JPWO2007007729A1 - 無線受信装置 - Google Patents

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Abstract

受信特性を向上する無線受信装置。無線受信装置（１５１）に、変調信号と当該変調信号の周波数と異なる周波数を持つパイロット信号とを含む無線信号を受信するアンテナ（１５２）と、アンテナ（１５２）にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器（１５９）と、分配器（１５９）にて分配された一方の信号から前記パイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ（１６０）と、分配器（１５９）にて分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器（１６２）と、バンドパスフィルタ（１６０）からの信号成分と遅延補正器（１６２）にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し且つ直交復調を行う直交復調器（１６３）と、直交復調器（１６３）の前段に設けられ、バンドパスフィルタ（１６０）からの信号成分に当該信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号を合成する合成器（１６５）とを設けた。

Description

本発明は、無線受信装置に関する。
従来より、位相雑音特性に優れた無線システムを提供するために様々な方策が採られている。この従来の位相雑音特性に優れた無線システムの一例が、特許文献１に記載されている。この無線システムでは、位相雑音特性を改善するために、図１に示すローカル・ノイズ・キャンセラを具備している。
このローカル・ノイズ・キャンセラの動作を、図１および図２を参照して説明する。図２は、図１に示すローカル・ノイズ・キャンセラの各構成部分の周波数特性を示す特性図である。
入力信号は、図２（Ａ）に示すように、変調されたＩＦ信号（ＢＳＴ−ＯＦＤＭ）とパイロット・キャリア（ＰＩＬＯＴ）とが多重化されており、入力位相雑音（太斜め線部分）が重畳されているものとする。
ここで、入力パイロット・キャリアの周波数をｆＰＬＴ、入力信号の周波数をｆｓｉｇとし、入力位相雑音をθ（ｔ）とすると、ｆＰＬＴおよびｆｓｉｇには、入力位相雑音θ（ｔ）が重畳されているので、次のように示される。
ｆＰＬＴ∠θ（ｔ）
ｆｓｉｇ∠θ（ｔ）
そして、入力信号Ａは、分配器５０で分配され、一方がパイロットブランチ、他方がシグナルブランチへと出力される。パイロットブランチでは、分配器５０で分配された一方の信号が、帯域通過フィルタ５１で帯域制限されて、パイロット・キャリア成分のみが通過して抽出され、更にリミッタ増幅器５２でリミッタ増幅される。
この時、帯域通過フィルタ５１からの出力信号Ｂおよびリミッタ増幅器５２からの出力信号Ｃの周波数特性は、図２（Ｂ・Ｃ）に示すように、ＩＦ信号成分は除去され、パイロット・キャリア成分とそれに重畳された入力位相雑音θ（ｔ）のみになる。
この時、帯域通過フィルタ５１では、遅延が発生し、この遅延時間をτＢＰＦ１とすると、入力パイロット・キャリア周波数ｆＰＬＴには、τＢＰＦ１だけ遅延した入力位相雑音θ（ｔ−τＢＰＦ１）が重畳されているので、次のように示される。
ｆＰＬＴ∠θ（ｔ−τＢＰＦ１）
一方、シグナルブランチでは、局部発振器６０から局部発振信号Ｄが出力される。ここで、局部発振器６０から出力される局部発振信号Ｄの周波数特性は、図２（Ｄ）に示すように、局部発振周波数（ＬＯ）の信号と、それに重畳された系内局発位相雑音である。
ここで、系内の局部発振信号周波数をｆＬＯとし、系内の局部発振信号位相雑音をφ（ｔ）とすると、系内の局部発振信号周波数ｆＬＯには、系内の局部発振信号位相雑音φ（ｔ）が重畳されているので、次のように示される。
ｆＬＯ∠φ（ｔ）
そして、シグナルブランチでは、分配器５０から出力された信号が、周波数変換器６１において、局部発振器６０からの局部発振信号Ｄで周波数変換（乗算）されて信号Ｅが出力される。
ここで、周波数変換器６１から出力される信号Ｅの周波数特性は、図２（Ｅ）に示すように、入力信号Ａと局部発振信号Ｄとの和成分と差成分とが存在する。よって、信号Ｅに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆＰＬＴ−ｆＬＯ∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆｓｉｇ−ｆＬＯ∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆＰＬＴ＋ｆＬＯ∠θ（ｔ）＋φ（ｔ）
ｆｓｉｇ＋ｆＬＯ∠θ（ｔ）＋φ（ｔ）
そして、周波数変換された信号Ｅは、帯域通過フィルタ６２で差成分のみが通過するように帯域制限されているので、帯域通過フィルタ６２から信号Ｆとして出力され、信号Ｆの周波数特性は、図２（Ｆ）に示されるように、Ｅにおける和成分が除去されて差成分のみが存在する。
この時、帯域通過フィルタ６２では、遅延が発生し、この遅延時間をτＢＰＦ２とすると、抽出される差成分に重畳される位相雑音には、τＢＰＦ２だけ遅延が発生し、信号Ｆに含 まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆＰＬＴ−ｆＬＯ∠θ（ｔ−τＢＰＦ２）−φ（ｔ−τＢＰＦ２）
ｆｓｉｇ−ｆＬＯ∠θ（ｔ−τＢＰＦ２）−φ（ｔ−τＢＰＦ２）
そして、信号Ｆは、遅延補正器６３で、パイロットブランチの帯域通過フィルタ５１における遅延時間と等価になるように遅延が加えられ、信号Ｇとして出力される。
ここで、帯域通過フィルタ５１の遅延時間τＢＰＦ１に対して、帯域通過フィルタ６２の遅延時間をτＢＰＦ２とし、遅延補正器６３における遅延時間をΔｔとすると、
τＢＰＦ１＝τＢＰＦ２＋Δｔ
となるように、遅延補正器６３は、信号Ｆに対して遅延Δｔを加え、パイロットブランチとの遅延時間差を等価する。
その結果、信号Ｇの周波数特性は変化せず、図２（Ｇ）に示されるようになり、信号Ｇに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、位相雑音に遅延Δｔが加わって次のようになる。
ｆＰＬＴ−ｆＬＯ∠θ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）−φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）
ｆｓｉｇ−ｆＬＯ∠θ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）−φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）
そして、シグナルブランチの信号Ｇと、上記のリミッタ増幅器５２から出力されるパイロットブランチの信号Ｃとが、周波数変換器７０で周波数変換（乗算）されて、信号Ｈとして出力される。
ここで、周波数変換器７０から出力される信号Ｈの周波数特性は、図２（Ｈ）に示すように、信号Ｇと信号Ｃとの和成分と差成分とが存在する。よって、信号Ｈに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆＰＬＴ−（ｆＰＬＴ−ｆＬＯ）∠θ（ｔ−τＢＰＦ１）−｛θ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）−φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）｝
ｆＰＬＴ−（ｆｓｉｇ−ｆＬＯ）∠θ（ｔ−τＢＰＦ１）−｛θ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）−φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）｝
ｆＰＬＴ＋（ｆＰＬＴ−ｆＬＯ）∠θ（ｔ−τＢＰＦ１）＋｛θ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）−φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）｝
ｆＰＬＴ＋（ｆｓｉｇ−ｆＬＯ）∠θ（ｔ−τＢＰＦ１）＋｛θ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）−φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）｝
ここで、上記のように遅延補正器６３は、
τＢＰＦ１＝τＢＰＦ２＋Δｔ
となるように、遅延Δｔを加えてシグナルブランチとパイロットブランチとの遅延時間差を等価するので、式を整理すると次のようになる。
ｆＬＯ∠φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）
ｆＬＯ−（ｆｓｉｇ−ｆＰＬＴ）∠φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）
２×ｆＰＬＴ−ｆＬＯ∠２×θ（ｔ−τＢＰＦ１）−φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）
ｆＰＬＴ＋（ｆｓｉｇ−ｆＬＯ）∠２×θ（ｔ−τＢＰＦ１）−φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）
ここで、差成分に着目すると、出力信号成分の周波数は、入力信号の周波数に関係なく、系内の局部発振信号の周波数（ｆＬＯ）であり、つまり一定である。また、パイロット・キャリアに着目した場合の信号のサイドバンドは、入出力で反転する。
また、出力信号の位相雑音は、入力された位相雑音θ（ｘ）がキャンセルされ、代わりに系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）となる。つまり、系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）が十分小さければ、入力された信号の位相雑音は、十分軽減されて出力されることがわかる。
そこで、周波数変換器７０で周波数変換された信号Ｈは、帯域通過フィルタ７１で、差成分のみ、且つ信号成分のみが通過するように帯域制限されて信号Ｉが出力され、信号Ｉの周波数特性は、図２（Ｉ）に示されるように、Ｈにおける和成分及び差成分内のパイロット・キャリア成分が除去されて差成分の信号成分のみが存在し、信号Ｉに含まれる信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆＬＯ−（ｆｓｉｇ−ｆＰＬＴ）∠φ（ｔ−τＢＰＦ２−Δｔ）
上記ローカル・ノイズ・キャンセラの周波数同期及び雑音除去の原理により、例えば入力信号に周波数偏差が生じていたとしても、局部発振器６０が発生する高い周波数精度で高い安定度を持つ局部発振周波数に従う周波数の出力信号が得られるので、入力信号の周波数偏差が解消できる。
また、出力信号の位相雑音は、入力信号に重畳されていた位相雑音θ（ｘ）がキャンセルされて、代わりに系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）のみとなるので、系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）が十分小さければ、入力された信号の位相雑音は、十分軽減されて出力される。
特開２００２−１５２１５８号公報
しかしながら、従来の無線システムにおいては、局部発振器６０で発生する位相雑音φ（ｘ）はキャンセルされておらず、また、位相雑音は２０＊ｌｏｇ（周波数の逓倍分）の割合で増加するので、局部発振器６０の周波数が高い場合には、位相雑音φ（ｘ）の影響により通信品質の劣化が生じる問題がある。
そこで本発明者らは、かかる問題を解決するために先の出願（特開２００５−３１２０２１）において、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を送信する無線送信装置と、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナと、アンテナにて受信した受信信号を２方向に分配する分配器と、分配器により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタと、分配器により分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器と、バンドパスフィルタにより抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と遅延補正器にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調器とを具備する無線受信装置と、からなる通信システムを提案した。
しかしながら、上記従来の無線システムおよび上記発明者らが提案した通信システムにおいては、受信信号のスペクトルは、伝搬環境が静特性の時には大きなピークとして現れるが、伝搬環境が動特性のときにはフェージングの影響により、受信信号レベルが１０〜３０ｄＢ程度劣化する場合がある。この場合には、パイロット信号の受信レベルも劣化することとなり、最悪の場合パイロット信号を抽出することができず、受信特性が劣化する可能性がある。
本発明の目的は、受信特性を向上する無線受信装置を提供することである。
本発明の無線受信装置は、変調信号と、当該変調信号の周波数と異なる周波数を持つパイロット信号とを含む無線信号を受信するアンテナと、前記アンテナにて受信した受信信号を２方向に分配する分配手段と、前記分配手段により分配された一方の信号から前記パイロット信号に対応する信号成分を抽出する抽出手段と、前記分配手段により分配された他方の信号に遅延を与える遅延付加手段と、前記抽出手段からの信号成分と前記遅延付加手段にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調手段と、前記直交復調手段の前段に設けられ、前記抽出手段からの信号成分に当該信号成分と同じ周波数を持つ発振信号を合成する合成手段と、を具備する構成を採る。
本発明によれば、受信特性を向上する無線受信装置を提供することができる。
従来の無線システムが備えるローカル・ノイズ・キャンセラの構成を示すブロック図 図１のローカル・ノイズ・キャンセラの各構成部分の周波数特性を示す特性図 本発明の実施の形態１に係る無線システムの構成を示すブロック図 図３の直交復調器における入力レベルとＩＱ出力レベルとの関係を示す図 図３の無線システムにおける各信号の周波数特性を示す特性図 図３の直交復調器における復調特性の説明に供する図 図３の無線システムにおける各信号の周波数特性を示す特性図 図３の無線システムにおける誤り特性の説明に供する図 実施の形態２に係る無線システムの構成を示すブロック図 図９の無線システムにおける誤り特性の説明に供する図
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
（実施の形態１）
まず、本実施の形態に係る無線システムについて、図面を参照して説明する。
図３は、本実施の形態に係る無線システムの構成を示すブロック図である。図３に示すように、無線システム１００は、無線送信装置１０１および無線受信装置１５１を備える。
この無線送信装置１０１は、ベースバンド信号を生成する送信ベースバンド部１１０と、そのベースバンド信号に所定の処理を施してＲＦ信号として送信する送信部１２０とを有する。
この送信ベースバンド部１１０では、変調信号発生部１１１は、変調信号を発生し、パイロット信号合成部１１２に与える。なお、ここでは、変調信号をマルチキャリアのＣＤＭＡとして説明するが、周波数軸上の中心周波数部分に信号が載せられていないものであればどのような変調信号でも取り扱うことができ、例えば、ＯＦＤＭ信号等でもよい。
このパイロット信号合成部１１２は、変調信号発生部１１１から受け取る変調信号（Ｍ−ＣＤＭＡ）と、パイロット信号発生部１１３から受け取るパイロット信号（ＰＩＬＯＴ）とを合成し、送信部１２０へ与える。
なお、パイロット信号は、変調信号の周波数軸上の中心に位置するようにされており、パイロット信号の周波数をｆＰＩＬＯＴとすると、ｆＰＩＬＯＴ＝０［Ｈｚ］とされている。
一方、送信部１２０では、局部発振部１２１は、基準信号発振器１２２から発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を発生し直交変調器１２３に与える。
直交変調器１２３は、局部発振部１２１からの局部発振信号を用いて、上記送信ベースバンド部１１０のパイロット信号合成部１１２から出力された変調信号とパイロット信号との合成信号を直交変調して、乗算器１２４に与える。
乗算器１２４は、局部発振部１２５から受け取る局部発振信号を用いて、直交変調器１２３において直交変調された信号を無線信号へと変換する。この無線信号は、増幅器１２６にて増幅された後に、アンテナ１２７を介して送信される。なお、ここでは、局部発振部１２５は、基準信号発振器１２２から発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を発生するものとし、局部発振部１２１および局部発振部１２５による局部発振信号の発生が同期している。
一方、無線受信装置１５１では、アンテナ１５２は、無線送信装置１０１から送信された無線信号を受信する。この受信された無線信号は、増幅器１５３で増幅された後、乗算器１５４に与えられる。
乗算器１５４は、局部発振部１５５により発せられた局部発振信号を用いて、増幅器１５３にて増幅された無線信号を周波数変換し、バンドパスフィルタ１５６へ与える。なお、局部発振部１５５は、基準信号発振器１５７により発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を発振する。
バンドパスフィルタ１５６は、乗算器１５４にて周波数変換された信号から所望の周波数帯域の信号のみ抽出する。バンドパスフィルタ１５６により抽出された信号は、増幅器１５８にて増幅された後、分配器１５９に与えられる。
分配器１５９は、バンドパスフィルタ１５６から増幅器１５８を介して受け取る信号を、変調信号ブランチおよびパイロットブランチという２つのルートに分配する。
パイロットブランチでは、バンドパスフィルタ１６０は、分配器１５９にて分配された信号からパイロット信号成分のみを抽出する。この抽出されたパイロット信号成分は、増幅器１６１にて増幅された後、合成器１６５に入力され、局部発振部１６６から出力される局部発振信号と合成される。なお、局部発振部１６６は基準信号発振器１５７により発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を出力する。
合成器１６５から出力されたパイロット信号成分と局部発振信号は、直交復調器１６３に入力される。
一方、変調信号ブランチでは、遅延補正器１６２は、パイロットブランチを通して直交復調器１６３へ到達する信号と同期するように、分配器１５９から受け取る信号を遅延させて直交復調器１６３に与える。
直交復調器１６３は、パイロットブランチおよび変調信号ブランチから受け取る信号を乗算した後、直交復調して受信ベースバンド部１６４に与える。
この直交復調器１６３のＬｏ（ローカル）入力レベルに対するＩＱ出力レベルの関係を図４に示す。図４に示すように、Ｌｏ入力レベルが十分大きい領域Ａの範囲では、直交復調器１６３は、ＩＱ出力レベルが一定で復調可能となる。また、Ｌｏ入力レベルが領域Ｂの範囲になると直交復調器１６３のＩＱ出力レベルは、劣化する。そして、ＩＱレベルが復調可能なレベル以下となる領域Ｃの範囲では、直交復調器１６３は、変調信号を復調することができない。なお、直交復調器１６３のローカルにはパイロット信号が入力されるので、本実施の形態においてＬｏ入力レベルとはパイロット信号成分の電力レベルのことを指す。パイロット信号成分の電力レベルが十分大きいレベルであれば、Ｌｏ入力レベルは図４の領域Ａとなり良好な受信特性が得られる。すなわち、理想的な電力レベルを持つパイロット信号成分であれば、良好な受信特性が得られる。しかしながらフェージングの影響によりパイロット信号成分の電力レベルが図４の領域Ｃの範囲になると復調することができず、受信特性が大幅に劣化することになる。
次いで、無線システム１００の動作を、図３乃至図５を参照して説明する。
図５は、無線システム１００における各信号の周波数特性を示す特性図である。なお、図５（Ａ）〜（Ｉ）は、図３において対応するアルファベットが付加された部分の信号の周波数特性を示したものである。
送信ベースバンド部１１０から出力される変調信号とパイロット信号との合成信号Ａは、図５（Ａ）に示す周波数特性を持つ。なお、上述のとおり、ここでは、パイロット信号は、変調信号の周波数軸上の中心に位置するようにされており、パイロット信号の周波数をｆＰＩＬＯＴとすると、ｆＰＩＬＯＴ＝０［Ｈｚ］とされている。
合成信号Ａは、送信部１２０で無線信号に周波数変換され、アンテナ１２７から出力される。
アンテナ１２７から出力された無線信号に含まれる変調信号の無線周波数ｆＲＦと、パイロット信号の無線周波数ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴは、以下のように表される。
ｆＲＦ＝ｆＣＤＭＡ＋ｆＬｏ１＋ｆＬｏ２
ｆＲＦ＿ＰＩＰＯＴ＝ｆＰＩＬＯＴ＋ｆＬｏ１＋ｆＬｏ２
なお、変調信号発生部１１１で発生された変調信号の周波数をｆＣＤＭＡ、局部発振部１２５にて発振された局部発振信号の周波数をｆＬｏ１、局部発振部１２１にて発振された局部発振信号の周波数をｆＬｏ２とする。
ここで、送信部１２０では、合成信号Ａは、直交変調器１２３における局部発振部１２１の位相雑音および乗算器１２４における局部発振部１２５の位相雑音が重畳されて、無線信号として出力される。また、アンテナ１２７から出力されてからアンテナ１５２で受信される間の伝搬路においても、無線信号に位相雑音が重畳される。
よって、送信部１２０および伝搬路で重畳される位相雑音の総和をθ（ｔ）とすると、アンテナ１５２で受信される無線信号Ｂは、図５（Ｂ）に示す周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＲＦ∠θ（ｔ）
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ∠θ（ｔ）
アンテナ１５２で受信された無線信号Ｂは、増幅器１５３にて増幅され、乗算器１５４で周波数変換される。ここで、局部発振部１５５は、位相雑音φ（ｔ）を有するローカル信号を発振するので、このローカル信号は、図５（Ｃ）に示すような周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＬｏ１∠φ（ｔ）
そのため、乗算器１５４で周波数変換された信号には、局部発振部１５５の位相雑音φ（ｔ）が重畳され、バンドパスフィルタ１５６へ与えられる。
このバンドパスフィルタ１５６のバンド幅は、乗算器１５４で出力される差成分の周波数、すなわち、ｆＲＦ−ｆＬｏ１およびｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１が抽出されるように設定してある。そのため、増幅器１５８から出力される信号Ｄは、図５（Ｄ）に示す周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
次いで、信号Ｄは、分配器１５９にて分配され、一方は変調信号ブランチ、他方はパイロットブランチへと出力される。
パイロットブランチでは、バンドパスフィルタ１６０はパイロット信号成分のみを抽出するように設定されているので、バンドパスフィルタ１６０は、分配された信号Ｄからパイロット信号成分のみを抽出して増幅器１６１へ出力する。このときパイロット信号成分は図５（Ｅ）に示す周波数特性を有する。
増幅器１６１から出力されたパイロット信号成分は、図５（Ｆ）に示す局部発振部１６６から出力された信号と合成器１６５にて合成され、直交復調器１６３のローカル部に入力される。ここで局部発振部１６６の出力周波数ｆＬｏ２とパイロット信号成分の周波数とは同一とするので、ｆＬｏ２＝ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１となる。また、局部発振部１６６は、位相雑音ψ（ｔ）を有する。また、局部発振部１６６の出力レベルを図４の領域Ｂの範囲のレベルにするものとする。
このとき、パイロット信号成分Ｇには、バンドパスフィルタ１６０、増幅器１６１、および合成器１６５を通過することで、遅延τ１が重畳される。そのため、合成器１６５の出力信号Ｇは、次のように表される。
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠ψ（ｔ）
一方、変調信号ブランチでは、信号Ｄには、遅延補正器１６２において、Δｔ＝τ１となるような遅延が重畳される。そのため、遅延補正器１６２から出力される信号Ｈは、図５（Ｈ）に示すような周波数特性を持ち、次式のように表すことができる。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）
そして、信号Ｈと信号Ｇとは、直交復調器１６３にて、乗算された後、直交復調される。そのため、直交復調器１６３から出力される信号Ｉは、図５（Ｉ）に示すような周波数特性を持ち、次式で表すことができる。
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−（ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１）
∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）−｛θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）｝
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−ｆＬｏ２
∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）−ψ（ｔ）
これをｆＰＩＬＯＴ＝０ＨｚおよびΔｔ＝τ１という条件を用いて整理すると、次のようになる。
ｆＣＤＭＡ∠０・・・（１）
ｆＣＤＭＡ∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）−ψ（ｔ）・・・（２）
すなわち、直交復調器１６３は、式（１）で表される復調信号と、式（２）で表される復調信号という異なる位相雑音を有する２つの信号を復調することができる。
ここでパイロット信号成分Ｅの電力レベルが、図４の領域Ａの範囲であれば、式（１）で表される復調信号が支配的となるので、復調される信号は式（１）で表される復調信号となる。
ｆＣＤＭＡ∠０
これは、送信部１２０、伝搬路および局部発振部１５５において重畳される位相雑音が完全にキャンセルされて、変調信号発生部１１１にて発生された変調信号が、無線受信装置１５１にて復調されていることを意味する。図６に示すコンスタレーションの概念図で示すと、図６（Ａ）に示すように理想値又はその近傍のシンボルを得ることができる。すなわち、パイロット信号成分Ｅが理想的な電力レベルであれば、理想値又はその近傍のシンボルを得ることができる。
一方、パイロット信号Ｅのレベルが図４の領域Ｃの範囲であれば、式（２）で表される復調信号が支配的となるので、復調される信号は式（２）で表される復調信号となる。なお、パイロット信号成分の電力レベルが図４の領域Ｃのように低い場合の図５に対応する図を図７に示す。
これは、送信部１２０、伝搬路および局部発振部１５５、局部発振部１６６において位相雑音が重畳されて、変調信号発生部１１１にて発生された変調信号が、無線受信装置１５１にて復調されていることを意味しており、通常のスーパーヘテロダイン方式を用いた場合と同じ位相雑音を有する復調信号を得ることができる。また、この時のコンスタレーションは図６（Ｃ）となる。
また、パイロット信号Ｅのレベルが図４の領域Ｂの範囲であれば、異なる位相雑音を有する２つの復調信号が復調される。このときのコンスタレーションは、図６（Ｂ）となるが、誤差ベクトルの大きさは図６（Ｃ）よりも小さいことが分かる。
よって、直交復調器１６３のＬｏ入力レベルに対する誤り率特性は、図８に示すようになる。すなわち、Ｌｏ入力レベルが大きいときには、Ｌｏ入力にパイロット信号成分のみを用いたときと同等の特性となり、一方、Ｌｏ入力レベルが小さいときには、局部発振部１６６の局部発振信号のみを用いたときと同等の特性となる。すなわち、一般に用いられるスーパーヘテロダイン方式と同等以上の受信特性を実現することができる。なお、図８においては、原点から縦軸方向に誤り率特性が悪化する方向にあり、原点から横軸方向にＬｏ入力レベルは大きくなる。
このように実施の形態１によれば、無線受信装置１５１に、変調信号と当該変調信号の周波数と異なる周波数を持つパイロット信号とを含む無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９にて分配された一方の信号から前記パイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９にて分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し且つ直交復調を行う直交復調器１６３と、直交復調器１６３の前段に設けられ、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分に当該信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号を合成する合成器１６５とを設けた。
こうすることにより、パイロット信号成分とパイロット信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号とを合成した信号と、遅延が付加された受信信号とを周波数乗算し且つ直交復調するので、パイロット信号成分の電力レベルが復調に利用することの困難なレベルであってもパイロット信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号を用いることができるため、フェージングなどの影響によりパイロット信号レベルが劣化しても、受信特性の大幅な劣化を防ぐことができ、受信特性を向上することができる。
そして、アンテナ１５２にて受信する無線信号は、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とを多重した多重信号である。
こうすることにより、受信する無線信号が中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重されたものであるので、従来例に示すローカルノイズキャンセラのシグナルブランチにある局部発振部６０および周波数変換器６１が必要なくなるため、この局部発振部６０にて発生する局部発振信号に含まれる位相雑音がシグナルブランチの信号（信号Ｆ）に載らない。そのため、系内で発生する位相誤差も完全に除去することができるので、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。
（実施の形態２）
実施の形態１においては、パイロットブランチにて抽出されたパイロット成分と、同じ周波数を持ちかつ抽出されたパイロット成分の電力レベルが低くても直交復調器１６３にて従来の受信方式と同等以上の受信特性を得ることができる電力レベルを持つ局部発振信号とを合成器１６５にて合成した後に直交復調器１６３へ入力した。これに対して、実施の形態２においては、抽出されたパイロット成分の電力レベルに応じて、局部発振信号を合成するかしないかを切り換えるようにする。
図９は、本実施の形態に係る無線システムの構成を示すブロック図である。図９に示すように無線システム２００は、無線送信装置１０１および無線受信装置２５１を備える。この無線受信装置２５１は、方向性結合器２５２と、電力レベル演算部２５３と、スイッチ制御部２５４と、スイッチ２５５とを有する。
パイロットブランチのバンドパスフィルタ１６０にて抽出されたパイロット信号成分は、増幅器１６１にて増幅されたのち方向性結合器２５２を介して合成器１６５に入力される。
合成器１６５と局部発振部１６６との間には、スイッチ２５５が配設されており、このスイッチ２５５が閉じているときには、局部発振部１６６の局部発振信号が合成器１６５に入力される。なお、スイッチ２５５は、スイッチ制御部２５４の制御により開閉する。
電力レベル演算部２５３は、方向性結合器２５２からのパイロット信号成分を入力し、その電力レベルを算出し、スイッチ制御部２５４に出力する。
スイッチ制御部２５４は、電力レベル演算部２５３にて算出されたパイロット信号成分の電力レベルに応じて、スイッチ２５５の開閉を制御する。
次いで、無線システム２００の動作について説明する。なお実施の形態１と同じ動作をする部分については、説明を省略する。
アンテナ１５２で受信された無線信号Ｂは、増幅器１５３にて増幅され、乗算器１５４で周波数変換される。ここで、局部発振部１５５は、位相雑音φ（ｔ）を有するローカル信号を発振するので、このローカル信号は、図５（Ｃ）に示すような周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＬｏ１∠φ（ｔ）
そのため、乗算器１５４で周波数変換された信号には、局部発振部１５５の位相雑音φ（ｔ）が重畳され、バンドパスフィルタ１５６へ与えられる。
このバンドパスフィルタ１５６のバンド幅は、乗算器１５４で出力される差成分の周波数、すなわち、ｆＲＦ−ｆＬｏ１およびｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１が抽出されるように設定してある。そのため、増幅器１５８から出力される信号Ｄは、図５（Ｄ）に示す周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
次いで、信号Ｄは、分配器１５９にて分配され、一方は変調信号ブランチ、他方はパイロットブランチへと出力される。
パイロットブランチでは、バンドパスフィルタ１６０はパイロット信号成分のみを抽出するように設定されているので、バンドパスフィルタ１６０は、分配された信号Ｄからパイロット信号成分のみを抽出して増幅器１６１へ出力する。増幅器１６１の出力は方向性結合器２５２を介して電力レベル演算部２５３に入力され、電力レベル演算部２５３にてパイロット信号成分の電力レベルが算出される。このパイロット信号成分の電力レベルにより、以下の動作が異なる。
１）パイロット信号の電力レベルが図４の領域Ａ、Ｂに相当する場合
パイロット信号の電力レベルが図４の領域ＡおよびＢに相当する場合には、スイッチ制御部２５４は、スイッチ２５５が開くように制御する。なお、このとき局部発振部１６６の電源もＯＦＦにする制御を行ってもよく、これにより省電力化を図ることができる。
このときパイロット信号成分は図５（Ｅ）に示す周波数特性を有する。方向性結合器２５２から出力されたパイロット信号成分は、合成器１６５を介して直交復調器１６３のローカル部に入力される。ここで信号Ｇの周波数特性は、図５（Ｅ）と同じである。
このとき、パイロット信号成分Ｅには、バンドパスフィルタ１６０、増幅器１６１、方向性結合器２５２、および合成器１６５を通過することで、遅延τ２が重畳される。そのため、合成器１６５の出力信号Ｇは、次のように表される。
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−τ２）−φ（ｔ−τ２）
一方、変調信号ブランチでは、信号Ｄには、遅延補正器１６２において、Δｔ＝τ２となるような遅延が重畳される。そのため、遅延補正器１６２から出力される信号Ｈは、図５（Ｈ）に示すような周波数特性を持ち、次式のように表すことができる。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）
そして、信号Ｇと信号Ｆとは、直交復調器１６３にて乗算された後、直交復調される。そのため、直交復調器１６３から出力される信号Ｉは、図５（Ｉ）に示すような周波数特性を持ち、次式で表すことができる。
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−（ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１）
∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）−｛θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）｝
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−ｆＬｏ２
これをｆＰＩＬＯＴ＝０ＨｚおよびΔｔ＝τ２という条件を用いて整理すると、次のようになる。
ｆＣＤＭＡ∠０
これは、送信部１２０、伝搬路および局部発振部１５５において重畳される位相雑音が完全にキャンセルされて、変調信号発生部１１１にて発生された変調信号が、無線受信装置１５１にて復調されていることを意味する。図６に示すコンスタレーションの概念図で示すと、図６（Ａ）に示すように理想値のシンボルを得ることができる。
２）パイロット信号の電力レベルが図４の領域Ｃに相当する場合
パイロット信号の電力レベルが図４の領域Ｃに相当する場合には、スイッチ制御部２５４は、スイッチ２５５を閉じる制御を行う。なお、このとき増幅器１６１の電源をＯＦＦにする制御も同時に行ってよく、これにより省電力化を図ることができる。
このときパイロット信号成分は図７（Ｅ）に示す周波数特性を有する。方向性結合器２５２から出力されたパイロット信号成分は、図７（Ｆ）に示す局部発振部１６６から出力された信号と合成器１６５にて合成され、直交復調器１６３のローカル部に入力される。ここで信号Ｇの周波数特性は、図７（Ｆ）と同じとなる。よって、合成器１６５の出力信号Ｇは、次のように表される。
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠ψ（ｔ）
一方、変調信号ブランチでは、信号Ｄには、遅延補正器１６２において、Δｔ＝τ３となるような任意の遅延が重畳される。そのため、遅延補正器１６２から出力される信号Ｈは、図７（Ｈ）に示すような周波数特性を持ち、次式のように表すことができる。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）
そして、信号Ｇと信号Ｈとは、直交復調器１６３にて乗算された後、直交復調される。そのため、直交復調器１６３から出力される信号Ｇは、図７（Ｉ）に示すような周波数特性を持ち、次式で表すことができる。
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−ｆＬｏ２
∠θ（ｔ−τ３）−φ（ｔ−τ３）−ψ（ｔ）
これをｆＰＩＬＯＴ＝０ＨｚおよびΔｔ＝τ３という条件を用いて整理すると、次のようになる。
ｆＣＤＭＡ∠θ（ｔ−τ３）−φ（ｔ−τ３）−ψ（ｔ）
これは、送信部１２０、伝搬路、局部発振部１５５、および局部発振部１６６において重畳される位相雑音が重畳されて、変調信号発生部１１１にて発生された変調信号が、無線受信装置２５１にて復調されていることを意味しており、スーパーヘテロダイン方式を用いた場合と同じ位相雑音を有する復調信号を得ることができる。またこの時のコンスタレーションは図６（Ｃ）となる。
以上から、直交復調器１６３のＬｏ入力レベルに対する誤り率特性は図１０のようになり、Ｌｏ入力レベルが大きいときにはＬｏ入力にパイロット信号を用いたときと同等の特性となり、図８に示した実施の形態１の場合よりもさらに受信特性を改善することができる。
このように実施の形態２によれば、無線受信装置２５１に、変調信号と当該変調信号の周波数と異なる周波数を持つパイロット信号とを含む無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９にて分配された一方の信号から前記パイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９にて分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し且つ直交復調を行う直交復調器１６３と、直交復調器１６３の前段に設けられ、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分に当該信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号を合成する合成器１６５とを設け、さらに、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分の電力レベルを算出する電力レベル演算部２５３と、前記算出した電力レベルに応じて、前記局部発振信号の合成器１６５への入力を停止するスイッチ制御部２５４と、を設けた。
こうすることにより、パイロット信号成分とパイロット信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号とをパイロット信号成分の電力レベルに応じて合成した信号と、遅延が付加された受信信号とを周波数乗算し且つ直交復調するので、パイロット信号成分の電力レベルが復調に利用することの困難なレベルであってもパイロット信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号を用いることができるため、フェージングなどの影響によりパイロット信号レベルが劣化しても、受信特性の大幅な劣化を防ぐことができ、受信特性を向上することができる。
本明細書は、２００５年７月１１日出願の特願２００５−２０２０３０に基づく。この内容はすべてここに含めておく。
本発明の無線受信装置は、受信特性を向上するものとして有用である。
本発明は、無線受信装置に関する。
従来より、位相雑音特性に優れた無線システムを提供するために様々な方策が採られている。この従来の位相雑音特性に優れた無線システムの一例が、特許文献１に記載されている。この無線システムでは、位相雑音特性を改善するために、図１に示すローカル・ノイズ・キャンセラを具備している。
このローカル・ノイズ・キャンセラの動作を、図１および図２を参照して説明する。図２は、図１に示すローカル・ノイズ・キャンセラの各構成部分の周波数特性を示す特性図である。
入力信号は、図２（Ａ）に示すように、変調されたＩＦ信号（ＢＳＴ−ＯＦＤＭ）とパイロット・キャリア（ＰＩＬＯＴ）とが多重化されており、入力位相雑音（太斜め線部分）が重畳されているものとする。
ここで、入力パイロット・キャリアの周波数をｆPLT、入力信号の周波数をｆsigとし、入力位相雑音をθ（ｔ）とすると、ｆPLTおよびｆsigには、入力位相雑音θ（ｔ）が重畳されているので、次のように示される。
ｆPLT∠θ（ｔ）
ｆsig∠θ（ｔ）
そして、入力信号Ａは、分配器５０で分配され、一方がパイロットブランチ、他方がシグナルブランチへと出力される。パイロットブランチでは、分配器５０で分配された一方の信号が、帯域通過フィルタ５１で帯域制限されて、パイロット・キャリア成分のみが通過して抽出され、更にリミッタ増幅器５２でリミッタ増幅される。
この時、帯域通過フィルタ５１からの出力信号Ｂおよびリミッタ増幅器５２からの出力信号Ｃの周波数特性は、図２（Ｂ・Ｃ）に示すように、ＩＦ信号成分は除去され、パイロット・キャリア成分とそれに重畳された入力位相雑音θ（ｔ）のみになる。
この時、帯域通過フィルタ５１では、遅延が発生し、この遅延時間をτBPF1とすると、入力パイロット・キャリア周波数ｆPLTには、τBPF1だけ遅延した入力位相雑音θ（ｔ−τBPF1）が重畳されているので、次のように示される。
ｆPLT∠θ（ｔ−τBPF1）
一方、シグナルブランチでは、局部発振器６０から局部発振信号Ｄが出力される。ここで、局部発振器６０から出力される局部発振信号Ｄの周波数特性は、図２（Ｄ）に示すように、局部発振周波数（ＬＯ）の信号と、それに重畳された系内局発位相雑音である。
ここで、系内の局部発振信号周波数をｆLOとし、系内の局部発振信号位相雑音をφ（ｔ）とすると、系内の局部発振信号周波数ｆLOには、系内の局部発振信号位相雑音φ（ｔ）が重畳されているので、次のように示される。
ｆLO∠φ（ｔ）
そして、シグナルブランチでは、分配器５０から出力された信号が、周波数変換器６１
において、局部発振器６０からの局部発振信号Ｄで周波数変換（乗算）されて信号Ｅが出力される。
ここで、周波数変換器６１から出力される信号Ｅの周波数特性は、図２（Ｅ）に示すように、入力信号Ａと局部発振信号Ｄとの和成分と差成分とが存在する。よって、信号Ｅに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆPLT−ｆLO∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆsig−ｆLO∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆPLT＋ｆLO∠θ（ｔ）＋φ（ｔ）
ｆsig＋ｆLO∠θ（ｔ）＋φ（ｔ）
そして、周波数変換された信号Ｅは、帯域通過フィルタ６２で差成分のみが通過するように帯域制限されているので、帯域通過フィルタ６２から信号Ｆとして出力され、信号Ｆの周波数特性は、図２（Ｆ）に示されるように、Ｅにおける和成分が除去されて差成分のみが存在する。
この時、帯域通過フィルタ６２では、遅延が発生し、この遅延時間をτBPF2とすると、抽出される差成分に重畳される位相雑音には、τBPF2だけ遅延が発生し、信号Ｆに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆPLT−ｆLO∠θ（ｔ−τBPF2）−φ（ｔ−τBPF2）
ｆsig−ｆLO∠θ（ｔ−τBPF2）−φ（ｔ−τBPF2）
そして、信号Ｆは、遅延補正器６３で、パイロットブランチの帯域通過フィルタ５１における遅延時間と等価になるように遅延が加えられ、信号Ｇとして出力される。
ここで、帯域通過フィルタ５１の遅延時間τBPF1に対して、帯域通過フィルタ６２の遅延時間をτBPF2とし、遅延補正器６３における遅延時間をΔｔとすると、
τBPF1＝τBPF2＋Δｔ
となるように、遅延補正器６３は、信号Ｆに対して遅延Δｔを加え、パイロットブランチとの遅延時間差を等価する。
その結果、信号Ｇの周波数特性は変化せず、図２（Ｇ）に示されるようになり、信号Ｇに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、位相雑音に遅延Δｔが加わって次のようになる。
ｆPLT−ｆLO∠θ（ｔ−τBPF2−Δｔ）−φ（ｔ−τBPF2−Δｔ）
ｆsig−ｆLO∠θ（ｔ−τBPF2−Δｔ）−φ（ｔ−τBPF2−Δｔ）
そして、シグナルブランチの信号Ｇと、上記のリミッタ増幅器５２から出力されるパイロットブランチの信号Ｃとが、周波数変換器７０で周波数変換（乗算）されて、信号Ｈとして出力される。
ここで、周波数変換器７０から出力される信号Ｈの周波数特性は、図２（Ｈ）に示すように、信号Ｇと信号Ｃとの和成分と差成分とが存在する。よって、信号Ｈに含まれる各信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆPLT-(ｆPLT−ｆLO)∠θ（ｔ-τBPF1)-｛θ(ｔ-τBPF2-Δｔ)-φ(ｔ-τBPF2-Δｔ)｝
ｆPLT-(ｆsig−ｆLO)∠θ（ｔ-τBPF1)-｛θ(ｔ-τBPF2-Δｔ)-φ(ｔ-τBPF2-Δｔ)｝
ｆPLT+(ｆPLT−ｆLO)∠θ（ｔ-τBPF1)+｛θ(ｔ-τBPF2-Δｔ)-φ(ｔ-τBPF2-Δｔ)｝
ｆPLT+(ｆsig−ｆLO)∠θ（ｔ-τBPF1)+｛θ(ｔ-τBPF2-Δｔ)-φ(ｔ-τBPF2-Δｔ)｝
ここで、上記のように遅延補正器６３は、
τBPF1＝τBPF2＋Δｔ
となるように、遅延Δｔを加えてシグナルブランチとパイロットブランチとの遅延時間差を等価するので、式を整理すると次のようになる。
ｆLO∠φ（ｔ−τBPF2−Δｔ）
ｆLO−（ｆsig−ｆPLT）∠φ（ｔ−τBPF2−Δｔ）
２×ｆPLT−ｆLO∠２×θ（ｔ−τBPF1）−φ（ｔ−τBPF2−Δｔ)
ｆPLT＋（ｆsig−ｆLO）∠２×θ（ｔ−τBPF1）−φ（ｔ−τBPF2−Δｔ）
ここで、差成分に着目すると、出力信号成分の周波数は、入力信号の周波数に関係なく、系内の局部発振信号の周波数（ｆLO）であり、つまり一定である。また、パイロット・キャリアに着目した場合の信号のサイドバンドは、入出力で反転する。
また、出力信号の位相雑音は、入力された位相雑音θ（ｘ）がキャンセルされ、代わりに系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）となる。つまり、系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）が十分小さければ、入力された信号の位相雑音は、十分軽減されて出力されることがわかる。
そこで、周波数変換器７０で周波数変換された信号Ｈは、帯域通過フィルタ７１で、差成分のみ、且つ信号成分のみが通過するように帯域制限されて信号Ｉが出力され、信号Ｉの周波数特性は、図２（Ｉ）に示されるように、Ｈにおける和成分及び差成分内のパイロット・キャリア成分が除去されて差成分の信号成分のみが存在し、信号Ｉに含まれる信号成分と重畳される位相雑音との関係は、次のようになる。
ｆLO−（ｆsig−ｆPLT）∠φ（ｔ−τBPF2−Δｔ）
上記ローカル・ノイズ・キャンセラの周波数同期及び雑音除去の原理により、例えば入力信号に周波数偏差が生じていたとしても、局部発振器６０が発生する高い周波数精度で高い安定度を持つ局部発振周波数に従う周波数の出力信号が得られるので、入力信号の周波数偏差が解消できる。
また、出力信号の位相雑音は、入力信号に重畳されていた位相雑音θ（ｘ）がキャンセルされて、代わりに系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）のみとなるので、系内の局部発振信号の位相雑音φ（ｘ）が十分小さければ、入力された信号の位相雑音は、十分軽減されて出力される。
特開２００２−１５２１５８号公報
しかしながら、従来の無線システムにおいては、局部発振器６０で発生する位相雑音φ（ｘ）はキャンセルされておらず、また、位相雑音は２０＊log（周波数の逓倍分）の割合で増加するので、局部発振器６０の周波数が高い場合には、位相雑音φ（ｘ）の影響により通信品質の劣化が生じる問題がある。
そこで本発明者らは、かかる問題を解決するために先の出願(特開２００５−３１２０２１)において、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を送信する無線送信装置と、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重された無線信号を受信するアンテナと、アンテナにて受信した受信信号を２方向に分配する分配器と、分配器により分配された一方の信号からその中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタと、分配器により分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器と、バンドパスフィルタによ
り抽出された前記パイロット信号に対応する信号成分と遅延補正器にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調器とを具備する無線受信装置と、からなる通信システムを提案した。
しかしながら、上記従来の無線システムおよび上記発明者らが提案した通信システムにおいては、受信信号のスペクトルは、伝搬環境が静特性の時には大きなピークとして現れるが、伝搬環境が動特性のときにはフェージングの影響により、受信信号レベルが１０〜３０ｄＢ程度劣化する場合がある。この場合には、パイロット信号の受信レベルも劣化することとなり、最悪の場合パイロット信号を抽出することができず、受信特性が劣化する可能性がある。
本発明の目的は、受信特性を向上する無線受信装置を提供することである。
本発明の無線受信装置は、変調信号と、当該変調信号の周波数と異なる周波数を持つパイロット信号とを含む無線信号を受信するアンテナと、前記アンテナにて受信した受信信号を２方向に分配する分配手段と、前記分配手段により分配された一方の信号から前記パイロット信号に対応する信号成分を抽出する抽出手段と、前記分配手段により分配された他方の信号に遅延を与える遅延付加手段と、前記抽出手段からの信号成分と前記遅延付加手段にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調手段と、前記直交復調手段の前段に設けられ、前記抽出手段からの信号成分に当該信号成分と同じ周波数を持つ発振信号を合成する合成手段と、を具備する構成を採る。
本発明によれば、受信特性を向上する無線受信装置を提供することができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。
（実施の形態１）
まず、本実施の形態に係る無線システムについて、図面を参照して説明する。
図３は、本実施の形態に係る無線システムの構成を示すブロック図である。図３に示すように、無線システム１００は、無線送信装置１０１および無線受信装置１５１を備える。
この無線送信装置１０１は、ベースバンド信号を生成する送信ベースバンド部１１０と、そのベースバンド信号に所定の処理を施してＲＦ信号として送信する送信部１２０とを有する。
この送信ベースバンド部１１０では、変調信号発生部１１１は、変調信号を発生し、パイロット信号合成部１１２に与える。なお、ここでは、変調信号をマルチキャリアのＣＤＭＡとして説明するが、周波数軸上の中心周波数部分に信号が載せられていないものであればどのような変調信号でも取り扱うことができ、例えば、ＯＦＤＭ信号等でもよい。
このパイロット信号合成部１１２は、変調信号発生部１１１から受け取る変調信号（Ｍ−ＣＤＭＡ）と、パイロット信号発生部１１３から受け取るパイロット信号（ＰＩＬＯＴ）とを合成し、送信部１２０へ与える。
なお、パイロット信号は、変調信号の周波数軸上の中心に位置するようにされており、パイロット信号の周波数をｆＰＩＬＯＴとすると、ｆＰＩＬＯＴ＝０［Ｈｚ］とされている。
一方、送信部１２０では、局部発振部１２１は、基準信号発振器１２２から発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を発生し直交変調器１２３に与える。
直交変調器１２３は、局部発振部１２１からの局部発振信号を用いて、上記送信ベースバンド部１１０のパイロット信号合成部１１２から出力された変調信号とパイロット信号との合成信号を直交変調して、乗算器１２４に与える。
乗算器１２４は、局部発振部１２５から受け取る局部発振信号を用いて、直交変調器１２３において直交変調された信号を無線信号へと変換する。この無線信号は、増幅器１２６にて増幅された後に、アンテナ１２７を介して送信される。なお、ここでは、局部発振部１２５は、基準信号発振器１２２から発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を発生するものとし、局部発振部１２１および局部発振部１２５による局部発振信号の発生が同期している。
一方、無線受信装置１５１では、アンテナ１５２は、無線送信装置１０１から送信された無線信号を受信する。この受信された無線信号は、増幅器１５３で増幅された後、乗算器１５４に与えられる。
乗算器１５４は、局部発振部１５５により発せられた局部発振信号を用いて、増幅器１５３にて増幅された無線信号を周波数変換し、バンドパスフィルタ１５６へ与える。なお、局部発振部１５５は、基準信号発振器１５７により発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を発振する。
バンドパスフィルタ１５６は、乗算器１５４にて周波数変換された信号から所望の周波数帯域の信号のみ抽出する。バンドパスフィルタ１５６により抽出された信号は、増幅器１５８にて増幅された後、分配器１５９に与えられる。
分配器１５９は、バンドパスフィルタ１５６から増幅器１５８を介して受け取る信号を、変調信号ブランチおよびパイロットブランチという２つのルートに分配する。
パイロットブランチでは、バンドパスフィルタ１６０は、分配器１５９にて分配された信号からパイロット信号成分のみを抽出する。この抽出されたパイロット信号成分は、増
幅器１６１にて増幅された後、合成器１６５に入力され、局部発振部１６６から出力される局部発振信号と合成される。なお、局部発振部１６６は基準信号発振器１５７により発せられる基準信号を用いて、局部発振信号を出力する。
合成器１６５から出力されたパイロット信号成分と局部発振信号は、直交復調器１６３に入力される。
一方、変調信号ブランチでは、遅延補正器１６２は、パイロットブランチを通して直交復調器１６３へ到達する信号と同期するように、分配器１５９から受け取る信号を遅延させて直交復調器１６３に与える。
直交復調器１６３は、パイロットブランチおよび変調信号ブランチから受け取る信号を乗算した後、直交復調して受信ベースバンド部１６４に与える。
この直交復調器１６３のＬｏ（ローカル）入力レベルに対するＩＱ出力レベルの関係を図４に示す。図４に示すように、Ｌｏ入力レベルが十分大きい領域Ａの範囲では、直交復調器１６３は、ＩＱ出力レベルが一定で復調可能となる。また、Ｌｏ入力レベルが領域Ｂの範囲になると直交復調器１６３のＩＱ出力レベルは、劣化する。そして、ＩＱレベルが復調可能なレベル以下となる領域Ｃの範囲では、直交復調器１６３は、変調信号を復調することができない。なお、直交復調器１６３のローカルにはパイロット信号が入力されるので、本実施の形態においてＬｏ入力レベルとはパイロット信号成分の電力レベルのことを指す。パイロット信号成分の電力レベルが十分大きいレベルであれば、Ｌｏ入力レベルは図４の領域Ａとなり良好な受信特性が得られる。すなわち、理想的な電力レベルを持つパイロット信号成分であれば、良好な受信特性が得られる。しかしながらフェージングの影響によりパイロット信号成分の電力レベルが図４の領域Ｃの範囲になると復調することができず、受信特性が大幅に劣化することになる。
次いで、無線システム１００の動作を、図３乃至図５を参照して説明する。
図５は、無線システム１００における各信号の周波数特性を示す特性図である。なお、図５（Ａ）〜（Ｉ）は、図３において対応するアルファベットが付加された部分の信号の周波数特性を示したものである。
送信ベースバンド部１１０から出力される変調信号とパイロット信号との合成信号Ａは、図５（Ａ）に示す周波数特性を持つ。なお、上述のとおり、ここでは、パイロット信号は、変調信号の周波数軸上の中心に位置するようにされており、パイロット信号の周波数をｆＰＩＬＯＴとすると、ｆＰＩＬＯＴ＝０［Ｈｚ］とされている。
合成信号Ａは、送信部１２０で無線信号に周波数変換され、アンテナ１２７から出力される。
アンテナ１２７から出力された無線信号に含まれる変調信号の無線周波数ｆＲＦと、パイロット信号の無線周波数ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴは、以下のように表される。
ｆＲＦ＝ｆＣＤＭＡ＋ｆＬｏ１＋ｆＬｏ２
ｆＲＦ＿ＰＩＰＯＴ＝ｆＰＩＬＯＴ＋ｆＬｏ１＋ｆＬｏ２
なお、変調信号発生部１１１で発生された変調信号の周波数をｆＣＤＭＡ、局部発振部１２５にて発振された局部発振信号の周波数をｆＬｏ１、局部発振部１２１にて発振された局部発振信号の周波数をｆＬｏ２とする。
ここで、送信部１２０では、合成信号Ａは、直交変調器１２３における局部発振部１２１の位相雑音および乗算器１２４における局部発振部１２５の位相雑音が重畳されて、無線信号として出力される。また、アンテナ１２７から出力されてからアンテナ１５２で受信される間の伝搬路においても、無線信号に位相雑音が重畳される。
よって、送信部１２０および伝搬路で重畳される位相雑音の総和をθ（ｔ）とすると、アンテナ１５２で受信される無線信号Ｂは、図５（Ｂ）に示す周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＲＦ∠θ（ｔ）
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ∠θ（ｔ）
アンテナ１５２で受信された無線信号Ｂは、増幅器１５３にて増幅され、乗算器１５４で周波数変換される。ここで、局部発振部１５５は、位相雑音φ（ｔ）を有するローカル信号を発振するので、このローカル信号は、図５（Ｃ）に示すような周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＬｏ１∠φ（ｔ）
そのため、乗算器１５４で周波数変換された信号には、局部発振部１５５の位相雑音φ（ｔ）が重畳され、バンドパスフィルタ１５６へ与えられる。
このバンドパスフィルタ１５６のバンド幅は、乗算器１５４で出力される差成分の周波数、すなわち、ｆＲＦ−ｆＬｏ１およびｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１が抽出されるように設定してある。そのため、増幅器１５８から出力される信号Ｄは、図５（Ｄ）に示す周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
次いで、信号Ｄは、分配器１５９にて分配され、一方は変調信号ブランチ、他方はパイロットブランチへと出力される。
パイロットブランチでは、バンドパスフィルタ１６０はパイロット信号成分のみを抽出するように設定されているので、バンドパスフィルタ１６０は、分配された信号Ｄからパイロット信号成分のみを抽出して増幅器１６１へ出力する。このときパイロット信号成分は図５（Ｅ）に示す周波数特性を有する。
増幅器１６１から出力されたパイロット信号成分は、図５（Ｆ）に示す 局部発振部１６６から出力された信号と合成器１６５にて合成され、直交復調器１６３のローカル部に入力される。ここで局部発振部１６６の出力周波数ｆＬｏ２とパイロット信号成分の周波数とは同一とするので、ｆＬｏ２＝ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１となる。また、局部発振部１６６は、位相雑音ψ（ｔ）を有する。また、局部発振部１６６の出力レベルを図４の領域Ｂの範囲のレベルにするものとする。
このとき、パイロット信号成分Ｇには、バンドパスフィルタ１６０、増幅器１６１、および合成器１６５を通過することで、遅延τ１が重畳される。そのため、合成器１６５の出力信号Ｇは、次のように表される。
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠ψ（ｔ）
一方、変調信号ブランチでは、信号Ｄには、遅延補正器１６２において、Δｔ＝τ1となるような遅延が重畳される。そのため、遅延補正器１６２から出力される信号Ｈは、図
５（Ｈ）に示すような周波数特性を持ち、次式のように表すことができる。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）
そして、信号Ｈと信号Ｇとは、直交復調器１６３にて、乗算された後、直交復調される。そのため、直交復調器１６３から出力される信号Ｉは、図５（Ｉ）に示すような周波数特性を持ち、次式で表すことができる。
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−（ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１）
∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）−｛θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）｝
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−ｆＬｏ２
∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）−ψ（ｔ）
これをｆＰＩＬＯＴ＝０ＨｚおよびΔｔ＝τ1という条件を用いて整理すると、次のようになる。
ｆＣＤＭＡ∠０・・・（１）
ｆＣＤＭＡ∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）−ψ（ｔ）・・・（２）
すなわち、直交復調器１６３は、式（１）で表される復調信号と、式（２）で表される復調信号という異なる位相雑音を有する２つの信号を復調することができる。
ここでパイロット信号成分Ｅの電力レベルが、図４の領域Ａの範囲であれば、式（１）で表される復調信号が支配的となるので、復調される信号は式（１）で表される復調信号となる。
ｆＣＤＭＡ∠０
これは、送信部１２０、伝搬路および局部発振部１５５において重畳される位相雑音が完全にキャンセルされて、変調信号発生部１１１にて発生された変調信号が、無線受信装置１５１にて復調されていることを意味する。図６に示すコンスタレーションの概念図で示すと、図６（Ａ）に示すように理想値又はその近傍のシンボルを得ることができる。すなわち、パイロット信号成分Ｅが理想的な電力レベルであれば、理想値又はその近傍のシンボルを得ることができる。
一方、パイロット信号Ｅのレベルが図４の領域Ｃの範囲であれば、式（２）で表される復調信号が支配的となるので、復調される信号は式（２）で表される復調信号となる。なお、パイロット信号成分の電力レベルが図４の領域Ｃのように低い場合の図５に対応する図を図７に示す。
これは、送信部１２０、伝搬路および局部発振部１５５、局部発振部１６６において位相雑音が重畳されて、変調信号発生部１１１にて発生された変調信号が、無線受信装置１５１にて復調されていることを意味しており、通常のスーパーヘテロダイン方式を用いた場合と同じ位相雑音を有する復調信号を得ることができる。また、この時のコンスタレーションは図６（Ｃ）となる。
また、パイロット信号Ｅのレベルが図４の領域Ｂの範囲であれば、異なる位相雑音を有する２つの復調信号が復調される。このときのコンスタレーションは、図６（Ｂ）となるが、誤差ベクトルの大きさは図６（Ｃ）よりも小さいことが分かる。
よって、直交復調器１６３のＬｏ入力レベルに対する誤り率特性は、図８に示すようになる。すなわち、Ｌｏ入力レベルが大きいときには、Ｌｏ入力にパイロット信号成分のみを用いたときと同等の特性となり、一方、Ｌｏ入力レベルが小さいときには、 局部発振部１６６の局部発振信号のみを用いたときと同等の特性となる。すなわち、一般に用いら
れるスーパーヘテロダイン方式と同等以上の受信特性を実現することができる。なお、図８においては、原点から縦軸方向に誤り率特性が悪化する方向にあり、原点から横軸方向にＬｏ入力レベルは大きくなる。
このように実施の形態１によれば、無線受信装置１５１に、変調信号と当該変調信号の周波数と異なる周波数を持つパイロット信号とを含む無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９にて分配された一方の信号から前記パイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９にて分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し且つ直交復調を行う直交復調器１６３と、直交復調器１６３の前段に設けられ、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分に当該信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号を合成する合成器１６５とを設けた。
こうすることにより、パイロット信号成分とパイロット信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号とを合成した信号と、遅延が付加された受信信号とを周波数乗算し且つ直交復調するので、パイロット信号成分の電力レベルが復調に利用することの困難なレベルであってもパイロット信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号を用いることができるため、フェージングなどの影響によりパイロット信号レベルが劣化しても、受信特性の大幅な劣化を防ぐことができ、受信特性を向上することができる。
そして、アンテナ１５２にて受信する無線信号は、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とを多重した多重信号である。
こうすることにより、受信する無線信号が中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とが多重されたものであるので、従来例に示すローカルノイズキャンセラのシグナルブランチにある局部発振部６０および周波数変換器６１が必要なくなるため、この局部発振部６０にて発生する局部発振信号に含まれる位相雑音がシグナルブランチの信号（信号Ｆ）に載らない。そのため、系内で発生する位相誤差も完全に除去することができるので、位相雑音特性に優れた無線システムを実現することができる。
（実施の形態２）
実施の形態１においては、パイロットブランチにて抽出されたパイロット成分と、同じ周波数を持ちかつ抽出されたパイロット成分の電力レベルが低くても直交復調器１６３にて従来の受信方式と同等以上の受信特性を得ることができる電力レベルを持つ局部発振信号とを合成器１６５にて合成した後に直交復調器１６３へ入力した。これに対して、実施の形態２においては、抽出されたパイロット成分の電力レベルに応じて、局部発振信号を合成するかしないかを切り換えるようにする。
図９は、本実施の形態に係る無線システムの構成を示すブロック図である。図９に示すように無線システム２００は、無線送信装置１０１および無線受信装置２５１を備える。この無線受信装置２５１は、方向性結合器２５２と、電力レベル演算部２５３と、スイッチ制御部２５４と、スイッチ２５５とを有する。
パイロットブランチのバンドパスフィルタ１６０にて抽出されたパイロット信号成分は、増幅器１６１にて増幅されたのち方向性結合器２５２を介して合成器１６５に入力される。
合成器１６５と局部発振部１６６との間には、スイッチ２５５が配設されており、このスイッチ２５５が閉じているときには、局部発振部１６６の局部発振信号が合成器１６５に入力される。なお、スイッチ２５５は、スイッチ制御部２５４の制御により開閉する。
電力レベル演算部２５３は、方向性結合器２５２からのパイロット信号成分を入力し、その電力レベルを算出し、スイッチ制御部２５４に出力する。
スイッチ制御部２５４は、電力レベル演算部２５３にて算出されたパイロット信号成分の電力レベルに応じて、スイッチ２５５の開閉を制御する。
次いで、無線システム２００の動作について説明する。なお実施の形態１と同じ動作をする部分については、説明を省略する。
アンテナ１５２で受信された無線信号Ｂは、増幅器１５３にて増幅され、乗算器１５４で周波数変換される。ここで、局部発振部１５５は、位相雑音φ（ｔ）を有するローカル信号を発振するので、このローカル信号は、図５（Ｃ）に示すような周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＬｏ１∠φ（ｔ）
そのため、乗算器１５４で周波数変換された信号には、局部発振部１５５の位相雑音φ（ｔ）が重畳され、バンドパスフィルタ１５６へ与えられる。
このバンドパスフィルタ１５６のバンド幅は、乗算器１５４で出力される差成分の周波数、すなわち、ｆＲＦ−ｆＬｏ１およびｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１が抽出されるように設定してある。そのため、増幅器１５８から出力される信号Ｄは、図５（Ｄ）に示す周波数特性を持ち、次のように表される。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ）−φ（ｔ）
次いで、信号Ｄは、分配器１５９にて分配され、一方は変調信号ブランチ、他方はパイロットブランチへと出力される。
パイロットブランチでは、バンドパスフィルタ１６０はパイロット信号成分のみを抽出するように設定されているので、バンドパスフィルタ１６０は、分配された信号Ｄからパイロット信号成分のみを抽出して増幅器１６１へ出力する。増幅器１６１の出力は方向性結合器２５２を介して電力レベル演算部２５３に入力され、電力レベル演算部２５３にてパイロット信号成分の電力レベルが算出される。このパイロット信号成分の電力レベルにより、以下の動作が異なる。
１）パイロット信号の電力レベルが図４の領域Ａ、Ｂに相当する場合
パイロット信号の電力レベルが図４の領域ＡおよびＢに相当する場合には、スイッチ制御部２５４は、スイッチ２５５が開くように制御する。なお、このとき局部発振部１６６の電源もＯＦＦにする制御を行ってもよく、これにより省電力化を図ることができる。
このときパイロット信号成分は図５（Ｅ）に示す周波数特性を有する。方向性結合器２５２から出力されたパイロット信号成分は、合成器１６５を介して直交復調器１６３のローカル部に入力される。ここで信号Ｇの周波数特性は、図５（Ｅ）と同じである。
このとき、パイロット信号成分Ｅには、バンドパスフィルタ１６０、増幅器１６１、方向性結合器２５２、および合成器１６５を通過することで、遅延τ２が重畳される。その
ため、合成器１６５の出力信号Ｇは、次のように表される。
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−τ２）−φ（ｔ−τ２）
一方、変調信号ブランチでは、信号Ｄには、遅延補正器１６２において、Δｔ＝τ２となるような遅延が重畳される。そのため、遅延補正器１６２から出力される信号Ｈは、図５（Ｈ）に示すような周波数特性を持ち、次式のように表すことができる。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）
そして、信号Ｇと信号Ｆとは、直交復調器１６３にて乗算された後、直交復調される。そのため、直交復調器１６３から出力される信号Ｉは、図５（Ｉ）に示すような周波数特性を持ち、次式で表すことができる。
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−（ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１）
∠θ（ｔ−τ１）−φ（ｔ−τ１）−｛θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）｝
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−ｆＬｏ２
これをｆＰＩＬＯＴ＝０ＨｚおよびΔｔ＝τ２という条件を用いて整理すると、次のようになる。
ｆＣＤＭＡ∠０
これは、送信部１２０、伝搬路および局部発振部１５５において重畳される位相雑音が完全にキャンセルされて、変調信号発生部１１１にて発生された変調信号が、無線受信装置１５１にて復調されていることを意味する。図６に示すコンスタレーションの概念図で示すと、図６（Ａ）に示すように理想値のシンボルを得ることができる。
２）パイロット信号の電力レベルが図４の領域Ｃに相当する場合
パイロット信号の電力レベルが図４の領域Ｃに相当する場合には、スイッチ制御部２５４は、スイッチ２５５を閉じる制御を行う。なお、このとき増幅器１６１の電源をＯＦＦにする制御も同時に行ってよく、これにより省電力化を図ることができる。
このときパイロット信号成分は図７（Ｅ）に示す周波数特性を有する。方向性結合器２５２から出力されたパイロット信号成分は、図７（Ｆ）に示す 局部発振部１６６から出力された信号と合成器１６５にて合成され、直交復調器１６３のローカル部に入力される。ここで信号Ｇの周波数特性は、図７（Ｆ）と同じとなる。よって、合成器１６５の出力信号Ｇは、次のように表される。
ｆＲＦ＿ＰＩＬＯＴ−ｆＬｏ１∠ψ（ｔ）
一方、変調信号ブランチでは、信号Ｄには、遅延補正器１６２において、Δｔ＝τ３となるような任意の遅延が重畳される。そのため、遅延補正器１６２から出力される信号Ｈは、図７（Ｈ）に示すような周波数特性を持ち、次式のように表すことができる。
ｆＲＦ−ｆＬｏ１∠θ（ｔ−Δｔ）−φ（ｔ−Δｔ）
そして、信号Ｇと信号Ｈとは、直交復調器１６３にて乗算された後、直交復調される。そのため、直交復調器１６３から出力される信号Ｇは、図７（Ｉ）に示すような周波数特性を持ち、次式で表すことができる。
（ｆＲＦ−ｆＬｏ１）−ｆＬｏ２
∠θ（ｔ−τ３）−φ（ｔ−τ３）−ψ（ｔ）
これをｆＰＩＬＯＴ＝０ＨｚおよびΔｔ＝τ３という条件を用いて整理すると、次のようになる。
ｆＣＤＭＡ∠θ（ｔ−τ３）−φ（ｔ−τ３）−ψ（ｔ）
これは、送信部１２０、伝搬路、局部発振部１５５、および局部発振部１６６において重畳される位相雑音が重畳されて、変調信号発生部１１１にて発生された変調信号が、無線受信装置２５１にて復調されていることを意味しており、スーパーヘテロダイン方式を用いた場合と同じ位相雑音を有する復調信号を得ることができる。またこの時のコンスタレーションは図６（Ｃ）となる。
以上から、直交復調器１６３のＬｏ入力レベルに対する誤り率特性は図１０のようになり、Ｌｏ入力レベルが大きいときにはＬｏ入力にパイロット信号を用いたときと同等の特性となり、図８に示した実施の形態１の場合よりもさらに受信特性を改善することができる。
このように実施の形態２によれば、無線受信装置２５１に、変調信号と当該変調信号の周波数と異なる周波数を持つパイロット信号とを含む無線信号を受信するアンテナ１５２と、アンテナ１５２にて受信した受信信号を２方向に分配する分配器１５９と、分配器１５９にて分配された一方の信号から前記パイロット信号に対応する信号成分を抽出するバンドパスフィルタ１６０と、分配器１５９にて分配された他方の信号に遅延を与える遅延補正器１６２と、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分と遅延補正器１６２にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し且つ直交復調を行う直交復調器１６３と、直交復調器１６３の前段に設けられ、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分に当該信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号を合成する合成器１６５とを設け、さらに、バンドパスフィルタ１６０からの信号成分の電力レベルを算出する電力レベル演算部２５３と、前記算出した電力レベルに応じて、前記局部発振信号の合成器１６５への入力を停止するスイッチ制御部２５４と、を設けた。
こうすることにより、パイロット信号成分とパイロット信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号とをパイロット信号成分の電力レベルに応じて合成した信号と、遅延が付加された受信信号とを周波数乗算し且つ直交復調するので、パイロット信号成分の電力レベルが復調に利用することの困難なレベルであってもパイロット信号成分に相当する周波数を持つ局部発振信号を用いることができるため、フェージングなどの影響によりパイロット信号レベルが劣化しても、受信特性の大幅な劣化を防ぐことができ、受信特性を向上することができる。
本明細書は、２００５年７月１１日出願の特願２００５−２０２０３０に基づく。この内容はすべてここに含めておく。
本発明の無線受信装置は、受信特性を向上するものとして有用である。
従来の無線システムが備えるローカル・ノイズ・キャンセラの構成を示すブロック図 図１のローカル・ノイズ・キャンセラの各構成部分の周波数特性を示す特性図 本発明の実施の形態１に係る無線システムの構成を示すブロック図 図３の直交復調器における入力レベルとＩＱ出力レベルとの関係を示す図 図３の無線システムにおける各信号の周波数特性を示す特性図 図３の直交復調器における復調特性の説明に供する図 図３の無線システムにおける各信号の周波数特性を示す特性図 図３の無線システムにおける誤り特性の説明に供する図 実施の形態２に係る無線システムの構成を示すブロック図 図９の無線システムにおける誤り特性の説明に供する図

Claims (3)

  1. 変調信号と、当該変調信号の周波数と異なる周波数を持つパイロット信号とを含む無線信号を受信するアンテナと、
    前記アンテナにて受信した受信信号を２方向に分配する分配手段と、
    前記分配手段により分配された一方の信号から前記パイロット信号に対応する信号成分を抽出する抽出手段と、
    前記分配手段により分配された他方の信号に遅延を与える遅延付加手段と、
    前記抽出手段からの信号成分と前記遅延付加手段にて遅延が付加された前記他方の信号とを周波数乗算し、かつ、直交復調を行う直交復調手段と、
    前記直交復調手段の前段に設けられ、前記抽出手段からの信号成分に当該信号成分と同じ周波数を持つ発振信号を合成する合成手段と、
    を具備する無線受信装置。
  2. 前記抽出手段からの信号成分の電力レベルを算出する算出手段と、
    前記算出した電力レベルに応じて、前記発振信号の前記合成手段への入力を停止する停止手段と、
    を具備する請求項１記載の無線受信装置。
  3. 前記アンテナにて受信する無線信号は、中心周波数に信号が載らない変調信号と前記中心周波数と同一の中心周波数を持つパイロット信号とを多重した多重信号である請求項１記載の無線受信装置。
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