JPWO2015114823A1

JPWO2015114823A1 - 電力変換装置および電力変換装置の制御方法

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Publication number: JPWO2015114823A1
Application number: JP2015520459A
Authority: JP
Inventors: 隆彦菊井; 一瀬　雅哉; 雅哉一瀬; 井上　重徳; 重徳井上; 吉雄江口
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2014-02-03
Filing date: 2014-02-03
Publication date: 2017-03-23
Also published as: WO2015114823A1

Abstract

指定した単位変換器（１０８）のエネルギ蓄積器に交流端（１０１ａ）から電圧を印加した場合、各単位変換器のエネルギ蓄積器の電圧が、運転に必要な値にまで比較的に速やかに上昇させることができる電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供する。指定した単位変換器（１０８）のエネルギ蓄積器に所定のエネルギを蓄積後に、指定する単位変換器（１０８）を順番に切換することを繰返すことで、全単位変換器のエネルギ蓄積器に所定のエネルギを蓄積するため、また、単位変換器を直列に接続して構成する電力変換器装置（１０６Ｒ）において、交流端に定格電圧を印加しても、各単位変換器が持つエネルギ蓄積器（例えばコンデンサ）の蓄電エネルギの放電動作を抑制することで、運転に必要な値にまで比較的に速やかに上昇させることが可能となる。

Description

本発明は、電力変換装置および電力変換装置の制御方法に係り、特に、半導体スイッチング素子とコンデンサとを備えた単位変換器を複数直列接続する構成において好適な電力変換装置および電力変換装置の制御方法に関する。

近年、交流を直流に或いは直流を交流に変換する電力変換装置が多く用いられている。このような電力変換装置は、高電圧の分野にも応用されており、例えば、半導体スイッチング素子を含んだ単位変換器を複数直列に接続して構成されているものがある。

単位変換器は、例えば、半導体スイッチング素子とエネルギ蓄積器（具体例ではコンデンサ。以下にコンデンサを例に説明する）を含んで構成し、各単位変換器においてスイッチング素子を動作させることでコンデンサの蓄電エネルギを出力、または入力するようにしている。各単位変換器の動作を制御することで電力変換を行なう。

上記の通常運転を開始するためには、運転前十分にコンデンサに電気エネルギが蓄積されている必要がある。そのため、一般には初充電装置を設け、通常運転の前に初充電するようにしている。初充電装置は、例えば、抵抗器と遮断器の直列回路で構成し、交流系統と各単位変換器とを直接に接続する前に、単位変換器が持つコンデンサを初期充電する。初充電装置を動作させることでコンデンサを通常運転できるレベルまで充電できる。このような初充電の技術は、例えば、特許文献１に記載されている。

特開2011-223735号公報

特許文献１では、初充電の際には、交流系統からの電力を抵抗等を介して単位変換器に取り込むのであり、具体的には、直列接続された単位変換器群の一端から、隣り合う他の単位変換器を介して初充電のための電力を取り込む。交流系統からの電力は、各単位変換器のスイッチング素子のオンオフ動作、により指定した単位変換器のエネルギ蓄積器に電力を蓄積する。

ここで、指定した単位変換器のエネルギ蓄積器に所定のエネルギを蓄積後に、指定する単位変換器を順番に切換することを繰返すことで、全単位変換器のエネルギ蓄積器に所定のエネルギを蓄積するため、運転に必要な電圧レベルまで充電されるまでに時間がかかるという問題があった。

また、単位変換器を直列に接続して構成する電力変換器装置において、交流端に定格電圧を印加しても、各単位変換器が持つエネルギ蓄積器(例えばコンデンサ)の電圧は、運転に必要な電圧レベルまで、充電されないという問題があった。

本発明は、交流端から電圧を印加した場合、各単位変換器のエネルギ蓄積器の電圧が、運転に必要な値にまで比較的に速やかに上昇させることができる電力変換装置および電力変換装置の制御方法を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明では、スイッチング素子とエネルギ蓄積器を含んだ単位変換器を有し、前記単位変換器は、前記スイッチング素子の動作により前記エネルギ蓄積器のエネルギを充電または放電可能とするものであって、前記単位変換器を複数直列に接続して構成された単位変換器群を複数有し、通常の電力変換では、前記の複数の単位変換器群の各々の単位変換器を所定に動作させて電力変換動作するものにおいて、前記の通常の電力変換の前に、前記複数の単位変換器群の少なくとも一方側から電流を供給すると共に前記各々の単位変換器の全てのスイッチング素子を動作させることで前記各々の単位変換器のエネルギ蓄積器を充電エネルギするものであって、前記スイッチング素子は前記エネルギ蓄積器の放電動作を抑制するように制御されるように構成した。

本発明によれば、交流端から電圧を印加した場合、各単位変換器のエネルギ蓄積器の蓄電エネルギが、運転に必要な値にまで比較的に速やかに上昇させることが可能となる。

本発明の実施形態における直流送電システムを示す概略の構成図である。本発明の実施形態における双方向チョッパ型単位変換器の回路構成を示す図である。本発明の実施形態における単位変換器のコンデンサの充放電を説明する図である。本発明の実施形態における初充電時のPWM指令を示す図である。本発明の実施形態における単位型変換器コントローラのPWM演算の内容を示す図である。本発明の実施形態における初充電時の充電電流を示す図である。

以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の実施形態における直流送電システムの概略の構成を示す図である。

本発明の実施形態の直流送電システム１００は、電力変換装置１０２aと電力変換装置１０２bとを備えている。直流送電システム１００は、交流系統１０１ａと交流系統１０１ｂの間に、電力変換装置１０２aと電力変換装置１０２bとが接続されている。電力変換装置１０２aは、正の直流端子Ｐaと負の直流端子Ｎaを備えている。電力変換装置１０２bは、正の直流端子Ｐbと負の直流端子Ｎbとを備えている。電力変換装置１０２aと電力変換装置１０２bとの間は、正の直流端子Ｐaと正の直流端子Ｐbとが接続され、更に負の直流端子Ｎaと負の直流端子Ｎbとが接続されている。これら正の直流端子Ｐa，Ｐbの接続と、負の直流端子Ｎa，Ｎbの接続とは、直流系統（直流送電線路）を構成している。ここで、直流端子Ｐa，Ｐbの電圧は、直流端子Ｎa，Ｎbの電圧よりも高いものとする。

直流送電システム１００は、例えば、第１の交流系統である交流系統１０１ａの電力を、第２の交流系統である交流系統１０１ｂに供給、あるいは101bの電力を101aに供給するものである。101aの電力を101bに供給する場合、直流送電システム１００は、第１の電力変換装置である電力変換装置１０２aに於いて交流を直流に変換し、直流系統を介して第２の電力変換装置である電力変換装置１０２bに於いて直流を交流に変換する。これら電力変換装置１０２a，１０２bは、各種信号線を介してそれぞれ制御装置１５０a、１５０ｂに接続されている。

次に電力変換装置１０２a，１０２bの構成について説明するが、これらは、ほぼ同一構成なので、ここでは電力変換装置１０２aを中心に説明する。

電力変換装置１０２aは、初充電装置１２０と、遮断器１２１と、遮断器１８０と、変圧器１３０と、各相のアーム１０５（Ｒ相のアーム１０５Ｒ、Ｓ相のアーム１０５Ｓ、Ｔ相のアーム１０５Ｔ）と、制御装置１５０ａと、コンデンサ電圧検出線１１４と、運転指令信号線１１６とを備えている。なお、電力変換装置には１０２bには制御装置１５０ｂ（図示せず）が接続される。なお、制御装置１５０ａと制御装置１５０ｂとはほぼ同様な構成となっている。

交流系統101aは、遮断器１２１を介して変圧器１３０の一次巻線R、S、Tに接続される。変圧器１３０の二次巻線は、千鳥結線されており、二次側交流出力端子Ra、Sa、Taと、中性点Nxを備える。

各相のアーム１０５は、変圧器１３０の二次側端子Ra、Sa、Taに接続され、変圧器１３０の一次側端子は遮断器１２１を介して交流系統１０１ａに接続している。また、変圧器１３０の三次巻線端子は、初充電装置１２０に接続する。初充電装置１２０は、遮断器１２１と並列に抵抗と遮断器の直列で構成された突入電流抑制回路１２２Ａを備える。さらに、遮断器１２１と突入電流抑制回路１２２Ａと直列に降圧用変圧器１２２Ｂを備える。変圧器130は、一次巻線に交流系統の定格電圧が印加されると二次側端子には二次定格電圧V20の電圧が発生する。降圧用変圧器122Bの一次巻線は交流系統101aに接続されており、一次巻線に系統定格電圧が印加されると二次巻線に電圧V2が発生する。この降圧用変圧器の二次巻線は初充電装置を介して変圧器130の三次巻線に接続する。変圧器130の系統側遮断器180が開放の状態で、三次巻線に電圧V2が印加されると、変圧器１３０の二次電圧には二次側定格電圧V20が発生するように各変圧器の巻数を決定する。本実施形態では、変圧器１３０の交流系統１０１ａ側を一次側とし、一次側端子をＲ，Ｓ，Ｔとする。また、変圧器１３０の各相の二次側の交流端子をＲa，Ｓa，Ｔaとし、中性点をNxとする。
また、変圧器１３０の三次側端子(初充電装置側)Rb、Sb、Tbとする。

Ｒ相のアーム１０５Ｒは、単位変換器群１０６Ｒと、アーム電流センサ１１１とを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６Ｒは、Ｍ個（Ｍは２以上の自然数）の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。

Ｓ相のアーム１０５Ｓは、単位変換器群１０６Ｓと、アーム電流センサ１１１とを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６Ｓは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。

Ｔ相のアーム１０５Ｔは、単位変換器群１０６Ｔと、アーム電流センサ１１１とを備え、これらが直列接続されている。単位変換器群１０６Ｔは、Ｍ個の双方向チョッパ型単位変換器１０８が直列接続されている。

アーム電流センサ１１１の出力側(検出線)は、制御装置１５０に接続されている。アーム電流センサ１１１は、各アーム１０５に流れる電流を検知して、制御装置１５０に出力するものである。

運転指令信号１１６は、双方向チョッパ型単位変換器１０８と制御装置１５０とを接続するものである。制御装置１５０は、運転指令信号１１６によって、双方向チョッパ型単位変換器１０８の動作を制御する。

コンデンサ電圧検出信号線１１４は、双方向チョッパ型単位変換器１０８にて電圧信号をデジタル信号に変換し、制御装置１５０に接続されている。制御装置１５０は、コンデンサ電圧検出信号線１１４によって、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサの状態を検知する。

交流電圧センサ１１０は、交流系統１０１ａに接続されている。交流電圧センサ１１０の出力側は、制御装置１５０に接続されている。交流電圧センサ１１０は、交流系統１０１ａの系統電圧ＶＧＲ，ＶＧＳ，ＶＧＴを検知して、制御装置１５０に出力するものである。

変圧器１３０は、一次側端子Ｒ，Ｓ，Ｔと、二次側正端子Ｒa，Ｓa，Ｔaと、二次側負端子Ｎｘと、三次側端子Rb、Sb、Tbとを備えている。二次側負端子Ｎｘは、第２の直流端子である負側の直流端子Ｎaに接続されている。

各相のアーム１０５Ｒ，１０５Ｓ，１０５Ｔの一端は、正側の直流端子Ｐaに接続されている。
各相のアーム１０５Ｒ，１０５Ｓ，１０５Ｔの他端は、変圧器１３０の二次側端子Ra、Sa、Taに接続されている。

遮断器１２１の両端子間には、突入電流抑制回路１２２Aを並列に接続している。初充電装置１２０は、電力変換装置１０２aを構成する双方向チョッパ型単位変換器１０８が持つ直流部のコンデンサ２０３(図２で説明)を初期充電するための装置である。初充電装置１２０は、例えば、抵抗器と遮断器の直列回路で構成し、遮断器１２１が投入される前に動作して、双方向チョッパ型単位変換器１０８が持つ直流部のコンデンサ２０３を初期充電する。

本実施形態では、各アーム１０５の他端が第１の直流端子である直流端子Ｐaに接続され、変圧器１３０の二次側負端子Ｎｘが第２の直流端子である負側の直流端子Ｎaに接続されている。しかし、これに限られず、各アーム１０５の他端が負側の直流端子Ｎaに接続され、変圧器１３０の二次側負端子Ｎｘが正側の直流端子Ｐaに接続されていてもよい。また、二次側正端子Ｒa，Ｓa，Ｔaを各アーム１０５の中点に接続し、さらに、変圧器１３０の二次側負端子Ｎｘを形成せずに、各アーム１０５の一方端を第２の直流端子である直流端子Ｎaに接続するように構成してもよい。

制御装置１５０には、電力変換装置１０２a，１０２bの双方が備える交流電圧センサ１１０と、直流電圧センサ１１５と、各アーム電流センサ１１１と、交流電流センサ１４０から信号が取り込まれている。

制御装置１５０は、コンデンサ電圧検出信号線１１４を介して、双方向チョッパ型単位変換器１０８のコンデンサ電圧ＶＣｊｋｌ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ、ｌ＝a，b (a：変換装置１０２a、b：電力変換装置１０２bの信号)）を取り込んでいる。

電力変換器１０２が系統接続前の状態では、各単位型変換器１０８に備えるコンデンサ２０３(図２参照)は、充電されておらず、初充電装置１２０を動作させることで、系統101aと接続し、コンデンサ２０３を充電する。

図２は、本発明の実施形態における双方向チョッパ型単位変換器１０８の回路構成を示す図である。

ここでは、アーム１０５Ｒの中の双方向チョッパ型単位変換器１０８について説明する。なお、アーム１０５Ｓ、アーム１０５Ｔが備える双方向チョッパ型単位変換器１０８についても、アーム１０５Ｒの中の双方向チョッパ型単位変換器１０８と同様に構成されている。

本実施形態では、コンデンサ電圧Ｖｃなどに付した記号ｊｋのうち、ｊはアーム１０５の種別（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）を示し、ｋはそのアーム１０５に於ける順番１，２，…，Ｍを示している。

本実施形態では、コンデンサ２０３の電圧が高い方に接続されている素子は、ハイサイドと記載し、記号Ｈを付与する。コンデンサ２０３の電圧が低い方に接続されている素子を、ローサイドと記載し、記号Ｌを付与する。

双方向チョッパ型単位変換器１０８は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド環流ダイオード２０２Ｌの並列回路と、エネルギー蓄積手段であるコンデンサ２０３と、駆動部であるゲートドライバ２０５とを備えている。ゲートドライバ２０５は、ゲート信号線１１３を介して単位変換器コントローラ312aに接続されている。双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子２０８（第１の端子）は、他の双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子２０９（第２の端子）、または、直流端子Ｐａに接続されている。双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子２０９（第２の端子）は、コンデンサ２０３の一端と、他の双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子２０８、または、変圧器１３０の二次側端子に接続されている。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとハイサイド環流ダイオード２０２Ｈの並列回路と、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌとローサイド環流ダイオード２０２Ｌの並列回路とが直列に接続されて、直列スイッチング回路を構成している。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのコレクタは、コンデンサ２０３の一端に接続されている。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのコレクタは更に、ハイサイド環流ダイオード２０２Ｈのカソードに接続されている。ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのエミッタは、ハイサイド環流ダイオード２０２Ｈのアノードに接続され、更にローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタにも接続されている。

ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタは、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのエミッタと、ローサイド環流ダイオード２０２Ｌのカソードとに接続されている。ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのエミッタは、ローサイド環流ダイオード２０２Ｌのアノードに接続されている。

双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子２０９は、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのエミッタに接続されている。双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子２０８は、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのコレクタとハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのエミッタとの接続ノードに接続されている。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとは、端子２０８（第１の端子）と端子２０９（第２の端子）との間に、コンデンサ２０３に蓄積された蓄積エネルギー源を出力可能とするものである。すなわち、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとは、端子２０８（第１の端子）と端子２０９（第２の端子）との間に、コンデンサ２０３の両端電圧を出力可能とする。

ゲートドライバ２０５（駆動部）は、ゲート信号線１１３を介して単位変換器コントローラ３１２aに接続されている。ゲートドライバ２０５の出力側は、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのゲートとエミッタにそれぞれ接続され、更にローサイドスイッチング素子２０１Ｌのゲートとエミッタにそれぞれ接続されている。

ゲートドライバ２０５は、この双方向チョッパ型単位変換器１０８の駆動部である。指令値分配部３１３ａは、単位変換器コントローラ312aを備えている。単位変換器コントローラ312aは、制御装置１５０からの運転指令信号（１１６）（電圧指令値）を搬送波と比較して各ゲート信号ＧＨｊｋ，ＧＬｊｋ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ）を生成して、ゲートドライバ２０５に供給する。このように、制御部１５０の指令および単位変換器コントローラ312aによって制御され、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈと、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのオンとオフとを切り替えることによって、正側の端子２０８と負側の端子２０９との間に、コンデンサ２０３の電圧を出力可能とし、単位変換器１０８の出力電圧Ｖｊｋを制御するものである。

ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオフで、かつハイサイドスイッチング素子２０１Hがオンの時、ローサイドスイッチング素子２０１Lのコレクタとエミッタとの間には、双方向チョッパ型単位変換器１０８から出力される出力電圧Ｖｊｋが印加されている。

本実施形態に於いて、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌには、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が採用されている。しかし、これに限られず、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌには、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off thyristor）、ＧＴＯ（Gate Turn Off thyristor）、その他のオン・オフ制御が可能な素子を採用してもよい。

双方向チョッパ型単位変換器１０８のゲートドライバ２０５は、制御装置１５０（図１参照）から運転指令信号線１１６を介して伝送された電圧指令値を基に、単位変換器３１２aが生成した各ゲート信号ＧＨｊｋ，ＧＬｊｋ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ、ｋ＝１，２，…，Ｍ）に基づき、ゲート信号GHjkに基づいて、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加し、ゲート信号ＧＬｊｋに基づいて、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加する。
図３は、本発明の実施形態における双方向チョッパ型単位変換器１０８の回路の出力電圧Ｖｊｋと、ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈとローサイドスイッチング素子２０１Ｌとのオン・オフ状態との関係を示す図である。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオン状態であり、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオフ状態である場合、双方向チョッパ型単位変換器１０８のアーム電流Ｉｊ（ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）に関わらず、出力電圧Ｖｊｋは、概ねコンデンサ電圧ＶＣｊｋと等しくなる。
ただし、アーム電流Ij （ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）が正の場合(端子Raから端子Pa方向を正とする)は、コンデンサ２０３に蓄積されたエネルギーが放電される(図３(１a))。また、アーム電流Ij （ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）が負の場合は、コンデンサ２０３にエネルギーが蓄積(充電)される(図３(1b))。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈがオフ状態であり、ローサイドスイッチング素子２０１Ｌがオン状態である場合、アーム電流Ｉｊに関わらず、出力電圧Ｖｊｋは、概ね零と等しくなる(図３(2a)、(2ｂ))。この場合、コンデンサ２０３のエネルギーは変化しない。

ハイサイドスイッチング素子２０１Ｈ、およびローサイドスイッチング素子２０１Ｌが両方ともオフ状態である場合、アーム電流Ij （ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）が正の時(図3(3a))は、出力電圧Vjkは、概ね零と等しくなる。また、アーム電流Ij （ｊ＝Ｒ，Ｓ，Ｔ）が負の時(図3(3b))は、出力電圧Vjkは概ねコンデンサ電圧VCjkと等しくなる。この時(3b)、コンデンサ２０３にエネルギーが蓄積(充電)される。

図４は、本発明の実施形態における単位変換器コントローラ312aの論理構成を示した図である。
制御装置１５０は、単位変換器コントローラ312aに対して、初充電モードあるいは通常運転モードを指定する。単位変換器コントローラ312aは、選択されたモードに従いPWM制御部３１２１にてPWM波形を生成する(各モードのPWM波形については図５参照)。

ローサイドスイッチング素子２０１Lに対する指令は、NOT回路３１２２、ON Delay回路３１２３およびゲート信号線１１３Lを介してゲートドライバ２０５に送信され、その指令に基づきゲートドライバ２０５は、ローサイドスイッチング素子２０１Lを駆動する。

ハイサイドスイッチング素子２０１Hに対する指令は、ON Delay回路３１２３、ゲート信号マスク回路３１２４およびゲート信号線１１３Hを介して、ゲートドライバ２０５に送信される。その信号に基づき、ゲートドライバ２０５はハイサイドスイッチング素子２０１Hを駆動する。ここで、ON Delay回路３１２３は、ハイサイドスイッチング素子２０１Hとローサイドスイッチング素子２０１Lが同時にONとならないように、短絡防止期間を設定している。

ゲート信号マスク回路３１２４は、初充電モード選択時、ハイサイドスイッチング素子２０１Hを常にOFF状態とするために、ゲート信号１１３を常に零とする回路である。
制御装置１５０は、電力・電流制御で作成した電圧指令Vref1と５０％電圧指令Vref0を切換器SWに出力する。また、制御装置１５０は、切換器SWの切換に用いる運転モード指令((初充電時：0、通常運転時：1)を、切換器SWに送る。切換器SWは、運転モード指令によって、Vref_jklに出力する。信号を、初充電の時は、Vref0、通常はVref1となるように切換える。
また、運転モード指令は、マスク回路３１２４にも入力され、ハイサイドスイッチング素子２０１Hのゲート信号のマスクに用いる。初充電時は、ハイサイドスイッチング素子２０１Hがオフとなるように設定される。
図５は、本発明の実施形態における初充電モード時のPWM波形を示す図である。
通常動作モード選択時、変換器コントローラ312aは、制御装置１５０（図１参照）から運転指令信号線１１６を介して伝送された指令値である電圧指令値を基に、電圧指令値と搬送波を比較することで、単位変換器３１２aがPWM３１２１にてスイッチング素子ON／OFFパルス指令を生成する(図5(1))。ここで、電圧指令値は、例えば、Ｕ相の単位変換器コントローラ312aには各々同じ電圧指令値が、同様に、Ｖ相／Ｗ相の単位変換器コントローラ312aにおいても同じ電圧指令値が供給される。一方、搬送波は、例えば、Ｕ相の単位変換器コントローラ312aには、同じ周期で同じ振幅であるが、隣同志の単位変換器コントローラ312aで所定の位相づつずれた搬送波が各々の単位変換器コントローラ312aで生成される。Ｖ相／Ｗ相の単位変換器コントローラ312aにおいても同様である。

すなわち、通常の運転モードでは、交流系統の電力を直流に変換して所定の電圧で所定の電流が第１の直流端子である直流端子Ｐaと第２の直流端子である負側の直流端子Ｎaとの間に生成されるように各々の単位変換器コントローラ312aが制御される。一方、初充電モード選択時、電圧指令値は、スイッチング素子ON／OFFパルス指令がDuty比50％となるような値とする(図5(2))。

以上のように、ハイサイドスイッチング素子２０１Hがオフかつ、ローサイドスイッチング素子２０１LがDuty比50％で初充電することで、コンデンサ電圧を上げるすることができる。

初充電時に、スイッチング素子をオフした状態でのコンデンサ充電電圧について説明する。
充電電流が図６に示すように、R相アームから正側Paに向かって流れ、S、T相から変圧器１３０の端子Sa、Taに向かって流れるとき、S相、T相は充電される。端子Ra、Sa、Taには初充電装置を介して、三相交流電圧が印加されており、R相電圧がS相電圧およびT相電圧より大きい期間は、図6に示すルートで充電される。S相電圧がR相電圧およびT相電圧よりも大きい場合は、R相およびT相のコンデンサが充電される(図示なし)。このように三相が順に充電されることで、コンデンサの電圧合計値は最終的には、相電圧のピーク値となる。
この時、

(VRは、R相相電圧)
一方、通常運転時に、系統電圧と同じ振幅の交流電圧を出力するために、

となり、初充電電圧が不足する。
本実施例で示したように、ローサイドスイッチング素子をDuty50％で運転すると、各相アーム内の単位変換器の50%がオン、50%がオフとなるため、式(１)のM(充電されている単位変換器数)が0.5になるため、初充電電圧が高くできる。
さらに、ハイサイドスイッチング素子をオフすることで、図３(1a)で示した放電モードを無くすことができ、コンデンサを効率よく充電できる。

１００・・・直流送電システム
１０１a、１０１b・・・交流系統
１０２a、１０２b・・・電力変換装置
１０５R、１０５S、１０５T・・・アーム
１０６R、１０６S、１０６T・・・単位変換器群
１０８・・・双方向チョッパ型単位変換器
１１０・・・交流電圧センサ
１１１・・・アーム電流センサ
１１３・・・ゲート信号線
１１４・・・コンデンサ電圧検出線
１１５・・・直流電圧センサ
１１６・・・運転指令信号線
１２０・・・初充電装置
１２１・・・遮断器
１３０・・・変圧器
１４０・・・交流電流センサ
１５０・・・制御装置
２０１H・・・ハイサイドスイッチング素子
２０１L・・・ローサイドスイッチング素子
２０２H・・・ハイサイド環流ダイオード
２０２L・・・ローサイド環流ダイオード
２０３・・・コンデンサ
２０５・・・デートドライバ
２０８・・・双方向チョッパ型単位変換器１０８の正側の端子 (第１の端子)
２０９・・・双方向チョッパ型単位変換器１０８の負側の端子（第２の端子）
３１２a・・・単位変換器コントローラ
３１３a・・・指令値分配部

Idc・・・直流電流
IR、IS、IT・・・系統電流
IRa、ISa、ITa・・・アーム電流
Ｐａ、Ｐｂ・・・正側の直流端子
Ｎａ、Ｎｂ・・・負側の直流端子
VGR、VGS、VGT・・・系統電圧

Claims

スイッチング素子とエネルギ蓄積器を含んだ単位変換器を有し、前記単位変換器は、前記スイッチング素子の動作により前記エネルギ蓄積器のエネルギを充電または放電可能とするものであって、前記単位変換器を複数直列に接続して構成された単位変換器群を複数有し、通常の電力変換では、前記の複数の単位変換器群の各々の単位変換器を所定に動作させて電力変換動作するものにおいて、前記の通常の電力変換の前に、前記複数の単位変換器群の少なくとも一方側から電流を供給すると共に前記各々の単位変換器のスイッチング素子を動作させることで前記各々の単位変換器のエネルギ蓄積器を充電するものであって、前記スイッチング素子は前記エネルギ蓄積器の放電動作を抑制するように制御されることを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、前記スイッチング素子は、前記エネルギ蓄積器に対して放電する方向の電流が流れようとするときに前記エネルギ蓄積器への電流が遮断されるように制御されることを特徴とする電力変換装置。
請求項２において、前記単位変換器は、第１の端子および第２の端子を有し、前記スイッチング素子は、前記エネルギ蓄積器が蓄積した蓄積エネルギ源を制御するように前記エネルギ蓄積器との間に直列に接続されたハイサイドスイッチング素子とローサイドスイッチング素子とであり、前記ローサイドスイッチング素子の両端を前記第１の端子、第２の端子とし、前記ハイサイドスイッチング素子をオフし、前記ローサイドスイッチング素子を動作させることで前記エネルギ蓄積器へエネルギを蓄積することを特徴とする電力変換装置。
請求項３において、電圧指令に対して作成されるPWMパルスの一部無効にする論理演算回路を介して前記ハイサイドスイッチング素子に動作信号を供給することを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、初充電時、前記系統からの電力は抵抗を介して前記単位変換器に供給されることを特徴とする電力変換装置。
請求項５において、前記交流系統から前記単位変換器に通常運転時に電力を供給する回路をバイパスした回路に、前記抵抗が設けられることを特徴とする電力変換装置。
請求項１において、前記初充電の電流は変圧器の３次巻線を介して前記単位変換器に供給されることを特徴とする電力変換装置。
スイッチング素子とエネルギ蓄積器を含んだ単位変換器を有し、前記単位変換器を複数直列に接続して構成された単位変換器群を複数有し、前記単位変換器は、前記スイッチング素子の動作により前記エネルギ蓄積器からエネルギを放畜可能とした電力変換器の制御方法であって、通常の電力変換動作時は、前記の複数の単位変換器群の各々の単位変換器を所定に動作させて電力変換動作をさせ、初充電動作時は、前記複数の単位変換器群の少なくとも一方側から電流を供給すると共に前記各々の単位変換器のスイッチング素子を動作させることで前記各々の単位変換器のエネルギ蓄積器を畜エネルギする際に、前記スイッチグ素子を前記エネルギ蓄積器の放エネルギ動作を抑制するように制御する電力変換装置の制御方法。