本発明は、OFDMマルチキャリア伝送方式を用いたデジタル通信・放送を移動受信するOFDM受信装置、OFDM受信集積回路、OFDM受信方法及びOFDM受信プログラムに関する。
現在、直交周波数分割多重方式(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)は、地上デジタル放送をはじめとする様々なデジタル通信規格(IEEE802.11a規格等)に、伝送方式として広く採用されている。OFDMは、互いに直交するサブキャリアにを用いて、複数の狭帯域デジタル変調信号を周波数多重する伝送方式であり、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。また、OFDMにおいて、各シンボル期間は、有効シンボル期間とガードインターバル期間とで構成されている。そして、各シンボルにおいて、ガードインターバル期間には、有効シンボル期間の信号の一部が複写されている。このことによって、OFDMは、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉(ISI:Inter Symbol Interference)の影響を削減でき、また、マルチパス干渉に対して優れた耐性を有する。
一方で、OFDM信号は、広帯域デジタル変調信号に比べて、1シンボルの長さ(期間)が長い。このため、OFDMでは、マルチパスフェージング(Multipath Fading)環境下における、振幅及び位相変動に対する耐性が低くなる。また、移動受信時のマルチパスフェージング環境下では、マルチパスによる遅延分散に起因する受信信号の振幅及び位相変動に加えて、ドップラースプレッドと呼ばれる周波数変動も生じる。OFDMでは、このドップラースプレッドによって、個々のサブキャリア間の直交関係がくずれて、サブキャリア同士が互いに干渉を起こし、結果として正確な復調が困難となる。
上記したサブキャリア同士の干渉は、ICI(Inter−Carrier Interference)と呼ばれる。そして、マルチキャリア伝送方式を用いた移動体通信において、ICIによる受信性能劣化を抑えることが、大きな課題となっている。
ICIによる受信性能劣化を低減する方法として、例えば、以下に示す、非特許文献1(以下では、単に、文献1という)に記載されたICI抑制方法がある。図56は、文献1に記載された、従来のOFDM受信装置1100(図示せず)に備えられるICI除去部1000の構成を表すブロック図である。なお、従来のOFDM受信装置1100において、ICI除去部1000を除く他の構成は一般的なので、その詳しい説明は省略する。従来のOFDM受信装置1100は、FFT(Fast Fourier Transform)部(図示せず)を用いて受信信号に対してFFT処理を実施した後、各サブキャリアに含まれるデータを抽出する。また、従来のOFDM受信装置1100は、ICI除去部1000を用いて、FFT処理された受信信号からICI成分を除去する。
以下では、従来のOFDM受信装置1100に備えられるICI除去部1000について、説明する。図56に示す通り、ICI除去部1000は、伝送路特性推定部1001と、仮等化部1002と、伝送路特性1次微分算出部1003と、乗算部1004と、減算部1005と、遅延器1011〜1013とを備える。
ここで、FFT処理された後の受信信号を、Y[p+1](Y[p+1]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)で表す。Y[p+1]は、遅延器1011と伝送路特性推定部1001とに入力される。遅延器1011は、1シンボルの遅延処理を行い、Y[p]を出力する。一方で、伝送路特性推定部1001は、Y[p+1]を用いて、Y[p+1]を構成する各サブキャリアの伝送路特性を推定して、H[p+1](H[p+1]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)を算出する。ここで、H[p+1]は、推定された伝送路特性値であり、送受信間に存在する伝送路を伝搬することによって生じるY[p+1]の振幅及び位相の歪みを表す値である。遅延器1012は、伝送路特性推定部1001からH[p+1]を入力されて、1シンボルの遅延処理を行い、H[p]を出力する。仮等化部1002は、遅延器1011から入力されたY[p]を、遅延器1012から入力されたH[p]で除算する仮等化処理を行うことよって、送信信号の仮推定値であるX〜[p](X〜[p]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)を算出する。なお、X〜[p]の標記は、記載都合上、図面中の標記と若干異なる。遅延器1013は、遅延器1012からH[p]を入力されて、1シンボルの遅延処理を行い、H[p−1]を出力する。
伝送路特性1次微分算出部1003は、伝送路特性推定部1001から入力されたH[p+1]と、遅延器1013から入力されたH[p−1]と、FFTサイズであるNと、Nにガードインターバル比をかけた値であるNgとを用いた式1に示す演算を行って、H[p]の1次微分であるH’[p](H’[p]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)を算出する。
つまり、伝送路特性1次微分算出部1003は、H[p]の1次微分H’[p]を算出するために、シンボル番号pの前後のシンボル番号に対応する伝送路特性値H[p−1]及びH[p+1]を用いる。乗算部1004は、仮等化部1002から入力されたX〜[p]と、伝送路特性1次微分算出部1003から入力されたH’[p]と、式3及び式4で示す固定係数行列(FFTリーク行列)Ξとを用いて、式2の右辺第二項に示されるICI成分を算出する。
減算部1005は、遅延器1011から入力されたY[p]から、乗算部1004から入力されたICI成分を減算する式2に示す演算を行うことによって、ICI成分が除去された受信信号であるベクトルY^[p](Y^[p]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)を算出する。なお、Y^[p]の標記は、記載都合上、図面中の標記と若干異なる。
以上に説明した文献1の技術は、Y[p]に含まれるICI成分(式2の右辺第二項)算出に用いられるシンボル番号pにおけるH’[p]を、シンボル番号pの前後のシンボル番号における伝送路特性値H[p−1]及びH[p+1]を用いて差分演算する点に特徴を有する(式1を参照)。
Low Complexity Inter−Carrier Interference Compensation for Mobile Reception of DVB−T[9thInternational OFDM−Workshop 2004,Dresden](P72〜76、Fig.4)
上記した文献1の従来技術は、以下に説明する課題を有する。既に説明したように、文献1の従来技術は、ICI除去対象Y[p]のシンボルの前後シンボルにおける伝送路特性値(H[p−1]及びH[p+1])の差分を用いて、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]を算出する(式1を参照)。つまり、文献1の従来技術では、(p+1)番目のシンボルから(p−1)番目のシンボルまでの時間間隔である2シンボル長(期間)を用いて、伝送路特性値Hの差分を算出してH[p]の1次微分H’[p]を求める。ここで、マルチパスフェージングによって生じる伝送路特性値Hの変動頻度は、受信装置の移動速度の増加によって大幅に増加する。このことから、2シンボル長という長い期間を用いて伝送路特性値Hの差分を算出してH’を求める文献1の従来技術では、サンプリング間隔が大きいために、H’の精度が劣化する。特に高速移動受信においては、H’の精度は、大幅に劣化する。このことによって、ICI成分(式2の右辺第二項)の精度が劣化するので、ICI成分の除去は不十分となる。この結果として、文献1の従来技術は、移動受信性能が低く、高速移動受信時には更に受信性能が低下するという課題を有する。
それ故に、本発明の目的は、移動受信性能の低下を抑制し、特に高速移動受信時の受信性能の低下を効果的に抑制することによって、安定した高速移動受信を可能とするOFDM受信装置を提供することである。
本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るOFDM信号を、伝送路を介して受信するOFDM受信装置に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のOFDM受信装置は、受信したOFDM信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のOFDM信号を生成する直交変換部と、伝送路を伝搬して生じた直交変換部が生成したOFDM信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のn(nは自然数)次微分をサブキャリア毎に算出する第1の伝送路特性推定部と、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値及びn次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、直交変換部が生成したOFDM信号から除去する干渉成分除去部とを備え、第1の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてn次微分を算出する。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、キャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分であるICI成分を除去する。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値の1次微分を算出する。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値の1次微分は、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2つを用いた差分演算によって算出される。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、直交変換部が生成したOFDM信号を、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで位相及び振幅歪みの一部を除去して、仮等化されたOFDM信号を算出する第1の等化部と、仮等化されたOFDM信号と、第1の伝送路特性推定部で算出されたn次微分とを用いて、ICI成分を生成するICI成分生成部と、直交変換部が生成したOFDM信号からICI成分を減算して、ICI成分が除去されたOFDM信号を算出する第1の減算部とを含む。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、ICI成分が除去されたOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する第2の伝送路特性推定部と、ICI成分が除去されたOFDM信号を、第2の伝送路特性推定部が算出した伝送路特性値で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の位相及び振幅歪みを除去する第2の等化部とを、更に含む。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、ICI成分が除去されたOFDM信号を、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の位相及び振幅歪みを除去する第2の等化部を、更に含む。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、ICI成分を生成するICI成分生成部と、直交変換部が生成したOFDM信号からICI成分生成部が生成したICI成分を減算して除去する減算部と、減算部の出力信号を、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで、減算部の出力信号の位相及び振幅歪みを除去する等化部とを含み、ICI成分生成部は、等化部の出力信号と第1の伝送路特性推定部で算出されたn次微分とを用いて、精度が向上したICI成分を生成する。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、固定係数行列Ξと、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値と、当該伝送路特性値のn次微分とから成る行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、逆行列演算部が算出した逆行列を用いて、直交変換部が生成したFDM信号からICI成分と位相及び振幅歪みとを除去する等化部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出するSP抽出部と、SP信号を生成するSP生成部と、SP抽出部が抽出したSP信号をSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値のn次微分を算出する減算部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出するSP抽出部と、SP信号を生成するSP生成部と、SP抽出部が抽出したSP信号をSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、SP信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のn次微分を算出する減算部と、減算部が算出した伝送路特性値のn次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出するSP抽出部と、SP信号を生成するSP生成部と、SP抽出部が抽出したSP信号をSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、SP信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のn次微分を算出する減算部と、減算部が算出した伝送路特性値のn次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH’算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H’算出部が算出したn次微分と減算部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH’算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H’算出部が算出したn次微分とキャリア補間部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH’算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H’算出部が算出したn次微分とキャリア補間部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出する第1のSP抽出部と、SP信号を生成する第1のSP生成部と、第1のSP抽出部が抽出したSP信号を第1のSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第1の除算部と、ICI成分が除去されたOFDM信号からSP信号を抽出する第2のSP抽出部と、SP信号を生成する第2のSP生成部と、第2のSP抽出部が抽出したSP信号を第2のSP生成部が生成したSP信号で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第2の除算部と、第1の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値の一部と、第2の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値のn次微分を算出する第2の減算部とを備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出する第1のSP抽出部と、SP信号を生成する第1のSP生成部と、第1のSP抽出部が抽出したSP信号を第1のSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第1の除算部と、ICI成分が除去されたOFDM信号からSP信号を抽出する第2のSP抽出部と、SP信号を生成する第2のSP生成部と、第2のSP抽出部が抽出したSP信号を第2のSP生成部が生成したSP信号で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第2の除算部と、第1の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値の一部と、第2の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、第1の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値の一部を第2の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値に置換えてシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、SP信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のn次微分を算出する第2の減算部と、第2の減算部が算出した伝送路特性値のn次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出する第1のSP抽出部と、SP信号を生成する第1のSP生成部と、第1のSP抽出部が抽出したSP信号を第1のSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第1の除算部と、ICI成分が除去されたOFDM信号からSP信号を抽出する第2のSP抽出部と、SP信号を生成する第2のSP生成部と、第2のSP抽出部が抽出したSP信号を第2のSP生成部が生成したSP信号で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第2の除算部と、第1の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値の一部を第2の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値に置換えてシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、SP信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のn次微分を算出する第2の減算部と、第2の減算部が算出した伝送路特性値のn次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が算出したOFDM信号の伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が算出したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH’算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H’算出部が算出したn次微分と減算部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH’算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H’算出部が算出したn次微分とキャリア補間部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH’算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H’算出部が算出したn次微分とキャリア補間部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るOFDM信号を、伝送路を介して受信するOFDM受信装置に用いられる集積回路にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の集積回路は、受信したOFDM信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のOFDM信号を生成する直交変換部と、伝送路を伝搬して生じた直交変換部が生成したOFDM信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のn(nは自然数)次微分をサブキャリア毎に算出する第1の伝送路特性推定部と、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値及びn次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、直交変換部が生成したOFDM信号から除去する干渉成分除去部とを備え、第1の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてn次微分を算出する。
また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るOFDM信号を、伝送路を介して受信するOFDM受信方法にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のOFDM受信方法は、受信したOFDM信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のOFDM信号を生成するステップと、伝送路を伝搬して生じた周波数領域のOFDM信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のn(nは自然数)次微分をサブキャリア毎に算出するステップと、算出されたサブキャリア毎の伝送路特性値及びn次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、周波数領域のOFDM信号から除去するステップとを有し、伝送路特性値及びn次微分を算出するステップにおいて、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてn次微分を算出する。
また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るOFDM信号を、伝送路を介して受信するコンピュータに実行させるためのプログラムにも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のプログラムは、受信したOFDM信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のOFDM信号を生成するステップと、伝送路を伝搬して生じた周波数領域のOFDM信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のn(nは自然数)次微分をサブキャリア毎に算出するステップと、算出されたサブキャリア毎の伝送路特性値及びn次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、周波数領域のOFDM信号から除去するステップとを有し、伝送路特性値及びn次微分を算出するステップにおいて、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてn次微分を算出する。
上記のように、本発明によれば、移動受信性能の低下を抑制し、特に高速移動受信時の受信性能の低下を効果的に抑制することができるので、安定した高速移動受信を可能とするOFDM受信装置を提供することができる。
図1は、第1の実施形態に係るキャリア間干渉(ICI)除去を行うOFDM受信装置100の構成例を示すブロック図である。
図2は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備える復調部11の構成例を示すブロック図である。
図3は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備えるICI除去・等化部31の構成例を示すブロック図である。
図4は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備えるICI成分生成部53の構成例を示す図である。
図5は、第1の伝送路特性推定部51の構成例を示すブロック図である。
図6は、ISDB−T方式における信号配置を示す図である。
図7は、補間部64の構成例を示す図である。
図8は、キャリア方向のみに補間を行う補間方法を示す図である。
図9は、補間部67の構成例を示す図である。
図10は、シンボル方向に補間した後にキャリア方向に補間を行う補間方法を示す図である。
図11は、シンボル内オーバーサンプリング部65が行うオーバーサンプリング処理について説明するための図である。
図12は、第2の伝送路特性推定部56の構成例を示すブロック図である。
図13は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100の効果について説明するための図である。
図14は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100の効果について説明するための図である。
図15は、ISDB−T方式で専ら用いられるパラメータを示す図である。
図16は、1シンボル間隔(Ts)の1/K(Kは、正の整数)の間隔でオーバーサンプリングする場合の図である。
図17は、第1の伝送路特性推定部51の他の構成を示す図である。
図18は、ICI除去・等化部32の構成示す図である。
図19は、ICI除去・等化部33の構成示す図である。
図20は、ICI除去・等化部34の構成示す図である。
図21は、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200の構成例を示すブロック図である。
図22は、復調部12の構成例を示すブロック図である。
図23は、ICI除去・等化部131の構成例を示すブロック図である。
図24は、第1の伝送路特性推定部151の構成例を示すブロック図である。
図25は、第1の伝送路特性推定部151の別の構成例を示すブロック図である。
図26は、第1の伝送路特性推定部153の構成例を示すブロック図である。
図27は、第3の実施形態に係るOFDM受信装置300の構成例を示すブロック図である。
図28は、復調部13の構成例を示すブロック図である。
図29は、ICI除去・等化部231の構成例を示すブロック図である。
図30は、第1の伝送路特性推定部251の構成例を示すブロック図である。
図31は、第1のH’算出部101の構成例を示すブロック図である。
図32は、第2のH’算出部102の構成例を示すブロック図である。
図33は、第1の伝送路特性推定部252の構成例を示すブロック図である。
図34は、第4の実施形態に係るOFDM受信装置400の構成例を示すブロック図である。
図35は、復調部14の構成例を示すブロック図である。
図36は、ICI除去・等化部331の構成例を示すブロック図である。
図37は、第1の伝送路特性推定部351の構成例を示すブロック図である。
図38は、第1のH’算出部111の構成例を示すブロック図である。
図39は、ICI除去・等化部331の別の構成例を示すブロック図である。
図40は、第5の実施形態に係るOFDM受信装置500の構成例を示すブロック図である。
図41は、復調部15の構成例を示すブロック図である。
図42は、ICI除去・等化部431の構成例を示すブロック図である。
図43は、伝送路特性推定部451の構成例を示すブロック図である。
図44は、伝送路特性推定部451に備えられる補間部67が行う補間処理について説明するための図である。
図45は、伝送路特性推定部451に備えられる補間部67が行う補間処理について説明するための図である。
図46は、伝送路特性推定部452の構成例を示すブロック図である。
図47は、伝送路特性推定部452の別の構成例を示すブロック図である。
図48は、伝送路特性推定部454の構成例を示すブロック図である。
図49は、伝送路特性推定部455の構成例を示すブロック図である。
図50は、伝送路特性推定部456の構成例を示すブロック図である。
図51は、伝送路特性推定部457の構成例を示すブロック図である。
図52は、伝送路特性推定部458の構成例を示すブロック図である。
図53は、伝送路特性推定部453の構成例を示すブロック図である。
図54は、ICI除去・等化部431−1の構成例を示すブロック図である。
図55は、ISI除去・等化部471の構成例を示すブロック図である。
図56は、文献1に記載された、従来のOFDM受信装置1100に備えられるICI除去部1000の構成を表すブロック図である。
符号の説明
1 アンテナ
2 チューナ
3 誤り訂正部
4 デコード部
5 表示部
11〜15 復調部
21 A/D変換部
22 直交復調部
23 直交変換部
24 シンボル同期部
31〜34、56、131、231、331、431 ICI除去・等化部
51、151、153、251、252、351、451〜453、453−1、454〜458、1001 伝送路特性推定部
52、55、57、59 等化部
53 ICI成分生成部
54、66、1005 減算部
58 逆行列演算部
61、461 SP生成部
62、71、72、462SP 抽出部
63、73、463 除算部
64、74、92、93、93−1、94 補間部
65、165 シンボル内オーバーサンプリング部
68、168 シンボル内オーバーサンプリング・減算部
91、1004 乗算部
101〜10i、111 第1〜第iのH’算出部
103、105 セレクタ
104、106 比較判定部
471 ISI除去・等化部
100、200、300、400、500 OFDM受信装置
1000 ICI除去部、
1002 仮等化部
1003 伝送路特性1次微分算出部
1011〜1013 遅延器
1100O FDM受信装置、
本発明は、伝送路特性値Hの1次微分H’の算出過程において、オーバーサンプリング処理を実施することによって当該1次微分H’の精度を高める点に、特に、特徴を有する。以下では、本発明の各実施形態の説明を行うに際して、一例として、日本の国内地上デジタル放送規格であるISDB−T方式を用いる。
(第1の実施形態)
図1は、第1の実施形態に係るキャリア間干渉(ICI)除去を行うOFDM受信装置100の構成例を示すブロック図である。図1に示す通り、OFDM受信装置100は、放送波を受信するアンテナ1と、アンテナ1で受信された放送波から所望の受信チャンネルの受信信号を選択するチューナ2と、チューナ2で選択された受信信号を復調する復調部11と、復調部11の出力信号に対して誤り訂正を行う誤り訂正部3と、誤り訂正部3で誤り訂正して得られたMPEG(Moving Picture Experts Group)−2等で圧縮された信号のデコードを行うデコード部4と、デコード部4でデコードされた映像・音声の出力を行う表示部5とを備える。
図2は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備える復調部11の構成例を示すブロック図である。図2に示す通り、復調部11は、アナログ・デジタル変換部(以下、A/D変換部という)21と、直交復調部22と、直交変換部23と、シンボル同期部24と、ICI除去・等化部31とを含む。A/D変換部21は、チューナ2(図1を参照)の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。直交復調部22は、A/D変換部21から出力されるデジタル信号を直交復調して、複素ベースバンド信号に変換する。シンボル同期部24は、直交復調部22から出力される複素ベースバンド信号を用いてOFDMシンボル区間の同期をとり、シンボル位置情報信号を生成する。直交変換部23は、シンボル同期部24が生成したシンボル位置情報信号を用いて、直交復調部22から出力される複素ベースバンド信号を直交変換する。なお、直交変換部23は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換等を用いて直交変換を行う。以下では、一例として、直交変換部23は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとして説明を行う。従って、一例として、以下では、直交変換部23をFFT部23と呼び、FFT部23は、直交復調部22から出力される複素ベースバンド信号を、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。ICI除去・等化部31は、FFT部23の出力信号に対して、ICI除去及び等化処理を行う。
図3は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備えるICI除去・等化部31の構成例を示すブロック図である。図3に示す通り、ICI除去・等化部31は、第1の伝送路特性推定部51と、第1の等化部52と、ICI成分生成部53と、減算部54と、第2の伝送路特性推定部56と、第2の等化部55とを有する。第1の伝送路特性推定部51は、FFT部23(図2を参照)によってフーリエ変換された信号Yを用いて、伝送路特性値Hと、伝送路特性値Hの1次微分H’とを算出する。ここで、伝送路特性値Hは、送受信間に存在する伝送路を伝搬することによって生じる受信信号Yの振幅及び位相の歪み(以下、伝搬歪みという)を表す値である。第1の等化部52は、FFT部23から入力された信号Yを、第1の伝送路特性推定部51から入力された伝送路特性値Hで除算することによって、信号Yに含まれる伝搬歪みを除去する。このことによって、第1の等化部52は、送信装置(図示せず)の送信信号Xの推定信号であるX〜を生成する。
図4は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備えるICI成分生成部53の構成例を示す図である。図4に示す通り、ICI成分生成部53は、乗算部91を持つ。乗算部91は、シンボル番号p(pは、整数である)のシンボルにおいて、推定信号であるX〜[p](括弧内は、シンボル番号を示す)と伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]と固定係数行列Ξとを用いて、式2の右辺第二項に示す演算を行うことによってICI成分を生成する。なお、従来技術において既に説明した通り、固定係数行列Ξは、式3及び式4で表される。
減算部54は、FFT部23から入力される信号Yから、ICI成分生成部53から入力されるICI成分を差し引く式2に示す演算を行う。このことによって、減算部54は、信号YからICI成分を除去した信号Y^を算出する。以上の処理によって、ICI成分は、除去される。
第2の伝送路特性推定部56は、減算部54から入力される信号Y^を用いて、伝送路特性値H1を算出する。第2の等化部55は、減算部54から入力される信号Y^を、第2の伝送路特性推定部56から入力される伝送路特性値H1で除算することによって、信号Y^に含まれる伝搬歪みを除去する。このことによって、第2の等化部55は、送信装置(図示せず)の送信信号Xを復調する。送信信号Xは、誤り訂正部3(図1を参照)へ出力される。なお、信号Y、伝送路特性値H、伝送路特性値Hの1次微分H’、信号X〜、信号Y^、伝送路特性値H1及び信号Xは、ベクトルで表される値である。
ここで、第1の実施形態のICI除去・等化部31の構成要素と、図56を用いて説明した従来のICI除去する構成要素との対応関係について、簡単に説明する。図3の第1の伝送路特性推定部51は、図56の伝送路特性推定部1001及び伝送路特性1次微分算出部1003に対応する。図3の第1の等化部52は、図56の仮等化部1002に対応する。図3のICI成分生成部53は、図39の乗算部1004に対応する。図3の減算部54は、図56の減算部1005に対応する。なお、図3の第2の伝送路特性推定部56及び第2の等化部55は、図56に示す構成の後段に配置される構成(図示せず)に対応する。
図5は、第1の伝送路特性推定部51の構成例を示すブロック図である。図5に示す通り、第1の伝送路特性推定部51は、SP生成部61と、SP抽出部62と、除算部63と、補間部64と、シンボル内オーバーサンプリング部65と、減算部66とを有する。
図6は、ISDB−T方式における信号配置を示す図である。図6に示す通り、ISDB−T方式では、送信側において、送信データを含むデータ信号の間に、パイロット信号であるSP(Scattered Pilot)信号が規則的に挿入されている。SP抽出部62は、フーリエ変換された信号Yに含まれるSP信号を抽出する。SP生成部61は、SP信号を生成する。除算部63は、SP抽出部62によって抽出されたSP信号を、SP生成部61によって生成されたSP信号で除算する。このことによって、除算部63は、信号YにおけるSP信号位置の伝送路特性値を算出する。補間部64は、除算部63で得られたSP信号位置の伝送路特性値を用いて補間処理を行うことによって、データ信号位置の伝送路特性値を算出する。このことによって、補間部64は、全ての信号位置に対応する伝送路特性値Hを算出する。補間部64で算出された伝送路特性値Hは、第1の等化部52(図3を参照)とシンボル内オーバーサンプリング部65とに入力される。
図7は、補間部64の構成例を示す図である。図8は、キャリア方向のみに補間を行う補間方法を示す図である。図7に示す通り、補間部64は、キャリア補間部93で構成される。図8に示すように、キャリア補間部93は、除算部63で得られたSP信号位置の伝送路特性値を用いてキャリア方向のみに補間を行うことによって、全てのデータ信号位置の伝送路特性値を算出し、伝送路特性値Hを算出する。この様にして、補間部64は、伝送路特性値Hを算出する。なお、図7に示す補間部64の代わりに、図9に示す補間部67を用いてもよい。図9に示す通り、補間部67は、シンボル補間部92とキャリア補間部93−1とで構成される。図10は、シンボル方向に補間した後にキャリア方向に補間を行う補間方法を示す図である。図10に示すように、シンボル補間部92は、除算部63で得られたSP信号位置の伝送路特性値を用いてシンボル方向に補間を行う。その後、キャリア補間部93−1は、シンボル方向の補間で得られた伝送路特性値を用いて、キャリア方向に補間を行う。このことによって、補間部67は、全てのデータ信号位置(サブキャリア位置)の伝送路特性値を算出し、伝送路特性値Hを算出する。なお、補間部64及び補間部67が行う補間は、直線補間でないことが好ましい。また、以上では、図8及び図10を用いて一般的な補間方法について説明したが、補間方法はこれらに限定されない。
図11は、シンボル内オーバーサンプリング部65(図5を参照)が行うオーバーサンプリング処理について説明するための図である。図11(a)は、シンボル(時間)方向に対する、伝送路特性値Hの変動を示す。図11(b)は、シンボル(時間)方向に対する、伝送路特性値Hのオーバーサンプリング間隔を示す。以下では、図11及び図8を参照して、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100の特徴的構成であるシンボル内オーバーサンプリング部65の動作について説明する。図8の白矢印で示す信号列(以下、対象信号列という)の中央のSP信号位置における伝送路特性値H[p](pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)の1次微分H’[p]を算出する場合を一例に挙げて、説明を行う。図11の黒丸で示すH[p−1]、H[p]及びH[p+1]は、それぞれ、図8に示す破線で囲んだ3つの信号位置のH[p−1]、H[p]及びH[p+1]に対応する。図11(a)に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング部65は、補間部64から入力される伝送路特性値Hに対してフィルタリングを行うことによって、伝送路特性値H(H[p−1]、H[p]及びH[p+1]等)を滑らかに補間する。このことによって、図11(a)及び(b)に示す通り、伝送路特性値Hは、シンボル方向に、1シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングされる。このことによって、シンボル内オーバーサンプリング部65は、図11の白丸で示す伝送路特性値H[p−1,1]、H[p−1,2]、H[p−1,3]、H[p,1]、H[p,2]及びH[p,3]を算出する。なお、図11では、一例として、シンボル内オーバーサンプリング部65は、1シンボル間隔の1/4のサンプリング間隔で、オーバーサンプリングしている。
減算部66は、シンボル内オーバーサンプリング部65から入力された伝送路特性値H[p−1,3]及びH[p,1]を用いて、式5に示す演算を行う。このことによって、減算部66は、対象とした信号位置(図8の対象信号列の中央のSP信号位置を参照)における伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]を算出する。そして、既に説明した通り、算出されたH’[p]は、ICI成分生成部53に入力される(図3を参照)。
ここで、第2の伝送路特性推定部56の構成について簡単に説明する。図12は、第2の伝送路特性推定部56の構成例を示すブロック図である。図12に示す通り、第2の伝送路特性推定部56は、SP生成部71と、SP抽出部72と、除算部73と、補間部74とを有する。第2の伝送路特性推定部56のSP生成部71、SP抽出部72、除算部73及び補間部74の動作は、それぞれ、第1の伝送路特性推定部51のSP生成部61、SP抽出部62、除算部63及び補間部64の動作と同様なので、その説明は省略する。
以下では、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100による効果について、図13及び図14を参照して説明する。図13は、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]を算出する差分演算(式1及び式5を参照)を微分フィルタ処理とみなした場合の、当該差分演算を行う微分フィルタの周波数特性を表す。図13において、横軸はドップラー効果によってシフトした周波数量を示すドップラー周波数を表し、縦軸は微分フィルタのゲインを表す。また、OFDM信号の1シンボル長(期間)をTsと表す。この場合、従来のICI除去部1000(図56を参照)が行う式1に示す差分演算は、2シンボル間隔の伝送路特性値の差分演算である(式1を参照)。このため、従来のICI除去部1000の行う微分フィルタ特性は、図13において、2Ts間差分と標記する。また、第1の実施形態の一例として説明した、1シンボル間隔の1/4間隔でオーバーサンプリングした場合(図11を参照)の微分フィルタ特性を、Ts/2間差分と標記する。また、1シンボル間隔の1/2間隔でオーバーサンプリングした場合の微分フィルタ特性をTs間差分と標記し、1シンボル間隔の1/8間隔でオーバーサンプリングした場合の微分フィルタ特性をTs/4間差分と標記する。また、図13には、理想的な微分フィルタの周波数特性を記載している。また、シンボル周波数は約880Hzである。
図13から解るように、従来技術の2Ts間差分の微分フィルタ特性は、ドップラー周波数が0〜100Hzまでは理想的な微分フィルタ特性とほぼ一致する一方で、ドップラー周波数が100Hzを超えると次第に理想的な微分フィルタ特性から離れる。つまり、従来技術の2Ts間差分では、ドップラー周波数が100Hzを超えると正しく微分近似できなくなり、伝送路特性値Hの1次微分H’の精度は劣化する。加えて、受信装置の移動速度が向上すると大きなドップラー周波数が存在することとなるため、移動速度が向上するにつれて、更に伝送路特性値Hの1次微分H’の精度は劣化する。
これに対して、図13から解るように、第1の実施形態で説明したTs/2間差分(図11及び式5を参照)の微分フィルタ特性は、従来技術の2Ts間差分の微分フィルタ特性よりも、大幅に理想的な微分フィルタ特性に近づく。この様に、オーバーサンプリング時のサンプリング数を多くする(サンプリング間隔を短くする)につれて、図13に示すように、より高いドップラー高周波数においても、理想的な微分フィルタ特性に近い微分フィルタ特性を得ることができる。このことによって、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、より高いドップラー周波数が存在する高速受信時においても、伝送路特性値Hの1次微分H’を高精度に算出できる。
図14は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と従来のICI除去部1000を備えるOFDM受信装置1100とを用いて行った移動受信性能のシミュレーション検証結果である。なお、伝送フォーマットは、ISDB−T方式で専ら用いられる図15に示すパラメータである。また、図15に示す通り、伝送路モデルは、簡単のため、静止(static)した直接波と、遅延時間5μsの遅延波(直接波に対する電力比=−10dB)にfD(Hz)のドップラーシフトを施した波とを加えたものである。また、横軸はドップラー周波数fD(Hz)を表し、縦軸は誤り訂正前の復調後ビット誤り率を表す。また、復調後ビット誤り率が1×10−2以下のときには、誤り訂正の効果によって、視聴の際に画像又は音声の乱れが認識されないものとする。復調後ビット誤り率が1×10−2以下を実現するfDの最大値(限界fDという)を用いて評価すると、図14から解るように、従来例(2Ts間差分)では限界fDが250Hz弱であるのに対し、本発明(Ts/2間差分)では限界fDが300Hz弱となる。この様に、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、従来のICI除去部1000を備えるOFDM受信装置1100よりも、移動受信限界速度が向上し、移動受信性能が向上する。
以上に説明した通り、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、シンボル内でオーバーサンプリングし伝送路特性値を取得して、当該取得した伝送路特性値を用いて、当該取得した伝送路特性値の1次微分H’を算出する。このことによって、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、高速移動受信時において、従来のOFDM受信装置1100よりも精度良く伝送路特性値Hの1次微分H’を算出できるので、ICI成分を精度良く算出できる。この結果として、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、従来のOFDM受信装置1100よりも、効果的なICI除去ができるので、安定した高速移動受信を実現できる。
なお、以上では、1シンボル間隔(Ts)の1/4間隔でオーバーサンプリングを行い、Ts/2間差分を用いて微分近似する場合の説明を行った(図11及び式5を参照)。しかし、オーバーサンプリングの間隔はこれに限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/K(Kは、正の整数)の間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合には、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、以上では、伝送路特性値Hの1次微分H’の算出処理において、伝送路特性値Hをオーバーサンプリングした後に、減算部66で差分演算を行う構成とした。しかし、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とは、一括で行ってもよい。オーバーサンプリング処理及び差分演算処理はいずれもフィルタによって実現でき、両フィルタはカスケード接続されるので、当該両フィルタを1つのフィルタにまとめることができるからである。この場合には、図5の第1の伝送路特性推定部51は、例えば図17に示す構成になり、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66の代わりに、シンボル内オーバーサンプリング・減算部68を備えることとなる。このことによって、回路規模を削減できる。
また、以上では、伝送路特性値Hの1次微分H’を算出する微分近似に、2点の伝送路特性値の差分を用いているが、これには限られず、微分処理であればよい。例えば、式7に示すように4点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、4点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。
また、この場合にも、図17を用いて説明した、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。
また、図3に示すICI除去・等化部31の構成を、例えば、図18に示すICI除去・等化部32の構成に置換えてもよい。この場合には、図18に示す通り、ICI除去・等化部32は、図3の第2の伝送路特性推定部56を省略し、第2の等化部55が、伝送路特性値H1の代わりに、第1の伝送路特性推定部51から入力される伝送路特性値Hを用いて等化処理を行う構成となる。このことによって、回路規模を縮小できる。
更には、図18に示すICI除去・等化部32の構成を、例えば、図19に示すICI除去・等化部33の構成に置換えてもよい。この場合、図19に示す通り、ICI除去・等化部33は、図18の第1の等化部52及び第2の等化部55の代わりに、等化部57を備える。まず、等化部57は、減算部54を通過して入力されるICI成分を含む信号Yと、第1の伝送路特性推定部51から入力される伝送路特性値Hとを用いて、図18の第1の等化部52と同様に、送信装置(図示せず)の送信信号Xの推定信号であるX〜を生成する。ICI成分生成部53は、生成されたX〜と、第1の伝送路特性推定部51から入力される伝送路特性値Hの1次微分H’とを用いて、ICI成分を算出する。減算部54は、既に入力された信号Yを蓄積しており、蓄積していた信号YからICI成分を除去して、信号Y^を算出する。次に、等化部57は、減算部54でICI成分を除去された信号Y^と、第1の伝送路特性推定部51から既に入力されている伝送路特性値Hとを用いて、図17の第2の等化部55と同様に、信号Y^に含まれる伝搬歪みを除去して送信装置の送信信号Xを算出する。等化部57で算出された信号Xは、再び、ICI成分生成部53に入力され、ICI成分算出に用いられる。この様に、シンボル期間内でフィードバック処理を所望回数繰り返すことによって、ICI除去・等化部33は、回路規模を縮小しつつ、ICI成分の除去精度を更に向上させることができる。
また、等化処理によって得られる信号X〜を用いず、式8及び式9に示す逆行列Ψを用いてICI除去及び等化処理を行って、直接的に送信信号Xを算出する図20に示すICI除去・等化部34の構成としてもよい。
ここで、式8及び式9の求め方を説明する。まず、式2において、仮等化(図3の第1の等化部52の処理)を実施しないのでX〜[p]をX[p]と標記し、また、ICI除去後のY^[p]をdiag(H[p])X[p]に置き換える。このことによって、式10が得られる。
式10において、右辺第二項を左辺に移項し、X[p]でまとめると、式11が得られる。
この括弧でまとめられた成分の逆行列を、式8に示すようにΨとし、当該Ψを式11の両辺に左からかけることで、式9が求まる。図20に示す通り、ICI除去・等化部34は、第1の伝送路特性推定部51と、逆行列演算部58と、等化部59とを備える。第1の伝送路特性推定部51は、図3の第1の伝送路特性推定部51と同じ構成要素である。逆行列演算部58は、第1の伝送路特性推定部51から入力された伝送路特性値H[p]及び1次微分H’[p]と、式3に示す固定係数行列Ξとを用いて、式8のΨを算出する。等化部59は、逆行列演算部58から入力されたΨを信号Yにかけることによって、ICI成分除去及び等化処理を一括して行い、送信信号Xを算出する。
(第2の実施形態)
第2の実施形態は、第1の実施形態に対して、除算部の出力信号(SP信号位置の伝送路特性値)を用いてオーバーサンプリング処理を行う点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。
図21は、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200の構成例を示すブロック図である。第2の実施形態のOFDM受信装置200は、第1の実施形態のOFDM受信装置100(図1を参照)に対して、復調部11を復調部12に置換えた構成である。図22は、復調部12の構成例を示すブロック図である。復調部12は、第1の実施形態の復調部11(図2を参照)に対して、ICI除去・等化部31をICI除去・等化部131に置換えた構成である。図23は、ICI除去・等化部131の構成例を示すブロック図である。ICI除去・等化部131は、第1の実施形態のICI除去・等化部31に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部151に置換えた構成である。図24は、第1の伝送路特性推定部151の構成例を示すブロック図である。第1の伝送路特性推定部151は、第1の実施形態の第1の伝送路特性推定部51(図5を参照)に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65をシンボル内オーバーサンプリング部165に置換え、キャリア補間部94を追加した構成である。なお、第1の実施形態で説明した通り、補間部64は、補間部67(図10を参照)に置換えられてもよい。また、図21〜図24において、図1〜図3及び図5に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。
図24に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング部165は、除算部63から入力されるSP位置の伝送路特性値に対してフィルタ処理を行うことによって、SP位置の伝送路特性値を滑らかに補間する。このことによって、伝送路特性値は、シンボル方向に、1シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングされる。このことによって、シンボル内オーバーサンプリング部165は、シンボル(時間)方向に整列する信号列の内のSP信号が挿入された信号列について(図6の白矢印で示した信号列を参照)、1シンボル間隔よりも短い間隔毎に伝送路特性値を得ることができる。以下では、一例として、シンボル内オーバーサンプリング部165が、1シンボル間隔の1/4間隔でオーバーサンプリングした場合を、説明する(図11を参照)。この場合、減算部66は、式5に示した差分演算を行うことによって、シンボル(時間)方向に整列する信号列の内のSP信号が挿入された信号列について、伝送路特性値の1次微分を算出する。キャリア補間部94は、減算部66から入力される1次微分の値を用いて、キャリア(周波数)方向に補間処理を行うことによって、全ての信号(図6を参照)位置の伝送路特性値Hの1次微分H’を算出する。
以上に説明した構成によって、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と同様の効果を得ることができる。更に、第1の伝送路特性推定部151に補間部64の代わりに補間部67(図10を参照)を用いる場合には、シンボル補間部92及びシンボル内オーバーサンプリング部165におけるシンボル方向のフィルタ処理に用いられるシンボル遅延メモリを共通化することができる。加えて、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と同様にオーバーサンプリングを行いシンボル内のサンプル点を用いて差分演算するので、図56の従来技術のようにシンボル遅延器を必要としない。これらのことから、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100よりも回路規模を削減できる。
なお、第2の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は1/4間隔には限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/Kの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、第1の実施形態において図17を用いて説明した通り、シンボル内オーバーサンプリング部165と減算部66とをまとめて、図25に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング・減算部168としてもよい。
また、第2の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、伝送路特性値Hの1次微分H’を算出する微分近似は、2点の伝送路特性値の差分を用いるものには限られない。例えば、式7に示すように4点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、4点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。また、この場合にも、図25を用いて説明した、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。
また、図26に示すように、補間部64(図7を参照)は、除算部63の出力信号を入力されず、シンボル内オーバーサンプリング部165から、図6の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力されてもよい。この場合、補間部64は、入力された伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Hを算出する。このような構成とすることによって、図26に示す第1の伝送路特性推定部153は、シンボル補間部92及びキャリア補間部93−1から成る補間部67(図9を参照)を備えることなく、高精度の伝送路特性値Hを算出することができる。
また、第2の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図23に示したICI除去・等化部131には限定されない。例えば、第2の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図18〜図20に示した第1の実施形態のICI除去・等化部32、33及び34に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部151又は153(図24〜図26を参照)に置換えた構成としてもよい。
(第3の実施形態)
第3の実施形態は、第1の実施形態に対して、速度情報に応じて、ICI成分生成に用いる伝送路特性値Hの1次微分H’を切替える点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。
図27は、第3の実施形態に係るOFDM受信装置300の構成例を示すブロック図である。第3の実施形態のOFDM受信装置300は、第1の実施形態のOFDM受信装置100(図1を参照)に対して、復調部11を復調部13に置換えた構成である。図28は、復調部13の構成例を示すブロック図である。復調部13は、第1の実施形態の復調部11(図2を参照)に対して、ICI除去・等化部31をICI除去・等化部231に置換えた構成である。図29は、ICI除去・等化部231の構成例を示すブロック図である。ICI除去・等化部231は、第1の実施形態のICI除去・等化部31に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部251に置換えた構成である。図30は、第1の伝送路特性推定部251の構成例を示すブロック図である。第1の伝送路特性推定部251は、第1の実施形態の第1の伝送路特性推定部51(図5を参照)に対して、第2のH’算出部102とセレクタ103と比較判定部104とを追加し、また、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66をまとめて第1のH’算出部101(図31を参照)とした構成である。なお、第1の実施形態で説明した通り、補間部64は、補間部67(図10を参照)に置換えられてもよい。また、図27〜図30において、図1〜図3及び図5に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。
図30に示す通り、補間部64から出力される伝送路特性値Hは、第1の伝送路特性推定部251の外部(第1の等化部52)と、第1のH’算出部101と、第2のH’算出部102とに入力される。第1のH’算出部101は、第1の実施形態で説明した通りに、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66を用いて、オーバーサンプリング処理によって求められるH’を算出する。第2のH’算出部102は、文献1の技術(図56を参照)と同様に、式1を用いて伝送路特性値Hの1次微分H’を算出する。つまり、第2のH’算出部102は、オーバーサンプリング処理は実施せず、2シンボル間隔の差分演算を用いてH’を算出する。図32は、第2のH’算出部102の構成例を示すブロック図である。図32に示す通り、第2のH’算出部102は、減算部81と遅延部82とを含む。遅延部82は、補間部64から入力された伝送路特性値H[p+1]に対して、2シンボルの遅延処理を施し、H[p−1]を出力する。減算部81は、補間部64から入力されたH[p+1]と遅延部82から入力されたH[p−1]とを用いて、式1に示す演算処理を行うことによって、H’[p]を算出する。この様にして、第2のH’算出部102は、2シンボル間隔の差分演算によって求められるH’を算出する。なお、第2のH’算出部102は、2シンボル間隔以上の差分演算を用いてH’を算出してもよい。
比較判定部104は、OFDM受信装置300の外部から、OFDM受信装置300の移動速度を示す速度情報を入力される。比較判定部104は、入力された速度情報が示す移動速度と所定の閾値とを比較して、当該移動速度が当該所定の閾値よりも高いのか低いのかを判定し、判定結果を出力する。
セレクタ103は、第1のH’算出部101が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるH’と、第2のH’算出部102が算出した2シンボル間隔の差分演算によって求められるH’と、比較判定部104が判定した判定結果とを入力される。セレクタ103は、比較判定部104の判定結果が「低い」である場合は、第2のH’算出部102が算出した2シンボル間隔の差分演算によって求められるH’を、ICI成分生成部53(図29を参照)に出力する。一方、セレクタ103は、比較判定部104の判定結果が「高い」である場合は、第1のH’算出部101が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるH’を、ICI成分生成部53に出力する。つまり、セレクタ103は、OFDM受信装置300が高速移動している場合にはオーバーサンプリング処理によって求められるH’を出力し、OFDM受信装置300が低速移動している場合には2シンボル間隔の差分演算(従来技術)によって求められるH’を出力する。
ICI成分生成部53は、セレクタ103から入力される、オーバーサンプリング処理によって求められるH’、又は、2シンボル間隔の差分演算によって求められるH’を用いて、ICI成分を生成する。
ここで、ICI成分生成部53に入力されるH’を、移動速度に応じて切替える必要性について、図13を再び参照して説明する。図13に示す通り、移動速度が低いためにドップラー周波数が低い領域(fD=0〜100Hz)において、従来技術の差分演算(2Ts間差分)方法は、理想的な微分に十分近い精度を得ることができる。更に、従来技術の差分演算(2Ts間差分)方法は、オーバーサンプリングを行わないのでオーバーサンプリングに伴うフィルタ処理によって生じる補間誤差が無く、また、高い周波数帯域においてゲインを抑制するフィルタ特性によって、ノイズ帯域が狭い。このことによって、移動速度が低い(ドップラー周波数が低い)場合は、ノイズ耐性の観点から、2シンボル間隔の差分演算(2Ts間差分)によって求められるH’を用いてICI成分を除去することが好ましい。一方で、移動速度が高い(ドップラー周波数が高い)場合は、第1の実施形態で説明したように、2シンボル間隔の差分演算(2Ts間差分)によって求められるH’の精度は、極端に低下する。このことから、移動速度が高い場合は、オーバーサンプリング処理によって求められるH’を用いてICI成分を除去することが好ましい。
以上に説明した構成とすることによって、第3の実施形態に係るOFDM受信装置300は、移動速度に応じて、伝送路特性値Hの1次微分H’の算出方法を切替えることができる。このことによって、第3の実施形態に係るOFDM受信装置300は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と同様の効果を得つつ、更に、低速移動時のノイズによる影響を抑制できる。
なお、第3の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は1/4間隔には限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/Kの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、第3の実施形態では、第2のH’算出部102における伝送路特性値Hの1次微分H’の算出方法を、式1を用いる2Ts差分の演算として説明した。しかし、第2のH’算出部102のH’生成方法は、2Tsよりも大きな差分演算でもよく、例えば、式12を用いる4Ts間差分の演算でもよい。
また、第3の実施形態では、2種類のH’を切替えて出力する第1の伝送路特性推定部251(図30を参照)について、説明した。しかし、図33に示す第1の伝送路特性推定部252のように、第1のH’演算部101〜第iのH’演算部10i(iは3以上の整数)を用いて3種類以上のH’を生成し、セレクタ105を用いて当該3種類以上のH’を切替えて出力する構成としてもよい。この場合、比較判定部106は、第1〜第(i−1)の閾値を用いて移動速度を複数段階に判定する。そして、セレクタ105は、比較判定部106の判定結果に従って、3種類以上のH’を切替えて出力する。
また、第3の実施形態では、複数のH’算出部を設けることによって、複数種類のH’を算出した。しかし、例えば、比較判定部104、106の判定結果に応じて、H’を算出するための微分間隔(2Ts、Ts/2、Ts/4等)を切替えるH’算出部を1つ設けることによって、複数種類のH’を算出してもよい。この場合には、セレクタ103、106を省略することができる。
また、第3の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図29に示したICI除去・等化部231には限定されない。例えば、第3の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図18〜図20に示した第1の実施形態のICI除去・等化部32、33及び34に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部251又は252(図30及び図33を参照)に置換えた構成としてもよい。
(第4の実施形態)
第4の実施形態は、第2の実施形態の特徴と第3の実施形態の特徴とを組み合わせたものである。以下、詳しく説明する。
図34は、第4の実施形態に係るOFDM受信装置400の構成例を示すブロック図である。第4の実施形態のOFDM受信装置400は、第3の実施形態のOFDM受信装置300(図27を参照)に対して、復調部13を復調部14に置換えた構成である。図35は、復調部14の構成例を示すブロック図である。復調部14は、第3の実施形態の復調部13(図28を参照)に対して、ICI除去・等化部231をICI除去・等化部331に置換えた構成である。図36は、ICI除去・等化部331の構成例を示すブロック図である。ICI除去・等化部331は、第3の実施形態のICI除去・等化部231(図29を参照)に対して、第1の伝送路特性推定部251を第1の伝送路特性推定部351に置換えた構成である。図37は、第1の伝送路特性推定部351の構成例を示すブロック図である。第1の伝送路特性推定部351は、第3の実施形態の第1の伝送路特性推定部251(図30を参照)に対して、第1のH’算出部101を第1のH’算出部111に置換え、また、除算部63の出力信号を第1のH’算出部111に入力する構成である。なお、第1の実施形態で説明した通り、補間部64は、補間部67(図9を参照)に置換えられてもよい。また、図34〜図37において、図27〜図30に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。
図37に示す通り、第1のH’算出部111は、SP信号位置の伝送路特性値を除算部63から入力され、オーバーサンプリング処理等を行うことによってSP信号位置及びデータ信号位置の伝送路特性値Hの1次微分H’を算出してセレクタ103に出力する。図38は、第1のH’算出部111の構成例を示すブロック図である。図38に示す通り、第1のH’算出部111は、シンボル内オーバーサンプリング部165と、減算部66と、キャリア補間部94とで構成される。なお、第1のH’算出部111を構成する、シンボル内オーバーサンプリング部165、減算部66及びキャリア補間部94は、それぞれ、図24に示す第2の実施形態の第1の伝送路特性推定部151を構成するシンボル内オーバーサンプリング部165、減算部66及びキャリア補間部94と同様であり、同様の動作を行う。
セレクタ103は、第3の実施形態で説明したように、比較判定部104の判定結果に応じて、第1のH’算出部111が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるH’と、第2のH’算出部102が算出した2シンボル間隔の差分演算によって求められるH’の内の一方をICI成分生成部53(図36を参照)に出力する。
以上に説明した構成とすることによって、第4の実施形態に係るOFDM受信装置400は、第3の実施形態に係るOFDM受信装置300と同様に、移動速度に応じて、伝送路特性値Hの1次微分H’の算出方法を切替えることができる。このことによって、第4の実施形態に係るOFDM受信装置400は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と同様の効果を得つつ、更に、低速移動時のノイズによる影響を抑制できる。また、第4の実施形態に係るOFDM受信装置400は、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200と同様に、第1の伝送路特性推定部351に補間部64の代わりに補間部67(図10を参照)を用いる場合には、シンボル補間部92及びシンボル内オーバーサンプリング部165(図38を参照)におけるシンボル方向のフィルタ処理に用いられるシンボル遅延メモリを共通化することができる。
なお、第4の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は1/4間隔には限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/Kの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、第1の実施形態において図17を用いて説明した通りに、第3の実施形態においてシンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66と(図31を参照)をまとめ、又、第4の実施形態においてシンボル内オーバーサンプリング部165と減算部66と(図38を参照)をまとめて、それぞれ、シンボル内オーバーサンプリング・減算部としてもよい。
また、第3及び第4の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、伝送路特性値Hの1次微分H’を算出する微分近似は、2点の伝送路特性値の差分を用いるものには限られない。例えば、式7に示すように4点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、4点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。また、この場合にも、上記したように、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。
また、第4の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図36に示したICI除去・等化部331には限定されない。例えば、第4の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図18〜図20に示した第1の実施形態のICI除去・等化部32、33及び34に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部351(図37及び以下に説明する図39を参照)に置換えた構成としてもよい。
また、図39に示すように、補間部64(図7を参照)は、除算部63の出力信号を入力されず、シンボル内オーバーサンプリング部165(図38を参照)から、図6の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力されてもよい。この場合、補間部64は、入力された伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Hを算出する。このような構成とすることによって、図39に示す第1の伝送路特性推定部351は、シンボル補間部92及びキャリア補間部93−1から成る補間部67(図9を参照)を備えることなく、高精度の伝送路特性値Hを算出することができる。
また、第4の実施形態においても、第3の実施形態で図33を用いて説明した構成と様に、3つ以上のH’演算部を用いて3種類以上のH’を生成し、比較判定部の判定結果に従って、セレクタが3種類以上のH’を切替えて出力する構成としてもよい。
また、第4の実施形態において、比較判定部の判定結果に応じて、H’を算出するための微分間隔(2Ts、Ts/2、Ts/4等)を切替えるH’算出部を1つ設けることによって、複数種類のH’を算出してもよい。この場合には、H’算出部は、補間部64の出力信号を入力されず、除算部63の出力信号のみを入力される。また、この場合には、セレクタ103を省略することができる。
また、第3及び第4の実施形態において、比較判定部104、106に入力される速度情報は、移動体の移動速度を示すものであればよく、例えば、車速パルス信号、GPS(Global Positioning System)等から得られる速度情報である。また、第3及び第4の実施形態において、OFDM受信装置300、400は、受信信号を用いてドップラー周波数の広がり幅を測定し、当該広がり幅を用いて速度情報を算出してもよい。この場合には、速度情報は、受信装置の移動によって生じるICI成分のみならず、送信装置の移動、伝送路に存在する反射物の移動等によって生じるICI成分をも示す情報となる。
また、第3及び第4の実施形態では、速度情報に基づいて、複数の方法で複数種類のH’を算出して適切なH’を選択することによって、ICI成分の除去及び等化処理を行った。しかし、複数種類のH’毎に、ICI成分除去及び等化処理を行う構成を並列に設けて、ICI成分除去・等化処理後の各信号の内、最適な信号を選択してもよい。
また、文献1では、伝送路特性値をテーラー展開で表し、かつ、1次微分の項で展開を打ち切って近似している(文献1の式10を参照)。第1〜第4の実施形態においても、同様に、1次微分の項で展開を打ち切って近似するものとして説明を行った。しかし、テーラー展開における2次微分の項、3次微分の項、更にはそれ以上の次数の微分の項を用いて近似することによって、伝送路特性を推定してもよい。この場合、1次微分の項だけでなく、2次以上の任意次数の微分の項を算出するに際しても、1シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングした伝送路特性値Hを適用してもよい。更には、全ての次数の微分の項を算出するに際して、1シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングした伝送路特性値Hを適用してもよい。
(第5の実施形態)
第5の実施形態は、第1〜第4の実施形態に対して、ICI成分が除去された信号Y^を、伝送路特性値H及び伝送路特性値Hの1次微分H’を算出する伝送路特性推定部にフィードバックすることによって、ICI成分の精度を向上させる点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。
図40は、第5の実施形態に係るOFDM受信装置500の構成例を示すブロック図である。第5の実施形態のOFDM受信装置500は、第1の実施形態のOFDM受信装置100(図1を参照)に対して、復調部11を復調部15に置換えた構成である。図41は、復調部15の構成例を示すブロック図である。復調部15は、第1の実施形態の復調部11(図2を参照)に対して、ICI除去・等化部31をICI除去・等化部431に置換えた構成である。図42は、ICI除去・等化部431の構成例を示すブロック図である。ICI除去・等化部431は、第1の実施形態で図18を用いて説明したICI除去・等化部32に対して、第1の伝送路特性推定部51を伝送路特性推定部451に置換え、伝送路特性推定部451に減算部54の出力信号(ICI成分が除去された信号Y^)をフィードバックさせる構成である。図43は、伝送路特性推定部451の構成例を示すブロック図である。伝送路特性推定部451は、第1の実施形態の第1の伝送路特性推定部51(図5を参照)に対して、補間部64(図7を参照)を補間部67(図9を参照)に置換え、また、除算部463、SP抽出部462及びSP生成部461を追加した構成である。なお、図40〜図43において、図1、図2、図18及び図5に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。
図44及び図45は、伝送路特性推定部451に備えられる補間部67が行う補間処理について説明するための図である。図44及び図45において、黒丸はSP信号を示し、白丸はデータ信号を示し、斜線の丸はICI成分除去後の伝送路特性値に対応するSP信号を示す。また、SP1〜SP6は、SP信号を示す。また、HSP3〜HSP6は、それぞれ、SP3〜SP6の位置のICI成分除去後の伝送路特性値を示す。以下では、図10を用いて説明したシンボル方向及びキャリア方向に補間を行う補間処理を一例に挙げて、図42〜図45を用いて説明する。
図42に示す通り、減算部54から出力されたICI成分除去後の信号Y^は、第2の等化部55と伝送路特性推定部451とに入力される。図43に示す通り、伝送路特性推定部451において、SP抽出部462は、ICI成分除去後の信号Y^を入力され、当該信号Y^からSP信号を抽出する。ここで、ICI成分除去後の信号Y^から抽出されたSP信号は、ICI成分が除去されているので、以下では、ICI除去後SP信号という。SP生成部461は、SP生成部61と同様に、SP信号を生成する。除算部463は、ICI除去後SP信号をSP生成部461が生成したSP信号で除算することによって、ICI除去後SP信号位置の伝送路特性値を算出する。補間部67は、除算部63から入力されたSP信号位置の伝送路特性値の一部を、ICI除去後SP信号位置の伝送路特性値に置換えた後に、補間処理を行って全ての信号位置の伝送路特性値Hを算出する。
以下に、シンボル補間部92とキャリア補間部93−1とを備える補間部67(図9を参照)が行う補間処理について、図44及び図45に白矢印で示すシンボル方向に整列する信号列Kを一例に挙げて、詳しく説明する。まず、図44において、信号列Kを構成する信号の内、シンボルp(pは整数)に属するデータ信号d1の位置の伝送路特性値Hd1が補間対象である場合を考える。ここで、補間対象の伝送路特性値Hd1に対応するデータ信号d1よりも過去に、除算部63から補間部67に入力されたSP信号は、SP4〜SP6である。この過去に入力されたSP4〜SP6位置の伝送路特性値は、それぞれ、シンボル補間部92によって、既にICI成分除去後の伝送路特性値HSP4〜HSP6に置換えられている。シンボル補間部92は、SP4〜SP6位置のICI成分除去後の伝送路特性値HSP4〜HSP6と、SP1〜SP3位置のICI成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。このことによって、シンボル補間部92は、補間対象の伝送路特性値Hd1を算出する。なお、説明の都合上、シンボル補間部92は、6つの伝送路特性値を用いて補間処理を行うこととした。しかし、シンボル補間部92が補間処理に用いる伝送路特性値の数量は、これには限られない。次に、同様にして、データ信号d2の位置の伝送路特性値Hd2が、算出される。
次に、図45を用いて、データ信号d3の位置の伝送路特性値Hd3が補間対象となる場合について説明する。図45に示す通り、シンボル補間部92は、補間対象の伝送路特性値Hd3に対応するデータ信号d3よりも過去に、除算部63から補間部67に入力されたSP3の位置の伝送路特性値を、ICI成分除去後の伝送路特性値HSP3に置換える。その後、シンボル補間部92は、同様に、ICI成分除去後の伝送路特性値HSP3等と、ICI成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。このことによって、シンボル補間部92は、補間対象の伝送路特性値Hd3を算出する。
以上の処理を繰り返すことによって、シンボル補間部92は、信号列Kについての伝送路特性値の全てを算出する。また、同様にして、シンボル補間部92は、シンボル方向に整列する信号列であって、SP信号を含む信号列の全てについて、シンボル方向の補間処理を行う。その後、キャリア補間部93−1は、キャリア方向の補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Hを算出する。
以上に説明した通り、第5の実施形態に係るOFDM受信装置500は、ICI成分除去後の信号Y^のSP信号位置の伝送路特性値を抽出して、ICI成分算出に用いるSP信号位置の伝送路特性値の一部と置換える。このことによって、第5の実施形態に係るOFDM受信装置500が備える伝送路特性推定部451は、伝送路特性値H及び伝送路特性値Hの1次微分H’を、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備える第1の伝送路特性推定部51(図5を参照)よりも高精度に算出できる。この結果として、OFDM受信装置500は、ICI除去・等化部32(図18を参照)を備えるOFDM受信装置100と比べて、更に高精度のICI成分を算出できるので、更に高精度のICI成分除去ができる。加えて、OFDM受信装置500は、第2の等化部55が高精度の伝送路特性値Hを用いて等化処理を行うので、ICI除去・等化部32を備えるOFDM受信装置100よりも、更に高精度の等化処理ができる。この結果として、OFDM受信装置500は、ICI除去・等化部32を備えるOFDM受信装置100よりも、更に高い移動受信性能を実現できる。
なお、第5の実施形態では、ICI成分除去処理における処理遅延を理想的なものとして説明した。しかし、例えば、補間部67が補間を実施し、ICI成分除去が実行され、補間部67がICI成分除去後の信号Y^のSP信号位置の伝送路特性値を置換えるフィードバック処理に要する処理遅延が、3シンボルである場合を考える(図42を参照)。この場合には、図44に示すデータd1位置の伝送路特性値Hd1の補間処理時において、SP4位置の伝送路特性値を、ICI成分除去後の伝送路特性値HSP4に置換えることができない。従って、この場合には、シンボル補間部92は、SP5〜SP6位置のICI成分除去後の伝送路特性値HSP5〜HSP6と、SP1〜SP4位置のICI成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。この様に、シンボル補間部92は、フィードバック処理に要する処理遅延に応じて、置換え可能な伝送路特性値の置換えを行って、補間処理をする。ここで、既に説明したように、シンボル補間部92が補間処理に用いる伝送路特性値の数量は、これには限られない。
また、第5の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は1/4間隔には限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/Kの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、第1の実施形態において図17を用いて説明した通り、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とをまとめて、シンボル内オーバーサンプリング・減算部68としてもよい。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図46に示す伝送路特性推定部452を備えてもよい。図46に示す通り、伝送路特性推定部452は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とを無くし、第2の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部151(図24を参照)が備えるシンボル内オーバーサンプリング部165と減算部66とキャリア補間部94とを追加した構成である。シンボル内オーバーサンプリング部165は、第2の実施形態で説明したように、除算部63の出力信号を入力されて、オーバーサンプリング処理を行う。このオーバーサンプリング処理に際して、シンボル内オーバーサンプリング部165は、ICI成分除去後のSP信号から算出された伝送路特性値を、除算部463から入力される。そして、シンボル内オーバーサンプリング部165は、図44及び図45を用いて説明したように、SP信号位置の伝送路特性値の一部を、除算部463から入力された伝送路特性値に置換えた後に、オーバーサンプリング処理を行う。
また、第1の実施形態で図17を用いて説明したように、図46に示す伝送路特性推定部452を構成するシンボル内オーバーサンプリング部165と減算部66とをまとめて、シンボル内オーバーサンプリング・減算部168としてもよい(図47を参照)。
また、第2の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部153(図26を参照)と同様に、伝送路特性推定部452(図46を参照)に対して、補間部67を無くし、図6の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を、シンボル内オーバーサンプリング部165から入力されるキャリア補間部64を追加してもよい(図48に示す伝送路特性推定部454を参照)。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図49に示す伝送路特性推定部455を備えてもよい。図49に示す通り、伝送路特性推定部455は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とを無くし、第3の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部251(図30を参照)が備える第1のH’算出部101と第2のH’算出部102とセレクタ103と比較判定部104とを追加した構成である。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図50に示す伝送路特性推定部456を備えてもよい。図50に示す通り、伝送路特性推定部456は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とを無くし、第3の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部252(図33を参照)が備える第1〜第iのH’算出部101〜10iとセレクタ105と比較判定部106とを追加した構成である。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図51に示す伝送路特性推定部457を備えてもよい。図51に示す通り、伝送路特性推定部457は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とを無くし、第4の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部351(図37を参照)が備える第1のH’算出部111と第2のH’算出部102とセレクタ103と比較判定部104とを追加した構成である。第2のH’算出部102には、補間部67の出力信号が入力され、第1のH’算出部111には、除算部63の出力信号と除算部463の出力信号とが入力される。第1のH’算出部111に備えられるシンボル内オーバーサンプリング部165(図38を参照)は、第2の実施形態で説明したように、除算部463の出力信号を入力されて、オーバーサンプリング処理を行う。このオーバーサンプリング処理に際して、シンボル内オーバーサンプリング部165は、ICI成分除去後のSP信号から算出された伝送路特性値を、除算部463から入力される。そして、シンボル内オーバーサンプリング部165は、図44及び図45を用いて説明したように、SP信号位置の伝送路特性値の一部を、除算部463から入力された伝送路特性値に置換えた後に、オーバーサンプリング処理を行う。
更には、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図51に示す伝送路特性推定部457の代わりに、図52に示す伝送路特性推定部458を備えてもよい。図52に示す通り、伝送路特性推定部458は、伝送路特性推定部457に対して、補間部67(図10を参照)の代わりに補間部64(図9を参照)を備える。補間部64は、除算部63及び除算部463から出力信号を入力されず、第1のH’算出部111に備えられるシンボル内オーバーサンプリング部165(図37を参照)から、図6の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力される。補間部64の動作説明は、第4の実施形態で図38を用いて説明したので、省略する。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図53に示す伝送路特性推定部453を備えてもよい。図53に示す通り、伝送路特性推定部453は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66を、第3の実施形態で説明した図32に示す第2のH’算出部102に置換えた構成である。第2のH’算出部102は、オーバーサンプリング処理は実施せず、文献1の技術(図56を参照)と同様に、2シンボル間隔の差分演算を用いてH’を算出する。この場合には、オーバーサンプリング処理に起因して、伝送路特性値Hの1次微分H’の精度が向上することはない。しかし、既に説明したように、補間部67において、SP信号位置の伝送路特性値の一部がICI成分除去後の伝送路特性値に置換えられるので、補間部67が出力する伝送路特性値Hの精度は向上する。このことから、第2のH’算出部102の算出する伝送路特性値Hの1次微分H’の精度も向上する。このことによって、ICI成分生成器53が算出するICI成分の精度が向上する。また、第2の等化部55(図42を参照)の等化処理の精度も向上する。この結果として、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図53に示す伝送路特性推定部453を備える場合であっても、十分にICI成分除去及び等化処理の精度を向上させることができる。
また、以上に説明した伝送路特性推定部451〜453、455〜457(図43、図46、図47、図49〜図51、図53を参照)において、シンボル方向及びキャリア方向に補間処理を行う補間部67(図9を参照)を、キャリア方向のみに補間処理を行う補間部64(図7を参照)に置換えてもよい。しかし、補間部64に置換えた場合は、伝送路特性推定部451〜453、455〜457において、補間部64が補間処理によって算出する伝送路特性値の精度は向上しない。これは、補間部64はキャリア方向のみに補間処理を行うので、図44からも解るように、置換えられた伝送路特性値(斜線の丸を参照)が補間処理に影響しないからである。また、補間部64に置換えた場合は、伝送路特性推定部451、453、455、456において、図44に整列する信号の内の一部の信号に対応する伝送路特性値の1次微分のみの精度が向上する。これは、SP信号を含まないシンボル方向に整列した信号列において伝送路特性値の1次微分を算出する場合には、置換えられた伝送路特性値(斜線の丸を参照)が影響しないからである。
また、伝送路特性推定部451〜458(図43、図46〜図53を参照)において、SP生成部、SP抽出部及び除算部等、共用できる構成要素は共用してもよ
また、第5の実施形態では、第2の等化部55は伝送路特性推定部451から伝送路特性値Hを入力される構成(図42を参照)として、回路規模の増加を抑制した。しかし、図54に示すICI除去・等化部431−1のように、第1の実施形態で図3を用いて説明した第2の伝送路特性推定部56を追加し、第2の等化部55は第2の伝送路特性推定部56から伝送路特性値H1を入力される構成としてもよい。このような構成とすることによって、第2の等化部55は、第2の伝送路特性推定部56によってICI成分除去後の信号Y^から算出された伝送路特性値H1を用いて、等化処理を行うことができる。この結果として、より精度の高いICI成分除去及び等化処理が可能となる。
また、第5の実施形態では、フィードバック処理を用いてICI成分を除去する構成について、説明した。しかし、除去対象は、ICI成分には限らず、OFDM信号を構成する信号間の干渉成分であればよい。例えば、除去対象は、遅延波によって生じるシンボル間干渉(ISI:Inter symbol Interference)成分の除去であってもよい。この場合、復調部15(図41を参照)は、ICI除去・等化部431(図42を参照)の代わりに、図55に示すISI除去・等化部471を備えることとなる。図55に示す通り、ISI除去・等化部471は、ICI除去・等化部431に対して、ICI成分生成部53及び減算部54の代わりにISI除去部481を備える構成である。ISI除去部481は、伝送路特性推定部451が算出する伝送路特性値Hを用いて、受信信号YからISI成分を除去する。伝送路特性推定部451(図43を参照)は、ISI除去後の受信信号Y1^を入力されて、図44及び図45を用いて説明した補間処理を行い、高精度の伝送路特性値Hを算出する。なお、この場合には、伝送路特性推定部451は、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66を備える必要はない。また、ISI除去部481の構成は、一般的な構成であるので、その説明は省略する。このことによって、高精度のISI成分除去及び等化処理が可能となる。
また、第1〜第5の実施形態では、オーバーサンプリング処理(図11等を参照)によって算出される伝送路特性値Hのn次微分(1次微分H’を具体例に挙げて以上では説明を展開した)を、ICI成分の除去に用いる場合について説明した。しかし、本発明のオーバーサンプリング処理によって算出されるn次微分は、伝送路特性値Hのn次微分演算を行う技術全般に用いることができる。例えば、本発明のオーバーサンプリング処理によって算出される1次微分H’は、伝送路特性値の1次微分を利用する伝送路特性変動検出器が実施する微分近似に用いることもできる。
また、第1〜第5の実施形態では、OFDM受信装置が移動することによって、ICI成分が生じる場合について、主に説明した。しかし、ICI成分は、送信装置の移動、伝送路に存在する反射物の移動等によっても生じる。この場合であっても、第1〜第5の実施形態のOFDM受信装置100〜500は、以上に説明した効果を奏することができる。
また、第1〜第5の実施形態に係るOFDM受信装置100〜500の各構成要素は、それぞれ集積回路であるLSIとして実現することができる。これらは、個別に1チップ化されてもよいし、それぞれにおいて全て又は一部を含むように1チップ化されてもよい。ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと称呼されることもある。また、集積回路化の手法はLSIに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用例が可能性としてあり得る。
また、上述した第1〜第5実施形態に係るOFDM受信装置100〜500は、一般的なコンピュータシステム等の情報処理装置で実現可能である。コンピュータシステムは、例えばマイクロプロセッサ、ROMおよびRAMなどで構成される。上述したOFDM受信装置100〜500の各構成部の処理をコンピュータシステムに実行させるプログラムは、所定の情報記録媒体に格納される。コンピュータシステムは、所定の情報記録媒体に格納されたプログラムを読み出して実行することによって、各構成部の機能を実現することができる。なお、プログラムは、所定の機能を達成するために、コンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたものである。また、上記プログラムを格納する情報記録媒体は、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、CD−ROM、MO、DVD、DVD−ROM、DVD−RAM、BD(Blu−ray Disc)、および半導体メモリなどである。また、上記プログラムは、他の媒体や通信回線を通じて上記情報処理装置に供給されてもかまわない。また、上記プログラムは、他の媒体や通信回線を通じて、他の情報処理装置に供給されてもかまわない。
また、第1〜第5の実施形態に係るOFDM受信装置100〜500は、第1〜第5の実施形態に記載された受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現されてもよい。
また、以上では、第1〜第5の実施形態に係る発明を実現する様々な受信処理について説明した。そして、第1〜第5の実施形態に係る発明を実現できるのであれば、この様々な受信処理を実現する各構成要素、又は各プログラム、又は各方法を組み合わせてもよい。
また、第1〜第5の実施形態では、日本の国内地上デジタル放送規格のISDB−T方式を用いて説明した。しかし、本発明が適用される通信規格は、これには限られず、例えば、DVB−T、DVB−H、DAB、DMB、DMB−TH、WiMAX等に適用できる。
本発明は、OFDM受信装置等に利用可能であり、特に、移動受信を行うOFDM受信装置等において受信信号のICI成分を効果的に除去したい場合等に有用である。
本発明は、OFDMマルチキャリア伝送方式を用いたデジタル通信・放送を移動受信するOFDM受信装置、OFDM受信集積回路、OFDM受信方法及びOFDM受信プログラムに関する。
現在、直交周波数分割多重方式(OFDM:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)は、地上デジタル放送をはじめとする様々なデジタル通信規格(IEEE802.11a規格等)に、伝送方式として広く採用されている。OFDMは、互いに直交するサブキャリアにを用いて、複数の狭帯域デジタル変調信号を周波数多重する伝送方式であり、周波数の利用効率に優れた伝送方式である。また、OFDMにおいて、各シンボル期間は、有効シンボル期間とガードインターバル期間とで構成されている。そして、各シンボルにおいて、ガードインターバル期間には、有効シンボル期間の信号の一部が複写されている。このことによって、OFDMは、マルチパス干渉によって生じるシンボル間の干渉(ISI:Inter Symbol Interference)の影響を削減でき、また、マルチパス干渉に対して優れた耐性を有する。
一方で、OFDM信号は、広帯域デジタル変調信号に比べて、1シンボルの長さ(期間)が長い。このため、OFDMでは、マルチパスフェージング(Multipath Fading)環境下における、振幅及び位相変動に対する耐性が低くなる。また、移動受信時のマルチパスフェージング環境下では、マルチパスによる遅延分散に起因する受信信号の振幅及び位相変動に加えて、ドップラースプレッドと呼ばれる周波数変動も生じる。OFDMでは、このドップラースプレッドによって、個々のサブキャリア間の直交関係がくずれて、サブキャリア同士が互いに干渉を起こし、結果として正確な復調が困難となる。
上記したサブキャリア同士の干渉は、ICI(Inter−Carrier Interference)と呼ばれる。そして、マルチキャリア伝送方式を用いた移動体通信において、ICIによる受信性能劣化を抑えることが、大きな課題となっている。
ICIによる受信性能劣化を低減する方法として、例えば、以下に示す、非特許文献1(以下では、単に、文献1という)に記載されたICI抑制方法がある。図56は、文献1に記載された、従来のOFDM受信装置1100(図示せず)に備えられるICI除去部1000の構成を表すブロック図である。なお、従来のOFDM受信装置1100において、ICI除去部1000を除く他の構成は一般的なので、その詳しい説明は省略する。従来のOFDM受信装置1100は、FFT(Fast Fourier Transform)部(図示せず)を用いて受信信号に対してFFT処理を実施した後、各サブキャリアに含まれるデータを抽出する。また、従来のOFDM受信装置1100は、ICI除去部1000を用いて、FFT処理された受信信号からICI成分を除去する。
以下では、従来のOFDM受信装置1100に備えられるICI除去部1000について、説明する。図56に示す通り、ICI除去部1000は、伝送路特性推定部1001と、仮等化部1002と、伝送路特性1次微分算出部1003と、乗算部1004と、減算部1005と、遅延器1011〜1013とを備える。
ここで、FFT処理された後の受信信号を、Y[p+1](Y[p+1]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)で表す。Y[p+1]は、遅延器1011と伝送路特性推定部1001とに入力される。遅延器1011は、1シンボルの遅延処理を行い、Y[p]を出力する。一方で、伝送路特性推定部1001は、Y[p+1]を用いて、Y[p+1]を構成する各サブキャリアの伝送路特性を推定して、H[p+1](H[p+1]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)を算出する。ここで、H[p+1]は、推定された伝送路特性値であり、送受信間に存在する伝送路を伝搬することによって生じるY[p+1]の振幅及び位相の歪みを表す値である。遅延器1012は、伝送路特性推定部1001からH[p+1]を入力されて、1シンボルの遅延処理を行い、H[p]を出力する。仮等化部1002は、遅延器1011から入力されたY[p]を、遅延器1012から入力されたH[p]で除算する仮等化処理を行うことよって、送信信号の仮推定値であるX〜[p](X〜[p]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)を算出する。なお、X〜[p]の標記は、記載都合上、図面中の標記と若干異なる。遅延器1013は、遅延器1012からH[p]を入力されて、1シンボルの遅延処理を行い、H[p−1]を出力する。
伝送路特性1次微分算出部1003は、伝送路特性推定部1001から入力されたH[p+1]と、遅延器1013から入力されたH[p−1]と、FFTサイズであるNと、Nにガードインターバル比をかけた値であるNgとを用いた式1に示す演算を行って、H[p]の1次微分であるH'[p](H'[p]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)を算出する。
つまり、伝送路特性1次微分算出部1003は、H[p]の1次微分H'[p]を算出するために、シンボル番号pの前後のシンボル番号に対応する伝送路特性値H[p−1]及びH[p+1]を用いる。乗算部1004は、仮等化部1002から入力されたX〜[p]と、伝送路特性1次微分算出部1003から入力されたH'[p]と、式3及び式4で示す固定係数行列(FFTリーク行列)Ξとを用いて、式2の右辺第二項に示されるICI成分を算出する。
減算部1005は、遅延器1011から入力されたY[p]から、乗算部1004から入力されたICI成分を減算する式2に示す演算を行うことによって、ICI成分が除去された受信信号であるベクトルY^[p](Y^[p]はベクトル値であり、pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)を算出する。なお、Y^[p]の標記は、記載都合上、図面中の標記と若干異なる。
以上に説明した文献1の技術は、Y[p]に含まれるICI成分(式2の右辺第二項)算出に用いられるシンボル番号pにおけるH'[p]を、シンボル番号pの前後のシンボル番号における伝送路特性値H[p−1]及びH[p+1]を用いて差分演算する点に特徴を有する(式1を参照)。
Low Complexity Inter−Carrier Interference Compensation for Mobile Reception of DVB−T[9thInternational OFDM−Workshop 2004,Dresden](P72〜76、Fig.4)
上記した文献1の従来技術は、以下に説明する課題を有する。既に説明したように、文献1の従来技術は、ICI除去対象Y[p]のシンボルの前後シンボルにおける伝送路特性値(H[p−1]及びH[p+1])の差分を用いて、伝送路特性値H[p]の1次微分H'[p]を算出する(式1を参照)。つまり、文献1の従来技術では、(p+1)番目のシンボルから(p−1)番目のシンボルまでの時間間隔である2シンボル長(期間)を用いて、伝送路特性値Hの差分を算出してH[p]の1次微分H'[p]を求める。ここで、マルチパスフェージングによって生じる伝送路特性値Hの変動頻度は、受信装置の移動速度の増加によって大幅に増加する。このことから、2シンボル長という長い期間を用いて伝送路特性値Hの差分を算出してH'を求める文献1の従来技術では、サンプリング間隔が大きいために、H'の精度が劣化する。特に高速移動受信においては、H'の精度は、大幅に劣化する。このことによって、ICI成分(式2の右辺第二項)の精度が劣化するので、ICI成分の除去は不十分となる。この結果として、文献1の従来技術は、移動受信性能が低く、高速移動受信時には更に受信性能が低下するという課題を有する。
それ故に、本発明の目的は、移動受信性能の低下を抑制し、特に高速移動受信時の受信性能の低下を効果的に抑制することによって、安定した高速移動受信を可能とするOFDM受信装置を提供することである。
本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るOFDM信号を、伝送路を介して受信するOFDM受信装置に向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のOFDM受信装置は、受信したOFDM信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のOFDM信号を生成する直交変換部と、伝送路を伝搬して生じた直交変換部が生成したOFDM信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のn(nは自然数)次微分をサブキャリア毎に算出する第1の伝送路特性推定部と、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値及びn次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、直交変換部が生成したOFDM信号から除去する干渉成分除去部とを備え、第1の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてn次微分を算出する。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、キャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分であるICI成分を除去する。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値の1次微分を算出する。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値の1次微分は、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2つを用いた差分演算によって算出される。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、直交変換部が生成したOFDM信号を、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで位相及び振幅歪みの一部を除去して、仮等化されたOFDM信号を算出する第1の等化部と、仮等化されたOFDM信号と、第1の伝送路特性推定部で算出されたn次微分とを用いて、ICI成分を生成するICI成分生成部と、直交変換部が生成したOFDM信号からICI成分を減算して、ICI成分が除去されたOFDM信号を算出する第1の減算部とを含む。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、ICI成分が除去されたOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する第2の伝送路特性推定部と、ICI成分が除去されたOFDM信号を、第2の伝送路特性推定部が算出した伝送路特性値で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の位相及び振幅歪みを除去する第2の等化部とを、更に含む。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、ICI成分が除去されたOFDM信号を、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の位相及び振幅歪みを除去する第2の等化部を、更に含む。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、ICI成分を生成するICI成分生成部と、直交変換部が生成したOFDM信号からICI成分生成部が生成したICI成分を減算して除去する減算部と、減算部の出力信号を、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値で除算することで、減算部の出力信号の位相及び振幅歪みを除去する等化部とを含み、ICI成分生成部は、等化部の出力信号と第1の伝送路特性推定部で算出されたn次微分とを用いて、精度が向上したICI成分を生成する。
また、好ましくは、干渉成分除去部は、固定係数行列Ξと、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値と、当該伝送路特性値のn次微分とから成る行列の逆行列を算出する逆行列演算部と、逆行列演算部が算出した逆行列を用いて、直交変換部が生成したFDM信号からICI成分と位相及び振幅歪みとを除去する等化部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出するSP抽出部と、SP信号を生成するSP生成部と、SP抽出部が抽出したSP信号をSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値のn次微分を算出する減算部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出するSP抽出部と、SP信号を生成するSP生成部と、SP抽出部が抽出したSP信号をSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値を用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、SP信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のn次微分を算出する減算部と、減算部が算出した伝送路特性値のn次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出するSP抽出部と、SP信号を生成するSP生成部と、SP抽出部が抽出したSP信号をSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する除算部と、除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、SP信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のn次微分を算出する減算部と、減算部が算出した伝送路特性値のn次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH'算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H'算出部が算出したn次微分と減算部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH'算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H'算出部が算出したn次微分とキャリア補間部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH'算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H'算出部が算出したn次微分とキャリア補間部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出する第1のSP抽出部と、SP信号を生成する第1のSP生成部と、第1のSP抽出部が抽出したSP信号を第1のSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第1の除算部と、ICI成分が除去されたOFDM信号からSP信号を抽出する第2のSP抽出部と、SP信号を生成する第2のSP生成部と、第2のSP抽出部が抽出したSP信号を第2のSP生成部が生成したSP信号で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第2の除算部と、第1の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値の一部と、第2の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を、シンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値のn次微分を算出する第2の減算部とを備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出する第1のSP抽出部と、SP信号を生成する第1のSP生成部と、第1のSP抽出部が抽出したSP信号を第1のSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第1の除算部と、ICI成分が除去されたOFDM信号からSP信号を抽出する第2のSP抽出部と、SP信号を生成する第2のSP生成部と、第2のSP抽出部が抽出したSP信号を第2のSP生成部が生成したSP信号で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第2の除算部と、第1の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値の一部と、第2の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値とを用いた補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部と、第1の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値の一部を第2の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値に置換えてシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、SP信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のn次微分を算出する第2の減算部と、第2の減算部が算出した伝送路特性値のn次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、直交変換部が生成したOFDM信号から複数のサブキャリアを構成するSP信号を抽出する第1のSP抽出部と、SP信号を生成する第1のSP生成部と、第1のSP抽出部が抽出したSP信号を第1のSP生成部が生成したSP信号で除算して、直交変換部が生成したOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第1の除算部と、ICI成分が除去されたOFDM信号からSP信号を抽出する第2のSP抽出部と、SP信号を生成する第2のSP生成部と、第2のSP抽出部が抽出したSP信号を第2のSP生成部が生成したSP信号で除算して、ICI成分が除去されたOFDM信号の伝送路特性値をSP信号毎に算出する第2の除算部と、第1の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値の一部を第2の除算部が算出したSP信号毎の伝送路特性値に置換えてシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングするシンボル内オーバーサンプリング部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いた減算処理を行って、SP信号を含みシンボル方向に整列するサブキャリア列を構成するサブキャリアの伝送路特性値のn次微分を算出する第2の減算部と、第2の減算部が算出した伝送路特性値のn次微分を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が算出したOFDM信号の伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するキャリア補間部と、オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行って、直交変換部が算出したOFDM信号の伝送路特性値をサブキャリア毎に算出する補間部とを含む。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH'算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H'算出部が算出したn次微分と減算部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH'算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H'算出部が算出したn次微分とキャリア補間部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、好ましくは、第1の伝送路特性推定部は、補間部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値を用いた差分演算処理を行って、当該伝送路特性値のn次微分をサブキャリア毎に算出するH'算出部と、OFDM受信装置の移動速度を示す速度情報と所定の閾値とを比較して、移動速度を判定する比較判定部と、比較判定部の判定結果に基づいて、H'算出部が算出したn次微分とキャリア補間部が算出したn次微分の一方を選択して出力するセレクタとを更に備える。
また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るOFDM信号を、伝送路を介して受信するOFDM受信装置に用いられる集積回路にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明の集積回路は、受信したOFDM信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のOFDM信号を生成する直交変換部と、伝送路を伝搬して生じた直交変換部が生成したOFDM信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のn(nは自然数)次微分をサブキャリア毎に算出する第1の伝送路特性推定部と、第1の伝送路特性推定部が算出したサブキャリア毎の伝送路特性値及びn次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、直交変換部が生成したOFDM信号から除去する干渉成分除去部とを備え、第1の伝送路特性推定部は、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてn次微分を算出する。
また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るOFDM信号を、伝送路を介して受信するOFDM受信方法にも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のOFDM受信方法は、受信したOFDM信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のOFDM信号を生成するステップと、伝送路を伝搬して生じた周波数領域のOFDM信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のn(nは自然数)次微分をサブキャリア毎に算出するステップと、算出されたサブキャリア毎の伝送路特性値及びn次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、周波数領域のOFDM信号から除去するステップとを有し、伝送路特性値及びn次微分を算出するステップにおいて、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてn次微分を算出する。
また、本発明は、シンボル方向及びキャリア方向に整列した複数のサブキャリアから成るOFDM信号を、伝送路を介して受信するコンピュータに実行させるためのプログラムにも向けられている。そして、上記目的を達成させるために、本発明のプログラムは、受信したOFDM信号を時間領域から周波数領域に直交変換して、周波数領域のOFDM信号を生成するステップと、伝送路を伝搬して生じた周波数領域のOFDM信号の位相及び振幅歪みを示す伝送路特性値をサブキャリア毎に算出し、当該伝送路特性値のn(nは自然数)次微分をサブキャリア毎に算出するステップと、算出されたサブキャリア毎の伝送路特性値及びn次微分を用いて、シンボル方向又はキャリア方向に隣合うサブキャリア同士の干渉成分を、周波数領域のOFDM信号から除去するステップとを有し、伝送路特性値及びn次微分を算出するステップにおいて、算出したサブキャリア毎の伝送路特性値をシンボル方向にフィルタ処理することによって1シンボル間隔より短い間隔でオーバーサンプリングし、当該オーバーサンプリングで得られた伝送路特性値のうち2シンボル間隔より短い間隔に存在する伝送路特性値を用いてn次微分を算出する。
上記のように、本発明によれば、移動受信性能の低下を抑制し、特に高速移動受信時の受信性能の低下を効果的に抑制することができるので、安定した高速移動受信を可能とするOFDM受信装置を提供することができる。
本発明は、伝送路特性値Hの1次微分H'の算出過程において、オーバーサンプリング処理を実施することによって当該1次微分H'の精度を高める点に、特に、特徴を有する。以下では、本発明の各実施形態の説明を行うに際して、一例として、日本の国内地上デジタル放送規格であるISDB−T方式を用いる。
(第1の実施形態)
図1は、第1の実施形態に係るキャリア間干渉(ICI)除去を行うOFDM受信装置100の構成例を示すブロック図である。図1に示す通り、OFDM受信装置100は、放送波を受信するアンテナ1と、アンテナ1で受信された放送波から所望の受信チャンネルの受信信号を選択するチューナ2と、チューナ2で選択された受信信号を復調する復調部11と、復調部11の出力信号に対して誤り訂正を行う誤り訂正部3と、誤り訂正部3で誤り訂正して得られたMPEG(Moving Picture Experts Group)−2等で圧縮された信号のデコードを行うデコード部4と、デコード部4でデコードされた映像・音声の出力を行う表示部5とを備える。
図2は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備える復調部11の構成例を示すブロック図である。図2に示す通り、復調部11は、アナログ・デジタル変換部(以下、A/D変換部という)21と、直交復調部22と、直交変換部23と、シンボル同期部24と、ICI除去・等化部31とを含む。A/D変換部21は、チューナ2(図1を参照)の出力信号をアナログ信号からデジタル信号に変換する。直交復調部22は、A/D変換部21から出力されるデジタル信号を直交復調して、複素ベースバンド信号に変換する。シンボル同期部24は、直交復調部22から出力される複素ベースバンド信号を用いてOFDMシンボル区間の同期をとり、シンボル位置情報信号を生成する。直交変換部23は、シンボル同期部24が生成したシンボル位置情報信号を用いて、直交復調部22から出力される複素ベースバンド信号を直交変換する。なお、直交変換部23は、フーリエ変換、コサイン変換、ウェーブレット変換、アダマール変換等を用いて直交変換を行う。以下では、一例として、直交変換部23は、フーリエ変換を用いて直交変換を行うものとして説明を行う。従って、一例として、以下では、直交変換部23をFFT部23と呼び、FFT部23は、直交復調部22から出力される複素ベースバンド信号を、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。ICI除去・等化部31は、FFT部23の出力信号に対して、ICI除去及び等化処理を行う。
図3は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備えるICI除去・等化部31の構成例を示すブロック図である。図3に示す通り、ICI除去・等化部31は、第1の伝送路特性推定部51と、第1の等化部52と、ICI成分生成部53と、減算部54と、第2の伝送路特性推定部56と、第2の等化部55とを有する。第1の伝送路特性推定部51は、FFT部23(図2を参照)によってフーリエ変換された信号Yを用いて、伝送路特性値Hと、伝送路特性値Hの1次微分H'とを算出する。ここで、伝送路特性値Hは、送受信間に存在する伝送路を伝搬することによって生じる受信信号Yの振幅及び位相の歪み(以下、伝搬歪みという)を表す値である。第1の等化部52は、FFT部23から入力された信号Yを、第1の伝送路特性推定部51から入力された伝送路特性値Hで除算することによって、信号Yに含まれる伝搬歪みを除去する。このことによって、第1の等化部52は、送信装置(図示せず)の送信信号Xの推定信号であるX〜を生成する。
図4は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備えるICI成分生成部53の構成例を示す図である。図4に示す通り、ICI成分生成部53は、乗算部91を持つ。乗算部91は、シンボル番号p(pは、整数である)のシンボルにおいて、推定信号であるX〜[p](括弧内は、シンボル番号を示す)と伝送路特性値H[p]の1次微分H'[p]と固定係数行列Ξとを用いて、式2の右辺第二項に示す演算を行うことによってICI成分を生成する。なお、従来技術において既に説明した通り、固定係数行列Ξは、式3及び式4で表される。
減算部54は、FFT部23から入力される信号Yから、ICI成分生成部53から入力されるICI成分を差し引く式2に示す演算を行う。このことによって、減算部54は、信号YからICI成分を除去した信号Y^を算出する。以上の処理によって、ICI成分は、除去される。
第2の伝送路特性推定部56は、減算部54から入力される信号Y^を用いて、伝送路特性値H1を算出する。第2の等化部55は、減算部54から入力される信号Y^を、第2の伝送路特性推定部56から入力される伝送路特性値H1で除算することによって、信号Y^に含まれる伝搬歪みを除去する。このことによって、第2の等化部55は、送信装置(図示せず)の送信信号Xを復調する。送信信号Xは、誤り訂正部3(図1を参照)へ出力される。なお、信号Y、伝送路特性値H、伝送路特性値Hの1次微分H'、信号X〜、信号Y^、伝送路特性値H1及び信号Xは、ベクトルで表される値である。
ここで、第1の実施形態のICI除去・等化部31の構成要素と、図56を用いて説明した従来のICI除去する構成要素との対応関係について、簡単に説明する。図3の第1の伝送路特性推定部51は、図56の伝送路特性推定部1001及び伝送路特性1次微分算出部1003に対応する。図3の第1の等化部52は、図56の仮等化部1002に対応する。図3のICI成分生成部53は、図39の乗算部1004に対応する。図3の減算部54は、図56の減算部1005に対応する。なお、図3の第2の伝送路特性推定部56及び第2の等化部55は、図56に示す構成の後段に配置される構成(図示せず)に対応する。
図5は、第1の伝送路特性推定部51の構成例を示すブロック図である。図5に示す通り、第1の伝送路特性推定部51は、SP生成部61と、SP抽出部62と、除算部63と、補間部64と、シンボル内オーバーサンプリング部65と、減算部66とを有する。
図6は、ISDB−T方式における信号配置を示す図である。図6に示す通り、ISDB−T方式では、送信側において、送信データを含むデータ信号の間に、パイロット信号であるSP(Scattered Pilot)信号が規則的に挿入されている。SP抽出部62は、フーリエ変換された信号Yに含まれるSP信号を抽出する。SP生成部61は、SP信号を生成する。除算部63は、SP抽出部62によって抽出されたSP信号を、SP生成部61によって生成されたSP信号で除算する。このことによって、除算部63は、信号YにおけるSP信号位置の伝送路特性値を算出する。補間部64は、除算部63で得られたSP信号位置の伝送路特性値を用いて補間処理を行うことによって、データ信号位置の伝送路特性値を算出する。このことによって、補間部64は、全ての信号位置に対応する伝送路特性値Hを算出する。補間部64で算出された伝送路特性値Hは、第1の等化部52(図3を参照)とシンボル内オーバーサンプリング部65とに入力される。
図7は、補間部64の構成例を示す図である。図8は、キャリア方向のみに補間を行う補間方法を示す図である。図7に示す通り、補間部64は、キャリア補間部93で構成される。図8に示すように、キャリア補間部93は、除算部63で得られたSP信号位置の伝送路特性値を用いてキャリア方向のみに補間を行うことによって、全てのデータ信号位置の伝送路特性値を算出し、伝送路特性値Hを算出する。この様にして、補間部64は、伝送路特性値Hを算出する。なお、図7に示す補間部64の代わりに、図9に示す補間部67を用いてもよい。図9に示す通り、補間部67は、シンボル補間部92とキャリア補間部93−1とで構成される。図10は、シンボル方向に補間した後にキャリア方向に補間を行う補間方法を示す図である。図10に示すように、シンボル補間部92は、除算部63で得られたSP信号位置の伝送路特性値を用いてシンボル方向に補間を行う。その後、キャリア補間部93−1は、シンボル方向の補間で得られた伝送路特性値を用いて、キャリア方向に補間を行う。このことによって、補間部67は、全てのデータ信号位置(サブキャリア位置)の伝送路特性値を算出し、伝送路特性値Hを算出する。なお、補間部64及び補間部67が行う補間は、直線補間でないことが好ましい。また、以上では、図8及び図10を用いて一般的な補間方法について説明したが、補間方法はこれらに限定されない。
図11は、シンボル内オーバーサンプリング部65(図5を参照)が行うオーバーサンプリング処理について説明するための図である。図11(a)は、シンボル(時間)方向に対する、伝送路特性値Hの変動を示す。図11(b)は、シンボル(時間)方向に対する、伝送路特性値Hのオーバーサンプリング間隔を示す。以下では、図11及び図8を参照して、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100の特徴的構成であるシンボル内オーバーサンプリング部65の動作について説明する。図8の白矢印で示す信号列(以下、対象信号列という)の中央のSP信号位置における伝送路特性値H[p](pは整数であり、括弧内はシンボル番号を示す)の1次微分H’[p]を算出する場合を一例に挙げて、説明を行う。図11の黒丸で示すH[p−1]、H[p]及びH[p+1]は、それぞれ、図8に示す破線で囲んだ3つの信号位置のH[p−1]、H[p]及びH[p+1]に対応する。図11(a)に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング部65は、補間部64から入力される伝送路特性値Hに対してフィルタリングを行うことによって、伝送路特性値H(H[p−1]、H[p]及びH[p+1]等)を滑らかに補間する。このことによって、図11(a)及び(b)に示す通り、伝送路特性値Hは、シンボル方向に、1シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングされる。このことによって、シンボル内オーバーサンプリング部65は、図11の白丸で示す伝送路特性値H[p−1,1]、H[p−1,2]、H[p−1,3]、H[p,1]、H[p,2]及びH[p,3]を算出する。なお、図11では、一例として、シンボル内オーバーサンプリング部65は、1シンボル間隔の1/4のサンプリング間隔で、オーバーサンプリングしている。
減算部66は、シンボル内オーバーサンプリング部65から入力された伝送路特性値H[p−1,3]及びH[p,1]を用いて、式5に示す演算を行う。このことによって、減算部66は、対象とした信号位置(図8の対象信号列の中央のSP信号位置を参照)における伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]を算出する。そして、既に説明した通り、算出されたH’[p]は、ICI成分生成部53に入力される(図3を参照)。
ここで、第2の伝送路特性推定部56の構成について簡単に説明する。図12は、第2の伝送路特性推定部56の構成例を示すブロック図である。図12に示す通り、第2の伝送路特性推定部56は、SP生成部71と、SP抽出部72と、除算部73と、補間部74とを有する。第2の伝送路特性推定部56のSP生成部71、SP抽出部72、除算部73及び補間部74の動作は、それぞれ、第1の伝送路特性推定部51のSP生成部61、SP抽出部62、除算部63及び補間部64の動作と同様なので、その説明は省略する。
以下では、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100による効果について、図13及び図14を参照して説明する。図13は、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]を算出する差分演算(式1及び式5を参照)を微分フィルタ処理とみなした場合の、当該差分演算を行う微分フィルタの周波数特性を表す。図13において、横軸はドップラー効果によってシフトした周波数量を示すドップラー周波数を表し、縦軸は微分フィルタのゲインを表す。また、OFDM信号の1シンボル長(期間)をTsと表す。この場合、従来のICI除去部1000(図56を参照)が行う式1に示す差分演算は、2シンボル間隔の伝送路特性値の差分演算である(式1を参照)。このため、従来のICI除去部1000の行う微分フィルタ特性は、図13において、2Ts間差分と標記する。また、第1の実施形態の一例として説明した、1シンボル間隔の1/4間隔でオーバーサンプリングした場合(図11を参照)の微分フィルタ特性を、Ts/2間差分と標記する。また、1シンボル間隔の1/2間隔でオーバーサンプリングした場合の微分フィルタ特性をTs間差分と標記し、1シンボル間隔の1/8間隔でオーバーサンプリングした場合の微分フィルタ特性をTs/4間差分と標記する。また、図13には、理想的な微分フィルタの周波数特性を記載している。また、シンボル周波数は約880Hzである。
図13から解るように、従来技術の2Ts間差分の微分フィルタ特性は、ドップラー周波数が0〜100Hzまでは理想的な微分フィルタ特性とほぼ一致する一方で、ドップラー周波数が100Hzを超えると次第に理想的な微分フィルタ特性から離れる。つまり、従来技術の2Ts間差分では、ドップラー周波数が100Hzを超えると正しく微分近似できなくなり、伝送路特性値Hの1次微分H’の精度は劣化する。加えて、受信装置の移動速度が向上すると大きなドップラー周波数が存在することとなるため、移動速度が向上するにつれて、更に伝送路特性値Hの1次微分H’の精度は劣化する。
これに対して、図13から解るように、第1の実施形態で説明したTs/2間差分(図11及び式5を参照)の微分フィルタ特性は、従来技術の2Ts間差分の微分フィルタ特性よりも、大幅に理想的な微分フィルタ特性に近づく。この様に、オーバーサンプリング時のサンプリング数を多くする(サンプリング間隔を短くする)につれて、図13に示すように、より高いドップラー高周波数においても、理想的な微分フィルタ特性に近い微分フィルタ特性を得ることができる。このことによって、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、より高いドップラー周波数が存在する高速受信時においても、伝送路特性値Hの1次微分H’を高精度に算出できる。
図14は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と従来のICI除去部1000を備えるOFDM受信装置1100とを用いて行った移動受信性能のシミュレーション検証結果である。なお、伝送フォーマットは、ISDB−T方式で専ら用いられる図15に示すパラメータである。また、図15に示す通り、伝送路モデルは、簡単のため、静止(static)した直接波と、遅延時間5μsの遅延波(直接波に対する電力比=−10dB)にfD(Hz)のドップラーシフトを施した波とを加えたものである。また、横軸はドップラー周波数fD(Hz)を表し、縦軸は誤り訂正前の復調後ビット誤り率を表す。また、復調後ビット誤り率が1×10-2以下のときには、誤り訂正の効果によって、視聴の際に画像又は音声の乱れが認識されないものとする。復調後ビット誤り率が1×10-2以下を実現するfDの最大値(限界fDという)を用いて評価すると、図14から解るように、従来例(2Ts間差分)では限界fDが250Hz弱であるのに対し、本発明(Ts/2間差分)では限界fDが300Hz弱となる。この様に、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、従来のICI除去部1000を備えるOFDM受信装置1100よりも、移動受信限界速度が向上し、移動受信性能が向上する。
以上に説明した通り、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、シンボル内でオーバーサンプリングし伝送路特性値を取得して、当該取得した伝送路特性値を用いて、当該取得した伝送路特性値の1次微分H’を算出する。このことによって、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、高速移動受信時において、従来のOFDM受信装置1100よりも精度良く伝送路特性値Hの1次微分H’を算出できるので、ICI成分を精度良く算出できる。この結果として、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100は、従来のOFDM受信装置1100よりも、効果的なICI除去ができるので、安定した高速移動受信を実現できる。
なお、以上では、1シンボル間隔(Ts)の1/4間隔でオーバーサンプリングを行い、Ts/2間差分を用いて微分近似する場合の説明を行った(図11及び式5を参照)。しかし、オーバーサンプリングの間隔はこれに限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/K(Kは、正の整数)の間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合には、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、以上では、伝送路特性値Hの1次微分H'の算出処理において、伝送路特性値Hをオーバーサンプリングした後に、減算部66で差分演算を行う構成とした。しかし、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とは、一括で行ってもよい。オーバーサンプリング処理及び差分演算処理はいずれもフィルタによって実現でき、両フィルタはカスケード接続されるので、当該両フィルタを1つのフィルタにまとめることができるからである。この場合には、図5の第1の伝送路特性推定部51は、例えば図17に示す構成になり、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66の代わりに、シンボル内オーバーサンプリング・減算部68を備えることとなる。このことによって、回路規模を削減できる。
また、以上では、伝送路特性値Hの1次微分H'を算出する微分近似に、2点の伝送路特性値の差分を用いているが、これには限られず、微分処理であればよい。例えば、式7に示すように4点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、4点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。
また、この場合にも、図17を用いて説明した、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。
また、図3に示すICI除去・等化部31の構成を、例えば、図18に示すICI除去・等化部32の構成に置換えてもよい。この場合には、図18に示す通り、ICI除去・等化部32は、図3の第2の伝送路特性推定部56を省略し、第2の等化部55が、伝送路特性値H1の代わりに、第1の伝送路特性推定部51から入力される伝送路特性値Hを用いて等化処理を行う構成となる。このことによって、回路規模を縮小できる。
更には、図18に示すICI除去・等化部32の構成を、例えば、図19に示すICI除去・等化部33の構成に置換えてもよい。この場合、図19に示す通り、ICI除去・等化部33は、図18の第1の等化部52及び第2の等化部55の代わりに、等化部57を備える。まず、等化部57は、減算部54を通過して入力されるICI成分を含む信号Yと、第1の伝送路特性推定部51から入力される伝送路特性値Hとを用いて、図18の第1の等化部52と同様に、送信装置(図示せず)の送信信号Xの推定信号であるX〜を生成する。ICI成分生成部53は、生成されたX〜と、第1の伝送路特性推定部51から入力される伝送路特性値Hの1次微分H'とを用いて、ICI成分を算出する。減算部54は、既に入力された信号Yを蓄積しており、蓄積していた信号YからICI成分を除去して、信号Y^を算出する。次に、等化部57は、減算部54でICI成分を除去された信号Y^と、第1の伝送路特性推定部51から既に入力されている伝送路特性値Hとを用いて、図17の第2の等化部55と同様に、信号Y^に含まれる伝搬歪みを除去して送信装置の送信信号Xを算出する。等化部57で算出された信号Xは、再び、ICI成分生成部53に入力され、ICI成分算出に用いられる。この様に、シンボル期間内でフィードバック処理を所望回数繰り返すことによって、ICI除去・等化部33は、回路規模を縮小しつつ、ICI成分の除去精度を更に向上させることができる。
また、等化処理によって得られる信号X〜を用いず、式8及び式9に示す逆行列Ψを用いてICI除去及び等化処理を行って、直接的に送信信号Xを算出する図20に示すICI除去・等化部34の構成としてもよい。
ここで、式8及び式9の求め方を説明する。まず、式2において、仮等化(図3の第1の等化部52の処理)を実施しないのでX〜[p]をX[p]と標記し、また、ICI除去後のY^[p]をdiag(H[p])X[p]に置き換える。このことによって、式10が得られる。
式10において、右辺第二項を左辺に移項し、X[p]でまとめると、式11が得られる。
この括弧でまとめられた成分の逆行列を、式8に示すようにΨとし、当該Ψを式11の両辺に左からかけることで、式9が求まる。図20に示す通り、ICI除去・等化部34は、第1の伝送路特性推定部51と、逆行列演算部58と、等化部59とを備える。第1の伝送路特性推定部51は、図3の第1の伝送路特性推定部51と同じ構成要素である。逆行列演算部58は、第1の伝送路特性推定部51から入力された伝送路特性値H[p]及び1次微分H'[p]と、式3に示す固定係数行列Ξとを用いて、式8のΨを算出する。等化部59は、逆行列演算部58から入力されたΨを信号Yにかけることによって、ICI成分除去及び等化処理を一括して行い、送信信号Xを算出する。
(第2の実施形態)
第2の実施形態は、第1の実施形態に対して、除算部の出力信号(SP信号位置の伝送路特性値)を用いてオーバーサンプリング処理を行う点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。
図21は、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200の構成例を示すブロック図である。第2の実施形態のOFDM受信装置200は、第1の実施形態のOFDM受信装置100(図1を参照)に対して、復調部11を復調部12に置換えた構成である。図22は、復調部12の構成例を示すブロック図である。復調部12は、第1の実施形態の復調部11(図2を参照)に対して、ICI除去・等化部31をICI除去・等化部131に置換えた構成である。図23は、ICI除去・等化部131の構成例を示すブロック図である。ICI除去・等化部131は、第1の実施形態のICI除去・等化部31に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部151に置換えた構成である。図24は、第1の伝送路特性推定部151の構成例を示すブロック図である。第1の伝送路特性推定部151は、第1の実施形態の第1の伝送路特性推定部51(図5を参照)に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65をシンボル内オーバーサンプリング部165に置換え、キャリア補間部94を追加した構成である。なお、第1の実施形態で説明した通り、補間部64は、補間部67(図10を参照)に置換えられてもよい。また、図21〜図24において、図1〜図3及び図5に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。
図24に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング部165は、除算部63から入力されるSP位置の伝送路特性値に対してフィルタ処理を行うことによって、SP位置の伝送路特性値を滑らかに補間する。このことによって、伝送路特性値は、シンボル方向に、1シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングされる。このことによって、シンボル内オーバーサンプリング部165は、シンボル(時間)方向に整列する信号列の内のSP信号が挿入された信号列について(図6の白矢印で示した信号列を参照)、1シンボル間隔よりも短い間隔毎に伝送路特性値を得ることができる。以下では、一例として、シンボル内オーバーサンプリング部165が、1シンボル間隔の1/4間隔でオーバーサンプリングした場合を、説明する(図11を参照)。この場合、減算部66は、式5に示した差分演算を行うことによって、シンボル(時間)方向に整列する信号列の内のSP信号が挿入された信号列について、伝送路特性値の1次微分を算出する。キャリア補間部94は、減算部66から入力される1次微分の値を用いて、キャリア(周波数)方向に補間処理を行うことによって、全ての信号(図6を参照)位置の伝送路特性値Hの1次微分H'を算出する。
以上に説明した構成によって、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と同様の効果を得ることができる。更に、第1の伝送路特性推定部151に補間部64の代わりに補間部67(図10を参照)を用いる場合には、シンボル補間部92及びシンボル内オーバーサンプリング部165におけるシンボル方向のフィルタ処理に用いられるシンボル遅延メモリを共通化することができる。加えて、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と同様にオーバーサンプリングを行いシンボル内のサンプル点を用いて差分演算するので、図56の従来技術のようにシンボル遅延器を必要としない。これらのことから、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100よりも回路規模を削減できる。
なお、第2の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は1/4間隔には限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/Kの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、第1の実施形態において図17を用いて説明した通り、シンボル内オーバーサンプリング部165と減算部66とをまとめて、図25に示す通り、シンボル内オーバーサンプリング・減算部168としてもよい。
また、第2の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、伝送路特性値Hの1次微分H’を算出する微分近似は、2点の伝送路特性値の差分を用いるものには限られない。例えば、式7に示すように4点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、4点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。また、この場合にも、図25を用いて説明した、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。
また、図26に示すように、補間部64(図7を参照)は、除算部63の出力信号を入力されず、シンボル内オーバーサンプリング部165から、図6の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力されてもよい。この場合、補間部64は、入力された伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Hを算出する。このような構成とすることによって、図26に示す第1の伝送路特性推定部153は、シンボル補間部92及びキャリア補間部93−1から成る補間部67(図9を参照)を備えることなく、高精度の伝送路特性値Hを算出することができる。
また、第2の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図23に示したICI除去・等化部131には限定されない。例えば、第2の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図18〜図20に示した第1の実施形態のICI除去・等化部32、33及び34に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部151又は153(図24〜図26を参照)に置換えた構成としてもよい。
(第3の実施形態)
第3の実施形態は、第1の実施形態に対して、速度情報に応じて、ICI成分生成に用いる伝送路特性値Hの1次微分H'を切替える点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。
図27は、第3の実施形態に係るOFDM受信装置300の構成例を示すブロック図である。第3の実施形態のOFDM受信装置300は、第1の実施形態のOFDM受信装置100(図1を参照)に対して、復調部11を復調部13に置換えた構成である。図28は、復調部13の構成例を示すブロック図である。復調部13は、第1の実施形態の復調部11(図2を参照)に対して、ICI除去・等化部31をICI除去・等化部231に置換えた構成である。図29は、ICI除去・等化部231の構成例を示すブロック図である。ICI除去・等化部231は、第1の実施形態のICI除去・等化部31に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部251に置換えた構成である。図30は、第1の伝送路特性推定部251の構成例を示すブロック図である。第1の伝送路特性推定部251は、第1の実施形態の第1の伝送路特性推定部51(図5を参照)に対して、第2のH'算出部102とセレクタ103と比較判定部104とを追加し、また、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66をまとめて第1のH'算出部101(図31を参照)とした構成である。なお、第1の実施形態で説明した通り、補間部64は、補間部67(図10を参照)に置換えられてもよい。また、図27〜図30において、図1〜図3及び図5に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。
図30に示す通り、補間部64から出力される伝送路特性値Hは、第1の伝送路特性推定部251の外部(第1の等化部52)と、第1のH'算出部101と、第2のH'算出部102とに入力される。第1のH'算出部101は、第1の実施形態で説明した通りに、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66を用いて、オーバーサンプリング処理によって求められるH'を算出する。第2のH'算出部102は、文献1の技術(図56を参照)と同様に、式1を用いて伝送路特性値Hの1次微分H'を算出する。つまり、第2のH'算出部102は、オーバーサンプリング処理は実施せず、2シンボル間隔の差分演算を用いてH'を算出する。図32は、第2のH'算出部102の構成例を示すブロック図である。図32に示す通り、第2のH'算出部102は、減算部81と遅延部82とを含む。遅延部82は、補間部64から入力された伝送路特性値H[p+1]に対して、2シンボルの遅延処理を施し、H[p−1]を出力する。減算部81は、補間部64から入力されたH[p+1]と遅延部82から入力されたH[p−1]とを用いて、式1に示す演算処理を行うことによって、H'[p]を算出する。この様にして、第2のH'算出部102は、2シンボル間隔の差分演算によって求められるH'を算出する。なお、第2のH'算出部102は、2シンボル間隔以上の差分演算を用いてH'を算出してもよい。
比較判定部104は、OFDM受信装置300の外部から、OFDM受信装置300の移動速度を示す速度情報を入力される。比較判定部104は、入力された速度情報が示す移動速度と所定の閾値とを比較して、当該移動速度が当該所定の閾値よりも高いのか低いのかを判定し、判定結果を出力する。
セレクタ103は、第1のH'算出部101が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるH'と、第2のH'算出部102が算出した2シンボル間隔の差分演算によって求められるH'と、比較判定部104が判定した判定結果とを入力される。セレクタ103は、比較判定部104の判定結果が「低い」である場合は、第2のH'算出部102が算出した2シンボル間隔の差分演算によって求められるH'を、ICI成分生成部53(図29を参照)に出力する。一方、セレクタ103は、比較判定部104の判定結果が「高い」である場合は、第1のH'算出部101が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるH'を、ICI成分生成部53に出力する。つまり、セレクタ103は、OFDM受信装置300が高速移動している場合にはオーバーサンプリング処理によって求められるH'を出力し、OFDM受信装置300が低速移動している場合には2シンボル間隔の差分演算(従来技術)によって求められるH'を出力する。
ICI成分生成部53は、セレクタ103から入力される、オーバーサンプリング処理によって求められるH'、又は、2シンボル間隔の差分演算によって求められるH'を用いて、ICI成分を生成する。
ここで、ICI成分生成部53に入力されるH'を、移動速度に応じて切替える必要性について、図13を再び参照して説明する。図13に示す通り、移動速度が低いためにドップラー周波数が低い領域(fD=0〜100Hz)において、従来技術の差分演算(2Ts間差分)方法は、理想的な微分に十分近い精度を得ることができる。更に、従来技術の差分演算(2Ts間差分)方法は、オーバーサンプリングを行わないのでオーバーサンプリングに伴うフィルタ処理によって生じる補間誤差が無く、また、高い周波数帯域においてゲインを抑制するフィルタ特性によって、ノイズ帯域が狭い。このことによって、移動速度が低い(ドップラー周波数が低い)場合は、ノイズ耐性の観点から、2シンボル間隔の差分演算(2Ts間差分)によって求められるH'を用いてICI成分を除去することが好ましい。一方で、移動速度が高い(ドップラー周波数が高い)場合は、第1の実施形態で説明したように、2シンボル間隔の差分演算(2Ts間差分)によって求められるH'の精度は、極端に低下する。このことから、移動速度が高い場合は、オーバーサンプリング処理によって求められるH'を用いてICI成分を除去することが好ましい。
以上に説明した構成とすることによって、第3の実施形態に係るOFDM受信装置300は、移動速度に応じて、伝送路特性値Hの1次微分H’の算出方法を切替えることができる。このことによって、第3の実施形態に係るOFDM受信装置300は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と同様の効果を得つつ、更に、低速移動時のノイズによる影響を抑制できる。
なお、第3の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は1/4間隔には限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/Kの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、第3の実施形態では、第2のH’算出部102における伝送路特性値Hの1次微分H’の算出方法を、式1を用いる2Ts差分の演算として説明した。しかし、第2のH’算出部102のH’生成方法は、2Tsよりも大きな差分演算でもよく、例えば、式12を用いる4Ts間差分の演算でもよい。
また、第3の実施形態では、2種類のH’を切替えて出力する第1の伝送路特性推定部251(図30を参照)について、説明した。しかし、図33に示す第1の伝送路特性推定部252のように、第1のH’演算部101〜第iのH’演算部10i(iは3以上の整数)を用いて3種類以上のH’を生成し、セレクタ105を用いて当該3種類以上のH’を切替えて出力する構成としてもよい。この場合、比較判定部106は、第1〜第(i−1)の閾値を用いて移動速度を複数段階に判定する。そして、セレクタ105は、比較判定部106の判定結果に従って、3種類以上のH’を切替えて出力する。
また、第3の実施形態では、複数のH'算出部を設けることによって、複数種類のH'を算出した。しかし、例えば、比較判定部104、106の判定結果に応じて、H'を算出するための微分間隔(2Ts、Ts/2、Ts/4等)を切替えるH'算出部を1つ設けることによって、複数種類のH'を算出してもよい。この場合には、セレクタ103、106を省略することができる。
また、第3の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図29に示したICI除去・等化部231には限定されない。例えば、第3の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図18〜図20に示した第1の実施形態のICI除去・等化部32、33及び34に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部251又は252(図30及び図33を参照)に置換えた構成としてもよい。
(第4の実施形態)
第4の実施形態は、第2の実施形態の特徴と第3の実施形態の特徴とを組み合わせたものである。以下、詳しく説明する。
図34は、第4の実施形態に係るOFDM受信装置400の構成例を示すブロック図である。第4の実施形態のOFDM受信装置400は、第3の実施形態のOFDM受信装置300(図27を参照)に対して、復調部13を復調部14に置換えた構成である。図35は、復調部14の構成例を示すブロック図である。復調部14は、第3の実施形態の復調部13(図28を参照)に対して、ICI除去・等化部231をICI除去・等化部331に置換えた構成である。図36は、ICI除去・等化部331の構成例を示すブロック図である。ICI除去・等化部331は、第3の実施形態のICI除去・等化部231(図29を参照)に対して、第1の伝送路特性推定部251を第1の伝送路特性推定部351に置換えた構成である。図37は、第1の伝送路特性推定部351の構成例を示すブロック図である。第1の伝送路特性推定部351は、第3の実施形態の第1の伝送路特性推定部251(図30を参照)に対して、第1のH'算出部101を第1のH'算出部111に置換え、また、除算部63の出力信号を第1のH'算出部111に入力する構成である。なお、第1の実施形態で説明した通り、補間部64は、補間部67(図9を参照)に置換えられてもよい。また、図34〜図37において、図27〜図30に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。
図37に示す通り、第1のH'算出部111は、SP信号位置の伝送路特性値を除算部63から入力され、オーバーサンプリング処理等を行うことによってSP信号位置及びデータ信号位置の伝送路特性値Hの1次微分H'を算出してセレクタ103に出力する。図38は、第1のH'算出部111の構成例を示すブロック図である。図38に示す通り、第1のH'算出部111は、シンボル内オーバーサンプリング部165と、減算部66と、キャリア補間部94とで構成される。なお、第1のH'算出部111を構成する、シンボル内オーバーサンプリング部165、減算部66及びキャリア補間部94は、それぞれ、図24に示す第2の実施形態の第1の伝送路特性推定部151を構成するシンボル内オーバーサンプリング部165、減算部66及びキャリア補間部94と同様であり、同様の動作を行う。
セレクタ103は、第3の実施形態で説明したように、比較判定部104の判定結果に応じて、第1のH'算出部111が算出したオーバーサンプリング処理によって求められるH'と、第2のH'算出部102が算出した2シンボル間隔の差分演算によって求められるH'の内の一方をICI成分生成部53(図36を参照)に出力する。
以上に説明した構成とすることによって、第4の実施形態に係るOFDM受信装置400は、第3の実施形態に係るOFDM受信装置300と同様に、移動速度に応じて、伝送路特性値Hの1次微分H’の算出方法を切替えることができる。このことによって、第4の実施形態に係るOFDM受信装置400は、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100と同様の効果を得つつ、更に、低速移動時のノイズによる影響を抑制できる。また、第4の実施形態に係るOFDM受信装置400は、第2の実施形態に係るOFDM受信装置200と同様に、第1の伝送路特性推定部351に補間部64の代わりに補間部67(図10を参照)を用いる場合には、シンボル補間部92及びシンボル内オーバーサンプリング部165(図38を参照)におけるシンボル方向のフィルタ処理に用いられるシンボル遅延メモリを共通化することができる。
なお、第4の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は1/4間隔には限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/Kの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、第1の実施形態において図17を用いて説明した通りに、第3の実施形態においてシンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66と(図31を参照)をまとめ、又、第4の実施形態においてシンボル内オーバーサンプリング部165と減算部66と(図38を参照)をまとめて、それぞれ、シンボル内オーバーサンプリング・減算部としてもよい。
また、第3及び第4の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、伝送路特性値Hの1次微分H’を算出する微分近似は、2点の伝送路特性値の差分を用いるものには限られない。例えば、式7に示すように4点の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよいし、4点以上の伝送路特性値を用いた微分近似処理を行ってもよい。また、この場合にも、上記したように、オーバーサンプリング処理と差分演算処理とを一括処理する構成としてもよい。
また、第4の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図36に示したICI除去・等化部331には限定されない。例えば、第4の実施形態におけるICI除去・等化部の構成は、図18〜図20に示した第1の実施形態のICI除去・等化部32、33及び34に対して、第1の伝送路特性推定部51を第1の伝送路特性推定部351(図37及び以下に説明する図39を参照)に置換えた構成としてもよい。
また、図39に示すように、補間部64(図7を参照)は、除算部63の出力信号を入力されず、シンボル内オーバーサンプリング部165(図38を参照)から、図6の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力されてもよい。この場合、補間部64は、入力された伝送路特性値を用いてキャリア方向に補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Hを算出する。このような構成とすることによって、図39に示す第1の伝送路特性推定部351は、シンボル補間部92及びキャリア補間部93−1から成る補間部67(図9を参照)を備えることなく、高精度の伝送路特性値Hを算出することができる。
また、第4の実施形態においても、第3の実施形態で図33を用いて説明した構成と様に、3つ以上のH'演算部を用いて3種類以上のH'を生成し、比較判定部の判定結果に従って、セレクタが3種類以上のH'を切替えて出力する構成としてもよい。
また、第4の実施形態において、比較判定部の判定結果に応じて、H'を算出するための微分間隔(2Ts、Ts/2、Ts/4等)を切替えるH'算出部を1つ設けることによって、複数種類のH'を算出してもよい。この場合には、H'算出部は、補間部64の出力信号を入力されず、除算部63の出力信号のみを入力される。また、この場合には、セレクタ103を省略することができる。
また、第3及び第4の実施形態において、比較判定部104、106に入力される速度情報は、移動体の移動速度を示すものであればよく、例えば、車速パルス信号、GPS(Global Positioning System)等から得られる速度情報である。また、第3及び第4の実施形態において、OFDM受信装置300、400は、受信信号を用いてドップラー周波数の広がり幅を測定し、当該広がり幅を用いて速度情報を算出してもよい。この場合には、速度情報は、受信装置の移動によって生じるICI成分のみならず、送信装置の移動、伝送路に存在する反射物の移動等によって生じるICI成分をも示す情報となる。
また、第3及び第4の実施形態では、速度情報に基づいて、複数の方法で複数種類のH'を算出して適切なH'を選択することによって、ICI成分の除去及び等化処理を行った。しかし、複数種類のH'毎に、ICI成分除去及び等化処理を行う構成を並列に設けて、ICI成分除去・等化処理後の各信号の内、最適な信号を選択してもよい。
また、文献1では、伝送路特性値をテーラー展開で表し、かつ、1次微分の項で展開を打ち切って近似している(文献1の式10を参照)。第1〜第4の実施形態においても、同様に、1次微分の項で展開を打ち切って近似するものとして説明を行った。しかし、テーラー展開における2次微分の項、3次微分の項、更にはそれ以上の次数の微分の項を用いて近似することによって、伝送路特性を推定してもよい。この場合、1次微分の項だけでなく、2次以上の任意次数の微分の項を算出するに際しても、1シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングした伝送路特性値Hを適用してもよい。更には、全ての次数の微分の項を算出するに際して、1シンボル間隔よりも短い間隔でオーバーサンプリングした伝送路特性値Hを適用してもよい。
(第5の実施形態)
第5の実施形態は、第1〜第4の実施形態に対して、ICI成分が除去された信号Y^を、伝送路特性値H及び伝送路特性値Hの1次微分H'を算出する伝送路特性推定部にフィードバックすることによって、ICI成分の精度を向上させる点に、特に、特徴を有する。以下、詳しく説明する。
図40は、第5の実施形態に係るOFDM受信装置500の構成例を示すブロック図である。第5の実施形態のOFDM受信装置500は、第1の実施形態のOFDM受信装置100(図1を参照)に対して、復調部11を復調部15に置換えた構成である。図41は、復調部15の構成例を示すブロック図である。復調部15は、第1の実施形態の復調部11(図2を参照)に対して、ICI除去・等化部31をICI除去・等化部431に置換えた構成である。図42は、ICI除去・等化部431の構成例を示すブロック図である。ICI除去・等化部431は、第1の実施形態で図18を用いて説明したICI除去・等化部32に対して、第1の伝送路特性推定部51を伝送路特性推定部451に置換え、伝送路特性推定部451に減算部54の出力信号(ICI成分が除去された信号Y^)をフィードバックさせる構成である。図43は、伝送路特性推定部451の構成例を示すブロック図である。伝送路特性推定部451は、第1の実施形態の第1の伝送路特性推定部51(図5を参照)に対して、補間部64(図7を参照)を補間部67(図9を参照)に置換え、また、除算部463、SP抽出部462及びSP生成部461を追加した構成である。なお、図40〜図43において、図1、図2、図18及び図5に示す構成要素と同様の構成要素については、同様の参照符号を付して、その説明は省略する。
図44及び図45は、伝送路特性推定部451に備えられる補間部67が行う補間処理について説明するための図である。図44及び図45において、黒丸はSP信号を示し、白丸はデータ信号を示し、斜線の丸はICI成分除去後の伝送路特性値に対応するSP信号を示す。また、SP1〜SP6は、SP信号を示す。また、HSP3〜HSP6は、それぞれ、SP3〜SP6の位置のICI成分除去後の伝送路特性値を示す。以下では、図10を用いて説明したシンボル方向及びキャリア方向に補間を行う補間処理を一例に挙げて、図42〜図45を用いて説明する。
図42に示す通り、減算部54から出力されたICI成分除去後の信号Y^は、第2の等化部55と伝送路特性推定部451とに入力される。図43に示す通り、伝送路特性推定部451において、SP抽出部462は、ICI成分除去後の信号Y^を入力され、当該信号Y^からSP信号を抽出する。ここで、ICI成分除去後の信号Y^から抽出されたSP信号は、ICI成分が除去されているので、以下では、ICI除去後SP信号という。SP生成部461は、SP生成部61と同様に、SP信号を生成する。除算部463は、ICI除去後SP信号をSP生成部461が生成したSP信号で除算することによって、ICI除去後SP信号位置の伝送路特性値を算出する。補間部67は、除算部63から入力されたSP信号位置の伝送路特性値の一部を、ICI除去後SP信号位置の伝送路特性値に置換えた後に、補間処理を行って全ての信号位置の伝送路特性値Hを算出する。
以下に、シンボル補間部92とキャリア補間部93−1とを備える補間部67(図9を参照)が行う補間処理について、図44及び図45に白矢印で示すシンボル方向に整列する信号列Kを一例に挙げて、詳しく説明する。まず、図44において、信号列Kを構成する信号の内、シンボルp(pは整数)に属するデータ信号d1の位置の伝送路特性値Hd1が補間対象である場合を考える。ここで、補間対象の伝送路特性値Hd1に対応するデータ信号d1よりも過去に、除算部63から補間部67に入力されたSP信号は、SP4〜SP6である。この過去に入力されたSP4〜SP6位置の伝送路特性値は、それぞれ、シンボル補間部92によって、既にICI成分除去後の伝送路特性値HSP4〜HSP6に置換えられている。シンボル補間部92は、SP4〜SP6位置のICI成分除去後の伝送路特性値HSP4〜HSP6と、SP1〜SP3位置のICI成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。このことによって、シンボル補間部92は、補間対象の伝送路特性値Hd1を算出する。なお、説明の都合上、シンボル補間部92は、6つの伝送路特性値を用いて補間処理を行うこととした。しかし、シンボル補間部92が補間処理に用いる伝送路特性値の数量は、これには限られない。次に、同様にして、データ信号d2の位置の伝送路特性値Hd2が、算出される。
次に、図45を用いて、データ信号d3の位置の伝送路特性値Hd3が補間対象となる場合について説明する。図45に示す通り、シンボル補間部92は、補間対象の伝送路特性値Hd3に対応するデータ信号d3よりも過去に、除算部63から補間部67に入力されたSP3の位置の伝送路特性値を、ICI成分除去後の伝送路特性値HSP3に置換える。その後、シンボル補間部92は、同様に、ICI成分除去後の伝送路特性値HSP3等と、ICI成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。このことによって、シンボル補間部92は、補間対象の伝送路特性値Hd3を算出する。
以上の処理を繰り返すことによって、シンボル補間部92は、信号列Kについての伝送路特性値の全てを算出する。また、同様にして、シンボル補間部92は、シンボル方向に整列する信号列であって、SP信号を含む信号列の全てについて、シンボル方向の補間処理を行う。その後、キャリア補間部93−1は、キャリア方向の補間処理を行うことによって、全ての信号位置の伝送路特性値Hを算出する。
以上に説明した通り、第5の実施形態に係るOFDM受信装置500は、ICI成分除去後の信号Y^のSP信号位置の伝送路特性値を抽出して、ICI成分算出に用いるSP信号位置の伝送路特性値の一部と置換える。このことによって、第5の実施形態に係るOFDM受信装置500が備える伝送路特性推定部451は、伝送路特性値H及び伝送路特性値Hの1次微分H'を、第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備える第1の伝送路特性推定部51(図5を参照)よりも高精度に算出できる。この結果として、OFDM受信装置500は、ICI除去・等化部32(図18を参照)を備えるOFDM受信装置100と比べて、更に高精度のICI成分を算出できるので、更に高精度のICI成分除去ができる。加えて、OFDM受信装置500は、第2の等化部55が高精度の伝送路特性値Hを用いて等化処理を行うので、ICI除去・等化部32を備えるOFDM受信装置100よりも、更に高精度の等化処理ができる。この結果として、OFDM受信装置500は、ICI除去・等化部32を備えるOFDM受信装置100よりも、更に高い移動受信性能を実現できる。
なお、第5の実施形態では、ICI成分除去処理における処理遅延を理想的なものとして説明した。しかし、例えば、補間部67が補間を実施し、ICI成分除去が実行され、補間部67がICI成分除去後の信号Y^のSP信号位置の伝送路特性値を置換えるフィードバック処理に要する処理遅延が、3シンボルである場合を考える(図42を参照)。この場合には、図44に示すデータd1位置の伝送路特性値Hd1の補間処理時において、SP4位置の伝送路特性値を、ICI成分除去後の伝送路特性値HSP4に置換えることができない。従って、この場合には、シンボル補間部92は、SP5〜SP6位置のICI成分除去後の伝送路特性値HSP5〜HSP6と、SP1〜SP4位置のICI成分除去前の伝送路特性値とを用いて、シンボル方向の補間処理を行う。この様に、シンボル補間部92は、フィードバック処理に要する処理遅延に応じて、置換え可能な伝送路特性値の置換えを行って、補間処理をする。ここで、既に説明したように、シンボル補間部92が補間処理に用いる伝送路特性値の数量は、これには限られない。
また、第5の実施形態においても、第1の実施形態と同様に、オーバーサンプリングの間隔は1/4間隔には限定されず、例えば、図16に示すように、1シンボル間隔(Ts)の1/Kの間隔でオーバーサンプリングしてもよい。この場合、伝送路特性値H[p]の1次微分H’[p]は、式6を用いて算出される。
また、第1の実施形態において図17を用いて説明した通り、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とをまとめて、シンボル内オーバーサンプリング・減算部68としてもよい。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図46に示す伝送路特性推定部452を備えてもよい。図46に示す通り、伝送路特性推定部452は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とを無くし、第2の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部151(図24を参照)が備えるシンボル内オーバーサンプリング部165と減算部66とキャリア補間部94とを追加した構成である。シンボル内オーバーサンプリング部165は、第2の実施形態で説明したように、除算部63の出力信号を入力されて、オーバーサンプリング処理を行う。このオーバーサンプリング処理に際して、シンボル内オーバーサンプリング部165は、ICI成分除去後のSP信号から算出された伝送路特性値を、除算部463から入力される。そして、シンボル内オーバーサンプリング部165は、図44及び図45を用いて説明したように、SP信号位置の伝送路特性値の一部を、除算部463から入力された伝送路特性値に置換えた後に、オーバーサンプリング処理を行う。
また、第1の実施形態で図17を用いて説明したように、図46に示す伝送路特性推定部452を構成するシンボル内オーバーサンプリング部165と減算部66とをまとめて、シンボル内オーバーサンプリング・減算部168としてもよい(図47を参照)。
また、第2の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部153(図26を参照)と同様に、伝送路特性推定部452(図46を参照)に対して、補間部67を無くし、図6の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を、シンボル内オーバーサンプリング部165から入力されるキャリア補間部64を追加してもよい(図48に示す伝送路特性推定部454を参照)。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図49に示す伝送路特性推定部455を備えてもよい。図49に示す通り、伝送路特性推定部455は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とを無くし、第3の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部251(図30を参照)が備える第1のH'算出部101と第2のH'算出部102とセレクタ103と比較判定部104とを追加した構成である。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図50に示す伝送路特性推定部456を備えてもよい。図50に示す通り、伝送路特性推定部456は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とを無くし、第3の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部252(図33を参照)が備える第1〜第iのH'算出部101〜10iとセレクタ105と比較判定部106とを追加した構成である。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図51に示す伝送路特性推定部457を備えてもよい。図51に示す通り、伝送路特性推定部457は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65と減算部66とを無くし、第4の実施形態で説明した第1の伝送路特性推定部351(図37を参照)が備える第1のH'算出部111と第2のH'算出部102とセレクタ103と比較判定部104とを追加した構成である。第2のH'算出部102には、補間部67の出力信号が入力され、第1のH'算出部111には、除算部63の出力信号と除算部463の出力信号とが入力される。第1のH'算出部111に備えられるシンボル内オーバーサンプリング部165(図38を参照)は、第2の実施形態で説明したように、除算部463の出力信号を入力されて、オーバーサンプリング処理を行う。このオーバーサンプリング処理に際して、シンボル内オーバーサンプリング部165は、ICI成分除去後のSP信号から算出された伝送路特性値を、除算部463から入力される。そして、シンボル内オーバーサンプリング部165は、図44及び図45を用いて説明したように、SP信号位置の伝送路特性値の一部を、除算部463から入力された伝送路特性値に置換えた後に、オーバーサンプリング処理を行う。
更には、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図51に示す伝送路特性推定部457の代わりに、図52に示す伝送路特性推定部458を備えてもよい。図52に示す通り、伝送路特性推定部458は、伝送路特性推定部457に対して、補間部67(図10を参照)の代わりに補間部64(図9を参照)を備える。補間部64は、除算部63及び除算部463から出力信号を入力されず、第1のH'算出部111に備えられるシンボル内オーバーサンプリング部165(図37を参照)から、図6の白矢印で示す信号列を構成する各信号位置の伝送路特性値を入力される。補間部64の動作説明は、第4の実施形態で図38を用いて説明したので、省略する。
また、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図43に示す伝送路特性推定部451の代わりに、図53に示す伝送路特性推定部453を備えてもよい。図53に示す通り、伝送路特性推定部453は、伝送路特性推定部451に対して、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66を、第3の実施形態で説明した図32に示す第2のH'算出部102に置換えた構成である。第2のH'算出部102は、オーバーサンプリング処理は実施せず、文献1の技術(図56を参照)と同様に、2シンボル間隔の差分演算を用いてH'を算出する。この場合には、オーバーサンプリング処理に起因して、伝送路特性値Hの1次微分H'の精度が向上することはない。しかし、既に説明したように、補間部67において、SP信号位置の伝送路特性値の一部がICI成分除去後の伝送路特性値に置換えられるので、補間部67が出力する伝送路特性値Hの精度は向上する。このことから、第2のH'算出部102の算出する伝送路特性値Hの1次微分H'の精度も向上する。このことによって、ICI成分生成器53が算出するICI成分の精度が向上する。また、第2の等化部55(図42を参照)の等化処理の精度も向上する。この結果として、第5の実施形態のOFDM受信装置500は、図53に示す伝送路特性推定部453を備える場合であっても、十分にICI成分除去及び等化処理の精度を向上させることができる。
また、以上に説明した伝送路特性推定部451〜453、455〜457(図43、図46、図47、図49〜図51、図53を参照)において、シンボル方向及びキャリア方向に補間処理を行う補間部67(図9を参照)を、キャリア方向のみに補間処理を行う補間部64(図7を参照)に置換えてもよい。しかし、補間部64に置換えた場合は、伝送路特性推定部451〜453、455〜457において、補間部64が補間処理によって算出する伝送路特性値の精度は向上しない。これは、補間部64はキャリア方向のみに補間処理を行うので、図44からも解るように、置換えられた伝送路特性値(斜線の丸を参照)が補間処理に影響しないからである。また、補間部64に置換えた場合は、伝送路特性推定部451、453、455、456において、図44に整列する信号の内の一部の信号に対応する伝送路特性値の1次微分のみの精度が向上する。これは、SP信号を含まないシンボル方向に整列した信号列において伝送路特性値の1次微分を算出する場合には、置換えられた伝送路特性値(斜線の丸を参照)が影響しないからである。
また、伝送路特性推定部451〜458(図43、図46〜図53を参照)において、SP生成部、SP抽出部及び除算部等、共用できる構成要素は共用してもよ
また、第5の実施形態では、第2の等化部55は伝送路特性推定部451から伝送路特性値Hを入力される構成(図42を参照)として、回路規模の増加を抑制した。しかし、図54に示すICI除去・等化部431−1のように、第1の実施形態で図3を用いて説明した第2の伝送路特性推定部56を追加し、第2の等化部55は第2の伝送路特性推定部56から伝送路特性値H1を入力される構成としてもよい。このような構成とすることによって、第2の等化部55は、第2の伝送路特性推定部56によってICI成分除去後の信号Y^から算出された伝送路特性値H1を用いて、等化処理を行うことができる。この結果として、より精度の高いICI成分除去及び等化処理が可能となる。
また、第5の実施形態では、フィードバック処理を用いてICI成分を除去する構成について、説明した。しかし、除去対象は、ICI成分には限らず、OFDM信号を構成する信号間の干渉成分であればよい。例えば、除去対象は、遅延波によって生じるシンボル間干渉(ISI:Inter symbol Interference)成分の除去であってもよい。この場合、復調部15(図41を参照)は、ICI除去・等化部431(図42を参照)の代わりに、図55に示すISI除去・等化部471を備えることとなる。図55に示す通り、ISI除去・等化部471は、ICI除去・等化部431に対して、ICI成分生成部53及び減算部54の代わりにISI除去部481を備える構成である。ISI除去部481は、伝送路特性推定部451が算出する伝送路特性値Hを用いて、受信信号YからISI成分を除去する。伝送路特性推定部451(図43を参照)は、ISI除去後の受信信号Y1^を入力されて、図44及び図45を用いて説明した補間処理を行い、高精度の伝送路特性値Hを算出する。なお、この場合には、伝送路特性推定部451は、シンボル内オーバーサンプリング部65及び減算部66を備える必要はない。また、ISI除去部481の構成は、一般的な構成であるので、その説明は省略する。このことによって、高精度のISI成分除去及び等化処理が可能となる。
また、第1〜第5の実施形態では、オーバーサンプリング処理(図11等を参照)によって算出される伝送路特性値Hのn次微分(1次微分H'を具体例に挙げて以上では説明を展開した)を、ICI成分の除去に用いる場合について説明した。しかし、本発明のオーバーサンプリング処理によって算出されるn次微分は、伝送路特性値Hのn次微分演算を行う技術全般に用いることができる。例えば、本発明のオーバーサンプリング処理によって算出される1次微分H'は、伝送路特性値の1次微分を利用する伝送路特性変動検出器が実施する微分近似に用いることもできる。
また、第1〜第5の実施形態では、OFDM受信装置が移動することによって、ICI成分が生じる場合について、主に説明した。しかし、ICI成分は、送信装置の移動、伝送路に存在する反射物の移動等によっても生じる。この場合であっても、第1〜第5の実施形態のOFDM受信装置100〜500は、以上に説明した効果を奏することができる。
また、第1〜第5の実施形態に係るOFDM受信装置100〜500の各構成要素は、それぞれ集積回路であるLSIとして実現することができる。これらは、個別に1チップ化されてもよいし、それぞれにおいて全て又は一部を含むように1チップ化されてもよい。ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと称呼されることもある。また、集積回路化の手法はLSIに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用例が可能性としてあり得る。
また、上述した第1〜第5実施形態に係るOFDM受信装置100〜500は、一般的なコンピュータシステム等の情報処理装置で実現可能である。コンピュータシステムは、例えばマイクロプロセッサ、ROMおよびRAMなどで構成される。上述したOFDM受信装置100〜500の各構成部の処理をコンピュータシステムに実行させるプログラムは、所定の情報記録媒体に格納される。コンピュータシステムは、所定の情報記録媒体に格納されたプログラムを読み出して実行することによって、各構成部の機能を実現することができる。なお、プログラムは、所定の機能を達成するために、コンピュータに対する指令を示す命令コードが複数個組み合わされて構成されたものである。また、上記プログラムを格納する情報記録媒体は、例えば、フレキシブルディスク、ハードディスク、CD−ROM、MO、DVD、DVD−ROM、DVD−RAM、BD(Blu−ray Disc)、および半導体メモリなどである。また、上記プログラムは、他の媒体や通信回線を通じて上記情報処理装置に供給されてもかまわない。また、上記プログラムは、他の媒体や通信回線を通じて、他の情報処理装置に供給されてもかまわない。
また、第1〜第5の実施形態に係るOFDM受信装置100〜500は、第1〜第5の実施形態に記載された受信処理の少なくとも一部を行う受信方法を用いて実現されてもよい。
また、以上では、第1〜第5の実施形態に係る発明を実現する様々な受信処理について説明した。そして、第1〜第5の実施形態に係る発明を実現できるのであれば、この様々な受信処理を実現する各構成要素、又は各プログラム、又は各方法を組み合わせてもよい。
また、第1〜第5の実施形態では、日本の国内地上デジタル放送規格のISDB−T方式を用いて説明した。しかし、本発明が適用される通信規格は、これには限られず、例えば、DVB−T、DVB−H、DAB、DMB、DMB−TH、WiMAX等に適用できる。
本発明は、OFDM受信装置等に利用可能であり、特に、移動受信を行うOFDM受信装置等において受信信号のICI成分を効果的に除去したい場合等に有用である。
第1の実施形態に係るキャリア間干渉(ICI)除去を行うOFDM受信装置100の構成例を示すブロック図
第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備える復調部11の構成例を示すブロック図
第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備えるICI除去・等化部31の構成例を示すブロック図
第1の実施形態に係るOFDM受信装置100が備えるICI成分生成部53の構成例を示す図
第1の伝送路特性推定部51の構成例を示すブロック図
ISDB−T方式における信号配置を示す図
補間部64の構成例を示す図
キャリア方向のみに補間を行う補間方法を示す図
補間部67の構成例を示す図
シンボル方向に補間した後にキャリア方向に補間を行う補間方法を示す図
シンボル内オーバーサンプリング部65が行うオーバーサンプリング処理について説明するための図
第2の伝送路特性推定部56の構成例を示すブロック図
第1の実施形態に係るOFDM受信装置100の効果について説明するための図
第1の実施形態に係るOFDM受信装置100の効果について説明するための図
ISDB−T方式で専ら用いられるパラメータを示す図
1シンボル間隔(Ts)の1/K(Kは、正の整数)の間隔でオーバーサンプリングする場合の図
第1の伝送路特性推定部51の他の構成を示す図
ICI除去・等化部32の構成示す図
ICI除去・等化部33の構成示す図
ICI除去・等化部34の構成示す図
第2の実施形態に係るOFDM受信装置200の構成例を示すブロック図
復調部12の構成例を示すブロック図
ICI除去・等化部131の構成例を示すブロック図
第1の伝送路特性推定部151の構成例を示すブロック図
第1の伝送路特性推定部151の別の構成例を示すブロック図
第1の伝送路特性推定部153の構成例を示すブロック図
第3の実施形態に係るOFDM受信装置300の構成例を示すブロック図
復調部13の構成例を示すブロック図
ICI除去・等化部231の構成例を示すブロック図
第1の伝送路特性推定部251の構成例を示すブロック図
第1のH'算出部101の構成例を示すブロック図
第2のH'算出部102の構成例を示すブロック図
第1の伝送路特性推定部252の構成例を示すブロック図
第4の実施形態に係るOFDM受信装置400の構成例を示すブロック図
復調部14の構成例を示すブロック図
ICI除去・等化部331の構成例を示すブロック図
第1の伝送路特性推定部351の構成例を示すブロック図
第1のH'算出部111の構成例を示すブロック図
ICI除去・等化部331の別の構成例を示すブロック図
第5の実施形態に係るOFDM受信装置500の構成例を示すブロック図
復調部15の構成例を示すブロック図
ICI除去・等化部431の構成例を示すブロック図
伝送路特性推定部451の構成例を示すブロック図
伝送路特性推定部451に備えられる補間部67が行う補間処理について説明するための図
伝送路特性推定部451に備えられる補間部67が行う補間処理について説明するための図
伝送路特性推定部452の構成例を示すブロック図
伝送路特性推定部452の別の構成例を示すブロック図
伝送路特性推定部454の構成例を示すブロック図
伝送路特性推定部455の構成例を示すブロック図
伝送路特性推定部456の構成例を示すブロック図
伝送路特性推定部457の構成例を示すブロック図
伝送路特性推定部458の構成例を示すブロック図
伝送路特性推定部453の構成例を示すブロック図
ICI除去・等化部431−1の構成例を示すブロック図
ISI除去・等化部471の構成例を示すブロック図
文献1に記載された、従来のOFDM受信装置1100に備えられるICI除去部1000の構成を表すブロック図
1 アンテナ
2 チューナ
3 誤り訂正部
4 デコード部
5 表示部
11〜15 復調部
21 A/D変換部
22 直交復調部
23 直交変換部
24 シンボル同期部
31〜34、56、131、231、331、431 ICI除去・等化部
51、151、153、251、252、351、451〜453、453−1、454〜458、1001 伝送路特性推定部
52、55、57、59 等化部
53 ICI成分生成部
54、66、1005 減算部
58 逆行列演算部
61、461 SP生成部
62、71、72、462SP 抽出部
63、73、463 除算部
64、74、92、93、93−1、94 補間部
65、165 シンボル内オーバーサンプリング部
68、168 シンボル内オーバーサンプリング・減算部
91、1004 乗算部
101〜10i、111 第1〜第iのH'算出部
103、105 セレクタ
104、106 比較判定部
471 ISI除去・等化部
100、200、300、400、500 OFDM受信装置
1000 ICI除去部、
1002 仮等化部
1003 伝送路特性1次微分算出部
1011〜1013 遅延器
1100O FDM受信装置、