ｐ−１］、Ｈ［ｐ］及びＨ［ｐ＋１］は、それぞれ、図８に示す破線で囲んだ３つの信号位置のＨ［ｐ−１］、Ｈ［ｐ］及びＨ［ｐ＋１］に対応する。図１１（ａ）に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング部６５は、補間部６４から入力される伝送路特性値Ｈに対してフィルタリングを行うことによって、伝送路特性値Ｈ（Ｈ［ｐ−１］、Ｈ［ｐ］及びＨ［ｐ＋１］等）を滑らかに補間する。このことによって、図１１（ａ）及び（ｂ）に示す通り、伝送路特性値Ｈは、シンボル方向に、１シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングされる。このことによって、シンボル内オーバーサンプリング部６５は、図１１の白丸で示す伝送路特性値Ｈ［ｐ−１，１］、Ｈ［ｐ−１，２］、Ｈ［ｐ−１，３］、Ｈ［ｐ，１］、Ｈ［ｐ，２］及びＨ［ｐ，３］を算出する。なお、図１１では、一例として、シンボル内オーバーサンプリング部６５は、１シンボル間隔の１／４のサンプリング間隔で、オーバーサンプリングしている。

減算部６６は、シンボル内オーバーサンプリング部６５から入力された伝送路特性値Ｈ［ｐ−１，３］及びＨ［ｐ，１］を用いて、式５に示す演算を行う。このことによって、減算部６６は、対象とした信号位置（図８の対象信号列の中央のＳＰ信号位置を参照）における伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］を算出する。そして、既に説明した通り、算出されたＨ’［ｐ］は、ＩＣＩ成分生成部５３に入力される（図３を参照）。

ここで、第２の伝送路特性推定部５６の構成について簡単に説明する。図１２は、第２の伝送路特性推定部５６の構成例を示すブロック図である。図１２に示す通り、第２の伝送路特性推定部５６は、ＳＰ生成部７１と、ＳＰ抽出部７２と、除算部７３と、補間部７４とを有する。第２の伝送路特性推定部５６のＳＰ生成部７１、ＳＰ抽出部７２、除算部７３及び補間部７４の動作は、それぞれ、第１の伝送路特性推定部５１のＳＰ生成部６１、ＳＰ抽出部６２、除算部６３及び補間部６４の動作と同様なので、その説明は省略する。

以下では、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００による効果について、図１３及び図１４を参照して説明する。図１３は、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］を算出する差分演算（式１及び式５を参照）を微分フィルタ処理とみなした場合の、当該差分演算を行う微分フィルタの周波数特性を表す。図１３において、横軸はドップラー効果によってシフトした周波数量を示すドップラー周波数を表し、縦軸は微分フィルタのゲインを表す。また、ＯＦＤＭ信号の１シンボル長（期間）をＴｓと表す。この場合、従来のＩＣＩ除去部１０００（図５６を参照）が行う式１に示す差分演算は、２シンボル間隔の伝送路特性値の差分演算である（式１を参照）。このため、従来のＩＣＩ除去部１０００の行う微分フィルタ特性は、図１３において、２Ｔｓ間差分と標記する。また、第１の実施形態の一例として説明した、１シンボル間隔の１／４間隔でオーバーサンプリングした場合（図１１を参照）の微分フィルタ特性を、Ｔｓ／２間差分と標記する。また、１シンボル間隔の１／２間隔でオーバーサンプリングした場合の微分フィルタ特性をＴｓ間差分と標記し、１シンボル間隔の１／８間隔でオーバーサンプリングした場合の微分フィルタ特性をＴｓ／４間差分と標記する。また、図１３には、理想的な微分フィルタの周波数特性を記載している。また、シンボル周波数は約８８０Ｈｚである。

図１３から解るように、従来技術の２Ｔｓ間差分の微分フィルタ特性は、ドップラー周波数が０〜１００Ｈｚまでは理想的な微分フィルタ特性とほぼ一致する一方で、ドップラー周波数が１００Ｈｚを超えると次第に理想的な微分フィルタ特性から離れる。つまり、従来技術の２Ｔｓ間差分では、ドップラー周波数が１００Ｈｚを超えると正しく微分近似できなくなり、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の精度は劣化する。加えて、受信装置の移動速度が向上すると大きなドップラー周波数が存在することとなるため、移動速度が向上するにつれて、更に伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の精度は劣化する。

これに対して、図１３から解るように、第１の実施形態で説明したＴｓ／２間差分（図１１及び式５を参照）の微分フィルタ特性は、従来技術の２Ｔｓ間差分の微分フィルタ特性よりも、大幅に理想的な微分フィルタ特性に近づく。この様に、オーバーサンプリング時のサンプリング数を多くする（サンプリング間隔を短くする）につれて、図１３に示すように、より高いドップラー高周波数においても、理想的な微分フィルタ特性に近い微分フィルタ特性を得ることができる。このことによって、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、より高いドップラー周波数が存在する高速受信時においても、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を高精度に算出できる。

図１４は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と従来のＩＣＩ除去部１０００を備えるＯＦＤＭ受信装置１１００とを用いて行った移動受信性能のシミュレーション検証結果である。なお、伝送フォーマットは、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で専ら用いられる図１５に示すパラメータである。また、図１５に示す通り、伝送路モデルは、簡単のため、静止（ｓｔａｔｉｃ）した直接波と、遅延時間５μｓの遅延波（直接波に対する電力比＝−１０ｄＢ）にｆＤ（Ｈｚ）のドップラーシフトを施した波とを加えたものである。また、横軸はドップラー周波数ｆＤ（Ｈｚ）を表し、縦軸は誤り訂正前の復調後ビット誤り率を表す。また、復調後ビット誤り率が１×１０^−２以下のときには、誤り訂正の効果によって、視聴の際に画像又は音声の乱れが認識されないものとする。復調後ビット誤り率が１×１０^−２以下を実現するｆＤの最大値（限界ｆＤという）を用いて評価すると、図１４から解るように、従来例（２Ｔｓ間差分）では限界ｆＤが２５０Ｈｚ弱であるのに対し、本発明（Ｔｓ／２間差分）では限界ｆＤが３００Ｈｚ弱となる。この様に、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、従来のＩＣＩ除去部１０００を備えるＯＦＤＭ受信装置１１００よりも、移動受信限界速度が向上し、移動受信性能が向上する。

以上に説明した通り、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、シンボル内でオーバーサンプリングし伝送路特性値を取得して、当該取得した伝送路特性値を用いて、当該取得した伝送路特性値の１次微分Ｈ’を算出する。このことによって、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、高速移動受信時において、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００よりも精度良く伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出できるので、ＩＣＩ成分を精度良く算出できる。この結果として、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００よりも、効果的なＩＣＩ除去ができるので、安定した高速移動受信を実現できる。

なお、以上では、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／４間隔でオーバーサンプリングを行い、Ｔｓ／２間差分を用いて微分近似する場合の説明を行った（図１１及び式５を参照）。しかし、オーバーサンプリングの間隔はこれに限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋ（Ｋは、正の整数）の間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合には、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、以上では、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の算出処理において、伝送路特性値Ｈをオーバーサンプリングした後に、減算部６６で差分演算を行う構成とした。しかし、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とは、一括で行ってもよい。オーバーサンプリング処理及び差分演算処理はいずれもフィルタによって実現でき、両フィルタはカスケード接続されるので、当該両フィルタを１つのフィルタにまとめることができるからである。この場合には、図５の第１の伝送路特性推定部５１は、例えば図１７に示す構成になり、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６の代わりに、シンボル内オーバーサンプリング・減算部６８を備えることとなる。このことによって、回路規模を削減できる。

また、以上では、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出する微分近似に、２点の伝送路特性値の差分を用いているが、これには限られず、微分処理であればよい。例えば、式７に示すように４点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、４点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。

また、この場合にも、図１７を用いて説明した、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。

また、図３に示すＩＣＩ除去・等化部３１の構成を、例えば、図１８に示すＩＣＩ除去・等化部３２の構成に置換えてもよい。この場合には、図１８に示す通り、ＩＣＩ除去・等化部３２は、図３の第２の伝送路特性推定部５６を省略し、第２の等化部５５が、伝送路特性値Ｈ_１の代わりに、第１の伝送路特性推定部５１から入力される伝送路特性値Ｈを用いて等化処理を行う構成となる。このことによって、回路規模を縮小できる。

更には、図１８に示すＩＣＩ除去・等化部３２の構成を、例えば、図１９に示すＩＣＩ除去・等化部３３の構成に置換えてもよい。この場合、図１９に示す通り、ＩＣＩ除去・等化部３３は、図１８の第１の等化部５２及び第２の等化部５５の代わりに、等化部５７を備える。まず、等化部５７は、減算部５４を通過して入力されるＩＣＩ成分を含む信号Ｙと、第１の伝送路特性推定部５１から入力される伝送路特性値Ｈとを用いて、図１８の第１の等化部５２と同様に、送信装置（図示せず）の送信信号Ｘの推定信号であるＸ^〜を生成する。ＩＣＩ成分生成部５３は、生成されたＸ^〜と、第１の伝送路特性推定部５１から入力される伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’とを用いて、ＩＣＩ成分を算出する。減算部５４は、既に入力された信号Ｙを蓄積しており、蓄積していた信号ＹからＩＣＩ成分を除去して、信号Ｙ＾を算出する。次に、等化部５７は、減算部５４でＩＣＩ成分を除去された信号Ｙ＾と、第１の伝送路特性推定部５１から既に入力されている伝送路特性値Ｈとを用いて、図１７の第２の等化部５５と同様に、信号Ｙ＾に含まれる伝搬歪みを除去して送信装置の送信信号Ｘを算出する。等化部５７で算出された信号Ｘは、再び、ＩＣＩ成分生成部５３に入力され、ＩＣＩ成分算出に用いられる。この様に、シンボル期間内でフィードバック処理を所望回数繰り返すことによって、ＩＣＩ除去・等化部３３は、回路規模を縮小しつつ、ＩＣＩ成分の除去精度を更に向上させることができる。

また、等化処理によって得られる信号Ｘ^〜を用いず、式８及び式９に示す逆行列Ψを用いてＩＣＩ除去及び等化処理を行って、直接的に送信信号Ｘを算出する図２０に示すＩＣＩ除去・等化部３４の構成としてもよい。


ここで、式８及び式９の求め方を説明する。まず、式２において、仮等化（図３の第１の等化部５２の処理）を実施しないのでＸ^〜［ｐ］をＸ［ｐ］と標記し、また、ＩＣＩ除去後のＹ＾［ｐ］をｄｉａｇ（Ｈ［ｐ］）Ｘ［ｐ］に置き換える。このことによって、式１０が得られる。

式１０において、右辺第二項を左辺に移項し、Ｘ［ｐ］でまとめると、式１１が得られる。

この括弧でまとめられた成分の逆行列を、式８に示すようにΨとし、当該Ψを式１１の両辺に左からかけることで、式９が求まる。図２０に示す通り、ＩＣＩ除去・等化部３４は、第１の伝送路特性推定部５１と、逆行列演算部５８と、等化部５９とを備える。第１の伝送路特性推定部５１は、図３の第１の伝送路特性推定部５１と同じ構成要素である。逆行列演算部５８は、第１の伝送路特性推定部５１から入力された伝送路特性値Ｈ［ｐ］及び１次微分Ｈ’［ｐ］と、式３に示す固定係数行列Ξとを用いて、式８のΨを算出する。等化部５９は、逆行列演算部５８から入力されたΨを信号Ｙにかけることによって、ＩＣＩ成分除去及び等化処理を一括して行い、送信信号Ｘを算出する。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、第１の実施形態に対して、除算部の出力信号（ＳＰ信号位置の伝送路特性値）を用いてオーバーサンプリング処理を行う点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。

図２１は、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００の構成例を示すブロック図である。第２の実施形態のＯＦＤＭ受信装置２００は、第１の実施形態のＯＦＤＭ受信装置１００（図１を参照）に対して、復調部１１を復調部１２に置換えた構成である。図２２は、復調部１２の構成例を示すブロック図である。復調部１２は、第１の実施形態の復調部１１（図２を参照）に対して、ＩＣＩ除去・等化部３１をＩＣＩ除去・等化部１３１に置換えた構成である。図２３は、ＩＣＩ除去・等化部１３１の構成例を示すブロック図である。ＩＣＩ除去・等化部１３１は、第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３１に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部１５１に置換えた構成である。図２４は、第１の伝送路特性推定部１５１の構成例を示すブロック図である。第１の伝送路特性推定部１５１は、第１の実施形態の第１の伝送路特性推定部５１（図５を参照）に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５をシンボル内オーバーサンプリング部１６５に置換え、キャリア補間部９４を追加した構成である。なお、第１の実施形態で説明した通り、補間部６４は、補間部６７（図１０を参照）に置換えられてもよい。また、図２１〜図２４において、図１〜図３及び図５に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。

図２４に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、除算部６３から入力されるＳＰ位置の伝送路特性値に対してフィルタ処理を行うことによって、ＳＰ位置の伝送路特性値を滑らかに補間する。このことによって、伝送路特性値は、シンボル方向に、１シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングされる。このことによって、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、シンボル（時間）方向に整列する信号列の内のＳＰ信号が挿入された信号列について（図６の白矢印で示した信号列を参照）、１シンボル間隔よりも短い間隔毎に伝送路特性値を得ることができる。以下では、一例として、シンボル内オーバーサンプリング部１６５が、１シンボル間隔の１／４間隔でオーバーサンプリングした場合を、説明する（図１１を参照）。この場合、減算部６６は、式５に示した差分演算を行うことによって、シンボル（時間）方向に整列する信号列の内のＳＰ信号が挿入された信号列について、伝送路特性値の１次微分を算出する。キャリア補間部９４は、減算部６６から入力される１次微分の値を用いて、キャリア（周波数）方向に補間処理を行うことによって、全ての信号（図６を参照）位置の伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出する。

以上に説明した構成によって、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と同様の効果を得ることができる。更に、第１の伝送路特性推定部１５１に補間部６４の代わりに補間部６７（図１０を参照）を用いる場合には、シンボル補間部９２及びシンボル内オーバーサンプリング部１６５におけるシンボル方向のフィルタ処理に用いられるシンボル遅延メモリを共通化することができる。加えて、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と同様にオーバーサンプリングを行いシンボル内のサンプル点を用いて差分演算するので、図５６の従来技術のようにシンボル遅延器を必要としない。これらのことから、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００よりも回路規模を削減できる。

なお、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は１／４間隔には限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、第１の実施形態において図１７を用いて説明した通り、シンボル内オーバーサンプリング部１６５と減算部６６とをまとめて、図２５に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング・減算部１６８としてもよい。

また、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出する微分近似は、２点の伝送路特性値の差分を用いるものには限られない。例えば、式７に示すように４点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、４点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。また、この場合にも、図２５を用いて説明した、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。

また、図２６に示すように、補間部６４（図７を参照）は、除算部６３の出力信号を入力されず、シンボル内オーバーサンプリング部１６５から、図６の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力されてもよい。この場合、補間部６４は、入力された伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Ｈを算出する。このような構成とすることによって、図２６に示す第１の伝送路特性推定部１５３は、シンボル補間部９２及びキャリア補間部９３−１から成る補間部６７（図９を参照）を備えることなく、高精度の伝送路特性値Ｈを算出することができる。

また、第２の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図２３に示したＩＣＩ除去・等化部１３１には限定されない。例えば、第２の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図１８〜図２０に示した第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３２、３３及び３４に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部１５１又は１５３（図２４〜図２６を参照）に置換えた構成としてもよい。

（第３の実施形態）
第３の実施形態は、第１の実施形態に対して、速度情報に応じて、ＩＣＩ成分生成に用いる伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を切替える点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。

図２７は、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００の構成例を示すブロック図である。第３の実施形態のＯＦＤＭ受信装置３００は、第１の実施形態のＯＦＤＭ受信装置１００（図１を参照）に対して、復調部１１を復調部１３に置換えた構成である。図２８は、復調部１３の構成例を示すブロック図である。復調部１３は、第１の実施形態の復調部１１（図２を参照）に対して、ＩＣＩ除去・等化部３１をＩＣＩ除去・等化部２３１に置換えた構成である。図２９は、ＩＣＩ除去・等化部２３１の構成例を示すブロック図である。ＩＣＩ除去・等化部２３１は、第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３１に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部２５１に置換えた構成である。図３０は、第１の伝送路特性推定部２５１の構成例を示すブロック図である。第１の伝送路特性推定部２５１は、第１の実施形態の第１の伝送路特性推定部５１（図５を参照）に対して、第２のＨ’算出部１０２とセレクタ１０３と比較判定部１０４とを追加し、また、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６をまとめて第１のＨ’算出部１０１（図３１を参照）とした構成である。なお、第１の実施形態で説明した通り、補間部６４は、補間部６７（図１０を参照）に置換えられてもよい。また、図２７〜図３０において、図１〜図３及び図５に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。

図３０に示す通り、補間部６４から出力される伝送路特性値Ｈは、第１の伝送路特性推定部２５１の外部（第１の等化部５２）と、第１のＨ’算出部１０１と、第２のＨ’算出部１０２とに入力される。第１のＨ’算出部１０１は、第１の実施形態で説明した通りに、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６を用いて、オーバーサンプリング処理によって求められるＨ’を算出する。第２のＨ’算出部１０２は、文献１の技術（図５６を参照）と同様に、式１を用いて伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出する。つまり、第２のＨ’算出部１０２は、オーバーサンプリング処理は実施せず、２シンボル間隔の差分演算を用いてＨ’を算出する。図３２は、第２のＨ’算出部１０２の構成例を示すブロック図である。図３２に示す通り、第２のＨ’算出部１０２は、減算部８１と遅延部８２とを含む。遅延部８２は、補間部６４から入力された伝送路特性値Ｈ［ｐ＋１］に対して、２シンボルの遅延処理を施し、Ｈ［ｐ−１］を出力する。減算部８１は、補間部６４から入力されたＨ［ｐ＋１］と遅延部８２から入力されたＨ［ｐ−１］とを用いて、式１に示す演算処理を行うことによって、Ｈ’［ｐ］を算出する。この様にして、第２のＨ’算出部１０２は、２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ’を算出する。なお、第２のＨ’算出部１０２は、２シンボル間隔以上の差分演算を用いてＨ’を算出してもよい。

比較判定部１０４は、ＯＦＤＭ受信装置３００の外部から、ＯＦＤＭ受信装置３００の移動速度を示す速度情報を入力される。比較判定部１０４は、入力された速度情報が示す移動速度と所定の閾値とを比較して、当該移動速度が当該所定の閾値よりも高いのか低いのかを判定し、判定結果を出力する。

セレクタ１０３は、第１のＨ’算出部１０１が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるＨ’と、第２のＨ’算出部１０２が算出した２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ’と、比較判定部１０４が判定した判定結果とを入力される。セレクタ１０３は、比較判定部１０４の判定結果が「低い」である場合は、第２のＨ’算出部１０２が算出した２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ’を、ＩＣＩ成分生成部５３（図２９を参照）に出力する。一方、セレクタ１０３は、比較判定部１０４の判定結果が「高い」である場合は、第１のＨ’算出部１０１が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるＨ’を、ＩＣＩ成分生成部５３に出力する。つまり、セレクタ１０３は、ＯＦＤＭ受信装置３００が高速移動している場合にはオーバーサンプリング処理によって求められるＨ’を出力し、ＯＦＤＭ受信装置３００が低速移動している場合には２シンボル間隔の差分演算（従来技術）によって求められるＨ’を出力する。

ＩＣＩ成分生成部５３は、セレクタ１０３から入力される、オーバーサンプリング処理によって求められるＨ’、又は、２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ’を用いて、ＩＣＩ成分を生成する。

ここで、ＩＣＩ成分生成部５３に入力されるＨ’を、移動速度に応じて切替える必要性について、図１３を再び参照して説明する。図１３に示す通り、移動速度が低いためにドップラー周波数が低い領域（ｆＤ＝０〜１００Ｈｚ）において、従来技術の差分演算（２Ｔｓ間差分）方法は、理想的な微分に十分近い精度を得ることができる。更に、従来技術の差分演算（２Ｔｓ間差分）方法は、オーバーサンプリングを行わないのでオーバーサンプリングに伴うフィルタ処理によって生じる補間誤差が無く、また、高い周波数帯域においてゲインを抑制するフィルタ特性によって、ノイズ帯域が狭い。このことによって、移動速度が低い（ドップラー周波数が低い）場合は、ノイズ耐性の観点から、２シンボル間隔の差分演算（２Ｔｓ間差分）によって求められるＨ’を用いてＩＣＩ成分を除去することが好ましい。一方で、移動速度が高い（ドップラー周波数が高い）場合は、第１の実施形態で説明したように、２シンボル間隔の差分演算（２Ｔｓ間差分）によって求められるＨ’の精度は、極端に低下する。このことから、移動速度が高い場合は、オーバーサンプリング処理によって求められるＨ’を用いてＩＣＩ成分を除去することが好ましい。

以上に説明した構成とすることによって、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００は、移動速度に応じて、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の算出方法を切替えることができる。このことによって、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と同様の効果を得つつ、更に、低速移動時のノイズによる影響を抑制できる。

なお、第３の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は１／４間隔には限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、第３の実施形態では、第２のＨ’算出部１０２における伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の算出方法を、式１を用いる２Ｔｓ差分の演算として説明した。しかし、第２のＨ’算出部１０２のＨ’生成方法は、２Ｔｓよりも大きな差分演算でもよく、例えば、式１２を用いる４Ｔｓ間差分の演算でもよい。

また、第３の実施形態では、２種類のＨ’を切替えて出力する第１の伝送路特性推定部２５１（図３０を参照）について、説明した。しかし、図３３に示す第１の伝送路特性推定部２５２のように、第１のＨ’演算部１０１〜第ｉのＨ’演算部１０ｉ（ｉは３以上の整数）を用いて３種類以上のＨ’を生成し、セレクタ１０５を用いて当該３種類以上のＨ’を切替えて出力する構成としてもよい。この場合、比較判定部１０６は、第１〜第（ｉ−１）の閾値を用いて移動速度を複数段階に判定する。そして、セレクタ１０５は、比較判定部１０６の判定結果に従って、３種類以上のＨ’を切替えて出力する。

また、第３の実施形態では、複数のＨ’算出部を設けることによって、複数種類のＨ’を算出した。しかし、例えば、比較判定部１０４、１０６の判定結果に応じて、Ｈ’を算出するための微分間隔（２Ｔｓ、Ｔｓ／２、Ｔｓ／４等）を切替えるＨ’算出部を１つ設けることによって、複数種類のＨ’を算出してもよい。この場合には、セレクタ１０３、１０６を省略することができる。

また、第３の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図２９に示したＩＣＩ除去・等化部２３１には限定されない。例えば、第３の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図１８〜図２０に示した第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３２、３３及び３４に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部２５１又は２５２（図３０及び図３３を参照）に置換えた構成としてもよい。

（第４の実施形態）
第４の実施形態は、第２の実施形態の特徴と第３の実施形態の特徴とを組み合わせたものである。以下、詳しく説明する。

図３４は、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００の構成例を示すブロック図である。第４の実施形態のＯＦＤＭ受信装置４００は、第３の実施形態のＯＦＤＭ受信装置３００（図２７を参照）に対して、復調部１３を復調部１４に置換えた構成である。図３５は、復調部１４の構成例を示すブロック図である。復調部１４は、第３の実施形態の復調部１３（図２８を参照）に対して、ＩＣＩ除去・等化部２３１をＩＣＩ除去・等化部３３１に置換えた構成である。図３６は、ＩＣＩ除去・等化部３３１の構成例を示すブロック図である。ＩＣＩ除去・等化部３３１は、第３の実施形態のＩＣＩ除去・等化部２３１（図２９を参照）に対して、第１の伝送路特性推定部２５１を第１の伝送路特性推定部３５１に置換えた構成である。図３７は、第１の伝送路特性推定部３５１の構成例を示すブロック図である。第１の伝送路特性推定部３５１は、第３の実施形態の第１の伝送路特性推定部２５１（図３０を参照）に対して、第１のＨ’算出部１０１を第１のＨ’算出部１１１に置換え、また、除算部６３の出力信号を第１のＨ’算出部１１１に入力する構成である。なお、第１の実施形態で説明した通り、補間部６４は、補間部６７（図９を参照）に置換えられてもよい。また、図３４〜図３７において、図２７〜図３０に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。

図３７に示す通り、第１のＨ’算出部１１１は、ＳＰ信号位置の伝送路特性値を除算部６３から入力され、オーバーサンプリング処理等を行うことによってＳＰ信号位置及びデータ信号位置の伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出してセレクタ１０３に出力する。図３８は、第１のＨ’算出部１１１の構成例を示すブロック図である。図３８に示す通り、第１のＨ’算出部１１１は、シンボル内オーバーサンプリング部１６５と、減算部６６と、キャリア補間部９４とで構成される。なお、第１のＨ’算出部１１１を構成する、シンボル内オーバーサンプリング部１６５、減算部６６及びキャリア補間部９４は、それぞれ、図２４に示す第２の実施形態の第１の伝送路特性推定部１５１を構成するシンボル内オーバーサンプリング部１６５、減算部６６及びキャリア補間部９４と同様であり、同様の動作を行う。

セレクタ１０３は、第３の実施形態で説明したように、比較判定部１０４の判定結果に応じて、第１のＨ’算出部１１１が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるＨ’と、第２のＨ’算出部１０２が算出した２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ’の内の一方をＩＣＩ成分生成部５３（図３６を参照）に出力する。

以上に説明した構成とすることによって、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００は、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００と同様に、移動速度に応じて、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の算出方法を切替えることができる。このことによって、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と同様の効果を得つつ、更に、低速移動時のノイズによる影響を抑制できる。また、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００は、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００と同様に、第１の伝送路特性推定部３５１に補間部６４の代わりに補間部６７（図１０を参照）を用いる場合には、シンボル補間部９２及びシンボル内オーバーサンプリング部１６５（図３８を参照）におけるシンボル方向のフィルタ処理に用いられるシンボル遅延メモリを共通化することができる。

なお、第４の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は１／４間隔には限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、第１の実施形態において図１７を用いて説明した通りに、第３の実施形態においてシンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６と（図３１を参照）をまとめ、又、第４の実施形態においてシンボル内オーバーサンプリング部１６５と減算部６６と（図３８を参照）をまとめて、それぞれ、シンボル内オーバーサンプリング・減算部としてもよい。

また、第３及び第４の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出する微分近似は、２点の伝送路特性値の差分を用いるものには限られない。例えば、式７に示すように４点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、４点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。また、この場合にも、上記したように、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。

また、第４の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図３６に示したＩＣＩ除去・等化部３３１には限定されない。例えば、第４の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図１８〜図２０に示した第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３２、３３及び３４に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部３５１（図３７及び以下に説明する図３９を参照）に置換えた構成としてもよい。

また、図３９に示すように、補間部６４（図７を参照）は、除算部６３の出力信号を入力されず、シンボル内オーバーサンプリング部１６５（図３８を参照）から、図６の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力されてもよい。この場合、補間部６４は、入力された伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Ｈを算出する。このような構成とすることによって、図３９に示す第１の伝送路特性推定部３５１は、シンボル補間部９２及びキャリア補間部９３−１から成る補間部６７（図９を参照）を備えることなく、高精度の伝送路特性値Ｈを算出することができる。

また、第４の実施形態においても、第３の実施形態で図３３を用いて説明した構成と様に、３つ以上のＨ’演算部を用いて３種類以上のＨ’を生成し、比較判定部の判定結果に従って、セレクタが３種類以上のＨ’を切替えて出力する構成としてもよい。

また、第４の実施形態において、比較判定部の判定結果に応じて、Ｈ’を算出するための微分間隔（２Ｔｓ、Ｔｓ／２、Ｔｓ／４等）を切替えるＨ’算出部を１つ設けることによって、複数種類のＨ’を算出してもよい。この場合には、Ｈ’算出部は、補間部６４の出力信号を入力されず、除算部６３の出力信号のみを入力される。また、この場合には、セレクタ１０３を省略することができる。

また、第３及び第４の実施形態において、比較判定部１０４、１０６に入力される速度情報は、移動体の移動速度を示すものであればよく、例えば、車速パルス信号、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）等から得られる速度情報である。また、第３及び第４の実施形態において、ＯＦＤＭ受信装置３００、４００は、受信信号を用いてドップラー周波数の広がり幅を測定し、当該広がり幅を用いて速度情報を算出してもよい。この場合には、速度情報は、受信装置の移動によって生じるＩＣＩ成分のみならず、送信装置の移動、伝送路に存在する反射物の移動等によって生じるＩＣＩ成分をも示す情報となる。

また、第３及び第４の実施形態では、速度情報に基づいて、複数の方法で複数種類のＨ’を算出して適切なＨ’を選択することによって、ＩＣＩ成分の除去及び等化処理を行った。しかし、複数種類のＨ’毎に、ＩＣＩ成分除去及び等化処理を行う構成を並列に設けて、ＩＣＩ成分除去・等化処理後の各信号の内、最適な信号を選択してもよい。

また、文献１では、伝送路特性値をテーラー展開で表し、かつ、１次微分の項で展開を打ち切って近似している（文献１の式１０を参照）。第１〜第４の実施形態においても、同様に、１次微分の項で展開を打ち切って近似するものとして説明を行った。しかし、テーラー展開における２次微分の項、３次微分の項、更にはそれ以上の次数の微分の項を用いて近似することによって、伝送路特性を推定してもよい。この場合、１次微分の項だけでなく、２次以上の任意次数の微分の項を算出するに際しても、１シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングした伝送路特性値Ｈを適用してもよい。更には、全ての次数の微分の項を算出するに際して、１シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングした伝送路特性値Ｈを適用してもよい。

（第５の実施形態）
第５の実施形態は、第１〜第４の実施形態に対して、ＩＣＩ成分が除去された信号Ｙ＾を、伝送路特性値Ｈ及び伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出する伝送路特性推定部にフィードバックすることによって、ＩＣＩ成分の精度を向上させる点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。

図４０は、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置５００の構成例を示すブロック図である。第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、第１の実施形態のＯＦＤＭ受信装置１００（図１を参照）に対して、復調部１１を復調部１５に置換えた構成である。図４１は、復調部１５の構成例を示すブロック図である。復調部１５は、第１の実施形態の復調部１１（図２を参照）に対して、ＩＣＩ除去・等化部３１をＩＣＩ除去・等化部４３１に置換えた構成である。図４２は、ＩＣＩ除去・等化部４３１の構成例を示すブロック図である。ＩＣＩ除去・等化部４３１は、第１の実施形態で図１８を用いて説明したＩＣＩ除去・等化部３２に対して、第１の伝送路特性推定部５１を伝送路特性推定部４５１に置換え、伝送路特性推定部４５１に減算部５４の出力信号（ＩＣＩ成分が除去された信号Ｙ＾）をフィードバックさせる構成である。図４３は、伝送路特性推定部４５１の構成例を示すブロック図である。伝送路特性推定部４５１は、第１の実施形態の第１の伝送路特性推定部５１（図５を参照）に対して、補間部６４（図７を参照）を補間部６７（図９を参照）に置換え、また、除算部４６３、ＳＰ抽出部４６２及びＳＰ生成部４６１を追加した構成である。なお、図４０〜図４３において、図１、図２、図１８及び図５に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。

図４４及び図４５は、伝送路特性推定部４５１に備えられる補間部６７が行う補間処理について説明するための図である。図４４及び図４５において、黒丸はＳＰ信号を示し、白丸はデータ信号を示し、斜線の丸はＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値に対応するＳＰ信号を示す。また、ＳＰ１〜ＳＰ６は、ＳＰ信号を示す。また、Ｈ_ＳＰ３〜Ｈ_ＳＰ６は、それぞれ、ＳＰ３〜ＳＰ６の位置のＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値を示す。以下では、図１０を用いて説明したシンボル方向及びキャリア方向に補間を行う補間処理を一例に挙げて、図４２〜図４５を用いて説明する。

図４２に示す通り、減算部５４から出力されたＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾は、第２の等化部５５と伝送路特性推定部４５１とに入力される。図４３に示す通り、伝送路特性推定部４５１において、ＳＰ抽出部４６２は、ＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾を入力され、当該信号Ｙ＾からＳＰ信号を抽出する。ここで、ＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾から抽出されたＳＰ信号は、ＩＣＩ成分が除去されているので、以下では、ＩＣＩ除去後ＳＰ信号という。ＳＰ生成部４６１は、ＳＰ生成部６１と同様に、ＳＰ信号を生成する。除算部４６３は、ＩＣＩ除去後ＳＰ信号をＳＰ生成部４６１が生成したＳＰ信号で除算することによって、ＩＣＩ除去後ＳＰ信号位置の伝送路特性値を算出する。補間部６７は、除算部６３から入力されたＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部を、ＩＣＩ除去後ＳＰ信号位置の伝送路特性値に置換えた後に、補間処理を行って全ての信号位置の伝送路特性値Ｈを算出する。

以下に、シンボル補間部９２とキャリア補間部９３−１とを備える補間部６７（図９を参照）が行う補間処理について、図４４及び図４５に白矢印で示すシンボル方向に整列する信号列Ｋを一例に挙げて、詳しく説明する。まず、図４４において、信号列Ｋを構成する信号の内、シンボルｐ（ｐは整数）に属するデータ信号ｄ１の位置の伝送路特性値Ｈ_ｄ１が補間対象である場合を考える。ここで、補間対象の伝送路特性値Ｈ_ｄ１に対応するデータ信号ｄ１よりも過去に、除算部６３から補間部６７に入力されたＳＰ信号は、ＳＰ４〜ＳＰ６である。この過去に入力されたＳＰ４〜ＳＰ６位置の伝送路特性値は、それぞれ、シンボル補間部９２によって、既にＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_ＳＰ４〜Ｈ_ＳＰ６に置換えられている。シンボル補間部９２は、ＳＰ４〜ＳＰ６位置のＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_ＳＰ４〜Ｈ_ＳＰ６と、ＳＰ１〜ＳＰ３位置のＩＣＩ成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。このことによって、シンボル補間部９２は、補間対象の伝送路特性値Ｈ_ｄ１を算出する。なお、説明の都合上、シンボル補間部９２は、６つの伝送路特性値を用いて補間処理を行うこととした。しかし、シンボル補間部９２が補間処理に用いる伝送路特性値の数量は、これには限られない。次に、同様にして、データ信号ｄ２の位置の伝送路特性値Ｈ_ｄ２が、算出される。

次に、図４５を用いて、データ信号ｄ３の位置の伝送路特性値Ｈ_ｄ３が補間対象となる場合について説明する。図４５に示す通り、シンボル補間部９２は、補間対象の伝送路特性値Ｈ_ｄ３に対応するデータ信号ｄ３よりも過去に、除算部６３から補間部６７に入力されたＳＰ３の位置の伝送路特性値を、ＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_ＳＰ３に置換える。その後、シンボル補間部９２は、同様に、ＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_ＳＰ３等と、ＩＣＩ成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。このことによって、シンボル補間部９２は、補間対象の伝送路特性値Ｈ_ｄ３を算出する。

以上の処理を繰り返すことによって、シンボル補間部９２は、信号列Ｋについての伝送路特性値の全てを算出する。また、同様にして、シンボル補間部９２は、シンボル方向に整列する信号列であって、ＳＰ信号を含む信号列の全てについて、シンボル方向の補間処理を行う。その後、キャリア補間部９３−１は、キャリア方向の補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Ｈを算出する。

以上に説明した通り、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置５００は、ＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾のＳＰ信号位置の伝送路特性値を抽出して、ＩＣＩ成分算出に用いるＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部と置換える。このことによって、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置５００が備える伝送路特性推定部４５１は、伝送路特性値Ｈ及び伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備える第１の伝送路特性推定部５１（図５を参照）よりも高精度に算出できる。この結果として、ＯＦＤＭ受信装置５００は、ＩＣＩ除去・等化部３２（図１８を参照）を備えるＯＦＤＭ受信装置１００と比べて、更に高精度のＩＣＩ成分を算出できるので、更に高精度のＩＣＩ成分除去ができる。加えて、ＯＦＤＭ受信装置５００は、第２の等化部５５が高精度の伝送路特性値Ｈを用いて等化処理を行うので、ＩＣＩ除去・等化部３２を備えるＯＦＤＭ受信装置１００よりも、更に高精度の等化処理ができる。この結果として、ＯＦＤＭ受信装置５００は、ＩＣＩ除去・等化部３２を備えるＯＦＤＭ受信装置１００よりも、更に高い移動受信性能を実現できる。

なお、第５の実施形態では、ＩＣＩ成分除去処理における処理遅延を理想的なものとして説明した。しかし、例えば、補間部６７が補間を実施し、ＩＣＩ成分除去が実行され、補間部６７がＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾のＳＰ信号位置の伝送路特性値を置換えるフィードバック処理に要する処理遅延が、３シンボルである場合を考える（図４２を参照）。この場合には、図４４に示すデータｄ１位置の伝送路特性値Ｈ_ｄ１の補間処理時において、ＳＰ４位置の伝送路特性値を、ＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_ＳＰ４に置換えることができない。従って、この場合には、シンボル補間部９２は、ＳＰ５〜ＳＰ６位置のＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_ＳＰ５〜Ｈ_ＳＰ６と、ＳＰ１〜ＳＰ４位置のＩＣＩ成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。この様に、シンボル補間部９２は、フィードバック処理に要する処理遅延に応じて、置換え可能な伝送路特性値の置換えを行って、補間処理をする。ここで、既に説明したように、シンボル補間部９２が補間処理に用いる伝送路特性値の数量は、これには限られない。

また、第５の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は１／４間隔には限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、第１の実施形態において図１７を用いて説明した通り、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とをまとめて、シンボル内オーバーサンプリング・減算部６８としてもよい。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図４６に示す伝送路特性推定部４５２を備えてもよい。図４６に示す通り、伝送路特性推定部４５２は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とを無くし、第２の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部１５１（図２４を参照）が備えるシンボル内オーバーサンプリング部１６５と減算部６６とキャリア補間部９４とを追加した構成である。シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、第２の実施形態で説明したように、除算部６３の出力信号を入力されて、オーバーサンプリング処理を行う。このオーバーサンプリング処理に際して、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、ＩＣＩ成分除去後のＳＰ信号から算出された伝送路特性値を、除算部４６３から入力される。そして、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、図４４及び図４５を用いて説明したように、ＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部を、除算部４６３から入力された伝送路特性値に置換えた後に、オーバーサンプリング処理を行う。

また、第１の実施形態で図１７を用いて説明したように、図４６に示す伝送路特性推定部４５２を構成するシンボル内オーバーサンプリング部１６５と減算部６６とをまとめて、シンボル内オーバーサンプリング・減算部１６８としてもよい（図４７を参照）。

また、第２の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部１５３（図２６を参照）と同様に、伝送路特性推定部４５２（図４６を参照）に対して、補間部６７を無くし、図６の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を、シンボル内オーバーサンプリング部１６５から入力されるキャリア補間部６４を追加してもよい（図４８に示す伝送路特性推定部４５４を参照）。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図４９に示す伝送路特性推定部４５５を備えてもよい。図４９に示す通り、伝送路特性推定部４５５は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とを無くし、第３の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部２５１（図３０を参照）が備える第１のＨ’算出部１０１と第２のＨ’算出部１０２とセレクタ１０３と比較判定部１０４とを追加した構成である。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図５０に示す伝送路特性推定部４５６を備えてもよい。図５０に示す通り、伝送路特性推定部４５６は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とを無くし、第３の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部２５２（図３３を参照）が備える第１〜第ｉのＨ’算出部１０１〜１０ｉとセレクタ１０５と比較判定部１０６とを追加した構成である。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図５１に示す伝送路特性推定部４５７を備えてもよい。図５１に示す通り、伝送路特性推定部４５７は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とを無くし、第４の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部３５１（図３７を参照）が備える第１のＨ’算出部１１１と第２のＨ’算出部１０２とセレクタ１０３と比較判定部１０４とを追加した構成である。第２のＨ’算出部１０２には、補間部６７の出力信号が入力され、第１のＨ’算出部１１１には、除算部６３の出力信号と除算部４６３の出力信号とが入力される。第１のＨ’算出部１１１に備えられるシンボル内オーバーサンプリング部１６５（図３８を参照）は、第２の実施形態で説明したように、除算部４６３の出力信号を入力されて、オーバーサンプリング処理を行う。このオーバーサンプリング処理に際して、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、ＩＣＩ成分除去後のＳＰ信号から算出された伝送路特性値を、除算部４６３から入力される。そして、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、図４４及び図４５を用いて説明したように、ＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部を、除算部４６３から入力された伝送路特性値に置換えた後に、オーバーサンプリング処理を行う。

更には、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図５１に示す伝送路特性推定部４５７の代わりに、図５２に示す伝送路特性推定部４５８を備えてもよい。図５２に示す通り、伝送路特性推定部４５８は、伝送路特性推定部４５７に対して、補間部６７（図１０を参照）の代わりに補間部６４（図９を参照）を備える。補間部６４は、除算部６３及び除算部４６３から出力信号を入力されず、第１のＨ’算出部１１１に備えられるシンボル内オーバーサンプリング部１６５（図３７を参照）から、図６の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力される。補間部６４の動作説明は、第４の実施形態で図３８を用いて説明したので、省略する。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図５３に示す伝送路特性推定部４５３を備えてもよい。図５３に示す通り、伝送路特性推定部４５３は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６を、第３の実施形態で説明した図３２に示す第２のＨ’算出部１０２に置換えた構成である。第２のＨ’算出部１０２は、オーバーサンプリング処理は実施せず、文献１の技術（図５６を参照）と同様に、２シンボル間隔の差分演算を用いてＨ’を算出する。この場合には、オーバーサンプリング処理に起因して、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の精度が向上することはない。しかし、既に説明したように、補間部６７において、ＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部がＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値に置換えられるので、補間部６７が出力する伝送路特性値Ｈの精度は向上する。このことから、第２のＨ’算出部１０２の算出する伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の精度も向上する。このことによって、ＩＣＩ成分生成器５３が算出するＩＣＩ成分の精度が向上する。また、第２の等化部５５（図４２を参照）の等化処理の精度も向上する。この結果として、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図５３に示す伝送路特性推定部４５３を備える場合であっても、十分にＩＣＩ成分除去及び等化処理の精度を向上させることができる。

また、以上に説明した伝送路特性推定部４５１〜４５３、４５５〜４５７（図４３、図４６、図４７、図４９〜図５１、図５３を参照）において、シンボル方向及びキャリア方向に補間処理を行う補間部６７（図９を参照）を、キャリア方向のみに補間処理を行う補間部６４（図７を参照）に置換えてもよい。しかし、補間部６４に置換えた場合は、伝送路特性推定部４５１〜４５３、４５５〜４５７において、補間部６４が補間処理によって算出する伝送路特性値の精度は向上しない。これは、補間部６４はキャリア方向のみに補間処理を行うので、図４４からも解るように、置換えられた伝送路特性値（斜線の丸を参照）が補間処理に影響しないからである。また、補間部６４に置換えた場合は、伝送路特性推定部４５１、４５３、４５５、４５６において、図４４に整列する信号の内の一部の信号に対応する伝送路特性値の１次微分のみの精度が向上する。これは、ＳＰ信号を含まないシンボル方向に整列した信号列において伝送路特性値の１次微分を算出する場合には、置換えられた伝送路特性値（斜線の丸を参照）が影響しないからである。

また、伝送路特性推定部４５１〜４５８（図４３、図４６〜図５３を参照）において、ＳＰ生成部、ＳＰ抽出部及び除算部等、共用できる構成要素は共用してもよ

また、第５の実施形態では、第２の等化部５５は伝送路特性推定部４５１から伝送路特性値Ｈを入力される構成（図４２を参照）として、回路規模の増加を抑制した。しかし、図５４に示すＩＣＩ除去・等化部４３１−１のように、第１の実施形態で図３を用いて説明した第２の伝送路特性推定部５６を追加し、第２の等化部５５は第２の伝送路特性推定部５６から伝送路特性値Ｈ_１を入力される構成としてもよい。このような構成とすることによって、第２の等化部５５は、第２の伝送路特性推定部５６によってＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾から算出された伝送路特性値Ｈ_１を用いて、等化処理を行うことができる。この結果として、より精度の高いＩＣＩ成分除去及び等化処理が可能となる。

また、第５の実施形態では、フィードバック処理を用いてＩＣＩ成分を除去する構成について、説明した。しかし、除去対象は、ＩＣＩ成分には限らず、ＯＦＤＭ信号を構成する信号間の干渉成分であればよい。例えば、除去対象は、遅延波によって生じるシンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）成分の除去であってもよい。この場合、復調部１５（図４１を参照）は、ＩＣＩ除去・等化部４３１（図４２を参照）の代わりに、図５５に示すＩＳＩ除去・等化部４７１を備えることとなる。図５５に示す通り、ＩＳＩ除去・等化部４７１は、ＩＣＩ除去・等化部４３１に対して、ＩＣＩ成分生成部５３及び減算部５４の代わりにＩＳＩ除去部４８１を備える構成である。ＩＳＩ除去部４８１は、伝送路特性推定部４５１が算出する伝送路特性値Ｈを用いて、受信信号ＹからＩＳＩ成分を除去する。伝送路特性推定部４５１（図４３を参照）は、ＩＳＩ除去後の受信信号Ｙ_１＾を入力されて、図４４及び図４５を用いて説明した補間処理を行い、高精度の伝送路特性値Ｈを算出する。なお、この場合には、伝送路特性推定部４５１は、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６を備える必要はない。また、ＩＳＩ除去部４８１の構成は、一般的な構成であるので、その説明は省略する。このことによって、高精度のＩＳＩ成分除去及び等化処理が可能となる。

また、第１〜第５の実施形態では、オーバーサンプリング処理（図１１等を参照）によって算出される伝送路特性値Ｈのｎ次微分（１次微分Ｈ’を具体例に挙げて以上では説明を展開した）を、ＩＣＩ成分の除去に用いる場合について説明した。しかし、本発明のオーバーサンプリング処理によって算出されるｎ次微分は、伝送路特性値Ｈのｎ次微分演算を行う技術全般に用いることができる。例えば、本発明のオーバーサンプリング処理によって算出される１次微分Ｈ’は、伝送路特性値の１次微分を利用する伝送路特性変動検出器が実施する微分近似に用いることもできる。

また、第１〜第５の実施形態では、ＯＦＤＭ受信装置が移動することによって、ＩＣＩ成分が生じる場合について、主に説明した。しかし、ＩＣＩ成分は、送信装置の移動、伝送路に存在する反射物の移動等によっても生じる。この場合であっても、第１〜第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置１００〜５００は、以上に説明した効果を奏することができる。

また、第１〜第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００〜５００の各構成要素は、それぞれ集積回路であるＬＳＩとして実現することができる。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、それぞれにおいて全て又は一部を含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと称呼されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用例が可能性としてあり得る。

また、上述した第１〜第５実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００〜５００は、一般的なコンピュータシステム等の情報処理装置で実現可能である。コンピュータシステムは、例えばマイクロプロセッサ、ＲＯＭおよびＲＡＭなどで構成される。上述したＯＦＤＭ受信装置１００〜５００の各構成部の処理をコンピュータシステムに実行させるプログラムは、所定の情報記録媒体に格納される。コンピュータシステムは、所定の情報記録媒体に格納されたプログラムを読み出して実行することによって、各構成部の機能を実現することができる。なお、プログラムは、所定の機能を達成するために、コンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたものである。また、上記プログラムを格納する情報記録媒体は、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＭＯ、ＤＶＤ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＢＤ（Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ）、および半導体メモリなどである。また、上記プログラムは、他の媒体や通信回線を通じて上記情報処理装置に供給されてもかまわない。また、上記プログラムは、他の媒体や通信回線を通じて、他の情報処理装置に供給されてもかまわない。

また、第１〜第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００〜５００は、第１〜第５の実施形態に記載された受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現されてもよい。

また、以上では、第１〜第５の実施形態に係る発明を実現する様々な受信処理について説明した。そして、第１〜第５の実施形態に係る発明を実現できるのであれば、この様々な受信処理を実現する各構成要素、又は各プログラム、又は各方法を組み合わせてもよい。

また、第１〜第５の実施形態では、日本の国内地上デジタル放送規格のＩＳＤＢ−Ｔ方式を用いて説明した。しかし、本発明が適用される通信規格は、これには限られず、例えば、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈ、ＤＡＢ、ＤＭＢ、ＤＭＢ−ＴＨ、ＷｉＭＡＸ等に適用できる。

本発明は、ＯＦＤＭ受信装置等に利用可能であり、特に、移動受信を行うＯＦＤＭ受信装置等において受信信号のＩＣＩ成分を効果的に除去したい場合等に有用である。

本発明は、ＯＦＤＭマルチキャリア伝送方式を用いたデジタル通信・放送を移動受信するＯＦＤＭ受信装置、ＯＦＤＭ受信集積回路、ＯＦＤＭ受信方法及びＯＦＤＭ受信プログラムに関する。

現在、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）は、地上デジタル放送をはじめとする様々なデジタル通信規格（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格等）に、伝送方式として広く採用されている。ＯＦＤＭは、互いに直交するサブキャリアにを用いて、複数の狭帯域デジタル変調信号を周波数多重する伝送方式であり、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。また、ＯＦＤＭにおいて、各シンボル期間は、有効シンボル期間とガードインターバル期間とで構成されている。そして、各シンボルにおいて、ガードインターバル期間には、有効シンボル期間の信号の一部が複写されている。このことによって、ＯＦＤＭは、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ Ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の影響を削減でき、また、マルチパス干渉に対して優れた耐性を有する。

一方で、ＯＦＤＭ信号は、広帯域デジタル変調信号に比べて、１シンボルの長さ（期間）が長い。このため、ＯＦＤＭでは、マルチパスフェージング（Ｍｕｌｔｉｐａｔｈ Ｆａｄｉｎｇ）環境下における、振幅及び位相変動に対する耐性が低くなる。また、移動受信時のマルチパスフェージング環境下では、マルチパスによる遅延分散に起因する受信信号の振幅及び位相変動に加えて、ドップラースプレッドと呼ばれる周波数変動も生じる。ＯＦＤＭでは、このドップラースプレッドによって、個々のサブキャリア間の直交関係がくずれて、サブキャリア同士が互いに干渉を起こし、結果として正確な復調が困難となる。

上記したサブキャリア同士の干渉は、ＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）と呼ばれる。そして、マルチキャリア伝送方式を用いた移動体通信において、ＩＣＩによる受信性能劣化を抑えることが、大きな課題となっている。

ＩＣＩによる受信性能劣化を低減する方法として、例えば、以下に示す、非特許文献１（以下では、単に、文献１という）に記載されたＩＣＩ抑制方法がある。図５６は、文献１に記載された、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００（図示せず）に備えられるＩＣＩ除去部１０００の構成を表すブロック図である。なお、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００において、ＩＣＩ除去部１０００を除く他の構成は一般的なので、その詳しい説明は省略する。従来のＯＦＤＭ受信装置１１００は、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）部（図示せず）を用いて受信信号に対してＦＦＴ処理を実施した後、各サブキャリアに含まれるデータを抽出する。また、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００は、ＩＣＩ除去部１０００を用いて、ＦＦＴ処理された受信信号からＩＣＩ成分を除去する。

以下では、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００に備えられるＩＣＩ除去部１０００について、説明する。図５６に示す通り、ＩＣＩ除去部１０００は、伝送路特性推定部１００１と、仮等化部１００２と、伝送路特性１次微分算出部１００３と、乗算部１００４と、減算部１００５と、遅延器１０１１〜１０１３とを備える。

ここで、ＦＦＴ処理された後の受信信号を、Ｙ［ｐ＋１］（Ｙ［ｐ＋１］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）で表す。Ｙ［ｐ＋１］は、遅延器１０１１と伝送路特性推定部１００１とに入力される。遅延器１０１１は、１シンボルの遅延処理を行い、Ｙ［ｐ］を出力する。一方で、伝送路特性推定部１００１は、Ｙ［ｐ＋１］を用いて、Ｙ［ｐ＋１］を構成する各サブキャリアの伝送路特性を推定して、Ｈ［ｐ＋１］（Ｈ［ｐ＋１］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）を算出する。ここで、Ｈ［ｐ＋１］は、推定された伝送路特性値であり、送受信間に存在する伝送路を伝搬することによって生じるＹ［ｐ＋１］の振幅及び位相の歪みを表す値である。遅延器１０１２は、伝送路特性推定部１００１からＨ［ｐ＋１］を入力されて、１シンボルの遅延処理を行い、Ｈ［ｐ］を出力する。仮等化部１００２は、遅延器１０１１から入力されたＹ［ｐ］を、遅延器１０１２から入力されたＨ［ｐ］で除算する仮等化処理を行うことよって、送信信号の仮推定値であるＸ〜［ｐ］（Ｘ〜［ｐ］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）を算出する。なお、Ｘ〜［ｐ］の標記は、記載都合上、図面中の標記と若干異なる。遅延器１０１３は、遅延器１０１２からＨ［ｐ］を入力されて、１シンボルの遅延処理を行い、Ｈ［ｐ−１］を出力する。

伝送路特性１次微分算出部１００３は、伝送路特性推定部１００１から入力されたＨ［ｐ＋１］と、遅延器１０１３から入力されたＨ［ｐ−１］と、ＦＦＴサイズであるＮと、Ｎにガードインターバル比をかけた値であるＮｇとを用いた式１に示す演算を行って、Ｈ［ｐ］の１次微分であるＨ'［ｐ］（Ｈ'［ｐ］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）を算出する。
つまり、伝送路特性１次微分算出部１００３は、Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ'［ｐ］を算出するために、シンボル番号ｐの前後のシンボル番号に対応する伝送路特性値Ｈ［ｐ−１］及びＨ［ｐ＋１］を用いる。乗算部１００４は、仮等化部１００２から入力されたＸ〜［ｐ］と、伝送路特性１次微分算出部１００３から入力されたＨ'［ｐ］と、式３及び式４で示す固定係数行列（ＦＦＴリーク行列）Ξとを用いて、式２の右辺第二項に示されるＩＣＩ成分を算出する。

減算部１００５は、遅延器１０１１から入力されたＹ［ｐ］から、乗算部１００４から入力されたＩＣＩ成分を減算する式２に示す演算を行うことによって、ＩＣＩ成分が除去された受信信号であるベクトルＹ＾［ｐ］（Ｙ＾［ｐ］はベクトル値であり、ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）を算出する。なお、Ｙ＾［ｐ］の標記は、記載都合上、図面中の標記と若干異なる。

以上に説明した文献１の技術は、Ｙ［ｐ］に含まれるＩＣＩ成分（式２の右辺第二項）算出に用いられるシンボル番号ｐにおけるＨ'［ｐ］を、シンボル番号ｐの前後のシンボル番号における伝送路特性値Ｈ［ｐ−１］及びＨ［ｐ＋１］を用いて差分演算する点に特徴を有する（式１を参照）。
Ｌｏｗ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｉｎｔｅｒ−Ｃａｒｒｉｅｒ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｏｆ ＤＶＢ−Ｔ［９ｔｈＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ＯＦＤＭ−Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ２００４，Ｄｒｅｓｄｅｎ］（Ｐ７２〜７６、Ｆｉｇ．４）

上記した文献１の従来技術は、以下に説明する課題を有する。既に説明したように、文献１の従来技術は、ＩＣＩ除去対象Ｙ［ｐ］のシンボルの前後シンボルにおける伝送路特性値（Ｈ［ｐ−１］及びＨ［ｐ＋１］）の差分を用いて、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ'［ｐ］を算出する（式１を参照）。つまり、文献１の従来技術では、（ｐ＋１）番目のシンボルから（ｐ−１）番目のシンボルまでの時間間隔である２シンボル長（期間）を用いて、伝送路特性値Ｈの差分を算出してＨ［ｐ］の１次微分Ｈ'［ｐ］を求める。ここで、マルチパスフェージングによって生じる伝送路特性値Ｈの変動頻度は、受信装置の移動速度の増加によって大幅に増加する。このことから、２シンボル長という長い期間を用いて伝送路特性値Ｈの差分を算出してＨ'を求める文献１の従来技術では、サンプリング間隔が大きいために、Ｈ'の精度が劣化する。特に高速移動受信においては、Ｈ'の精度は、大幅に劣化する。このことによって、ＩＣＩ成分（式２の右辺第二項）の精度が劣化するので、ＩＣＩ成分の除去は不十分となる。この結果として、文献１の従来技術は、移動受信性能が低く、高速移動受信時には更に受信性能が低下するという課題を有する。

それ故に、本発明の目的は、移動受信性能の低下を抑制し、特に高速移動受信時の受信性能の低下を効果的に抑制することによって、安定した高速移動受信を可能とするＯＦＤＭ受信装置を提供することである。

本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するＯＦＤＭ受信装置に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のＯＦＤＭ受信装置は、受信したＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成する直交変換部と、伝送路を伝搬して生じた直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分をサブキャリア毎に算出する第１の伝送路特性推定部と、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値及びｎ次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から除去する干渉成分除去部とを備え、第１の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてｎ次微分を算出する。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、キャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分であるＩＣＩ成分を除去する。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値の１次微分を算出する。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値の１次微分は、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２つを用いた差分演算によって算出される。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号を、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで位相及び振幅歪みの一部を除去して、仮等化されたＯＦＤＭ信号を算出する第１の等化部と、仮等化されたＯＦＤＭ信号と、第１の伝送路特性推定部で算出されたｎ次微分とを用いて、ＩＣＩ成分を生成するＩＣＩ成分生成部と、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号からＩＣＩ成分を減算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号を算出する第１の減算部とを含む。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する第２の伝送路特性推定部と、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号を、第２の伝送路特性推定部が算出した伝送路特性値で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを除去する第２の等化部とを、更に含む。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号を、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを除去する第２の等化部を、更に含む。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、ＩＣＩ成分を生成するＩＣＩ成分生成部と、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号からＩＣＩ成分生成部が生成したＩＣＩ成分を減算して除去する減算部と、減算部の出力信号を、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで、減算部の出力信号の位相及び振幅歪みを除去する等化部とを含み、ＩＣＩ成分生成部は、等化部の出力信号と第１の伝送路特性推定部で算出されたｎ次微分とを用いて、精度が向上したＩＣＩ成分を生成する。

また、好ましくは、干渉成分除去部は、固定係数行列Ξと、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値と、当該伝送路特性値のｎ次微分とから成る行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、逆行列演算部が算出した逆行列を用いて、直交変換部が生成したＦＤＭ信号からＩＣＩ成分と位相及び振幅歪みとを除去する等化部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成するＳＰ生成部と、ＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号をＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値のｎ次微分を算出する減算部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成するＳＰ生成部と、ＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号をＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する減算部と、減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成するＳＰ生成部と、ＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号をＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する減算部と、減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ'算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ'算出部が算出したｎ次微分と減算部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ'算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ'算出部が算出したｎ次微分とキャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ'算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ'算出部が算出したｎ次微分とキャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出する第１のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第１のＳＰ生成部と、第１のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第１のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第１の除算部と、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出する第２のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第２のＳＰ生成部と、第２のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第２のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第２の除算部と、第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部と、第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値のｎ次微分を算出する第２の減算部とを備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出する第１のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第１のＳＰ生成部と、第１のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第１のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第１の除算部と、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出する第２のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第２のＳＰ生成部と、第２のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第２のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第２の除算部と、第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部と、第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部を第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値に置換えてシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する第２の減算部と、第２の減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出する第１のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第１のＳＰ生成部と、第１のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第１のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第１の除算部と、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出する第２のＳＰ抽出部と、ＳＰ信号を生成する第２のＳＰ生成部と、第２のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を第２のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第２の除算部と、第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部を第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値に置換えてシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する第２の減算部と、第２の減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が算出したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が算出したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部とを含む。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ'算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ'算出部が算出したｎ次微分と減算部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ'算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ'算出部が算出したｎ次微分とキャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、好ましくは、第１の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分をサブキャリア毎に算出するＨ'算出部と、ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、Ｈ'算出部が算出したｎ次微分とキャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。

また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するＯＦＤＭ受信装置に用いられる集積回路にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の集積回路は、受信したＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成する直交変換部と、伝送路を伝搬して生じた直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分をサブキャリア毎に算出する第１の伝送路特性推定部と、第１の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値及びｎ次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から除去する干渉成分除去部とを備え、第１の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてｎ次微分を算出する。

また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するＯＦＤＭ受信方法にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のＯＦＤＭ受信方法は、受信したＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成するステップと、伝送路を伝搬して生じた周波数領域のＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分をサブキャリア毎に算出するステップと、算出されたサブキャリア毎の伝送路特性値及びｎ次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、周波数領域のＯＦＤＭ信号から除去するステップとを有し、伝送路特性値及びｎ次微分を算出するステップにおいて、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてｎ次微分を算出する。

また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するコンピュータに実行させるためのプログラムにも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のプログラムは、受信したＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成するステップと、伝送路を伝搬して生じた周波数領域のＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分をサブキャリア毎に算出するステップと、算出されたサブキャリア毎の伝送路特性値及びｎ次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、周波数領域のＯＦＤＭ信号から除去するステップとを有し、伝送路特性値及びｎ次微分を算出するステップにおいて、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてｎ次微分を算出する。

上記のように、本発明によれば、移動受信性能の低下を抑制し、特に高速移動受信時の受信性能の低下を効果的に抑制することができるので、安定した高速移動受信を可能とするＯＦＤＭ受信装置を提供することができる。

本発明は、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'の算出過程において、オーバーサンプリング処理を実施することによって当該１次微分Ｈ'の精度を高める点に、特に、特徴を有する。以下では、本発明の各実施形態の説明を行うに際して、一例として、日本の国内地上デジタル放送規格であるＩＳＤＢ−Ｔ方式を用いる。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るキャリア間干渉（ＩＣＩ）除去を行うＯＦＤＭ受信装置１００の構成例を示すブロック図である。図１に示す通り、ＯＦＤＭ受信装置１００は、放送波を受信するアンテナ１と、アンテナ１で受信された放送波から所望の受信チャンネルの受信信号を選択するチューナ２と、チューナ２で選択された受信信号を復調する復調部１１と、復調部１１の出力信号に対して誤り訂正を行う誤り訂正部３と、誤り訂正部３で誤り訂正して得られたＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐｅｒｔｓ Ｇｒｏｕｐ）−２等で圧縮された信号のデコードを行うデコード部４と、デコード部４でデコードされた映像・音声の出力を行う表示部５とを備える。

図２は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備える復調部１１の構成例を示すブロック図である。図２に示す通り、復調部１１は、アナログ・デジタル変換部（以下、Ａ／Ｄ変換部という）２１と、直交復調部２２と、直交変換部２３と、シンボル同期部２４と、ＩＣＩ除去・等化部３１とを含む。Ａ／Ｄ変換部２１は、チューナ２（図１を参照）の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。直交復調部２２は、Ａ／Ｄ変換部２１から出力されるデジタル信号を直交復調して、複素ベースバンド信号に変換する。シンボル同期部２４は、直交復調部２２から出力される複素ベースバンド信号を用いてＯＦＤＭシンボル区間の同期をとり、シンボル位置情報信号を生成する。直交変換部２３は、シンボル同期部２４が生成したシンボル位置情報信号を用いて、直交復調部２２から出力される複素ベースバンド信号を直交変換する。なお、直交変換部２３は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換等を用いて直交変換を行う。以下では、一例として、直交変換部２３は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとして説明を行う。従って、一例として、以下では、直交変換部２３をＦＦＴ部２３と呼び、ＦＦＴ部２３は、直交復調部２２から出力される複素ベースバンド信号を、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。ＩＣＩ除去・等化部３１は、ＦＦＴ部２３の出力信号に対して、ＩＣＩ除去及び等化処理を行う。

図３は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備えるＩＣＩ除去・等化部３１の構成例を示すブロック図である。図３に示す通り、ＩＣＩ除去・等化部３１は、第１の伝送路特性推定部５１と、第１の等化部５２と、ＩＣＩ成分生成部５３と、減算部５４と、第２の伝送路特性推定部５６と、第２の等化部５５とを有する。第１の伝送路特性推定部５１は、ＦＦＴ部２３（図２を参照）によってフーリエ変換された信号Ｙを用いて、伝送路特性値Ｈと、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'とを算出する。ここで、伝送路特性値Ｈは、送受信間に存在する伝送路を伝搬することによって生じる受信信号Ｙの振幅及び位相の歪み（以下、伝搬歪みという）を表す値である。第１の等化部５２は、ＦＦＴ部２３から入力された信号Ｙを、第１の伝送路特性推定部５１から入力された伝送路特性値Ｈで除算することによって、信号Ｙに含まれる伝搬歪みを除去する。このことによって、第１の等化部５２は、送信装置（図示せず）の送信信号Ｘの推定信号であるＸ〜を生成する。

図４は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備えるＩＣＩ成分生成部５３の構成例を示す図である。図４に示す通り、ＩＣＩ成分生成部５３は、乗算部９１を持つ。乗算部９１は、シンボル番号ｐ（ｐは、整数である）のシンボルにおいて、推定信号であるＸ〜［ｐ］（括弧内は、シンボル番号を示す）と伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ'［ｐ］と固定係数行列Ξとを用いて、式２の右辺第二項に示す演算を行うことによってＩＣＩ成分を生成する。なお、従来技術において既に説明した通り、固定係数行列Ξは、式３及び式４で表される。

減算部５４は、ＦＦＴ部２３から入力される信号Ｙから、ＩＣＩ成分生成部５３から入力されるＩＣＩ成分を差し引く式２に示す演算を行う。このことによって、減算部５４は、信号ＹからＩＣＩ成分を除去した信号Ｙ＾を算出する。以上の処理によって、ＩＣＩ成分は、除去される。

第２の伝送路特性推定部５６は、減算部５４から入力される信号Ｙ＾を用いて、伝送路特性値Ｈ₁を算出する。第２の等化部５５は、減算部５４から入力される信号Ｙ＾を、第２の伝送路特性推定部５６から入力される伝送路特性値Ｈ₁で除算することによって、信号Ｙ＾に含まれる伝搬歪みを除去する。このことによって、第２の等化部５５は、送信装置（図示せず）の送信信号Ｘを復調する。送信信号Ｘは、誤り訂正部３（図１を参照）へ出力される。なお、信号Ｙ、伝送路特性値Ｈ、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'、信号Ｘ〜、信号Ｙ＾、伝送路特性値Ｈ₁及び信号Ｘは、ベクトルで表される値である。

ここで、第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３１の構成要素と、図５６を用いて説明した従来のＩＣＩ除去する構成要素との対応関係について、簡単に説明する。図３の第１の伝送路特性推定部５１は、図５６の伝送路特性推定部１００１及び伝送路特性１次微分算出部１００３に対応する。図３の第１の等化部５２は、図５６の仮等化部１００２に対応する。図３のＩＣＩ成分生成部５３は、図３９の乗算部１００４に対応する。図３の減算部５４は、図５６の減算部１００５に対応する。なお、図３の第２の伝送路特性推定部５６及び第２の等化部５５は、図５６に示す構成の後段に配置される構成（図示せず）に対応する。

図５は、第１の伝送路特性推定部５１の構成例を示すブロック図である。図５に示す通り、第１の伝送路特性推定部５１は、ＳＰ生成部６１と、ＳＰ抽出部６２と、除算部６３と、補間部６４と、シンボル内オーバーサンプリング部６５と、減算部６６とを有する。

図６は、ＩＳＤＢ−Ｔ方式における信号配置を示す図である。図６に示す通り、ＩＳＤＢ−Ｔ方式では、送信側において、送信データを含むデータ信号の間に、パイロット信号であるＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）信号が規則的に挿入されている。ＳＰ抽出部６２は、フーリエ変換された信号Ｙに含まれるＳＰ信号を抽出する。ＳＰ生成部６１は、ＳＰ信号を生成する。除算部６３は、ＳＰ抽出部６２によって抽出されたＳＰ信号を、ＳＰ生成部６１によって生成されたＳＰ信号で除算する。このことによって、除算部６３は、信号ＹにおけるＳＰ信号位置の伝送路特性値を算出する。補間部６４は、除算部６３で得られたＳＰ信号位置の伝送路特性値を用いて補間処理を行うことによって、データ信号位置の伝送路特性値を算出する。このことによって、補間部６４は、全ての信号位置に対応する伝送路特性値Ｈを算出する。補間部６４で算出された伝送路特性値Ｈは、第１の等化部５２（図３を参照）とシンボル内オーバーサンプリング部６５とに入力される。

図７は、補間部６４の構成例を示す図である。図８は、キャリア方向のみに補間を行う補間方法を示す図である。図７に示す通り、補間部６４は、キャリア補間部９３で構成される。図８に示すように、キャリア補間部９３は、除算部６３で得られたＳＰ信号位置の伝送路特性値を用いてキャリア方向のみに補間を行うことによって、全てのデータ信号位置の伝送路特性値を算出し、伝送路特性値Ｈを算出する。この様にして、補間部６４は、伝送路特性値Ｈを算出する。なお、図７に示す補間部６４の代わりに、図９に示す補間部６７を用いてもよい。図９に示す通り、補間部６７は、シンボル補間部９２とキャリア補間部９３−１とで構成される。図１０は、シンボル方向に補間した後にキャリア方向に補間を行う補間方法を示す図である。図１０に示すように、シンボル補間部９２は、除算部６３で得られたＳＰ信号位置の伝送路特性値を用いてシンボル方向に補間を行う。その後、キャリア補間部９３−１は、シンボル方向の補間で得られた伝送路特性値を用いて、キャリア方向に補間を行う。このことによって、補間部６７は、全てのデータ信号位置（サブキャリア位置）の伝送路特性値を算出し、伝送路特性値Ｈを算出する。なお、補間部６４及び補間部６７が行う補間は、直線補間でないことが好ましい。また、以上では、図８及び図１０を用いて一般的な補間方法について説明したが、補間方法はこれらに限定されない。

図１１は、シンボル内オーバーサンプリング部６５（図５を参照）が行うオーバーサンプリング処理について説明するための図である。図１１（ａ）は、シンボル（時間）方向に対する、伝送路特性値Ｈの変動を示す。図１１（ｂ）は、シンボル（時間）方向に対する、伝送路特性値Ｈのオーバーサンプリング間隔を示す。以下では、図１１及び図８を参照して、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の特徴的構成であるシンボル内オーバーサンプリング部６５の動作について説明する。図８の白矢印で示す信号列（以下、対象信号列という）の中央のＳＰ信号位置における伝送路特性値Ｈ［ｐ］（ｐは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す）の１次微分Ｈ’［ｐ］を算出する場合を一例に挙げて、説明を行う。図１１の黒丸で示すＨ［ｐ−１］、Ｈ［ｐ］及びＨ［ｐ＋１］は、それぞれ、図８に示す破線で囲んだ３つの信号位置のＨ［ｐ−１］、Ｈ［ｐ］及びＨ［ｐ＋１］に対応する。図１１（ａ）に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング部６５は、補間部６４から入力される伝送路特性値Ｈに対してフィルタリングを行うことによって、伝送路特性値Ｈ（Ｈ［ｐ−１］、Ｈ［ｐ］及びＨ［ｐ＋１］等）を滑らかに補間する。このことによって、図１１（ａ）及び（ｂ）に示す通り、伝送路特性値Ｈは、シンボル方向に、１シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングされる。このことによって、シンボル内オーバーサンプリング部６５は、図１１の白丸で示す伝送路特性値Ｈ［ｐ−１，１］、Ｈ［ｐ−１，２］、Ｈ［ｐ−１，３］、Ｈ［ｐ，１］、Ｈ［ｐ，２］及びＨ［ｐ，３］を算出する。なお、図１１では、一例として、シンボル内オーバーサンプリング部６５は、１シンボル間隔の１／４のサンプリング間隔で、オーバーサンプリングしている。

減算部６６は、シンボル内オーバーサンプリング部６５から入力された伝送路特性値Ｈ［ｐ−１，３］及びＨ［ｐ，１］を用いて、式５に示す演算を行う。このことによって、減算部６６は、対象とした信号位置（図８の対象信号列の中央のＳＰ信号位置を参照）における伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］を算出する。そして、既に説明した通り、算出されたＨ’［ｐ］は、ＩＣＩ成分生成部５３に入力される（図３を参照）。

ここで、第２の伝送路特性推定部５６の構成について簡単に説明する。図１２は、第２の伝送路特性推定部５６の構成例を示すブロック図である。図１２に示す通り、第２の伝送路特性推定部５６は、ＳＰ生成部７１と、ＳＰ抽出部７２と、除算部７３と、補間部７４とを有する。第２の伝送路特性推定部５６のＳＰ生成部７１、ＳＰ抽出部７２、除算部７３及び補間部７４の動作は、それぞれ、第１の伝送路特性推定部５１のＳＰ生成部６１、ＳＰ抽出部６２、除算部６３及び補間部６４の動作と同様なので、その説明は省略する。

以下では、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００による効果について、図１３及び図１４を参照して説明する。図１３は、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］を算出する差分演算（式１及び式５を参照）を微分フィルタ処理とみなした場合の、当該差分演算を行う微分フィルタの周波数特性を表す。図１３において、横軸はドップラー効果によってシフトした周波数量を示すドップラー周波数を表し、縦軸は微分フィルタのゲインを表す。また、ＯＦＤＭ信号の１シンボル長（期間）をＴｓと表す。この場合、従来のＩＣＩ除去部１０００（図５６を参照）が行う式１に示す差分演算は、２シンボル間隔の伝送路特性値の差分演算である（式１を参照）。このため、従来のＩＣＩ除去部１０００の行う微分フィルタ特性は、図１３において、２Ｔｓ間差分と標記する。また、第１の実施形態の一例として説明した、１シンボル間隔の１／４間隔でオーバーサンプリングした場合（図１１を参照）の微分フィルタ特性を、Ｔｓ／２間差分と標記する。また、１シンボル間隔の１／２間隔でオーバーサンプリングした場合の微分フィルタ特性をＴｓ間差分と標記し、１シンボル間隔の１／８間隔でオーバーサンプリングした場合の微分フィルタ特性をＴｓ／４間差分と標記する。また、図１３には、理想的な微分フィルタの周波数特性を記載している。また、シンボル周波数は約８８０Ｈｚである。

図１３から解るように、従来技術の２Ｔｓ間差分の微分フィルタ特性は、ドップラー周波数が０〜１００Ｈｚまでは理想的な微分フィルタ特性とほぼ一致する一方で、ドップラー周波数が１００Ｈｚを超えると次第に理想的な微分フィルタ特性から離れる。つまり、従来技術の２Ｔｓ間差分では、ドップラー周波数が１００Ｈｚを超えると正しく微分近似できなくなり、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の精度は劣化する。加えて、受信装置の移動速度が向上すると大きなドップラー周波数が存在することとなるため、移動速度が向上するにつれて、更に伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の精度は劣化する。

これに対して、図１３から解るように、第１の実施形態で説明したＴｓ／２間差分（図１１及び式５を参照）の微分フィルタ特性は、従来技術の２Ｔｓ間差分の微分フィルタ特性よりも、大幅に理想的な微分フィルタ特性に近づく。この様に、オーバーサンプリング時のサンプリング数を多くする（サンプリング間隔を短くする）につれて、図１３に示すように、より高いドップラー高周波数においても、理想的な微分フィルタ特性に近い微分フィルタ特性を得ることができる。このことによって、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、より高いドップラー周波数が存在する高速受信時においても、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を高精度に算出できる。

図１４は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と従来のＩＣＩ除去部１０００を備えるＯＦＤＭ受信装置１１００とを用いて行った移動受信性能のシミュレーション検証結果である。なお、伝送フォーマットは、ＩＳＤＢ−Ｔ方式で専ら用いられる図１５に示すパラメータである。また、図１５に示す通り、伝送路モデルは、簡単のため、静止（ｓｔａｔｉｃ）した直接波と、遅延時間５μｓの遅延波（直接波に対する電力比＝−１０ｄＢ）にｆＤ（Ｈｚ）のドップラーシフトを施した波とを加えたものである。また、横軸はドップラー周波数ｆＤ（Ｈｚ）を表し、縦軸は誤り訂正前の復調後ビット誤り率を表す。また、復調後ビット誤り率が１×１０^-2以下のときには、誤り訂正の効果によって、視聴の際に画像又は音声の乱れが認識されないものとする。復調後ビット誤り率が１×１０^-2以下を実現するｆＤの最大値（限界ｆＤという）を用いて評価すると、図１４から解るように、従来例（２Ｔｓ間差分）では限界ｆＤが２５０Ｈｚ弱であるのに対し、本発明（Ｔｓ／２間差分）では限界ｆＤが３００Ｈｚ弱となる。この様に、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、従来のＩＣＩ除去部１０００を備えるＯＦＤＭ受信装置１１００よりも、移動受信限界速度が向上し、移動受信性能が向上する。

以上に説明した通り、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、シンボル内でオーバーサンプリングし伝送路特性値を取得して、当該取得した伝送路特性値を用いて、当該取得した伝送路特性値の１次微分Ｈ’を算出する。このことによって、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、高速移動受信時において、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００よりも精度良く伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出できるので、ＩＣＩ成分を精度良く算出できる。この結果として、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００は、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００よりも、効果的なＩＣＩ除去ができるので、安定した高速移動受信を実現できる。

なお、以上では、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／４間隔でオーバーサンプリングを行い、Ｔｓ／２間差分を用いて微分近似する場合の説明を行った（図１１及び式５を参照）。しかし、オーバーサンプリングの間隔はこれに限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋ（Ｋは、正の整数）の間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合には、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、以上では、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'の算出処理において、伝送路特性値Ｈをオーバーサンプリングした後に、減算部６６で差分演算を行う構成とした。しかし、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とは、一括で行ってもよい。オーバーサンプリング処理及び差分演算処理はいずれもフィルタによって実現でき、両フィルタはカスケード接続されるので、当該両フィルタを１つのフィルタにまとめることができるからである。この場合には、図５の第１の伝送路特性推定部５１は、例えば図１７に示す構成になり、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６の代わりに、シンボル内オーバーサンプリング・減算部６８を備えることとなる。このことによって、回路規模を削減できる。

また、以上では、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'を算出する微分近似に、２点の伝送路特性値の差分を用いているが、これには限られず、微分処理であればよい。例えば、式７に示すように４点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、４点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。
また、この場合にも、図１７を用いて説明した、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。

また、図３に示すＩＣＩ除去・等化部３１の構成を、例えば、図１８に示すＩＣＩ除去・等化部３２の構成に置換えてもよい。この場合には、図１８に示す通り、ＩＣＩ除去・等化部３２は、図３の第２の伝送路特性推定部５６を省略し、第２の等化部５５が、伝送路特性値Ｈ₁の代わりに、第１の伝送路特性推定部５１から入力される伝送路特性値Ｈを用いて等化処理を行う構成となる。このことによって、回路規模を縮小できる。

更には、図１８に示すＩＣＩ除去・等化部３２の構成を、例えば、図１９に示すＩＣＩ除去・等化部３３の構成に置換えてもよい。この場合、図１９に示す通り、ＩＣＩ除去・等化部３３は、図１８の第１の等化部５２及び第２の等化部５５の代わりに、等化部５７を備える。まず、等化部５７は、減算部５４を通過して入力されるＩＣＩ成分を含む信号Ｙと、第１の伝送路特性推定部５１から入力される伝送路特性値Ｈとを用いて、図１８の第１の等化部５２と同様に、送信装置（図示せず）の送信信号Ｘの推定信号であるＸ〜を生成する。ＩＣＩ成分生成部５３は、生成されたＸ〜と、第１の伝送路特性推定部５１から入力される伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'とを用いて、ＩＣＩ成分を算出する。減算部５４は、既に入力された信号Ｙを蓄積しており、蓄積していた信号ＹからＩＣＩ成分を除去して、信号Ｙ＾を算出する。次に、等化部５７は、減算部５４でＩＣＩ成分を除去された信号Ｙ＾と、第１の伝送路特性推定部５１から既に入力されている伝送路特性値Ｈとを用いて、図１７の第２の等化部５５と同様に、信号Ｙ＾に含まれる伝搬歪みを除去して送信装置の送信信号Ｘを算出する。等化部５７で算出された信号Ｘは、再び、ＩＣＩ成分生成部５３に入力され、ＩＣＩ成分算出に用いられる。この様に、シンボル期間内でフィードバック処理を所望回数繰り返すことによって、ＩＣＩ除去・等化部３３は、回路規模を縮小しつつ、ＩＣＩ成分の除去精度を更に向上させることができる。

また、等化処理によって得られる信号Ｘ〜を用いず、式８及び式９に示す逆行列Ψを用いてＩＣＩ除去及び等化処理を行って、直接的に送信信号Ｘを算出する図２０に示すＩＣＩ除去・等化部３４の構成としてもよい。
ここで、式８及び式９の求め方を説明する。まず、式２において、仮等化（図３の第１の等化部５２の処理）を実施しないのでＸ〜［ｐ］をＸ［ｐ］と標記し、また、ＩＣＩ除去後のＹ＾［ｐ］をｄｉａｇ（Ｈ［ｐ］）Ｘ［ｐ］に置き換える。このことによって、式１０が得られる。
式１０において、右辺第二項を左辺に移項し、Ｘ［ｐ］でまとめると、式１１が得られる。
この括弧でまとめられた成分の逆行列を、式８に示すようにΨとし、当該Ψを式１１の両辺に左からかけることで、式９が求まる。図２０に示す通り、ＩＣＩ除去・等化部３４は、第１の伝送路特性推定部５１と、逆行列演算部５８と、等化部５９とを備える。第１の伝送路特性推定部５１は、図３の第１の伝送路特性推定部５１と同じ構成要素である。逆行列演算部５８は、第１の伝送路特性推定部５１から入力された伝送路特性値Ｈ［ｐ］及び１次微分Ｈ'［ｐ］と、式３に示す固定係数行列Ξとを用いて、式８のΨを算出する。等化部５９は、逆行列演算部５８から入力されたΨを信号Ｙにかけることによって、ＩＣＩ成分除去及び等化処理を一括して行い、送信信号Ｘを算出する。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、第１の実施形態に対して、除算部の出力信号（ＳＰ信号位置の伝送路特性値）を用いてオーバーサンプリング処理を行う点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。

図２１は、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００の構成例を示すブロック図である。第２の実施形態のＯＦＤＭ受信装置２００は、第１の実施形態のＯＦＤＭ受信装置１００（図１を参照）に対して、復調部１１を復調部１２に置換えた構成である。図２２は、復調部１２の構成例を示すブロック図である。復調部１２は、第１の実施形態の復調部１１（図２を参照）に対して、ＩＣＩ除去・等化部３１をＩＣＩ除去・等化部１３１に置換えた構成である。図２３は、ＩＣＩ除去・等化部１３１の構成例を示すブロック図である。ＩＣＩ除去・等化部１３１は、第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３１に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部１５１に置換えた構成である。図２４は、第１の伝送路特性推定部１５１の構成例を示すブロック図である。第１の伝送路特性推定部１５１は、第１の実施形態の第１の伝送路特性推定部５１（図５を参照）に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５をシンボル内オーバーサンプリング部１６５に置換え、キャリア補間部９４を追加した構成である。なお、第１の実施形態で説明した通り、補間部６４は、補間部６７（図１０を参照）に置換えられてもよい。また、図２１〜図２４において、図１〜図３及び図５に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。

図２４に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、除算部６３から入力されるＳＰ位置の伝送路特性値に対してフィルタ処理を行うことによって、ＳＰ位置の伝送路特性値を滑らかに補間する。このことによって、伝送路特性値は、シンボル方向に、１シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングされる。このことによって、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、シンボル（時間）方向に整列する信号列の内のＳＰ信号が挿入された信号列について（図６の白矢印で示した信号列を参照）、１シンボル間隔よりも短い間隔毎に伝送路特性値を得ることができる。以下では、一例として、シンボル内オーバーサンプリング部１６５が、１シンボル間隔の１／４間隔でオーバーサンプリングした場合を、説明する（図１１を参照）。この場合、減算部６６は、式５に示した差分演算を行うことによって、シンボル（時間）方向に整列する信号列の内のＳＰ信号が挿入された信号列について、伝送路特性値の１次微分を算出する。キャリア補間部９４は、減算部６６から入力される１次微分の値を用いて、キャリア（周波数）方向に補間処理を行うことによって、全ての信号（図６を参照）位置の伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'を算出する。

以上に説明した構成によって、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と同様の効果を得ることができる。更に、第１の伝送路特性推定部１５１に補間部６４の代わりに補間部６７（図１０を参照）を用いる場合には、シンボル補間部９２及びシンボル内オーバーサンプリング部１６５におけるシンボル方向のフィルタ処理に用いられるシンボル遅延メモリを共通化することができる。加えて、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と同様にオーバーサンプリングを行いシンボル内のサンプル点を用いて差分演算するので、図５６の従来技術のようにシンボル遅延器を必要としない。これらのことから、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００よりも回路規模を削減できる。

なお、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は１／４間隔には限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、第１の実施形態において図１７を用いて説明した通り、シンボル内オーバーサンプリング部１６５と減算部６６とをまとめて、図２５に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング・減算部１６８としてもよい。

また、第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出する微分近似は、２点の伝送路特性値の差分を用いるものには限られない。例えば、式７に示すように４点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、４点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。また、この場合にも、図２５を用いて説明した、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。

また、図２６に示すように、補間部６４（図７を参照）は、除算部６３の出力信号を入力されず、シンボル内オーバーサンプリング部１６５から、図６の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力されてもよい。この場合、補間部６４は、入力された伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Ｈを算出する。このような構成とすることによって、図２６に示す第１の伝送路特性推定部１５３は、シンボル補間部９２及びキャリア補間部９３−１から成る補間部６７（図９を参照）を備えることなく、高精度の伝送路特性値Ｈを算出することができる。

また、第２の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図２３に示したＩＣＩ除去・等化部１３１には限定されない。例えば、第２の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図１８〜図２０に示した第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３２、３３及び３４に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部１５１又は１５３（図２４〜図２６を参照）に置換えた構成としてもよい。

（第３の実施形態）
第３の実施形態は、第１の実施形態に対して、速度情報に応じて、ＩＣＩ成分生成に用いる伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'を切替える点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。

図２７は、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００の構成例を示すブロック図である。第３の実施形態のＯＦＤＭ受信装置３００は、第１の実施形態のＯＦＤＭ受信装置１００（図１を参照）に対して、復調部１１を復調部１３に置換えた構成である。図２８は、復調部１３の構成例を示すブロック図である。復調部１３は、第１の実施形態の復調部１１（図２を参照）に対して、ＩＣＩ除去・等化部３１をＩＣＩ除去・等化部２３１に置換えた構成である。図２９は、ＩＣＩ除去・等化部２３１の構成例を示すブロック図である。ＩＣＩ除去・等化部２３１は、第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３１に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部２５１に置換えた構成である。図３０は、第１の伝送路特性推定部２５１の構成例を示すブロック図である。第１の伝送路特性推定部２５１は、第１の実施形態の第１の伝送路特性推定部５１（図５を参照）に対して、第２のＨ'算出部１０２とセレクタ１０３と比較判定部１０４とを追加し、また、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６をまとめて第１のＨ'算出部１０１（図３１を参照）とした構成である。なお、第１の実施形態で説明した通り、補間部６４は、補間部６７（図１０を参照）に置換えられてもよい。また、図２７〜図３０において、図１〜図３及び図５に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。

図３０に示す通り、補間部６４から出力される伝送路特性値Ｈは、第１の伝送路特性推定部２５１の外部（第１の等化部５２）と、第１のＨ'算出部１０１と、第２のＨ'算出部１０２とに入力される。第１のＨ'算出部１０１は、第１の実施形態で説明した通りに、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６を用いて、オーバーサンプリング処理によって求められるＨ'を算出する。第２のＨ'算出部１０２は、文献１の技術（図５６を参照）と同様に、式１を用いて伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'を算出する。つまり、第２のＨ'算出部１０２は、オーバーサンプリング処理は実施せず、２シンボル間隔の差分演算を用いてＨ'を算出する。図３２は、第２のＨ'算出部１０２の構成例を示すブロック図である。図３２に示す通り、第２のＨ'算出部１０２は、減算部８１と遅延部８２とを含む。遅延部８２は、補間部６４から入力された伝送路特性値Ｈ［ｐ＋１］に対して、２シンボルの遅延処理を施し、Ｈ［ｐ−１］を出力する。減算部８１は、補間部６４から入力されたＨ［ｐ＋１］と遅延部８２から入力されたＨ［ｐ−１］とを用いて、式１に示す演算処理を行うことによって、Ｈ'［ｐ］を算出する。この様にして、第２のＨ'算出部１０２は、２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ'を算出する。なお、第２のＨ'算出部１０２は、２シンボル間隔以上の差分演算を用いてＨ'を算出してもよい。

比較判定部１０４は、ＯＦＤＭ受信装置３００の外部から、ＯＦＤＭ受信装置３００の移動速度を示す速度情報を入力される。比較判定部１０４は、入力された速度情報が示す移動速度と所定の閾値とを比較して、当該移動速度が当該所定の閾値よりも高いのか低いのかを判定し、判定結果を出力する。

セレクタ１０３は、第１のＨ'算出部１０１が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるＨ'と、第２のＨ'算出部１０２が算出した２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ'と、比較判定部１０４が判定した判定結果とを入力される。セレクタ１０３は、比較判定部１０４の判定結果が「低い」である場合は、第２のＨ'算出部１０２が算出した２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ'を、ＩＣＩ成分生成部５３（図２９を参照）に出力する。一方、セレクタ１０３は、比較判定部１０４の判定結果が「高い」である場合は、第１のＨ'算出部１０１が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるＨ'を、ＩＣＩ成分生成部５３に出力する。つまり、セレクタ１０３は、ＯＦＤＭ受信装置３００が高速移動している場合にはオーバーサンプリング処理によって求められるＨ'を出力し、ＯＦＤＭ受信装置３００が低速移動している場合には２シンボル間隔の差分演算（従来技術）によって求められるＨ'を出力する。

ＩＣＩ成分生成部５３は、セレクタ１０３から入力される、オーバーサンプリング処理によって求められるＨ'、又は、２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ'を用いて、ＩＣＩ成分を生成する。

ここで、ＩＣＩ成分生成部５３に入力されるＨ'を、移動速度に応じて切替える必要性について、図１３を再び参照して説明する。図１３に示す通り、移動速度が低いためにドップラー周波数が低い領域（ｆＤ＝０〜１００Ｈｚ）において、従来技術の差分演算（２Ｔｓ間差分）方法は、理想的な微分に十分近い精度を得ることができる。更に、従来技術の差分演算（２Ｔｓ間差分）方法は、オーバーサンプリングを行わないのでオーバーサンプリングに伴うフィルタ処理によって生じる補間誤差が無く、また、高い周波数帯域においてゲインを抑制するフィルタ特性によって、ノイズ帯域が狭い。このことによって、移動速度が低い（ドップラー周波数が低い）場合は、ノイズ耐性の観点から、２シンボル間隔の差分演算（２Ｔｓ間差分）によって求められるＨ'を用いてＩＣＩ成分を除去することが好ましい。一方で、移動速度が高い（ドップラー周波数が高い）場合は、第１の実施形態で説明したように、２シンボル間隔の差分演算（２Ｔｓ間差分）によって求められるＨ'の精度は、極端に低下する。このことから、移動速度が高い場合は、オーバーサンプリング処理によって求められるＨ'を用いてＩＣＩ成分を除去することが好ましい。

以上に説明した構成とすることによって、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００は、移動速度に応じて、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の算出方法を切替えることができる。このことによって、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と同様の効果を得つつ、更に、低速移動時のノイズによる影響を抑制できる。

なお、第３の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は１／４間隔には限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、第３の実施形態では、第２のＨ’算出部１０２における伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の算出方法を、式１を用いる２Ｔｓ差分の演算として説明した。しかし、第２のＨ’算出部１０２のＨ’生成方法は、２Ｔｓよりも大きな差分演算でもよく、例えば、式１２を用いる４Ｔｓ間差分の演算でもよい。

また、第３の実施形態では、２種類のＨ’を切替えて出力する第１の伝送路特性推定部２５１（図３０を参照）について、説明した。しかし、図３３に示す第１の伝送路特性推定部２５２のように、第１のＨ’演算部１０１〜第ｉのＨ’演算部１０ｉ（ｉは３以上の整数）を用いて３種類以上のＨ’を生成し、セレクタ１０５を用いて当該３種類以上のＨ’を切替えて出力する構成としてもよい。この場合、比較判定部１０６は、第１〜第（ｉ−１）の閾値を用いて移動速度を複数段階に判定する。そして、セレクタ１０５は、比較判定部１０６の判定結果に従って、３種類以上のＨ’を切替えて出力する。

また、第３の実施形態では、複数のＨ'算出部を設けることによって、複数種類のＨ'を算出した。しかし、例えば、比較判定部１０４、１０６の判定結果に応じて、Ｈ'を算出するための微分間隔（２Ｔｓ、Ｔｓ／２、Ｔｓ／４等）を切替えるＨ'算出部を１つ設けることによって、複数種類のＨ'を算出してもよい。この場合には、セレクタ１０３、１０６を省略することができる。

また、第３の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図２９に示したＩＣＩ除去・等化部２３１には限定されない。例えば、第３の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図１８〜図２０に示した第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３２、３３及び３４に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部２５１又は２５２（図３０及び図３３を参照）に置換えた構成としてもよい。

（第４の実施形態）
第４の実施形態は、第２の実施形態の特徴と第３の実施形態の特徴とを組み合わせたものである。以下、詳しく説明する。

図３４は、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００の構成例を示すブロック図である。第４の実施形態のＯＦＤＭ受信装置４００は、第３の実施形態のＯＦＤＭ受信装置３００（図２７を参照）に対して、復調部１３を復調部１４に置換えた構成である。図３５は、復調部１４の構成例を示すブロック図である。復調部１４は、第３の実施形態の復調部１３（図２８を参照）に対して、ＩＣＩ除去・等化部２３１をＩＣＩ除去・等化部３３１に置換えた構成である。図３６は、ＩＣＩ除去・等化部３３１の構成例を示すブロック図である。ＩＣＩ除去・等化部３３１は、第３の実施形態のＩＣＩ除去・等化部２３１（図２９を参照）に対して、第１の伝送路特性推定部２５１を第１の伝送路特性推定部３５１に置換えた構成である。図３７は、第１の伝送路特性推定部３５１の構成例を示すブロック図である。第１の伝送路特性推定部３５１は、第３の実施形態の第１の伝送路特性推定部２５１（図３０を参照）に対して、第１のＨ'算出部１０１を第１のＨ'算出部１１１に置換え、また、除算部６３の出力信号を第１のＨ'算出部１１１に入力する構成である。なお、第１の実施形態で説明した通り、補間部６４は、補間部６７（図９を参照）に置換えられてもよい。また、図３４〜図３７において、図２７〜図３０に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。

図３７に示す通り、第１のＨ'算出部１１１は、ＳＰ信号位置の伝送路特性値を除算部６３から入力され、オーバーサンプリング処理等を行うことによってＳＰ信号位置及びデータ信号位置の伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'を算出してセレクタ１０３に出力する。図３８は、第１のＨ'算出部１１１の構成例を示すブロック図である。図３８に示す通り、第１のＨ'算出部１１１は、シンボル内オーバーサンプリング部１６５と、減算部６６と、キャリア補間部９４とで構成される。なお、第１のＨ'算出部１１１を構成する、シンボル内オーバーサンプリング部１６５、減算部６６及びキャリア補間部９４は、それぞれ、図２４に示す第２の実施形態の第１の伝送路特性推定部１５１を構成するシンボル内オーバーサンプリング部１６５、減算部６６及びキャリア補間部９４と同様であり、同様の動作を行う。

セレクタ１０３は、第３の実施形態で説明したように、比較判定部１０４の判定結果に応じて、第１のＨ'算出部１１１が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるＨ'と、第２のＨ'算出部１０２が算出した２シンボル間隔の差分演算によって求められるＨ'の内の一方をＩＣＩ成分生成部５３（図３６を参照）に出力する。

以上に説明した構成とすることによって、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００は、第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００と同様に、移動速度に応じて、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’の算出方法を切替えることができる。このことによって、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００は、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００と同様の効果を得つつ、更に、低速移動時のノイズによる影響を抑制できる。また、第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００は、第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００と同様に、第１の伝送路特性推定部３５１に補間部６４の代わりに補間部６７（図１０を参照）を用いる場合には、シンボル補間部９２及びシンボル内オーバーサンプリング部１６５（図３８を参照）におけるシンボル方向のフィルタ処理に用いられるシンボル遅延メモリを共通化することができる。

なお、第４の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は１／４間隔には限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、第１の実施形態において図１７を用いて説明した通りに、第３の実施形態においてシンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６と（図３１を参照）をまとめ、又、第４の実施形態においてシンボル内オーバーサンプリング部１６５と減算部６６と（図３８を参照）をまとめて、それぞれ、シンボル内オーバーサンプリング・減算部としてもよい。

また、第３及び第４の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ’を算出する微分近似は、２点の伝送路特性値の差分を用いるものには限られない。例えば、式７に示すように４点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、４点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。また、この場合にも、上記したように、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。

また、第４の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図３６に示したＩＣＩ除去・等化部３３１には限定されない。例えば、第４の実施形態におけるＩＣＩ除去・等化部の構成は、図１８〜図２０に示した第１の実施形態のＩＣＩ除去・等化部３２、３３及び３４に対して、第１の伝送路特性推定部５１を第１の伝送路特性推定部３５１（図３７及び以下に説明する図３９を参照）に置換えた構成としてもよい。

また、図３９に示すように、補間部６４（図７を参照）は、除算部６３の出力信号を入力されず、シンボル内オーバーサンプリング部１６５（図３８を参照）から、図６の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力されてもよい。この場合、補間部６４は、入力された伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Ｈを算出する。このような構成とすることによって、図３９に示す第１の伝送路特性推定部３５１は、シンボル補間部９２及びキャリア補間部９３−１から成る補間部６７（図９を参照）を備えることなく、高精度の伝送路特性値Ｈを算出することができる。

また、第４の実施形態においても、第３の実施形態で図３３を用いて説明した構成と様に、３つ以上のＨ'演算部を用いて３種類以上のＨ'を生成し、比較判定部の判定結果に従って、セレクタが３種類以上のＨ'を切替えて出力する構成としてもよい。

また、第４の実施形態において、比較判定部の判定結果に応じて、Ｈ'を算出するための微分間隔（２Ｔｓ、Ｔｓ／２、Ｔｓ／４等）を切替えるＨ'算出部を１つ設けることによって、複数種類のＨ'を算出してもよい。この場合には、Ｈ'算出部は、補間部６４の出力信号を入力されず、除算部６３の出力信号のみを入力される。また、この場合には、セレクタ１０３を省略することができる。

また、第３及び第４の実施形態において、比較判定部１０４、１０６に入力される速度情報は、移動体の移動速度を示すものであればよく、例えば、車速パルス信号、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）等から得られる速度情報である。また、第３及び第４の実施形態において、ＯＦＤＭ受信装置３００、４００は、受信信号を用いてドップラー周波数の広がり幅を測定し、当該広がり幅を用いて速度情報を算出してもよい。この場合には、速度情報は、受信装置の移動によって生じるＩＣＩ成分のみならず、送信装置の移動、伝送路に存在する反射物の移動等によって生じるＩＣＩ成分をも示す情報となる。

また、第３及び第４の実施形態では、速度情報に基づいて、複数の方法で複数種類のＨ'を算出して適切なＨ'を選択することによって、ＩＣＩ成分の除去及び等化処理を行った。しかし、複数種類のＨ'毎に、ＩＣＩ成分除去及び等化処理を行う構成を並列に設けて、ＩＣＩ成分除去・等化処理後の各信号の内、最適な信号を選択してもよい。

また、文献１では、伝送路特性値をテーラー展開で表し、かつ、１次微分の項で展開を打ち切って近似している（文献１の式１０を参照）。第１〜第４の実施形態においても、同様に、１次微分の項で展開を打ち切って近似するものとして説明を行った。しかし、テーラー展開における２次微分の項、３次微分の項、更にはそれ以上の次数の微分の項を用いて近似することによって、伝送路特性を推定してもよい。この場合、１次微分の項だけでなく、２次以上の任意次数の微分の項を算出するに際しても、１シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングした伝送路特性値Ｈを適用してもよい。更には、全ての次数の微分の項を算出するに際して、１シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングした伝送路特性値Ｈを適用してもよい。

（第５の実施形態）
第５の実施形態は、第１〜第４の実施形態に対して、ＩＣＩ成分が除去された信号Ｙ＾を、伝送路特性値Ｈ及び伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'を算出する伝送路特性推定部にフィードバックすることによって、ＩＣＩ成分の精度を向上させる点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。

図４０は、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置５００の構成例を示すブロック図である。第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、第１の実施形態のＯＦＤＭ受信装置１００（図１を参照）に対して、復調部１１を復調部１５に置換えた構成である。図４１は、復調部１５の構成例を示すブロック図である。復調部１５は、第１の実施形態の復調部１１（図２を参照）に対して、ＩＣＩ除去・等化部３１をＩＣＩ除去・等化部４３１に置換えた構成である。図４２は、ＩＣＩ除去・等化部４３１の構成例を示すブロック図である。ＩＣＩ除去・等化部４３１は、第１の実施形態で図１８を用いて説明したＩＣＩ除去・等化部３２に対して、第１の伝送路特性推定部５１を伝送路特性推定部４５１に置換え、伝送路特性推定部４５１に減算部５４の出力信号（ＩＣＩ成分が除去された信号Ｙ＾）をフィードバックさせる構成である。図４３は、伝送路特性推定部４５１の構成例を示すブロック図である。伝送路特性推定部４５１は、第１の実施形態の第１の伝送路特性推定部５１（図５を参照）に対して、補間部６４（図７を参照）を補間部６７（図９を参照）に置換え、また、除算部４６３、ＳＰ抽出部４６２及びＳＰ生成部４６１を追加した構成である。なお、図４０〜図４３において、図１、図２、図１８及び図５に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。

図４４及び図４５は、伝送路特性推定部４５１に備えられる補間部６７が行う補間処理について説明するための図である。図４４及び図４５において、黒丸はＳＰ信号を示し、白丸はデータ信号を示し、斜線の丸はＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値に対応するＳＰ信号を示す。また、ＳＰ１〜ＳＰ６は、ＳＰ信号を示す。また、Ｈ_SP3〜Ｈ_SP6は、それぞれ、ＳＰ３〜ＳＰ６の位置のＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値を示す。以下では、図１０を用いて説明したシンボル方向及びキャリア方向に補間を行う補間処理を一例に挙げて、図４２〜図４５を用いて説明する。

図４２に示す通り、減算部５４から出力されたＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾は、第２の等化部５５と伝送路特性推定部４５１とに入力される。図４３に示す通り、伝送路特性推定部４５１において、ＳＰ抽出部４６２は、ＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾を入力され、当該信号Ｙ＾からＳＰ信号を抽出する。ここで、ＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾から抽出されたＳＰ信号は、ＩＣＩ成分が除去されているので、以下では、ＩＣＩ除去後ＳＰ信号という。ＳＰ生成部４６１は、ＳＰ生成部６１と同様に、ＳＰ信号を生成する。除算部４６３は、ＩＣＩ除去後ＳＰ信号をＳＰ生成部４６１が生成したＳＰ信号で除算することによって、ＩＣＩ除去後ＳＰ信号位置の伝送路特性値を算出する。補間部６７は、除算部６３から入力されたＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部を、ＩＣＩ除去後ＳＰ信号位置の伝送路特性値に置換えた後に、補間処理を行って全ての信号位置の伝送路特性値Ｈを算出する。

以下に、シンボル補間部９２とキャリア補間部９３−１とを備える補間部６７（図９を参照）が行う補間処理について、図４４及び図４５に白矢印で示すシンボル方向に整列する信号列Ｋを一例に挙げて、詳しく説明する。まず、図４４において、信号列Ｋを構成する信号の内、シンボルｐ（ｐは整数）に属するデータ信号ｄ１の位置の伝送路特性値Ｈ_d1が補間対象である場合を考える。ここで、補間対象の伝送路特性値Ｈ_d1に対応するデータ信号ｄ１よりも過去に、除算部６３から補間部６７に入力されたＳＰ信号は、ＳＰ４〜ＳＰ６である。この過去に入力されたＳＰ４〜ＳＰ６位置の伝送路特性値は、それぞれ、シンボル補間部９２によって、既にＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_SP4〜Ｈ_SP6に置換えられている。シンボル補間部９２は、ＳＰ４〜ＳＰ６位置のＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_SP4〜Ｈ_SP6と、ＳＰ１〜ＳＰ３位置のＩＣＩ成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。このことによって、シンボル補間部９２は、補間対象の伝送路特性値Ｈ_d1を算出する。なお、説明の都合上、シンボル補間部９２は、６つの伝送路特性値を用いて補間処理を行うこととした。しかし、シンボル補間部９２が補間処理に用いる伝送路特性値の数量は、これには限られない。次に、同様にして、データ信号ｄ２の位置の伝送路特性値Ｈ_d2が、算出される。

次に、図４５を用いて、データ信号ｄ３の位置の伝送路特性値Ｈ_d3が補間対象となる場合について説明する。図４５に示す通り、シンボル補間部９２は、補間対象の伝送路特性値Ｈ_d3に対応するデータ信号ｄ３よりも過去に、除算部６３から補間部６７に入力されたＳＰ３の位置の伝送路特性値を、ＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_SP3に置換える。その後、シンボル補間部９２は、同様に、ＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_SP3等と、ＩＣＩ成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。このことによって、シンボル補間部９２は、補間対象の伝送路特性値Ｈ_d3を算出する。

以上の処理を繰り返すことによって、シンボル補間部９２は、信号列Ｋについての伝送路特性値の全てを算出する。また、同様にして、シンボル補間部９２は、シンボル方向に整列する信号列であって、ＳＰ信号を含む信号列の全てについて、シンボル方向の補間処理を行う。その後、キャリア補間部９３−１は、キャリア方向の補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Ｈを算出する。

以上に説明した通り、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置５００は、ＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾のＳＰ信号位置の伝送路特性値を抽出して、ＩＣＩ成分算出に用いるＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部と置換える。このことによって、第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置５００が備える伝送路特性推定部４５１は、伝送路特性値Ｈ及び伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'を、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備える第１の伝送路特性推定部５１（図５を参照）よりも高精度に算出できる。この結果として、ＯＦＤＭ受信装置５００は、ＩＣＩ除去・等化部３２（図１８を参照）を備えるＯＦＤＭ受信装置１００と比べて、更に高精度のＩＣＩ成分を算出できるので、更に高精度のＩＣＩ成分除去ができる。加えて、ＯＦＤＭ受信装置５００は、第２の等化部５５が高精度の伝送路特性値Ｈを用いて等化処理を行うので、ＩＣＩ除去・等化部３２を備えるＯＦＤＭ受信装置１００よりも、更に高精度の等化処理ができる。この結果として、ＯＦＤＭ受信装置５００は、ＩＣＩ除去・等化部３２を備えるＯＦＤＭ受信装置１００よりも、更に高い移動受信性能を実現できる。

なお、第５の実施形態では、ＩＣＩ成分除去処理における処理遅延を理想的なものとして説明した。しかし、例えば、補間部６７が補間を実施し、ＩＣＩ成分除去が実行され、補間部６７がＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾のＳＰ信号位置の伝送路特性値を置換えるフィードバック処理に要する処理遅延が、３シンボルである場合を考える（図４２を参照）。この場合には、図４４に示すデータｄ１位置の伝送路特性値Ｈ_d1の補間処理時において、ＳＰ４位置の伝送路特性値を、ＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_SP4に置換えることができない。従って、この場合には、シンボル補間部９２は、ＳＰ５〜ＳＰ６位置のＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値Ｈ_SP5〜Ｈ_SP6と、ＳＰ１〜ＳＰ４位置のＩＣＩ成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。この様に、シンボル補間部９２は、フィードバック処理に要する処理遅延に応じて、置換え可能な伝送路特性値の置換えを行って、補間処理をする。ここで、既に説明したように、シンボル補間部９２が補間処理に用いる伝送路特性値の数量は、これには限られない。

また、第５の実施形態においても、第１の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は１／４間隔には限定されず、例えば、図１６に示すように、１シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値Ｈ［ｐ］の１次微分Ｈ’［ｐ］は、式６を用いて算出される。

また、第１の実施形態において図１７を用いて説明した通り、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とをまとめて、シンボル内オーバーサンプリング・減算部６８としてもよい。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図４６に示す伝送路特性推定部４５２を備えてもよい。図４６に示す通り、伝送路特性推定部４５２は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とを無くし、第２の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部１５１（図２４を参照）が備えるシンボル内オーバーサンプリング部１６５と減算部６６とキャリア補間部９４とを追加した構成である。シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、第２の実施形態で説明したように、除算部６３の出力信号を入力されて、オーバーサンプリング処理を行う。このオーバーサンプリング処理に際して、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、ＩＣＩ成分除去後のＳＰ信号から算出された伝送路特性値を、除算部４６３から入力される。そして、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、図４４及び図４５を用いて説明したように、ＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部を、除算部４６３から入力された伝送路特性値に置換えた後に、オーバーサンプリング処理を行う。

また、第１の実施形態で図１７を用いて説明したように、図４６に示す伝送路特性推定部４５２を構成するシンボル内オーバーサンプリング部１６５と減算部６６とをまとめて、シンボル内オーバーサンプリング・減算部１６８としてもよい（図４７を参照）。

また、第２の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部１５３（図２６を参照）と同様に、伝送路特性推定部４５２（図４６を参照）に対して、補間部６７を無くし、図６の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を、シンボル内オーバーサンプリング部１６５から入力されるキャリア補間部６４を追加してもよい（図４８に示す伝送路特性推定部４５４を参照）。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図４９に示す伝送路特性推定部４５５を備えてもよい。図４９に示す通り、伝送路特性推定部４５５は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とを無くし、第３の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部２５１（図３０を参照）が備える第１のＨ'算出部１０１と第２のＨ'算出部１０２とセレクタ１０３と比較判定部１０４とを追加した構成である。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図５０に示す伝送路特性推定部４５６を備えてもよい。図５０に示す通り、伝送路特性推定部４５６は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とを無くし、第３の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部２５２（図３３を参照）が備える第１〜第ｉのＨ'算出部１０１〜１０ｉとセレクタ１０５と比較判定部１０６とを追加した構成である。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図５１に示す伝送路特性推定部４５７を備えてもよい。図５１に示す通り、伝送路特性推定部４５７は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５と減算部６６とを無くし、第４の実施形態で説明した第１の伝送路特性推定部３５１（図３７を参照）が備える第１のＨ'算出部１１１と第２のＨ'算出部１０２とセレクタ１０３と比較判定部１０４とを追加した構成である。第２のＨ'算出部１０２には、補間部６７の出力信号が入力され、第１のＨ'算出部１１１には、除算部６３の出力信号と除算部４６３の出力信号とが入力される。第１のＨ'算出部１１１に備えられるシンボル内オーバーサンプリング部１６５（図３８を参照）は、第２の実施形態で説明したように、除算部４６３の出力信号を入力されて、オーバーサンプリング処理を行う。このオーバーサンプリング処理に際して、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、ＩＣＩ成分除去後のＳＰ信号から算出された伝送路特性値を、除算部４６３から入力される。そして、シンボル内オーバーサンプリング部１６５は、図４４及び図４５を用いて説明したように、ＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部を、除算部４６３から入力された伝送路特性値に置換えた後に、オーバーサンプリング処理を行う。

更には、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図５１に示す伝送路特性推定部４５７の代わりに、図５２に示す伝送路特性推定部４５８を備えてもよい。図５２に示す通り、伝送路特性推定部４５８は、伝送路特性推定部４５７に対して、補間部６７（図１０を参照）の代わりに補間部６４（図９を参照）を備える。補間部６４は、除算部６３及び除算部４６３から出力信号を入力されず、第１のＨ'算出部１１１に備えられるシンボル内オーバーサンプリング部１６５（図３７を参照）から、図６の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力される。補間部６４の動作説明は、第４の実施形態で図３８を用いて説明したので、省略する。

また、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図４３に示す伝送路特性推定部４５１の代わりに、図５３に示す伝送路特性推定部４５３を備えてもよい。図５３に示す通り、伝送路特性推定部４５３は、伝送路特性推定部４５１に対して、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６を、第３の実施形態で説明した図３２に示す第２のＨ'算出部１０２に置換えた構成である。第２のＨ'算出部１０２は、オーバーサンプリング処理は実施せず、文献１の技術（図５６を参照）と同様に、２シンボル間隔の差分演算を用いてＨ'を算出する。この場合には、オーバーサンプリング処理に起因して、伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'の精度が向上することはない。しかし、既に説明したように、補間部６７において、ＳＰ信号位置の伝送路特性値の一部がＩＣＩ成分除去後の伝送路特性値に置換えられるので、補間部６７が出力する伝送路特性値Ｈの精度は向上する。このことから、第２のＨ'算出部１０２の算出する伝送路特性値Ｈの１次微分Ｈ'の精度も向上する。このことによって、ＩＣＩ成分生成器５３が算出するＩＣＩ成分の精度が向上する。また、第２の等化部５５（図４２を参照）の等化処理の精度も向上する。この結果として、第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置５００は、図５３に示す伝送路特性推定部４５３を備える場合であっても、十分にＩＣＩ成分除去及び等化処理の精度を向上させることができる。

また、以上に説明した伝送路特性推定部４５１〜４５３、４５５〜４５７（図４３、図４６、図４７、図４９〜図５１、図５３を参照）において、シンボル方向及びキャリア方向に補間処理を行う補間部６７（図９を参照）を、キャリア方向のみに補間処理を行う補間部６４（図７を参照）に置換えてもよい。しかし、補間部６４に置換えた場合は、伝送路特性推定部４５１〜４５３、４５５〜４５７において、補間部６４が補間処理によって算出する伝送路特性値の精度は向上しない。これは、補間部６４はキャリア方向のみに補間処理を行うので、図４４からも解るように、置換えられた伝送路特性値（斜線の丸を参照）が補間処理に影響しないからである。また、補間部６４に置換えた場合は、伝送路特性推定部４５１、４５３、４５５、４５６において、図４４に整列する信号の内の一部の信号に対応する伝送路特性値の１次微分のみの精度が向上する。これは、ＳＰ信号を含まないシンボル方向に整列した信号列において伝送路特性値の１次微分を算出する場合には、置換えられた伝送路特性値（斜線の丸を参照）が影響しないからである。

また、伝送路特性推定部４５１〜４５８（図４３、図４６〜図５３を参照）において、ＳＰ生成部、ＳＰ抽出部及び除算部等、共用できる構成要素は共用してもよ

また、第５の実施形態では、第２の等化部５５は伝送路特性推定部４５１から伝送路特性値Ｈを入力される構成（図４２を参照）として、回路規模の増加を抑制した。しかし、図５４に示すＩＣＩ除去・等化部４３１−１のように、第１の実施形態で図３を用いて説明した第２の伝送路特性推定部５６を追加し、第２の等化部５５は第２の伝送路特性推定部５６から伝送路特性値Ｈ₁を入力される構成としてもよい。このような構成とすることによって、第２の等化部５５は、第２の伝送路特性推定部５６によってＩＣＩ成分除去後の信号Ｙ＾から算出された伝送路特性値Ｈ₁を用いて、等化処理を行うことができる。この結果として、より精度の高いＩＣＩ成分除去及び等化処理が可能となる。

また、第５の実施形態では、フィードバック処理を用いてＩＣＩ成分を除去する構成について、説明した。しかし、除去対象は、ＩＣＩ成分には限らず、ＯＦＤＭ信号を構成する信号間の干渉成分であればよい。例えば、除去対象は、遅延波によって生じるシンボル間干渉（ＩＳＩ：Ｉｎｔｅｒ ｓｙｍｂｏｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）成分の除去であってもよい。この場合、復調部１５（図４１を参照）は、ＩＣＩ除去・等化部４３１（図４２を参照）の代わりに、図５５に示すＩＳＩ除去・等化部４７１を備えることとなる。図５５に示す通り、ＩＳＩ除去・等化部４７１は、ＩＣＩ除去・等化部４３１に対して、ＩＣＩ成分生成部５３及び減算部５４の代わりにＩＳＩ除去部４８１を備える構成である。ＩＳＩ除去部４８１は、伝送路特性推定部４５１が算出する伝送路特性値Ｈを用いて、受信信号ＹからＩＳＩ成分を除去する。伝送路特性推定部４５１（図４３を参照）は、ＩＳＩ除去後の受信信号Ｙ₁＾を入力されて、図４４及び図４５を用いて説明した補間処理を行い、高精度の伝送路特性値Ｈを算出する。なお、この場合には、伝送路特性推定部４５１は、シンボル内オーバーサンプリング部６５及び減算部６６を備える必要はない。また、ＩＳＩ除去部４８１の構成は、一般的な構成であるので、その説明は省略する。このことによって、高精度のＩＳＩ成分除去及び等化処理が可能となる。

また、第１〜第５の実施形態では、オーバーサンプリング処理（図１１等を参照）によって算出される伝送路特性値Ｈのｎ次微分（１次微分Ｈ'を具体例に挙げて以上では説明を展開した）を、ＩＣＩ成分の除去に用いる場合について説明した。しかし、本発明のオーバーサンプリング処理によって算出されるｎ次微分は、伝送路特性値Ｈのｎ次微分演算を行う技術全般に用いることができる。例えば、本発明のオーバーサンプリング処理によって算出される１次微分Ｈ'は、伝送路特性値の１次微分を利用する伝送路特性変動検出器が実施する微分近似に用いることもできる。

また、第１〜第５の実施形態では、ＯＦＤＭ受信装置が移動することによって、ＩＣＩ成分が生じる場合について、主に説明した。しかし、ＩＣＩ成分は、送信装置の移動、伝送路に存在する反射物の移動等によっても生じる。この場合であっても、第１〜第５の実施形態のＯＦＤＭ受信装置１００〜５００は、以上に説明した効果を奏することができる。

また、第１〜第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００〜５００の各構成要素は、それぞれ集積回路であるＬＳＩとして実現することができる。これらは、個別に１チップ化されてもよいし、それぞれにおいて全て又は一部を含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと称呼されることもある。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用例が可能性としてあり得る。

また、上述した第１〜第５実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００〜５００は、一般的なコンピュータシステム等の情報処理装置で実現可能である。コンピュータシステムは、例えばマイクロプロセッサ、ＲＯＭおよびＲＡＭなどで構成される。上述したＯＦＤＭ受信装置１００〜５００の各構成部の処理をコンピュータシステムに実行させるプログラムは、所定の情報記録媒体に格納される。コンピュータシステムは、所定の情報記録媒体に格納されたプログラムを読み出して実行することによって、各構成部の機能を実現することができる。なお、プログラムは、所定の機能を達成するために、コンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたものである。また、上記プログラムを格納する情報記録媒体は、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＭＯ、ＤＶＤ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＡＭ、ＢＤ（Ｂｌｕ−ｒａｙ Ｄｉｓｃ）、および半導体メモリなどである。また、上記プログラムは、他の媒体や通信回線を通じて上記情報処理装置に供給されてもかまわない。また、上記プログラムは、他の媒体や通信回線を通じて、他の情報処理装置に供給されてもかまわない。

また、第１〜第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００〜５００は、第１〜第５の実施形態に記載された受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現されてもよい。

また、以上では、第１〜第５の実施形態に係る発明を実現する様々な受信処理について説明した。そして、第１〜第５の実施形態に係る発明を実現できるのであれば、この様々な受信処理を実現する各構成要素、又は各プログラム、又は各方法を組み合わせてもよい。

また、第１〜第５の実施形態では、日本の国内地上デジタル放送規格のＩＳＤＢ−Ｔ方式を用いて説明した。しかし、本発明が適用される通信規格は、これには限られず、例えば、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｈ、ＤＡＢ、ＤＭＢ、ＤＭＢ−ＴＨ、ＷｉＭＡＸ等に適用できる。

本発明は、ＯＦＤＭ受信装置等に利用可能であり、特に、移動受信を行うＯＦＤＭ受信装置等において受信信号のＩＣＩ成分を効果的に除去したい場合等に有用である。

第１の実施形態に係るキャリア間干渉（ＩＣＩ）除去を行うＯＦＤＭ受信装置１００の構成例を示すブロック図 第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備える復調部１１の構成例を示すブロック図 第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備えるＩＣＩ除去・等化部３１の構成例を示すブロック図 第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００が備えるＩＣＩ成分生成部５３の構成例を示す図 第１の伝送路特性推定部５１の構成例を示すブロック図 ＩＳＤＢ−Ｔ方式における信号配置を示す図 補間部６４の構成例を示す図 キャリア方向のみに補間を行う補間方法を示す図 補間部６７の構成例を示す図 シンボル方向に補間した後にキャリア方向に補間を行う補間方法を示す図 シンボル内オーバーサンプリング部６５が行うオーバーサンプリング処理について説明するための図 第２の伝送路特性推定部５６の構成例を示すブロック図 第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の効果について説明するための図 第１の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置１００の効果について説明するための図 ＩＳＤＢ−Ｔ方式で専ら用いられるパラメータを示す図 １シンボル間隔（Ｔｓ）の１／Ｋ（Ｋは、正の整数）の間隔でオーバーサンプリングする場合の図 第１の伝送路特性推定部５１の他の構成を示す図 ＩＣＩ除去・等化部３２の構成示す図 ＩＣＩ除去・等化部３３の構成示す図 ＩＣＩ除去・等化部３４の構成示す図 第２の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置２００の構成例を示すブロック図 復調部１２の構成例を示すブロック図 ＩＣＩ除去・等化部１３１の構成例を示すブロック図 第１の伝送路特性推定部１５１の構成例を示すブロック図 第１の伝送路特性推定部１５１の別の構成例を示すブロック図 第１の伝送路特性推定部１５３の構成例を示すブロック図 第３の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置３００の構成例を示すブロック図 復調部１３の構成例を示すブロック図 ＩＣＩ除去・等化部２３１の構成例を示すブロック図 第１の伝送路特性推定部２５１の構成例を示すブロック図 第１のＨ'算出部１０１の構成例を示すブロック図 第２のＨ'算出部１０２の構成例を示すブロック図 第１の伝送路特性推定部２５２の構成例を示すブロック図 第４の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置４００の構成例を示すブロック図 復調部１４の構成例を示すブロック図 ＩＣＩ除去・等化部３３１の構成例を示すブロック図 第１の伝送路特性推定部３５１の構成例を示すブロック図 第１のＨ'算出部１１１の構成例を示すブロック図 ＩＣＩ除去・等化部３３１の別の構成例を示すブロック図 第５の実施形態に係るＯＦＤＭ受信装置５００の構成例を示すブロック図 復調部１５の構成例を示すブロック図 ＩＣＩ除去・等化部４３１の構成例を示すブロック図 伝送路特性推定部４５１の構成例を示すブロック図 伝送路特性推定部４５１に備えられる補間部６７が行う補間処理について説明するための図 伝送路特性推定部４５１に備えられる補間部６７が行う補間処理について説明するための図 伝送路特性推定部４５２の構成例を示すブロック図 伝送路特性推定部４５２の別の構成例を示すブロック図 伝送路特性推定部４５４の構成例を示すブロック図 伝送路特性推定部４５５の構成例を示すブロック図 伝送路特性推定部４５６の構成例を示すブロック図 伝送路特性推定部４５７の構成例を示すブロック図 伝送路特性推定部４５８の構成例を示すブロック図 伝送路特性推定部４５３の構成例を示すブロック図 ＩＣＩ除去・等化部４３１−１の構成例を示すブロック図 ＩＳＩ除去・等化部４７１の構成例を示すブロック図 文献１に記載された、従来のＯＦＤＭ受信装置１１００に備えられるＩＣＩ除去部１０００の構成を表すブロック図

１ アンテナ
２ チューナ
３ 誤り訂正部
４ デコード部
５ 表示部
１１〜１５ 復調部
２１ Ａ／Ｄ変換部
２２ 直交復調部
２３ 直交変換部
２４ シンボル同期部
３１〜３４、５６、１３１、２３１、３３１、４３１ ＩＣＩ除去・等化部
５１、１５１、１５３、２５１、２５２、３５１、４５１〜４５３、４５３−１、４５４〜４５８、１００１ 伝送路特性推定部
５２、５５、５７、５９ 等化部
５３ ＩＣＩ成分生成部
５４、６６、１００５ 減算部
５８ 逆行列演算部
６１、４６１ ＳＰ生成部
６２、７１、７２、４６２ＳＰ 抽出部
６３、７３、４６３ 除算部
６４、７４、９２、９３、９３−１、９４ 補間部
６５、１６５ シンボル内オーバーサンプリング部
６８、１６８ シンボル内オーバーサンプリング・減算部
９１、１００４ 乗算部
１０１〜１０ｉ、１１１ 第１〜第ｉのＨ'算出部
１０３、１０５ セレクタ
１０４、１０６ 比較判定部
４７１ ＩＳＩ除去・等化部
１００、２００、３００、４００、５００ ＯＦＤＭ受信装置
１０００ ＩＣＩ除去部、
１００２ 仮等化部
１００３ 伝送路特性１次微分算出部
１０１１〜１０１３ 遅延器
１１００Ｏ ＦＤＭ受信装置、

Claims (24)

1. シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するＯＦＤＭ受信装置であって、
   受信した前記ＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成する直交変換部と、
   前記伝送路を伝搬して生じた前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分を前記サブキャリア毎に算出する第１の伝送路特性推定部と、
   前記第１の伝送路特性推定部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値及び前記ｎ次微分を用いて、前記シンボル方向又は前記キャリア方向に隣合う前記サブキャリア同士の干渉成分を、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から除去する干渉成分除去部とを備え、
   前記第１の伝送路特性推定部は、算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いて前記ｎ次微分を算出する、ＯＦＤＭ受信装置。
2. 前記干渉成分除去部は、前記キャリア方向に隣合う前記サブキャリア同士の干渉成分であるＩＣＩ成分を除去することを特徴とする、請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
3. 前記第１の伝送路特性推定部は、算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値の１次微分を算出することを特徴とする、請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
4. 前記第１の伝送路特性推定部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値の前記１次微分は、前記オーバーサンプリングで得られた前記伝送路特性値のうち２つを用いた差分演算によって算出されることを特徴とする、請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装置。
5. 前記干渉成分除去部は、
   前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号を、前記第１の伝送路特性推定部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで前記位相及び振幅歪みの一部を除去して、仮等化されたＯＦＤＭ信号を算出する第１の等化部と、
   前記仮等化されたＯＦＤＭ信号と、前記第１の伝送路特性推定部で算出された前記ｎ次微分とを用いて、前記ＩＣＩ成分を生成するＩＣＩ成分生成部と、
   前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から前記ＩＣＩ成分を減算して、前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号を算出する第１の減算部とを含むことを特徴とする、請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
6. 前記干渉成分除去部は、
   前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出する第２の伝送路特性推定部と、
   前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号を、前記第２の伝送路特性推定部が算出した伝送路特性値で除算して、前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを除去する第２の等化部とを、更に含むことを特徴とする、請求項５に記載のＯＦＤＭ受信装置。
7. 前記干渉成分除去部は、前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号を、前記第１の伝送路特性推定部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値で除算して、前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを除去する第２の等化部を、更に含むことを特徴とする、請求項５に記載のＯＦＤＭ受信装置。
8. 前記干渉成分除去部は、
   前記ＩＣＩ成分を生成するＩＣＩ成分生成部と、
   前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から前記ＩＣＩ成分生成部が生成した前記ＩＣＩ成分を減算して除去する減算部と、
   前記減算部の出力信号を、前記第１の伝送路特性推定部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで、前記減算部の出力信号の位相及び振幅歪みを除去する等化部とを含み、
   前記ＩＣＩ成分生成部は、前記等化部の出力信号と前記第１の伝送路特性推定部で算出されたｎ次微分とを用いて、精度が向上した前記ＩＣＩ成分を生成することを特徴とする、請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
9. 前記干渉成分除去部は、
   固定係数行列Ξと、前記第１の伝送路特性推定部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値と、当該伝送路特性値のｎ次微分とから成る行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、
   前記逆行列演算部が算出した逆行列を用いて、前記直交変換部が生成したＦＤＭ信号から前記ＩＣＩ成分と前記位相及び振幅歪みとを除去する等化部とを含むことを特徴とする、請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
10. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から前記複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部と、
    ＳＰ信号を生成するＳＰ生成部と、
    前記ＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を前記ＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する除算部と、
    前記除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出する補間部と、
    前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を、前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、
    前記オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値の前記ｎ次微分を算出する減算部とを含むことを特徴とする、請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
11. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から前記複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部と、
    ＳＰ信号を生成するＳＰ生成部と、
    前記ＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を前記ＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する除算部と、
    前記除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出する補間部と、
    前記除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を、前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、
    前記オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含み前記シンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する減算部と、
    前記減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いて前記キャリア方向に補間処理を行って、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値の前記ｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含むことを特徴とする、請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
12. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から前記複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出するＳＰ抽出部と、
    ＳＰ信号を生成するＳＰ生成部と、
    前記ＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を前記ＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する除算部と、
    前記除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値を、前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、
    前記オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含み前記シンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する減算部と、
    前記減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いて前記キャリア方向に補間処理を行って、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値の前記ｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、
    前記オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いて前記キャリア方向に補間処理を行って、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部とを含むことを特徴とする、請求項２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
13. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、
    ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、前記移動速度を判定する比較判定部と、
    前記比較判定部の判定結果に基づいて、前記Ｈ’算出部が算出したｎ次微分と前記減算部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備えることを特徴とする、請求項１０に記載のＯＦＤＭ受信装置。
14. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、
    ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、前記移動速度を判定する比較判定部と、
    前記比較判定部の判定結果に基づいて、前記Ｈ’算出部が算出したｎ次微分と前記キャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備えることを特徴とする、請求項１１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
15. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、
    ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、前記移動速度を判定する比較判定部と、
    前記比較判定部の判定結果に基づいて、前記Ｈ’算出部が算出したｎ次微分と前記キャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備えることを特徴とする、請求項１２に記載のＯＦＤＭ受信装置。
16. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から前記複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出する第１のＳＰ抽出部と、
    ＳＰ信号を生成する第１のＳＰ生成部と、
    前記第１のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を前記第１のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第１の除算部と、
    前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出する第２のＳＰ抽出部と、
    ＳＰ信号を生成する第２のＳＰ生成部と、
    前記第２のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を前記第２のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第２の除算部と、
    前記第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部と、前記第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出する補間部と、
    前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を、前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、
    前記オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値のｎ次微分を算出する第２の減算部とを備えることを特徴とする、請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置。
17. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から前記複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出する第１のＳＰ抽出部と、
    ＳＰ信号を生成する第１のＳＰ生成部と、
    前記第１のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を前記第１のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第１の除算部と、
    前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出する第２のＳＰ抽出部と、
    ＳＰ信号を生成する第２のＳＰ生成部と、
    前記第２のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を前記第２のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第２の除算部と、
    前記第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部と、前記第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出する補間部と、
    前記第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部を前記第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値に置換えて前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、
    前記オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含み前記シンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する第２の減算部と、
    前記第２の減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いて前記キャリア方向に補間処理を行って、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値の前記ｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含むことを特徴とする、請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置。
18. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から前記複数のサブキャリアを構成するＳＰ信号を抽出する第１のＳＰ抽出部と、
    ＳＰ信号を生成する第１のＳＰ生成部と、
    前記第１のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を前記第１のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値をＳＰ信号毎に算出する第１の除算部と、
    前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号からＳＰ信号を抽出する第２のＳＰ抽出部と、
    ＳＰ信号を生成する第２のＳＰ生成部と、
    前記第２のＳＰ抽出部が抽出したＳＰ信号を前記第２のＳＰ生成部が生成したＳＰ信号で除算して、前記ＩＣＩ成分が除去されたＯＦＤＭ信号の伝送路特性値を前記ＳＰ信号毎に算出する第２の除算部と、
    前記第１の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値の一部を前記第２の除算部が算出したＳＰ信号毎の伝送路特性値に置換えて前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、
    前記オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、ＳＰ信号を含み前記シンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のｎ次微分を算出する第２の減算部と、
    前記第２の減算部が算出した伝送路特性値のｎ次微分を用いて前記キャリア方向に補間処理を行って、前記直交変換部が算出したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値の前記ｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、
    前記オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いて前記キャリア方向に補間処理を行って、前記直交変換部が算出したＯＦＤＭ信号の伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出する補間部とを含むことを特徴とする、請求項７に記載のＯＦＤＭ受信装置。
19. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、
    ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、前記移動速度を判定する比較判定部と、
    前記比較判定部の判定結果に基づいて、前記Ｈ’算出部が算出したｎ次微分と前記減算部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備えることを特徴とする、請求項１６に記載のＯＦＤＭ受信装置。
20. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、
    ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、前記移動速度を判定する比較判定部と、
    前記比較判定部の判定結果に基づいて、前記Ｈ’算出部が算出したｎ次微分と前記キャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備えることを特徴とする、請求項１７に記載のＯＦＤＭ受信装置。
21. 前記第１の伝送路特性推定部は、
    前記補間部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のｎ次微分を前記サブキャリア毎に算出するＨ’算出部と、
    ＯＦＤＭ受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、前記移動速度を判定する比較判定部と、
    前記比較判定部の判定結果に基づいて、前記Ｈ’算出部が算出したｎ次微分と前記キャリア補間部が算出したｎ次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備えることを特徴とする、請求項１８に記載のＯＦＤＭ受信装置。
22. シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するＯＦＤＭ受信装置に用いられる集積回路であって、
    受信した前記ＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成する直交変換部と、
    前記伝送路を伝搬して生じた前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分を前記サブキャリア毎に算出する第１の伝送路特性推定部と、
    前記第１の伝送路特性推定部が算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値及び前記ｎ次微分を用いて、前記シンボル方向又は前記キャリア方向に隣合う前記サブキャリア同士の干渉成分を、前記直交変換部が生成したＯＦＤＭ信号から除去する干渉成分除去部とを備え、
    前記第１の伝送路特性推定部は、算出した前記サブキャリア毎の伝送路特性値を前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いて前記ｎ次微分を算出する、集積回路。
23. シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するＯＦＤＭ受信方法であって、
    受信した前記ＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成するステップと、
    前記伝送路を伝搬して生じた前記周波数領域のＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分を前記サブキャリア毎に算出するステップと、
    算出された前記サブキャリア毎の前記伝送路特性値及び前記ｎ次微分を用いて、前記シンボル方向又は前記キャリア方向に隣合う前記サブキャリア同士の干渉成分を、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号から除去するステップとを有し、
    前記伝送路特性値及び前記ｎ次微分を算出するステップにおいて、算出した前記サブキャリア毎の前記伝送路特性値を前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いて前記ｎ次微分を算出する、ＯＦＤＭ受信方法。
24. シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るＯＦＤＭ信号を、伝送路を介して受信するコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
    受信した前記ＯＦＤＭ信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のＯＦＤＭ信号を生成するステップと、
    前記伝送路を伝搬して生じた前記周波数領域のＯＦＤＭ信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値を前記サブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のｎ（ｎは自然数）次微分を前記サブキャリア毎に算出するステップと、
    算出された前記サブキャリア毎の前記伝送路特性値及び前記ｎ次微分を用いて、前記シンボル方向又は前記キャリア方向に隣合う前記サブキャリア同士の干渉成分を、前記周波数領域のＯＦＤＭ信号から除去するステップとを有し、
    前記伝送路特性値及び前記ｎ次微分を算出するステップにおいて、算出した前記サブキャリア毎の前記伝送路特性値を前記シンボル方向にフィルタ処理することによって１シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち２シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いて前記ｎ次微分を算出する、前記コンピュータに実行させるためのプログラム。