JPWO2007129469A1

JPWO2007129469A1 - 電力変換装置

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Publication number: JPWO2007129469A1
Application number: JP2008514390A
Authority: JP
Inventors: 岸田　行盛; 行盛岸田; 岩田　明彦; 明彦岩田; 慎一小草
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-05-08
Filing date: 2007-05-07
Publication date: 2009-09-17
Anticipated expiration: 2027-05-07
Also published as: JP5049964B2; WO2007129469A1

Abstract

回生制御可能なコンバータにおいて、高調波を抑制でき、電力損失および電磁ノイズも低減できる電力変換装置を提供するとともに、直流電力を蓄積する電力貯蔵器を容易に信頼性よく初期充電する。三相のメインコンバータ（２）の各相の交流入力線に、メインコンバータ（２）の直流電圧より小さい直流電圧を有する単相のサブコンバータ（３）の交流側を直列接続して電力変換器（７）を構成し、各コンバータ（２）、（３）の相電圧の和で電力変換器（７）の相電圧を発生する。そして系統電源（１）と電力変換器（７）との間に充電用抵抗（２３）を設けて、系統電源（１）から充電用抵抗（２３）を介する電流経路によりメインコンバータ（２）およびサブコンバータ（３）のフィルタコンデンサ（４）、（５）の初期充電を行う。

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、交流電力を直流電力に変換するコンバータに関するものである。

従来の電力変換装置として、ＧＴＯなどの自己消弧能力をもつ半導体素子によって構成されるＰＷＭコンバータは、電源電圧の極性、電流の極性、大きさにかかわらずスイッチングが可能であり、力行では力率１、回生では力率−１に制御できる（例えば、非特許文献１参照）。

「最新電気鉄道工学」（電気学会電気鉄道における調査専門委員会 2000/9/11発行コロナ社）Ｐ６０〜６７

しかしながら、従来のＰＷＭコンバータでは、電圧が大きいパルスのＰＷＭ制御により交流入力端子に電圧を発生させる。波形形成のための歪みを無くし高調波を抑制しようとすると、系統のリアクトルを大きくするかスイッチング回数を増やすことになる。しかしながら、リアクトルを大きくすると装置が大型化し、スイッチング回数を増やすと、電力損失が増え、電磁ノイズも増加する。また、スイッチング回数を減らすと、電流歪みが大きくなり、系統に高調波電流が発生するという問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、交流電力を直流電力に変換し回生時にも電力制御可能なコンバータであって、高調波を抑制すると共に電力損失および電磁ノイズが低減された、変換効率が高く小型化が促進された電力変換装置を提供し、さらにこのような電力変換装置の直流電力を蓄積する電力貯蔵器を容易に信頼性よく初期充電することを目的とする。

第１の発明による電力変換装置は、それぞれ直流側に直流電圧が異なる電力貯蔵器を有して交流電源からの交流電力を直流電力に変換し上記各電力貯蔵器に出力するメインコンバータおよびサブコンバータを、該サブコンバータを上記メインコンバータと上記交流電源との間に配置して直列接続した電力変換器と、上記電力変換器と上記交流電源との間に接続された充電用抵抗とを備える。そして、上記各電力貯蔵器の初期充電時に、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの制御により上記交流電源から上記充電用抵抗を介する電流経路にて、少なくとも上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電するものである。

第２の発明による電力変換装置は、それぞれ直流側に直流電圧が異なる電力貯蔵器を有して交流電源からの交流電力を直流電力に変換し上記各電力貯蔵器に出力するメインコンバータおよびサブコンバータを、該サブコンバータを上記メインコンバータと上記交流電源との間に配置して直列接続した電力変換器と、上記電力変換器と上記交流電源との間に接続されたリアクトルとを備える。そして、上記各電力貯蔵器の初期充電時に、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの制御により上記交流電源から上記リアクトルを介する電流経路にて、少なくとも上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電するものである。

このような第１、第２の発明による電力変換装置では、メインコンバータおよびサブコンバータの各交流入力端子に発生する電圧の和で交流入力側に電圧発生することになる。このようにメインコンバータとサブコンバータとで電圧を分担できるため、電圧が大きいパルスを高い周波数でスイッチングして発生させる必要が無く、電力損失および電磁ノイズが低減される。このため、高調波の抑制と電力損失および電磁ノイズの低減とが図れる。さらに、充電用抵抗あるいはリアクトルを介してサブコンバータの電力貯蔵器を初期充電するため、電力貯蔵器に流れる突入電流が防止でき、容易で信頼性よく電力貯蔵器を初期充電できる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態１によるサブコンバータの回路図である。この発明の実施の形態１によるフィルタコンデンサの初期充電を示すフローチャートである。この発明の実施の形態１によるサブコンバータのフィルタコンデンサの充電を説明する回路図である。この発明の実施の形態１によるメインコンバータのフィルタコンデンサの充電を説明する回路図である。この発明の実施の形態２によるフィルタコンデンサの初期充電を示すフローチャートである。この発明の実施の形態２の別例によるフィルタコンデンサの初期充電を示すフローチャートである。図７で示すフィルタコンデンサの充電を説明する回路図である。この発明の実施の形態２の別例による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の各コンバータの出力論理と出力階調（電圧レベル）とを示す図である。この発明の実施の形態３による電力変換装置の各コンバータの電圧波形である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す図である。これは、モータ、電灯などの負荷又は交流系統などに交流電力を供給する電力変換装置の中間直流電圧の形成に適用される。この電力変換装置は中間直流電圧としてのフィルタコンデンサの直流電圧を維持するため、交流系統と直流電圧リンク間で電力変換を行い、そのため交流系統側に系統電圧と同じ電圧を出力するようにスイッチングする。

図１に示すように、電力変換装置は、三相２レベルコンバータから成るメインコンバータ２の各相交流入力線９に単相のサブコンバータ３の交流側をそれぞれ直列接続して構成した電力変換器７にて構成される。メインコンバータ２および各サブコンバータ３は直流出力側に電力貯蔵器としてのフィルタコンデンサ４、５を備える。メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４の直流電圧は、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５の直流電圧より大きいものとする。電力変換器７は、交流電源としての三相交流の系統電源１から系統のリアクトル６を通して供給された交流電力を直流電力に変換し、この直流電力をメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４に供給する。８は、例えばモータ負荷とそれを駆動するインバータ、あるいは直流負荷である。
また、各相交流入力線９におけるサブコンバータ３と系統電源１との間には、切り換えスイッチとしてのメイン上位スイッチ２１を備え、第２のスイッチとしてのサブ上位スイッチ２２と充電用抵抗２３とを直列接続した直列回路がメイン上位スイッチ２１に並列に接続される。

メインコンバータ２は、ダイオードを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子とフィルタコンデンサ４とで構成された三相２レベルコンバータである。また、サブコンバータ３は、図２に示すように、ダイオード１２を逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の自己消弧型半導体スイッチング素子１１のフルブリッジとフィルタコンデンサ５で構成される。自己消弧型半導体スイッチング素子はＩＧＢＴ以外にも、ＧＣＴ、ＧＴＯ、トランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等でも、また自己消弧機能がないサイリスタ等でも強制転流動作が可能であればよい。
フィルタコンデンサ４の電圧とフィルタコンデンサ５の電圧の比は、例えば、２：１、３：１、４：１、５：１、６：１であり、製品仕様に合わせて用いられる。
フィルタコンデンサ４、５の代わりに電力を貯蔵する電池等を電力貯蔵器に用いても良く、同様な効果が得られる。

このように構成される電力変換装置は、メインコンバータ２とサブコンバータ３とを直列接続して電力変換器７を構成して各コンバータ２、３の相電圧の和で電力変換器７の相電圧を発生するため、大きな電圧のパルスを高いスイッチング周波数で発生させる必要がなく、系統のリアクトルを大きくすることなく高調波を抑制でき、電力損失および電磁ノイズも低減できる。このため、変換効率が高く小型化が促進された電力変換装置が得られる。
なお、メインコンバータ２とサブコンバータ３は出力したい電圧に対してパルス幅の変調制御出力、いわゆる、ＰＷＭ出力を行っても良い。出力に小さなフィルタをおくことで、電圧出力の精度が向上させることが出来、電圧や電流の高調波を抑制できる。
特に電圧が高いメインコンバータは出力パルス数を少なくし、電圧が低いサブコンバータはＰＷＭ出力すると、変換効率の向上と高調波抑制の両立が出来、効果的である。
また、電力変換器７が回生運転をしない場合、図１で示すメインコンバータ２に替わってダイオードのフルブリッジ構成のメインコンバータを用いて電力変換器を構成してもよく、安価を実現できる。この場合も、サブコンバータ３をＰＷＭ制御することで、高調波の抑制ができる。

次に、電力変換装置の起動時におけるフィルタコンデンサ４、５の初期充電について以下に示す。
各相交流入力線９におけるサブコンバータ３と系統電源１との間に設けられた、メイン上位スイッチ２１、サブ上位スイッチ２２および充電用抵抗２３は、メインコンバータ２とサブコンバータ３のフィルタコンデンサ４、５の初期充電用抵抗回路を構成する。充電用抵抗２３は、数kΩであり、サブ上位スイッチ２２は小容量のコンタクタ又はリレーである。

図３は、フィルタコンデンサ４、５の初期充電を示すフローチャートである。
まず、電力変換装置の起動時に、メイン上位スイッチ２１およびサブ上位スイッチ２２が遮断され、フィルタコンデンサ４、５が充電されていない状態で（ステップｓ１）、サブ上位スイッチ２２を投入し、突入電流を抑えながらサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５を充電する。このとき、メインコンバータ２の全ての上部アームのみまたは全ての下部アームのみをオンにして、図４（ａ）に示すように、系統電源１から充電用抵抗２３を介する電流経路によりサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５を充電する。なお、便宜上、図４では、Ｒ相からＳ相に流れる電流でＲ相のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５が充電される場合を示すが、他の相の場合も同様である。サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５の充電電圧が目標値を越えると、サブコンバータ３のスイッチ状態を変えて、図４（ｂ）に示す電流経路によりサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５を放電し、図に示す充電モードと放電モードと繰り返して充電電圧を目標値に近づける（ステップｓ２）。

次に、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５の充電が完了したか判定し（ステップｓ３）、充電が完了するとメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を充電する。このとき、サブコンバータ３においてフィルタコンデンサ５に電流が流れないスイッチ状態（以下、スルーモード）にして、図５（ａ）に示すように、メインコンバータ２のスイッチ状態を全オフにして系統電源１から充電用抵抗２３を介する電流経路によりメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を充電する。なお、便宜上、図５では、Ｒ相からＳ相に流れる電流でメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４が充電される場合を示すが、他の相の場合も同様である。この場合、メインコンバータ２のスイッチ状態を変えて、図５（ｂ）に示す電流経路によりメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を放電する放電モードを用い、図に示す充電モードと放電モードと繰り返して充電電圧を目標値に近づける（ステップｓ４）。
次に、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４の充電が完了したか判定し（ステップｓ５）、充電が完了すると、サブ上位スイッチ２２を遮断すると共にメイン上位スイッチ２１を投入して、電力変換装置の運転を開始する（ステップｓ６）。

このように、メインコンバータ２およびサブコンバータ３の制御により、系統電源１から充電用抵抗２３を介する電流経路にてメインコンバータ２とサブコンバータ３のフィルタコンデンサ４、５の初期充電を行うため、各フィルタコンデンサ４、５に流れる突入電流を抑制でき、信頼性よく初期充電できる。

なお、上記初期充電のフローにおいて、ステップｓ４、ｓ５にてメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を充電する際、ステップｓ５において、所定の時間経過、あるいは所定の割合でフィルタコンデンサ４の電圧が充電されると、ステップｓ６に示すように、サブ上位スイッチ２２を遮断すると共にメイン上位スイッチ２１を投入して電力変換装置を運転させることにより、フィルタコンデンサ４の残りの電圧を充電してもよい。この場合、サブコンバータ２の制御により電流を抑えるよう電流制御してフィルタコンデンサ４を目標電圧まで充電する。このようにメイン上位スイッチ２１を投入して充電用抵抗２３を介することなく充電するため、高速充電が可能になる。

また、回路断路がさらに上位のスイッチによりなされる場合は、サブ上位スイッチ２２は無くても良い。

実施の形態２．
上記実施の形態１では、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５を充電した後、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を充電することを説明したが、この実施の形態２では、図６のフローチャートに示すようにメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を充電した後、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５を充電する。
まず、メイン上位スイッチ２１およびサブ上位スイッチ２２が遮断され、フィルタコンデンサ４、５が充電されていない状態で（ステップｓｓ１）、サブ上位スイッチ２２を投入し、突入電流を抑えながらメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を充電する（ステップｓｓ１、図５参照）。
次に、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４の充電が完了したか判定し（ステップｓｓ３）、充電が完了するとサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５を充電する（ステップｓｓ４、図４参照）。
次に、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５の充電が完了したか判定し（ステップｓｓ５）、充電が完了すると、サブ上位スイッチ２２を遮断すると共にメイン上位スイッチ２１を投入して、電力変換装置の運転を開始する（ステップｓｓ６）。

さらに、メインコンバータ２、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ４、５を、例えば図７のフローチャートに示すように同時に充電しても良い。この場合も、充電モードと放電モードを切り替えながらメインコンバータ２とサブコンバータ３のフィルタコンデンサ４、５の充電を同時に行う。
まず、メイン上位スイッチ２１およびサブ上位スイッチ２２が遮断され、フィルタコンデンサ４、５が充電されていない状態で（ステップｔ１）、サブ上位スイッチ２２を投入し、突入電流を抑えながらメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４とサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５を同時に充電する。このとき、図８（ａ）に示すように、メインコンバータ２のスイッチ状態を全オフにして系統電源１から充電用抵抗２３を介する電流経路により、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５およびメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を充電する。なお、便宜上、図８では、Ｒ相からＳ相に流れる電流でＲ相のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５とメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４とが充電される場合を示すが、他の相の場合も同様である（ステップｔ２）。

次に、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５の充電が完了したか判定し（ステップｔ３）、充電が未完了の場合、続いてメインコンバータ２のフィルタコンデンサ５の充電が完了したか判定し（ステップｔ４）、充電が未完了であるとステップｔ２に戻り、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４とサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５との同時充電を継続する。
ステップｔ３において、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５の充電が完了すると、サブコンバータ３のスイッチ状態をスルーモードにし、図８（ｂ）に示す電流経路により、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５は充電せずにメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４のみ充電する。次にメインコンバータ２のフィルタコンデンサ５の充電が完了したか判定し（ステップｔ６）、充電が完了すると、サブ上位スイッチ２２を遮断すると共にメイン上位スイッチ２１を投入して、電力変換装置の運転を開始する（ステップｔ７）。
ステップｔ４において、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４の充電が完了した場合、メインコンバータ２のフィルタコンデンサ４は充電、放電を繰り返しながら、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５を充電する。このとき、図８（ｃ）に示す電流経路によりメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を放電する放電モードを用い、図８（ａ）に示す充電モードと該放電モードとを繰り返して充電電圧を目標値に近づける（ステップｔ８）。そして、サブコンバータ３のフィルタコンデンサ５の充電が完了したか判定し（ステップｔ９）、充電が完了すると、ステップｔ７に移り、サブ上位スイッチ２２を遮断すると共にメイン上位スイッチ２１を投入して、電力変換装置の運転を開始する。

この実施の形態２においても、メインコンバータ２およびサブコンバータ３の制御により、系統電源１から充電用抵抗２３を介する電流経路にてメインコンバータ２とサブコンバータ３のフィルタコンデンサ４、５の初期充電を行うため、各フィルタコンデンサ４、５に流れる突入電流を抑制でき、信頼性よく初期充電できる。

次に、通常の運転停止や事故・過負荷運転での電力変換装置の停止動作について説明する。最初にメイン上位スイッチ２１は接点開極し、アーク電圧は発生する。そして電流は限流され、自然電流零点で遮断される。その後、電流はサブ上位スイッチ２２と充電用抵抗２３の並列回路に転流されるので、メイン上位スイッチ２１の接点間にかかる回路回復電圧は低くなる。そして充電用抵抗２３によりサブ上位スイッチ２２に流れる電流は抑えられ、遮断時の回路回復電圧の振動を小さくできるので、容易にサブ上位スイッチ２２は電流遮断ができる。
このように回路遮断の性能が大幅に向上する他、遮断時の断路サージを充電用抵抗２３により抑制することが出来る。

なお、上記実施の形態１、２では充電用抵抗２３を設けたが、図９に示すように、充電用抵抗２３の代わりにリアクトル２３ａを用いても良い。この場合、系統電源１からリアクトル２３ａを介する電流経路にて、上記実施の形態１、２と同様の制御によりメインコンバータ２およびサブコンバータ３のフィルタコンデンサ４、５の初期充電を行う。これにより、各フィルタコンデンサ４、５に流れる突入電流を抑制でき、信頼性よく初期充電できる。
またこの場合も、リアクトル２３ａを介してサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５を充電した後、サブ上位スイッチ２２を遮断すると共にメイン上位スイッチ２１を投入してメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を目標電圧まで充電しても良い。その際、リアクトル２３ａを介することなく、サブコンバータ２の制御により電流を抑えるよう電流制御してメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４を目標電圧まで充電するため、高速充電が可能になる。

実施の形態３．
上記実施の形態１、２では、サブコンバータ３は各相で１台としたが、この実施の形態３では、メインコンバータ２の各相交流入力線９に複数台の単相サブコンバータ３の交流側をそれぞれ直列接続する。図１０は、この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成を示す図である。この場合、メインコンバータ２は、各相２ａが図に示すように構成された三相３レベルコンバータで、フィルタコンデンサ４は２つのフィルタコンデンサ４ａを直列接続して用いる。
このように構成される電力変換装置のメインコンバータ２のフィルタコンデンサ４のＤＣ電圧Vcと２台のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vb1、Vb2は、それぞれ異なる値（Vc＞Vb1＞Vb2）で、４：２：１、４：３：１、５：３：１、６：３：１、７：３：１等の関係を有する。なお、製品仕様に合わしてこれ以外の値でも良く、２台のサブコンバータ３のフィルタコンデンサ５のＤＣ電圧Vb1、Vb2を等しい電圧にして部品の種類を低減しても良い。それぞれの場合について、各コンバータの出力論理とそれらを直列接続した電力変換器の出力階調（電圧レベル）との関係を図１１のＡ〜Ｅの論理表に示す。

ここでは、表Ａの場合について、以下に説明する。
Vc、Vb1、Vb2は４：２：１の関係で、３つのコンバータ２、３の組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の相電圧（絶対値）が交流入力端子に発生する。ほぼ正弦波となる階調電圧を得るための各コンバータ２、３の電圧波形を、図１２に示す。図１２（ａ）は電力変換器全体の電圧波形、図１２（ｂ）はＤＣ電圧Vb2を有するサブコンバータ３の電圧波形、図１２（ｃ）はＤＣ電圧Vb1を有するサブコンバータ３の電圧波形、図１２（ｄ）はＤＣ電圧Vcを有するメインコンバータ２の電圧波形を示す。各コンバータ２、３の発生電圧の組み合わせにより、滑らかな電圧階調波形が得られていることがわかる。

このように異なるＤＣ電圧を有するメインコンバータ２と複数台のサブコンバータ３との直列接続構成で、交流入力端子に発生する電圧は、多レベル化して滑らかな電圧階調波形となるため、高調波を抑制することができる。また、電圧の高いメインコンバータ２のスイッチング回数を抑えることにより、スイッチング損失を抑えることが出来、電力変換装置の効率は向上し、さらに電磁ノイズも減らすことが出来る。
また、図１０に示すように各相交流入力線９におけるサブコンバータ３と系統電源１との間に、メイン上位スイッチ２１、サブ上位スイッチ２２および充電用抵抗２３から成る初期充電用抵抗回路を設ける。これにより、系統電源１から充電用抵抗２３を介する電流経路にてメインコンバータ２およびサブコンバータ３のフィルタコンデンサ４、５の初期充電を行うことができる。この場合も、上記実施の形態１、２と同様にフィルタコンデンサ４、５の初期充電ができ、同様の効果が得られる。
また、この場合も、充電用抵抗２３の代わりにリアクトル２３ａを用いても良い。

初期充電が必要な電力貯蔵器を直流側に備えて、交流から直流に電力変換し回生時にも電力制御可能な電力変換装置に広く適用できる。

Claims

それぞれ直流側に直流電圧が異なる電力貯蔵器を有して交流電源からの交流電力を直流電力に変換し上記各電力貯蔵器に出力するメインコンバータおよびサブコンバータを、該サブコンバータを上記メインコンバータと上記交流電源との間に配置して直列接続した電力変換器と、上記電力変換器と上記交流電源との間に接続された充電用抵抗とを備え、
上記各電力貯蔵器の初期充電時に、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの制御により上記交流電源から上記充電用抵抗を介する電流経路にて、少なくとも上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電することを特徴とする電力変換装置。
上記充電用抵抗をバイパスさせる切り換えスイッチを上記充電用抵抗に並列接続して配置したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
上記充電用抵抗に第２のスイッチを直列接続して直列回路を構成し、該直列回路と上記切り換えスイッチを並列接続としたことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
上記各電力貯蔵器の初期充電時に、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの制御により上記交流電源から上記充電用抵抗を介する電流経路にて、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの各電力貯蔵器を充電することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記各電力貯蔵器の初期充電時に、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの制御により上記交流電源から上記充電用抵抗を介する電流経路にて上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電し、その後、上記交流電源から上記充電用抵抗をバイパスする電流経路にて上記サブコンバータで電流制御しつつ上記メインコンバータの電力貯蔵器を充電することを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
上記サブコンバータは、複数段の直列接続とすることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
それぞれ直流側に直流電圧が異なる電力貯蔵器を有して交流電源からの交流電力を直流電力に変換し上記各電力貯蔵器に出力するメインコンバータおよびサブコンバータを、該サブコンバータを上記メインコンバータと上記交流電源との間に配置して直列接続した電力変換器と、上記電力変換器と上記交流電源との間に接続されたリアクトルとを備え、
上記各電力貯蔵器の初期充電時に、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの制御により上記交流電源から上記リアクトルを介する電流経路にて、少なくとも上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電することを特徴とする電力変換装置。
上記リアクトルをバイパスさせる切り換えスイッチを上記リアクトルに並列接続して配置したことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
上記リアクトルに第２のスイッチを直列接続して直列回路を構成し、該直列回路と上記切り換えスイッチを並列接続としたことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
上記各電力貯蔵器の初期充電時に、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの制御により上記交流電源から上記リアクトルを介する電流経路にて、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの各電力貯蔵器を充電することを特徴とする請求項７〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記各電力貯蔵器の初期充電時に、上記メインコンバータおよび上記サブコンバータの制御により上記交流電源から上記リアクトルを介する電流経路にて上記サブコンバータの電力貯蔵器を充電し、その後、上記交流電源から上記リアクトルをバイパスする電流経路にて上記サブコンバータで電流制御しつつ上記メインコンバータの電力貯蔵器を充電することを特徴とする請求項８または９に記載の電力変換装置。
上記サブコンバータは、複数段の直列接続とすることを特徴とする請求項７〜９のいずれか１項に記載の電力変換装置。