WO2015114823A1 - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

電力変換装置および電力変換装置の制御方法 Download PDF

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converter
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隆彦 菊井
一瀬　雅哉
井上　重徳
吉雄 江口
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株式会社日立製作所
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage

Definitions

  • the present invention relates to a power converter and a method for controlling the power converter, and more particularly to a power converter suitable for a configuration in which a plurality of unit converters each including a semiconductor switching element and a capacitor are connected in series. About.
  • Such a power conversion device is also applied to the field of high voltage, and for example, there is one configured by connecting a plurality of unit converters including semiconductor switching elements in series.
  • the unit converter includes, for example, a semiconductor switching element and an energy storage (a capacitor in a specific example; a capacitor will be described below as an example), and each unit converter operates the switching element to store the capacitor. Energy is output or input. Power conversion is performed by controlling the operation of each unit converter.
  • an initial charging device is provided so that the initial charging is performed before the normal operation.
  • the initial charging device is constituted by, for example, a series circuit of a resistor and a circuit breaker, and initially charges a capacitor of the unit converter before directly connecting the AC system and each unit converter. By operating the initial charging device, the capacitor can be charged to a level at which it can be normally operated.
  • a first charging technique is described in Patent Document 1, for example.
  • Patent Document 1 at the time of initial charging, power from an AC system is taken into a unit converter via a resistor or the like, and specifically, adjacent from one end of a group of unit converters connected in series. The power for the first charge is taken in through another unit converter. The power from the AC system is stored in the energy accumulator of the unit converter designated by the on / off operation of the switching element of each unit converter.
  • the predetermined energy is stored in the energy accumulators of all the unit converters by repeatedly switching the designated unit converters in order after the predetermined energy is stored in the energy accumulators of the specified unit converters. Therefore, there is a problem that it takes time until the battery is charged to a voltage level necessary for operation.
  • the voltage of the energy storage (for example, a capacitor) of each unit converter is necessary for operation even when a rated voltage is applied to the AC terminal. There was a problem that the battery was not charged up to a certain voltage level.
  • the present invention relates to a power converter and a power converter that can increase the voltage of an energy storage unit of each unit converter to a value necessary for operation relatively quickly when a voltage is applied from an AC terminal. It is to provide a control method.
  • the present invention has a unit converter including a switching element and an energy storage, and the unit converter charges or discharges energy of the energy storage by the operation of the switching element.
  • a plurality of unit converter groups configured by connecting a plurality of unit converters in series; in normal power conversion, each unit conversion of the plurality of unit converter groups In which the converter is operated in a predetermined manner to perform a power conversion operation, before the normal power conversion, a current is supplied from at least one side of the plurality of unit converter groups and all of the unit converters are all connected.
  • An energy storage device of each unit converter is charged by operating a switching device, and the switching device performs a discharging operation of the energy storage device. It was configured to be controlled to suppress.
  • the stored energy of the energy accumulator of each unit converter can be raised relatively quickly to a value necessary for operation.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a DC power transmission system in an embodiment of the present invention. It is a figure which shows the circuit structure of the bidirectional chopper type
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a DC power transmission system in an embodiment of the present invention.
  • the DC power transmission system 100 includes a power conversion device 102a and a power conversion device 102b.
  • a power conversion device 102a and a power conversion device 102b are connected between an AC system 101a and an AC system 101b.
  • the power converter 102a includes a positive DC terminal Pa and a negative DC terminal Na.
  • the power conversion device 102b includes a positive DC terminal Pb and a negative DC terminal Nb. Between the power converter 102a and the power converter 102b, a positive DC terminal Pa and a positive DC terminal Pb are connected, and further, a negative DC terminal Na and a negative DC terminal Nb are connected.
  • connection of these positive DC terminals Pa and Pb and the connection of the negative DC terminals Na and Nb constitute a DC system (DC transmission line).
  • DC system DC transmission line
  • the DC power transmission system 100 supplies, for example, the power of the AC system 101a, which is the first AC system, to the AC system 101b, which is the second AC system, or supplies the power of 101b to 101a.
  • the DC power transmission system 100 converts AC to DC in the power conversion device 102a, which is the first power conversion device, and the second power conversion device via the DC system.
  • direct current is converted into alternating current.
  • These power conversion devices 102a and 102b are connected to the control devices 150a and 150b through various signal lines, respectively.
  • the power converter 102a includes an initial charging device 120, a circuit breaker 121, a circuit breaker 180, a transformer 130, an arm 105 for each phase (an arm 105R for the R phase, an arm 105S for the S phase, and an arm 105T for the T phase). ), A control device 150a, a capacitor voltage detection line 114, and an operation command signal line 116. Note that a controller 150b (not shown) is connected to the power converter 102b. The control device 150a and the control device 150b have substantially the same configuration.
  • AC system 101a is connected to primary windings R, S, and T of transformer 130 via circuit breaker 121.
  • the secondary winding of the transformer 130 is staggered and includes secondary AC output terminals Ra, Sa, Ta, and a neutral point Nx.
  • the arm 105 of each phase is connected to the secondary side terminals Ra, Sa, Ta of the transformer 130, and the primary side terminal of the transformer 130 is connected to the AC system 101 a via the circuit breaker 121. Further, the tertiary winding terminal of the transformer 130 is connected to the initial charging device 120.
  • the initial charging device 120 includes an inrush current suppression circuit 122 ⁇ / b> A configured in series with a resistor and a circuit breaker in parallel with the circuit breaker 121. Further, a step-down transformer 122B is provided in series with the circuit breaker 121 and the inrush current suppression circuit 122A. In the transformer 130, when the rated voltage of the AC system is applied to the primary winding, the secondary rated voltage V20 is generated at the secondary side terminal.
  • the primary winding of the step-down transformer 122B is connected to the AC system 101a, and when the system rated voltage is applied to the primary winding, the voltage V2 is generated in the secondary winding.
  • the secondary winding of the step-down transformer is connected to the tertiary winding of the transformer 130 through the initial charging device.
  • each transformer is configured such that the secondary rated voltage V20 is generated as the secondary voltage of the transformer 130. Determine the number of turns.
  • the AC system 101a side of the transformer 130 is the primary side, and the primary side terminals are R, S, and T.
  • the secondary AC terminals of each phase of the transformer 130 are Ra, Sa, Ta, and the neutral point is Nx. Moreover, it is set as the tertiary side terminal (initial charging device side) Rb, Sb, Tb of the transformer 130.
  • the R-phase arm 105R includes a unit converter group 106R and an arm current sensor 111, which are connected in series.
  • M M is a natural number of 2 or more
  • bidirectional chopper type unit converters 108 are connected in series.
  • the S-phase arm 105S includes a unit converter group 106S and an arm current sensor 111, which are connected in series.
  • M bidirectional chopper type unit converters 108 are connected in series.
  • the T-phase arm 105T includes a unit converter group 106T and an arm current sensor 111, which are connected in series.
  • M bidirectional chopper type unit converters 108 are connected in series.
  • the output side (detection line) of the arm current sensor 111 is connected to the control device 150.
  • the arm current sensor 111 detects a current flowing through each arm 105 and outputs it to the control device 150.
  • the operation command signal 116 connects the bidirectional chopper type unit converter 108 and the control device 150.
  • the control device 150 controls the operation of the bidirectional chopper type unit converter 108 by the operation command signal 116.
  • the capacitor voltage detection signal line 114 converts the voltage signal into a digital signal by the bidirectional chopper type unit converter 108 and is connected to the control device 150.
  • the control device 150 detects the state of the capacitor of the bidirectional chopper type unit converter 108 through the capacitor voltage detection signal line 114.
  • the AC voltage sensor 110 is connected to the AC system 101a.
  • the output side of the AC voltage sensor 110 is connected to the control device 150.
  • the AC voltage sensor 110 detects the system voltages VGR, VGS, and VGT of the AC system 101a and outputs them to the control device 150.
  • the transformer 130 includes primary side terminals R, S, T, secondary side positive terminals Ra, Sa, Ta, a secondary side negative terminal Nx, and tertiary side terminals Rb, Sb, Tb.
  • the secondary negative terminal Nx is connected to the negative DC terminal Na which is the second DC terminal.
  • each phase arm 105R, 105S, 105T is connected to the positive DC terminal Pa.
  • the other end of each phase arm 105R, 105S, 105T is connected to secondary side terminals Ra, Sa, Ta of transformer 130.
  • the inrush current suppression circuit 122A is connected in parallel between both terminals of the circuit breaker 121.
  • the initial charging device 120 is a device for initially charging the direct-current capacitor 203 (described in FIG. 2) of the bidirectional chopper type unit converter 108 constituting the power conversion device 102a.
  • the initial charging device 120 is configured by, for example, a series circuit of a resistor and a circuit breaker, and operates before the circuit breaker 121 is turned on, so that the capacitor 203 of the direct current unit included in the bidirectional chopper type unit converter 108 is initialized. Charge.
  • each arm 105 is connected to a DC terminal Pa that is a first DC terminal, and the secondary negative terminal Nx of the transformer 130 is a negative DC terminal Na that is a second DC terminal. It is connected to the.
  • the present invention is not limited to this, and the other end of each arm 105 may be connected to the negative DC terminal Na, and the secondary negative terminal Nx of the transformer 130 may be connected to the positive DC terminal Pa.
  • the secondary side positive terminals Ra, Sa, Ta are connected to the midpoints of the respective arms 105, and further, one end of each arm 105 is connected to the second end without forming the secondary side negative terminal Nx of the transformer 130. You may comprise so that it may connect to DC terminal Na which is a direct current terminal.
  • the controller 150 receives signals from the AC voltage sensor 110, the DC voltage sensor 115, the arm current sensors 111, and the AC current sensor 140 included in both of the power converters 102 a and 102 b.
  • b (a: conversion device 102a, b: power conversion device 102b signal)).
  • the capacitor 203 (see FIG. 2) included in each unit type converter 108 is not charged, and is connected to the system 101a by operating the initial charging device 120.
  • the capacitor 203 is charged.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of the bidirectional chopper type unit converter 108 in the embodiment of the present invention.
  • the bidirectional chopper type unit converter 108 in the arm 105R will be described.
  • the bi-directional chopper type unit converter 108 provided in the arm 105S and the arm 105T is configured similarly to the bi-directional chopper type unit converter 108 in the arm 105R.
  • an element connected to the capacitor 203 having a higher voltage is described as a high side and is given a symbol H.
  • An element connected to a capacitor 203 having a lower voltage is referred to as a low side, and a symbol L is given.
  • the bidirectional chopper type unit converter 108 includes a parallel circuit of a high-side switching element 201H and a high-side freewheeling diode 202H, a parallel circuit of a low-side switching element 201L and a low-side freewheeling diode 202L, a capacitor 203 as energy storage means, and a drive A gate driver 205 as a unit.
  • the gate driver 205 is connected to the unit converter controller 312a via the gate signal line 113.
  • the positive side terminal 208 (first terminal) of the bidirectional chopper type unit converter 108 is connected to the negative side terminal 209 (second terminal) of the other bidirectional chopper type unit converter 108 or the DC terminal Pa. It is connected to the.
  • the negative terminal 209 (second terminal) of the bidirectional chopper type unit converter 108 is one end of the capacitor 203 and the positive side terminal 208 of the other bidirectional chopper type unit converter 108 or the transformer 130. Is connected to the secondary side terminal.
  • the parallel circuit of the high side switching element 201H and the high side freewheeling diode 202H and the parallel circuit of the low side switching element 201L and the low side freewheeling diode 202L are connected in series to constitute a series switching circuit.
  • the collector of the high-side switching element 201H is connected to one end of the capacitor 203.
  • the collector of the high side switching element 201H is further connected to the cathode of the high side freewheeling diode 202H.
  • the emitter of the high side switching element 201H is connected to the anode of the high side freewheeling diode 202H, and further connected to the collector of the low side switching element 201L.
  • the collector of the low side switching element 201L is connected to the emitter of the high side switching element 201H and the cathode of the low side freewheeling diode 202L.
  • the emitter of the low side switching element 201L is connected to the anode of the low side freewheeling diode 202L.
  • the negative terminal 209 of the bidirectional chopper type unit converter 108 is connected to the emitter of the low-side switching element 201L.
  • the positive-side terminal 208 of the bidirectional chopper type unit converter 108 is connected to a connection node between the collector of the low-side switching element 201L and the emitter of the high-side switching element 201H.
  • the high-side switching element 201H and the low-side switching element 201L can output a stored energy source stored in the capacitor 203 between a terminal 208 (first terminal) and a terminal 209 (second terminal). It is. That is, the high-side switching element 201H and the low-side switching element 201L can output the voltage across the capacitor 203 between the terminal 208 (first terminal) and the terminal 209 (second terminal).
  • the gate driver 205 (driving unit) is connected to the unit converter controller 312a via the gate signal line 113.
  • the output side of the gate driver 205 is connected to the gate and emitter of the high-side switching element 201H, and further connected to the gate and emitter of the low-side switching element 201L.
  • the gate driver 205 is a driving unit of the bidirectional chopper type unit converter 108.
  • the command value distribution unit 313a includes a unit converter controller 312a.
  • the positive side terminal 208 and the negative side terminal are controlled by switching the high side switching element 201H and the low side switching element 201L on and off, which is controlled by the command of the control unit 150 and the unit converter controller 312a.
  • the voltage of the capacitor 203 can be output, and the output voltage Vjk of the unit converter 108 is controlled.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the high-side switching element 201H and the low-side switching element 201L include a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor), GCT (Gate-Commutated-Turn-off-thyristor), GTO (Gate-Turn-Off-thyristor).
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor
  • GCT Gate-Commutated-Turn-off-thyristor
  • GTO Gate-Turn-Off-thyristor
  • Other elements capable of on / off control may be employed.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the relationship between the output voltage Vjk of the circuit of the bidirectional chopper type unit converter 108 and the on / off states of the high-side switching element 201H and the low-side switching element 201L in the embodiment of the present invention. .
  • the output voltage Vjk is substantially equal to zero regardless of the arm current Ij (FIGS. 3 (2a) and (2b)). . In this case, the energy of the capacitor 203 does not change.
  • FIG. 4 is a diagram showing a logical configuration of the unit converter controller 312a in the embodiment of the present invention.
  • the controller 150 designates the initial charge mode or the normal operation mode for the unit converter controller 312a.
  • the unit converter controller 312a generates a PWM waveform in the PWM control unit 3121 according to the selected mode (see FIG. 5 for the PWM waveform in each mode).
  • a command for the low-side switching element 201L is transmitted to the gate driver 205 via the NOT circuit 3122, the ON delay circuit 3123, and the gate signal line 113L, and the gate driver 205 drives the low-side switching element 201L based on the command.
  • a command for the high-side switching element 201H is transmitted to the gate driver 205 via the ON delay circuit 3123, the gate signal mask circuit 3124, and the gate signal line 113H. Based on the signal, the gate driver 205 drives the high-side switching element 201H.
  • the ON delay circuit 3123 sets a short-circuit prevention period so that the high-side switching element 201H and the low-side switching element 201L are not turned ON at the same time.
  • the gate signal mask circuit 3124 is a circuit that always sets the gate signal 113 to zero so that the high-side switching element 201H is always in the OFF state when the initial charge mode is selected.
  • the control device 150 outputs the voltage command Vref1 and the 50% voltage command Vref0 created by the power / current control to the switch SW.
  • the control device 150 sends an operation mode command ((initial charge: 0, normal operation: 1)) used for switching the switch SW to the switch SW.
  • the switch SW receives Vref_jkl according to the operation mode command.
  • the signal is switched to Vref0, usually Vref1, at the first charge.
  • the operation mode command is also input to the mask circuit 3124 and used to mask the gate signal of the high side switching element 201H.
  • FIG. 5 is a diagram showing a PWM waveform in the initial charge mode in the embodiment of the present invention.
  • the converter controller 312a compares the voltage command value with the carrier wave based on the voltage command value transmitted from the control device 150 (see FIG. 1) via the operation command signal line 116.
  • the unit converter 312a generates a switching element ON / OFF pulse command by the PWM 3121 (FIG. 5 (1)).
  • the same voltage command value is supplied to the U-phase unit converter controller 312a, and the same voltage command value is also supplied to the V-phase / W-phase unit converter controller 312a.
  • the U-phase unit converter controller 312a has the same amplitude with the same period but the carrier wave shifted by a predetermined phase by the adjacent unit converter controllers 312a. Generated in 312a. The same applies to the V-phase / W-phase unit converter controller 312a.
  • the power of the AC system is converted to DC, and a predetermined current is supplied at a predetermined voltage with a DC terminal Pa as a first DC terminal and a negative DC terminal Na as a second DC terminal.
  • Each unit converter controller 312a is controlled to be generated between and.
  • the voltage command value is set such that the switching element ON / OFF pulse command has a duty ratio of 50% (FIG. 5 (2)).
  • the capacitor voltage can be increased.
  • the capacitor charging voltage with the switching element turned off during the initial charging will be described.
  • FIG. 6 when the charging current flows from the R-phase arm toward the positive side Pa and flows from the S and T phases toward the terminals Sa and Ta of the transformer 130, the S and T phases are charged.
  • a three-phase AC voltage is applied to the terminals Ra, Sa, and Ta via the initial charging device, and charging is performed according to the route shown in FIG. 6 when the R-phase voltage is larger than the S-phase voltage and the T-phase voltage. .
  • the S-phase voltage is larger than the R-phase voltage and the T-phase voltage
  • the R-phase and T-phase capacitors are charged (not shown).
  • the total voltage value of the capacitor finally becomes the peak value of the phase voltage.
  • the initial charging voltage is insufficient.
  • 50% of the unit converters in each phase arm are turned on and 50% are turned off.
  • the number of unit converters) is 0.5, so the initial charge voltage can be increased.
  • the discharge mode shown in FIG. 3 (1a) can be eliminated, and the capacitor can be charged efficiently.
  • Capacitor 205 Date Positive side terminal of the driver 208 ... bidirectional chopper type unit converter 108 (first terminal) 209: Negative side terminal of the bidirectional chopper type unit converter 108 (second terminal) 312a: Unit converter controller 313a: Command value distribution unit Idc ⁇ ⁇ ⁇ DC current IR, IS, IT ... System current IRa, ISa, ITa: Arm current Pa, Pb: Positive DC terminal Na, Nb: Negative DC terminal VGR, VGS, VGT ... System voltage

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Abstract

　指定した単位変換器（１０８）のエネルギ蓄積器に交流端（１０１ａ）から電圧を印加した場合、各単位変換器のエネルギ蓄積器の電圧が、運転に必要な値にまで比較的に速やかに上昇させることができる電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供する。　指定した単位変換器（１０８）のエネルギ蓄積器に所定のエネルギを蓄積後に、指定する単位変換器（１０８）を順番に切換することを繰返すことで、全単位変換器のエネルギ蓄積器に所定のエネルギを蓄積するため、また、単位変換器を直列に接続して構成する電力変換器装置（１０６Ｒ）において、交流端に定格電圧を印加しても、各単位変換器が持つエネルギ蓄積器(例えばコンデンサ)の蓄電エネルギの放電動作を抑制することで、運転に必要な値にまで比較的に速やかに上昇させることが可能となる。

Description

電力変換装置および電力変換装置の制御方法
　本発明は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に係り、特に、半導体スイッチング素子とコンデンサとを備えた単位変換器を複数直列接続する構成において好適な電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。
　近年、交流を直流に或いは直流を交流に変換する電力変換装置が多く用いられている。このような電力変換装置は、高電圧の分野にも応用されており、例えば、半導体スイッチング素子を含んだ単位変換器を複数直列に接続して構成されているものがある。
　単位変換器は、例えば、半導体スイッチング素子とエネルギ蓄積器（具体例ではコンデンサ。以下にコンデンサを例に説明する）を含んで構成し、各単位変換器においてスイッチング素子を動作させることでコンデンサの蓄電エネルギを出力、または入力するようにしている。各単位変換器の動作を制御することで電力変換を行なう。
　　上記の通常運転を開始するためには、運転前十分にコンデンサに電気エネルギが蓄積されている必要がある。そのため、一般には初充電装置を設け、通常運転の前に初充電するようにしている。初充電装置は、例えば、抵抗器と遮断器の直列回路で構成し、交流系統と各単位変換器とを直接に接続する前に、単位変換器が持つコンデンサを初期充電する。初充電装置を動作させることでコンデンサを通常運転できるレベルまで充電できる。このような初充電の技術は、例えば、特許文献１に記載されている。
特開2011-223735号公報
　特許文献１では、初充電の際には、交流系統からの電力を抵抗等を介して単位変換器に取り込むのであり、具体的には、直列接続された単位変換器群の一端から、隣り合う他の単位変換器を介して初充電のための電力を取り込む。交流系統からの電力は、各単位変換器のスイッチング素子のオンオフ動作、により指定した単位変換器のエネルギ蓄積器に電力を蓄積する。
　ここで、指定した単位変換器のエネルギ蓄積器に所定のエネルギを蓄積後に、指定する単位変換器を順番に切換することを繰返すことで、全単位変換器のエネルギ蓄積器に所定のエネルギを蓄積するため、運転に必要な電圧レベルまで充電されるまでに時間がかかるという問題があった。
　また、単位変換器を直列に接続して構成する電力変換器装置において、交流端に定格電圧を印加しても、各単位変換器が持つエネルギ蓄積器(例えばコンデンサ)の電圧は、運転に必要な電圧レベルまで、充電されないという問題があった。
　本発明は、交流端から電圧を印加した場合、各単位変換器のエネルギ蓄積器の電圧が、運転に必要な値にまで比較的に速やかに上昇させることができる電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供することにある。
　前記目的を達成するために、本発明では、　スイッチング素子とエネルギ蓄積器を含んだ単位変換器を有し、前記単位変換器は、前記スイッチング素子の動作により前記エネルギ蓄積器のエネルギを充電または放電可能とするものであって、前記単位変換器を複数直列に接続して構成された単位変換器群を複数有し、通常の電力変換では、前記の複数の単位変換器群の各々の単位変換器を所定に動作させて電力変換動作するものにおいて、前記の通常の電力変換の前に、前記複数の単位変換器群の少なくとも一方側から電流を供給すると共に前記各々の単位変換器の全てのスイッチング素子を動作させることで前記各々の単位変換器のエネルギ蓄積器を充電エネルギするものであって、前記スイッチング素子は前記エネルギ蓄積器の放電動作を抑制するように制御されるように構成した。
　本発明によれば、交流端から電圧を印加した場合、各単位変換器のエネルギ蓄積器の蓄電エネルギが、運転に必要な値にまで比較的に速やかに上昇させることが可能となる。
本発明の実施形態における直流送電システムを示す概略の構成図である。 本発明の実施形態における双方向チョッパ型単位変換器の回路構成を示す図である。 本発明の実施形態における単位変換器のコンデンサの充放電を説明する図である。 本発明の実施形態における初充電時のPWM指令を示す図である。 本発明の実施形態における単位型変換器コントローラのPWM演算の内容を示す図である。 本発明の実施形態における初充電時の充電電流を示す図である。
　以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
　図１は、本発明の実施形態における直流送電システムの概略の構成を示す図である。
　本発明の実施形態の直流送電システム１００は、電力変換装置１０２aと電力変換装置１０２bとを備えている。直流送電システム１００は、交流系統１０１ａと交流系統１０１ｂの間に、電力変換装置１０２aと電力変換装置１０２bとが接続されている。電力変換装置１０２aは、正の直流端子Ｐaと負の直流端子Ｎaを備えている。電力変換装置１０２bは、正の直流端子Ｐbと負の直流端子Ｎbとを備えている。電力変換装置１０２aと電力変換装置１０２bとの間は、正の直流端子Ｐaと正の直流端子Ｐbとが接続され、更に負の直流端子Ｎaと負の直流端子Ｎbとが接続されている。これら正の直流端子Ｐa，Ｐbの接続と、負の直流端子Ｎa，Ｎbの接続とは、直流系統（直流送電線路）を構成している。ここで、直流端子Ｐa，Ｐbの電圧は、直流端子Ｎa，Ｎbの電圧よりも高いものとする。
　直流送電システム１００は、例えば、第１の交流系統である交流系統１０１ａの電力を、第２の交流系統である交流系統１０１ｂに供給、あるいは101bの電力を101aに供給するものである。101aの電力を101bに供給する場合、直流送電システム１００は、第１の電力変換装置である電力変換装置１０２aに於いて交流を直流に変換し、直流系統を介して第２の電力変換装置である電力変換装置１０２bに於いて直流を交流に変換する。これら電力変換装置１０２a，１０２bは、各種信号線を介してそれぞれ制御装置１５０a、１５０ｂに接続されている。
　次に電力変換装置１０２a，１０２bの構成について説明するが、これらは、ほぼ同一構成なので、ここでは電力変換装置１０２aを中心に説明する。
　電力変換装置１０２aは、初充電装置１２０と、遮断器１２１と、遮断器１８０と、変圧器１３０と、各相のアーム１０５（Ｒ相のアーム１０５Ｒ、Ｓ相のアーム１０５Ｓ、Ｔ相のアーム１０５Ｔ）と、制御装置１５０ａと、コンデンサ電圧検出線１１４と、運転指令信号線１１６とを備えている。なお、電力変換装置には１０２bには制御装置１５０ｂ（図示せず）が接続される。なお、制御装置１５０ａと制御装置１５０ｂとはほぼ同様な構成となっている。
　交流系統101aは、遮断器１２１を介して変圧器１３０の一次巻線R、S、Tに接続される。変圧器１３０の二次巻線は、千鳥結線されており、二次側交流出力端子Ra、Sa、Taと、中性点Nxを備える。
　各相のアーム１０５は、変圧器１３０の二次側端子Ra、Sa、Taに接続され、変圧器１３０の一次側端子は遮断器１２１を介して交流系統１０１ａに接続している。また、変圧器１３０の三次巻線端子は、初充電装置１２０に接続する。初充電装置１２０は、遮断器１２１と並列に抵抗と遮断器の直列で構成された突入電流抑制回路１２２Ａを備える。さらに、遮断器１２１と突入電流抑制回路１２２Ａと直列に降圧用変圧器１２２Ｂを備える。変圧器130は、一次巻線に交流系統の定格電圧が印加されると二次側端子には二次定格電圧V20の電圧が発生する。降圧用変圧器122Bの一次巻線は交流系統101aに接続されており、一次巻線に系統定格電圧が印加されると二次巻線に電圧V2が発生する。この降圧用変圧器の二次巻線は初充電装置を介して変圧器130の三次巻線に接続する。変圧器130の系統側遮断器180が開放の状態で、三次巻線に電圧V2が印加されると、変圧器１３０の二次電圧には二次側定格電圧V20が発生するように各変圧器の巻数を決定する。本実施形態では、変圧器１３０の交流系統１０１ａ側を一次側とし、一次側端子をＲ，Ｓ，Ｔとする。また、変圧器１３０の各相の二次側の交流端子をＲa，Ｓa，Ｔaとし、中性点をNxとする。
また、変圧器１３０の三次側端子(初充電装置側)Rb、Sb、Tbとする。
　Ｒ相のアーム１０５Ｒは、単位変換器群１０６Ｒと、アーム電流センサ１１１とを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６Ｒは、Ｍ個（Ｍは２以上の自然数）の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。
　Ｓ相のアーム１０５Ｓは、単位変換器群１０６Ｓと、アーム電流センサ１１１とを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６Ｓは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。
　Ｔ相のアーム１０５Ｔは、単位変換器群１０６Ｔと、アーム電流センサ１１１とを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６Ｔは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。
　アーム電流センサ１１１の出力側(検出線)は、制御装置１５０に接続されている。アーム電流センサ１１１は、各アーム１０５に流れる電流を検知して、制御装置１５０に出力するものである。
　運転指令信号１１６は、双方向チョッパ型単位変換器１０８と制御装置１５０とを接続するものである。制御装置１５０は、運転指令信号１１６によって、双方向チョッパ型単位変換器１０８の動作を制御する。
　コンデンサ電圧検出信号線１１４は、双方向チョッパ型単位変換器１０８にて電圧信号をデジタル信号に変換し、制御装置１５０に接続されている。制御装置１５０は、コンデンサ電圧検出信号線１１４によって、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサの状態を検知する。
　交流電圧センサ１１０は、交流系統１０１ａに接続されている。交流電圧センサ１１０の出力側は、制御装置１５０に接続されている。交流電圧センサ１１０は、交流系統１０１ａの系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴを検知して、制御装置１５０に出力するものである。
　変圧器１３０は、一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔと、二次側正端子Ｒa，Ｓa，Ｔaと、二次側負端子Ｎｘと、三次側端子Rb、Sb、Tbとを備えている。二次側負端子Ｎｘは、第２の直流端子である負側の直流端子Ｎaに接続されている。
　各相のアーム１０５Ｒ，１０５Ｓ，１０５Ｔの一端は、正側の直流端子Ｐaに接続されている。
各相のアーム１０５Ｒ，１０５Ｓ，１０５Ｔの他端は、変圧器１３０の二次側端子Ra、Sa、Taに接続されている。
　　遮断器１２１の両端子間には、突入電流抑制回路１２２Aを並列に接続している。初充電装置１２０は、電力変換装置１０２aを構成する双方向チョッパ型単位変換器１０８が持つ直流部のコンデンサ２０３(図２で説明)を初期充電するための装置である。初充電装置１２０は、例えば、抵抗器と遮断器の直列回路で構成し、遮断器１２１が投入される前に動作して、双方向チョッパ型単位変換器１０８が持つ直流部のコンデンサ２０３を初期充電する。
　　本実施形態では、各アーム１０５の他端が第１の直流端子である直流端子Ｐaに接続され、変圧器１３０の二次側負端子Ｎｘが第２の直流端子である負側の直流端子Ｎaに接続されている。しかし、これに限られず、各アーム１０５の他端が負側の直流端子Ｎaに接続され、変圧器１３０の二次側負端子Ｎｘが正側の直流端子Ｐaに接続されていてもよい。また、二次側正端子Ｒa，Ｓa，Ｔaを各アーム１０５の中点に接続し、さらに、変圧器１３０の二次側負端子Ｎｘを形成せずに、各アーム１０５の一方端を第２の直流端子である直流端子Ｎaに接続するように構成してもよい。
　制御装置１５０には、電力変換装置１０２a，１０２bの双方が備える交流電圧センサ１１０と、直流電圧センサ１１５と、各アーム電流センサ１１１と、交流電流センサ１４０から信号が取り込まれている。
　制御装置１５０は、コンデンサ電圧検出信号線１１４を介して、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧ＶＣｊｋｌ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ、ｌ＝a，b (a：変換装置１０２a、b：電力変換装置１０２bの信号)）を取り込んでいる。
　電力変換器１０２が系統接続前の状態では、各単位型変換器１０８に備えるコンデンサ２０３(図２参照)は、充電されておらず、初充電装置１２０を動作させることで、系統101aと接続し、コンデンサ２０３を充電する。
　図２は、本発明の実施形態における双方向チョッパ型単位変換器１０８の回路構成を示す図である。
　ここでは、アーム１０５Ｒの中の双方向チョッパ型単位変換器１０８について説明する。なお、アーム１０５Ｓ、アーム１０５Ｔが備える双方向チョッパ型単位変換器１０８についても、アーム１０５Ｒの中の双方向チョッパ型単位変換器１０８と同様に構成されている。
　本実施形態では、コンデンサ電圧Ｖｃなどに付した記号ｊｋのうち、ｊはアーム１０５の種別（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）を示し、ｋはそのアーム１０５に於ける順番１，２，…，Ｍを示している。
　本実施形態では、コンデンサ２０３の電圧が高い方に接続されている素子は、ハイサイドと記載し、記号Ｈを付与する。コンデンサ２０３の電圧が低い方に接続されている素子を、ローサイドと記載し、記号Ｌを付与する。
　双方向チョッパ型単位変換器１０８は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド環流ダイオード２０２Ｌの並列回路と、エネルギー蓄積手段であるコンデンサ２０３と、駆動部であるゲートドライバ２０５とを備えている。ゲートドライバ２０５は、ゲート信号線１１３を介して単位変換器コントローラ312aに接続されている。双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子２０８（第１の端子）は、他の双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子２０９（第２の端子）、または、直流端子Ｐａに接続されている。双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子２０９（第２の端子）は、コンデンサ２０３の一端と、他の双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子２０８、または、変圧器１３０の二次側端子に接続されている。
　ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド環流ダイオード２０２Ｌの並列回路とが直列に接続されて、直列スイッチング回路を構成している。
　ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのコレクタは、コンデンサ２０３の一端に接続されている。
　ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのコレクタは更に、ハイサイド環流ダイオード２０２Ｈのカソードに接続されている。ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのエミッタは、ハイサイド環流ダイオード２０２Ｈのアノードに接続され、更にローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタにも接続されている。
　ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタは、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのエミッタと、ローサイド環流ダイオード２０２Ｌのカソードとに接続されている。ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのエミッタは、ローサイド環流ダイオード２０２Ｌのアノードに接続されている。
　双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子２０９は、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのエミッタに接続されている。双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子２０８は、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタとハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのエミッタとの接続ノードに接続されている。
　ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとは、端子２０８（第１の端子）と端子２０９（第２の端子）との間に、コンデンサ２０３に蓄積された蓄積エネルギー源を出力可能とするものである。すなわち、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとは、端子２０８（第１の端子）と端子２０９（第２の端子）との間に、コンデンサ２０３の両端電圧を出力可能とする。
　ゲートドライバ２０５（駆動部）は、ゲート信号線１１３を介して単位変換器コントローラ３１２aに接続されている。ゲートドライバ２０５の出力側は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのゲートとエミッタにそれぞれ接続され、更にローサイドスイッチング素子２０１Ｌのゲートとエミッタにそれぞれ接続されている。
　ゲートドライバ２０５は、この双方向チョッパ型単位変換器１０８の駆動部である。指令値分配部３１３ａは、単位変換器コントローラ312aを備えている。単位変換器コントローラ312aは、制御装置１５０からの運転指令信号（１１６）（電圧指令値）を搬送波と比較して各ゲート信号ＧＨｊｋ，ＧＬｊｋ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ）を生成して、ゲートドライバ２０５に供給する。このように、制御部１５０の指令および単位変換器コントローラ312aによって制御され、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈと、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのオンとオフとを切り替えることによって、正側の端子２０８と負側の端子２０９との間に、コンデンサ２０３の電圧を出力可能とし、単位変換器１０８の出力電圧Ｖｊｋを制御するものである。
　ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオフで、かつハイサイドスイッチング素子２０１Hがオンの時、ローサイドスイッチング素子２０１Lのコレクタとエミッタとの間には、双方向チョッパ型単位変換器１０８から出力される出力電圧Ｖｊｋが印加されている。
　本実施形態に於いて、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌには、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が採用されている。しかし、これに限られず、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌには、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off thyristor）、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor）、その他のオン・オフ制御が可能な素子を採用してもよい。
　双方向チョッパ型単位変換器１０８のゲートドライバ２０５は、制御装置１５０（図１参照）から運転指令信号線１１６を介して伝送された電圧指令値を基に、単位変換器３１２aが生成した各ゲート信号ＧＨｊｋ，ＧＬｊｋ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ）に基づき、ゲート信号GHjkに基づいて、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加し、ゲート信号ＧＬｊｋに基づいて、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加する。
図３は、本発明の実施形態における双方向チョッパ型単位変換器１０８の回路の出力電圧Ｖｊｋと、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとのオン・オフ状態との関係を示す図である。
　ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオン状態であり、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオフ状態である場合、双方向チョッパ型単位変換器１０８のアーム電流Ｉｊ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）に関わらず、出力電圧Ｖｊｋは、概ねコンデンサ電圧ＶＣｊｋと等しくなる。
ただし、アーム電流Ij （ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）が正の場合(端子Raから端子Pa方向を正とする)は、コンデンサ２０３に蓄積されたエネルギーが放電される(図３(１a))。また、アーム電流Ij （ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）が負の場合は、コンデンサ２０３にエネルギーが蓄積(充電)される(図３(1b))。
　ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオフ状態であり、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオン状態である場合、アーム電流Ｉｊに関わらず、出力電圧Ｖｊｋは、概ね零と等しくなる(図３(2a)、(2ｂ))。この場合、コンデンサ２０３のエネルギーは変化しない。
ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈ、およびローサイドスイッチング素子２０１Ｌが両方ともオフ状態である場合、アーム電流Ij （ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）が正の時(図3(3a))は、出力電圧Vjkは、概ね零と等しくなる。また、アーム電流Ij （ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）が負の時(図3(3b))は、出力電圧Vjkは概ねコンデンサ電圧VCjkと等しくなる。この時(3b)、コンデンサ２０３にエネルギーが蓄積(充電)される。
　図４は、本発明の実施形態における単位変換器コントローラ312aの論理構成を示した図である。
制御装置１５０は、単位変換器コントローラ312aに対して、初充電モードあるいは通常運転モードを指定する。単位変換器コントローラ312aは、選択されたモードに従いPWM制御部３１２１にてPWM波形を生成する(各モードのPWM波形については図５参照)。
ローサイドスイッチング素子２０１Lに対する指令は、NOT回路３１２２、ON Delay回路３１２３およびゲート信号線１１３Lを介してゲートドライバ２０５に送信され、その指令に基づきゲートドライバ２０５は、ローサイドスイッチング素子２０１Lを駆動する。
　ハイサイドスイッチング素子２０１Hに対する指令は、ON Delay回路３１２３、ゲート信号マスク回路３１２４およびゲート信号線１１３Hを介して、ゲートドライバ２０５に送信される。その信号に基づき、ゲートドライバ２０５はハイサイドスイッチング素子２０１Hを駆動する。ここで、ON Delay回路３１２３は、ハイサイドスイッチング素子２０１Hとローサイドスイッチング素子２０１Lが同時にONとならないように、短絡防止期間を設定している。
ゲート信号マスク回路３１２４は、初充電モード選択時、ハイサイドスイッチング素子２０１Hを常にOFF状態とするために、ゲート信号１１３を常に零とする回路である。
制御装置１５０は、電力・電流制御で作成した電圧指令Vref1と５０％電圧指令Vref0を切換器SWに出力する。また、制御装置１５０は、切換器SWの切換に用いる運転モード指令((初充電時：0、通常運転時：1)を、切換器SWに送る。切換器SWは、運転モード指令によって、Vref_jklに出力する。信号を、初充電の時は、Vref0、通常はVref1となるように切換える。
また、運転モード指令は、マスク回路３１２４にも入力され、ハイサイドスイッチング素子２０１Hのゲート信号のマスクに用いる。初充電時は、ハイサイドスイッチング素子２０１Hがオフとなるように設定される。
図５は、本発明の実施形態における初充電モード時のPWM波形を示す図である。
通常動作モード選択時、変換器コントローラ312aは、制御装置１５０（図１参照）から運転指令信号線１１６を介して伝送された指令値である電圧指令値を基に、電圧指令値と搬送波を比較することで、単位変換器３１２aがPWM３１２１にてスイッチング素子ON／OFFパルス指令を生成する(図5(1))。ここで、電圧指令値は、例えば、Ｕ相の単位変換器コントローラ312aには各々同じ電圧指令値が、同様に、Ｖ相／Ｗ相の単位変換器コントローラ312aにおいても同じ電圧指令値が供給される。一方、搬送波は、例えば、Ｕ相の単位変換器コントローラ312aには、同じ周期で同じ振幅であるが、隣同志の単位変換器コントローラ312aで所定の位相づつずれた搬送波が各々の単位変換器コントローラ312aで生成される。Ｖ相／Ｗ相の単位変換器コントローラ312aにおいても同様である。
すなわち、通常の運転モードでは、交流系統の電力を直流に変換して所定の電圧で所定の電流が第１の直流端子である直流端子Ｐaと第２の直流端子である負側の直流端子Ｎaとの間に生成されるように各々の単位変換器コントローラ312aが制御される。一方、初充電モード選択時、電圧指令値は、スイッチング素子ON／OFFパルス指令がDuty比50％となるような値とする(図5(2))。
以上のように、ハイサイドスイッチング素子２０１Hがオフかつ、ローサイドスイッチング素子２０１LがDuty比50％で初充電することで、コンデンサ電圧を上げるすることができる。
初充電時に、スイッチング素子をオフした状態でのコンデンサ充電電圧について説明する。
充電電流が図６に示すように、R相アームから正側Paに向かって流れ、S、T相から変圧器１３０の端子Sa、Taに向かって流れるとき、S相、T相は充電される。端子Ra、Sa、Taには初充電装置を介して、三相交流電圧が印加されており、R相電圧がS相電圧およびT相電圧より大きい期間は、図6に示すルートで充電される。S相電圧がR相電圧およびT相電圧よりも大きい場合は、R相およびT相のコンデンサが充電される(図示なし)。このように三相が順に充電されることで、コンデンサの電圧合計値は最終的には、相電圧のピーク値となる。
この時、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
(VRは、R相相電圧)
一方、通常運転時に、系統電圧と同じ振幅の交流電圧を出力するために、
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
となり、初充電電圧が不足する。
本実施例で示したように、ローサイドスイッチング素子をDuty50％で運転すると、各相アーム内の単位変換器の50%がオン、50%がオフとなるため、式(１)のM(充電されている単位変換器数)が0.5になるため、初充電電圧が高くできる。
さらに、ハイサイドスイッチング素子をオフすることで、図３(1a)で示した放電モードを無くすことができ、コンデンサを効率よく充電できる。
１００・・・直流送電システム
１０１a、１０１b・・・交流系統
１０２a、１０２b・・・電力変換装置
１０５R、１０５S、１０５T・・・アーム
１０６R、１０６S、１０６T・・・単位変換器群
１０８・・・双方向チョッパ型単位変換器
１１０・・・交流電圧センサ
１１１・・・アーム電流センサ
１１３・・・ゲート信号線
１１４・・・コンデンサ電圧検出線
１１５・・・直流電圧センサ
１１６・・・運転指令信号線
１２０・・・初充電装置
１２１・・・遮断器
１３０・・・変圧器
１４０・・・交流電流センサ
１５０・・・制御装置
２０１H・・・ハイサイドスイッチング素子
２０１L・・・ローサイドスイッチング素子
２０２H・・・ハイサイド環流ダイオード
２０２L・・・ローサイド環流ダイオード
２０３・・・コンデンサ
２０５・・・デートドライバ
２０８・・・双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子 (第１の端子)
２０９・・・双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子 （第２の端子）
３１２a・・・単位変換器コントローラ
３１３a・・・指令値分配部

Idc・・・直流電流
IR、IS、IT・・・系統電流
IRa、ISa、ITa・・・アーム電流
Ｐａ、Ｐｂ・・・正側の直流端子
Ｎａ、Ｎｂ・・・負側の直流端子
VGR、VGS、VGT・・・系統電圧

Claims (8)

  1. 　スイッチング素子とエネルギ蓄積器を含んだ単位変換器を有し、前記単位変換器は、前記スイッチング素子の動作により前記エネルギ蓄積器のエネルギを充電または放電可能とするものであって、前記単位変換器を複数直列に接続して構成された単位変換器群を複数有し、通常の電力変換では、前記の複数の単位変換器群の各々の単位変換器を所定に動作させて電力変換動作するものにおいて、前記の通常の電力変換の前に、前記複数の単位変換器群の少なくとも一方側から電流を供給すると共に前記各々の単位変換器のスイッチング素子を動作させることで前記各々の単位変換器のエネルギ蓄積器を充電するものであって、前記スイッチング素子は前記エネルギ蓄積器の放電動作を抑制するように制御されることを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１において、前記スイッチング素子は、前記エネルギ蓄積器に対して放電する方向の電流が流れようとするときに前記エネルギ蓄積器への電流が遮断されるように制御されることを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項２において、前記単位変換器は、第１の端子および第２の端子を有し、前記スイッチング素子は、前記エネルギ蓄積器が蓄積した蓄積エネルギ源を制御するように前記エネルギ蓄積器との間に直列に接続されたハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とであり、前記ローサイドスイッチング素子の両端を前記第１の端子、第２の端子とし、前記ハイサイドスイッチング素子をオフし、前記ローサイドスイッチング素子を動作させることで前記エネルギ蓄積器へエネルギを蓄積することを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項３において、電圧指令に対して作成されるPWMパルスの一部無効にする論理演算回路を介して前記ハイサイドスイッチング素子に動作信号を供給することを特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項１において、初充電時、前記系統からの電力は抵抗を介して前記単位変換器に供給されることを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項５において、前記交流系統から前記単位変換器に通常運転時に電力を供給する回路をバイパスした回路に、前記抵抗が設けられることを特徴とする電力変換装置。
  7. 請求項１において、前記初充電の電流は変圧器の３次巻線を介して前記単位変換器に供給されることを特徴とする電力変換装置。
  8. 　スイッチング素子とエネルギ蓄積器を含んだ単位変換器を有し、前記単位変換器を複数直列に接続して構成された単位変換器群を複数有し、前記単位変換器は、前記スイッチング素子の動作により前記エネルギ蓄積器からエネルギを放畜可能とした電力変換器の制御方法であって、通常の電力変換動作時は、前記の複数の単位変換器群の各々の単位変換器を所定に動作させて電力変換動作をさせ、初充電動作時は、前記複数の単位変換器群の少なくとも一方側から電流を供給すると共に前記各々の単位変換器のスイッチング素子を動作させることで前記各々の単位変換器のエネルギ蓄積器を畜エネルギする際に、前記スイッチグ素子を前記エネルギ蓄積器の放エネルギ動作を抑制するように制御する電力変換装置の制御方法。
PCT/JP2014/052387 2014-02-03 2014-02-03 電力変換装置および電力変換装置の制御方法 WO2015114823A1 (ja)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017143621A (ja) * 2016-02-09 2017-08-17 株式会社東芝 電力変換装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007129469A1 (ja) * 2006-05-08 2007-11-15 Mitsubishi Electric Corporation 電力変換装置
JP2010233411A (ja) * 2009-03-30 2010-10-14 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2011024392A (ja) * 2009-07-21 2011-02-03 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2011223735A (ja) * 2010-04-09 2011-11-04 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2013247722A (ja) * 2012-05-24 2013-12-09 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007129469A1 (ja) * 2006-05-08 2007-11-15 Mitsubishi Electric Corporation 電力変換装置
JP2010233411A (ja) * 2009-03-30 2010-10-14 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2011024392A (ja) * 2009-07-21 2011-02-03 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2011223735A (ja) * 2010-04-09 2011-11-04 Hitachi Ltd 電力変換装置
JP2013247722A (ja) * 2012-05-24 2013-12-09 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017143621A (ja) * 2016-02-09 2017-08-17 株式会社東芝 電力変換装置

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