JPWO2006117834A1 - 半導体装置及びｉｃカード - Google Patents

Abstract

半導体装置は振幅変調された電圧信号を復調する復調回路（１）を有する。前記復調回路は、振幅変調された電圧信号を所定の感度をもって検出すると共にその検出感度が可変にされる検出回路(１０)を有する。振幅変調された電圧信号に対する検出感度が可変であるから、無線通信距離が長くなって信号レベルが小さくなったときは検出感度を高くし、逆に、無線通信距離が短くなって信号レベルが大きくなったときは検出感度を低くすることが可能になる。振幅変調を用いた通信の信頼性を向上させることが容易になる。

Description

本発明は復調回路を有する半導体装置に関し、例えば非接触インタフェースを有するＩＣカードに適用して有効な技術に関する。

アンテナを介して非接触インタフェースを行うＩＣカードは、アンテナで電磁波を受信し、受信信号を検波する。検波した信号は振幅変調された信号（振幅変調信号：ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）信号）とされ、この信号を復調する復調回路については特許文献１，２に記載がある。特許文献１には復調回路に電流ミラー回路を用いることが記載される。特許文献２には、検波を行った信号に対してハイパスフィルタで直流成分を除去し、グランド電位を中心に振れる信号に対し、シュミットトリガ型のコンパレータでディジタル信号を生成する復調回路について記載がある。

特表２００２−５０６２５９号公報 特開２００２−３６８８３０号公報

本発明者はＩＣカードにおいてＡＳＫ信号を復調する復調回路について検討した。ＡＳＫとは搬送波の振幅を変調することで、ディジタルデータを送受信する通信法である。前記特許文献にも記載の通り、ＡＳＫ信号の包絡線検波が行われると、検波された包絡線信号に対して直流成分が除去され、シュミットトリガ型のコンパレータへ入力され、ここでＡＳＫ信号の復調が行われる。ＩＣカードの非接触インタフェースにおいてカードリーダ・ライタとの通信距離は１０ｃｍ程度であり、ＩＣカード側において長い通信距離にも対応できるようにするにはシュミットトリガ型の比較回路における信号検出感度を高くすることが必要になる。しかしながら、感度を高くすると、通信距離が短い場合には多くのノイズを拾うことになり、耐ノイズ性が悪化し、復調に対する信頼性が低下してしまうことが明らかにされた。

また、シュミットトリガ型コンパレータは入力が論理値１から論理値０へ、論理値０から論理値１へ変化するときの動作点にヒステリシス特性をもたせるもので、入力と出力の間に逆並列接続された一対のダイオードなどを配置した帰還経路が形成されるため、一般的に入力インピーダンスが低い。例えばオペアンプを用いたコンパレータの反転入力端子と出力端子との間を逆並列接続された一対のダイオードで接続する。この逆並列接続された一対のダイオードは少なくとも一方が順方向バイアスされるので、大きな電流が常時流れる。アンテナを介する誘導起電力によって動作電源を生成するＩＣカードの場合には低消費電流であることが要求される。その中で復調回路が大きな電流を消費してしまうことは望ましくない。

シュミットトリガ型コンパレータの帰還経路に逆並列接続されたダイオードを使用する場合、その動作可能電圧との関係から、ある程度の電源電圧を確保しなければならない。今後動作電圧が低電圧化されると、今のままでは動作できなくなる虞がある。

本発明の目的は、振幅変調を用いた通信の信頼性を向上させることが容易な半導体装置を提供することにある。

本発明の別の目的は振幅変調信号の復調回路に対する動作電圧の低電圧化と低消費電力化への対応が容易な半導体装置を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。

〔１〕半導体装置(２５，２５Ａ)は振幅変調された電圧信号を復調する復調回路（１）を有する。前記復調回路は、振幅変調された電圧信号を所定の感度をもって検出すると共にその検出感度が可変にされる検出回路（１０）を有する。振幅変調された電圧信号に対する検出感度が可変であるから、無線通信距離が長くなって信号レベルが小さくなったときは検出感度を高くし、逆に、無線通信距離が短くなって信号レベルが大きくなったときは検出感度を低くすることが可能になる。このように、振幅変調を用いた通信の信頼性を向上させることが容易になる。

一つの具体的な形態では、検出感度の制御と言う観点より、外部からの入力に基づいて形成される電圧をモニタし、そのモニタ結果に基づいて前記検出回路の検出感度を選択する選択回路（３３）を更に有する。

前記選択回路は、前記モニタした電圧が所定電圧よりも低いことに応答して前記検出感度を高くし、前記モニタした電圧が所定電圧よりも高いことに応答して前記検出感度を低くすればよい。

更に具体的な形態では、半導体装置はアンテナ接続端子（Ａ＋，Ａ−）と、前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナ（２）からの誘導起電力によって得られる電圧を整流する整流回路（３）と、前記整流回路からの出力電圧をフィードバック制御によって降圧するレギュレータ（２６）とを更に有し、前記選択回路は、前記レギュレータの降圧制御電圧（ＶＣＴＬ）をモニタする。無線通信距離が長くなれば整流回路からの出力電圧レベルは下がる。レギュレータの降圧制御電圧は降圧電圧（Ｖｄｄ）を一定とするようにフィードバック制御されるから、降圧制御電圧をモニタし、その降圧制御電圧のレベル範囲に従って選択回路に検出感度を選択させることができる。

更に具体的な形態では、前記復調回路は、前記整流回路の出力電圧を受けるバンドパスフィルタ（４，５，６）を有し、前記検出回路は前記バンドパスフィルタの出力を受ける。

更に具体的な形態では、レジスタ（３７）を更に有し、前記レジスタは前記検出回路の検出感度を決定するための制御データ（ＳＥＬＴ＿Ｌ[2:0]、ＳＥＬＴ＿Ｈ[2:0]、ＳＥＬＢ＿Ｌ[2:0]、ＳＥＬＢ＿Ｈ[2:0]）を格納する。この場合、前記選択回路は選択すべき感度に応ずる制御データをレジスタから前記検出回路に供給する。

更に具体的な形態では、半導体装置は前記復調回路に接続されたデータ処理ユニットを更に有し、前記アンテナを用いた非接触インタフェースが可能なＩＣカード用マイクロコンピュータとして構成される。

別の一つの具体的な形態では、前記検出回路は、参照信号に応じて電流を形成する参照電流形成回路（１１）と、前記電圧信号に応じて電流を形成する信号電流形成回路（１２）とを有する。更に、参照電流形成回路で形成される電流に応じて電流を流す第１及び第２の参照電流ミラー回路（１３，１４）と、信号電流形成回路で形成される電流に応じて電流を流す第１及び第２の信号電流ミラー回路（１５，１６）とを有する。前記第１の参照電流ミラー回路（１３）に流れる電流を可変可能に制限する第１の電流制限回路（１７）と、前記第２の信号電流ミラー回路（１６）に流れる電流を可変可能に制限する第２の電流制限回路（１８）とを有する。そして、前記第１の信号電流ミラー回路（１５）に流れる電流に応じて前記第１の電流制限回路から流れる電流を制御する第１の能動負荷（１９）と、前記第２の参照電流ミラー回路（１４）に流れる電流に応じて前記第２の電流制限回路から流れる電流を制御する第２の能動負荷（２０）とを有する。前記第１の能動負荷と第１の電流制限回路との間の第１の電圧（ＢＡＲ）又第２の能動負荷と第２の電流制限回路との間の第２の電圧（ＴＲＵＥ）の一方を前記参照電圧より上のレベルの信号電圧の判定結果とし、前記第１の電圧又第２の電圧の他方を前記参照電圧より下のレベルの信号電圧の判定結果とする。前記電流制限回路による電流制限の度合いによって検出回路の検出感度が可変にされる。検出回路には順方向バイアスがかかるダイオードが存在しないため低消費電流で動作可能である。更に、電流モードで動作するため、低電圧動作が可能である。

上記において、前記電流制限回路による電流制限の度合いを決定する制御回路（３３，３７）を備えとよい。例えば前記制御回路は、電流制限の度合いを決定する制御データを格納するレジスタ、更には前記レジスタのデータを選択して電流制限回路に供給する選択回路とすればよい。

〔２〕半導体装置は振幅変調信号の復調回路（１）を有する。前記復調回路はバンドパスフィルタ（４，５，６）と検出回路（１０）を有する。前記バンドパスフィルタは、振幅変調信号の包絡線検波と、検波された包絡線信号に対して直流成分を除去する。前記検出回路は、バンドパスフィルタから出力される信号電圧を受けて電流信号に変換し、変換した信号電流と参照電圧に応ずる参照電流とに基づいて信号電圧に対する信号の判定を行う。前記検出回路は、信号電流によってカレントミラー回路で形成される信号ミラー電流と、参照電流によってカレントミラー回路で形成される参照ミラー電流との電流比に基づいて、参照電圧に対する信号電圧の判定閾値を決定する。

バンドパスフィルタから出力される信号電圧に対する信号の判定を行う検出回路に、入力と出力の間に逆並列接続された一対のダイオードなどを帰還接続したシュミットトリガ型コンパレータを用いなくてもよい。この逆並列接続された一対のダイオードは少なくとも一方が順方向バイアスされるので常時電流が流れる。そのような電流を流さなくてもよいから、低消費電力に資することができる。アンテナを介する誘導起電力によって動作電源を生成する場合のように低消費電流であることが要求される場合に好適である。また、検出回路は電流モードで動作するため、低電圧動作が可能である。

一つの具体的な形態では、前記検出回路は、参照ミラー電流に対する信号ミラー電流の電流比と、信号ミラー電流に対する参照ミラー電流の電流比とを別々に規定し、参照電圧より上のレベルの信号電圧の判定閾値を前記一方の電流比に基づいて決定し、参照電圧より下のレベルの信号電圧の判定閾値を前記他方の電流比に基づいて決定し、前記参照電圧より上のレベルと下のレベルに各々閾値電圧を持つコンパレータとして機能する。

更に具体的な形態では、前記検出回路は、前記信号ミラー電流と参照ミラー電流との電流比が制御信号に基づいて可変可能である。

更に具体的な形態では、前記復調回路は前記検出回路の出力を受けるフリップフロップ回路（２３）を更に有する。前記検出回路は、前記参照電位より上のレベルの閾値電圧よりも高いレベルの信号電圧の入力に応ずる第１検出信号と、前記参照電位より下のレベルの閾値電圧よりも低いレベルの信号電圧の入力に応ずる第２検出信号とを出力する。前記フリップフロップ回路は、セット端子とリセット端子を備え、その何れか一方の端子に前記第１検出信号が入力され、その何れか他方の端子に第２検出信号が入力されるセットリセット型のフリップフロップ回路である。

更に別の一つの具体的な形態では、カード基板（５１）に、アンテナ（２）と共に前記半導体装置（２５，２５Ａ）を搭載してＩＣカード（５０，５０Ａ）を実現する。前記半導体装置は、アンテナからの誘導起電力によって得られる電圧を整流する整流回路（３）と、前記整流回路からの出力電圧をフィードバック制御によって降圧するレギュレータ（２６）と、を更に有する。前記検出回路は前記レギュレータで生成される電圧を動作電源とし、前記バンドパスフィルタは前記整流回路の出力を振幅変調信号として入力する。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。

すなわち、振幅変調を用いた通信の信頼性を容易に向上させることができる。

また、振幅変調信号の復調回路に対する動作電圧の低電圧化と低消費電力化への対応が容易になる。

本発明に係る半導体集積回路に適用される復調回路の一例を示す回路図である。 復調回路の動作を説明するための信号波形を例示する波形図である。 半導体集積回路の一例であるＩＣカード用マイクロコンピュータのブロック図である。 電圧レギュレータの一例としてシリーズレギュレータを示す回路図である。 電圧レギュレータの別の例としてシャントレギュレータを示す回路図である。 選択回路の一例を示す回路図である。 トリミングレジスタに対する制御データのイニシャルロード動作のタイミングを示すタイミングチャートである。 図２よりも通信距離が長く信号レベルが低い時における復調回路の動作を説明するための信号波形を例示する波形図である。 ＩＣカード用マイクロコンピュータの別の例を示すブロック図である。 図３のマイクロコンピュータを搭載したＩＣカードの平面的構成を例示する平面図である。 図９のマイクロコンピュータを搭載したＩＣカードの平面的構成を例示する平面図である。 ダイオードを用いたシュミットトリガ型コンパレータ（ＳＴＣＭＰ）を採用した復調回路を比較例として示す回路である。

符号の説明

１ 復調回路
２ アンテナ
３ 整流回路
４ ローパスフィルタ
５ カップリング容量
６ ハイパスフィルタ
１０ 検出回路
１１ 参照電流形成回路
１２ 信号電流形成回路
１３ 第１の参照電流ミラー回路
１４ 第２の参照電流ミラー回路
１５ 第１の信号電流ミラー回路
１６ 第２の信号電流ミラー回路
１７ 第１の電流制限回路
１８ 第２の電流制限回路
１９ 第１の能動負荷
２０ 第２の能動負荷
２３ フリップフロップ回路
２５、２５Ａ マイクロコンピュータ
２６ 電圧レギュレータ
２７ プロセッサコア
３３ 選択回路
３５、３６ マルチプレクサ
３７ トリミングレジスタ
５０，５０Ａ ＩＣカード

《電流駆動型復調回路》
図１には本発明に係る半導体集積回路に適用される復調回路１の一例が示される。図２には復調回路の動作を説明するための信号波形が例示される。ここでは半導体集積回路はアンテナを介して外部と非接触インタフェース可能にされる。

Ａ＋、Ａ−は半導体集積回路のアンテナ端子である。アンテナ端子Ａ＋、Ａ−にはアンテナ２が接続される。電磁波がアンテナ２を横切ると、誘導起電力によりアンテナ２に電圧が発生される。発生された電圧は整流回路３で全波整流される。また、整流された電圧ＲＥＣは復調回路１に供給される。ここで、上記非接触インタフェースの通信方法はＡＳＫであり、復調回路１は搬送波の振幅を変調したＡＳＫ信号を復調する。前記整流された電圧信号はＡＳＫ信号であり、このＡＳＫ信号はローパスフィルタ４に入力される。前記ローパスフィルタ４には搬送波の成分を遮断し、データの成分を通過するように遮断周波数が設定されている。要するにローパスフィルタ４はＡＳＫ信号に対して包絡線検波を行う。例えば図２においてＡＮＴＮはアンテナ２による入力信号、ＲＥＣは全波整流された信号、ＬＰＦはローパスフィルタ４の出力信号とされる。ローパスフィルタ４の出力信号ＬＰＦである包絡線信号の電位は、受信信号の振幅によって変化する。ローパスフィルタ４の出力はキャパシタ５でハイパスフィルタ６にカップリングされる。半導体集積回路は前述のようにアンテナ２からの電力によって動作するため、ローパスフィルタ４を通過した信号の電位は内部降圧電源の電位よりも高い。このままでは処理が困難なため、ハイパスフィルタ６を通すことで、直流成分を除去する。図に示されるハイパスフィルタ６の終端はボルテージフォロア７を介して参照電位ＲＥＦのレベルに固定されている。参照電位ＲＥＦは半導体集積回路内部の基準電圧であり、特に制限されないが、ｖｄｄ／２に設定される。ｖｄｄは前記内部降圧電源の規定電圧であり例えば１．５Ｖ±０．１Ｖである。直流成分が除去されたハイパスフィルタの出力信号ＨＰＦの波形は図２に例示される。ハイパスフィルタ６の終端を回路の接地電位（ＧＮＤ）に固定すると、負電圧が発生することになるが、ここでは参照電位ＲＥＦで終端させている。従ってその後段回路は正極性側で回路動作を行えばよく、ＣＭＯＳ回路に好適となる。

ハイパスフィルタ６の出力信号ＨＰＦは検出回路１０に供給される。検出回路１０はｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＭＮ０〜ＭＮ６と、ｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＮＰ０、ＭＰ１、ＭＰ２０〜ＭＰ２３、ＭＰ３０〜ＭＰ３３、ＭＰ４、ＭＰ５０〜ＭＰ５３、ＭＰ６０〜ＭＰ６３、ＭＰ７とによって構成される。各トランジスタに併記されたＷはゲート幅を示す。ＭＰ０とＭＮ１の直列回路（参照電流形成回路）１１は参照電位ＲＥＦに応じて電流ＩＲを形成し、ＭＰ１とＭＮ２の直列回路（信号電流形成回路）１２は信号電圧ＨＰＦに応じて電流ＩＨを形成する。ＭＰ２０〜ＭＰ２３は参照電流形成回路１１で形成される電流に応じて電流を流す第１の参照電流ミラー回路１３を構成する。ＭＰ７は参照電流形成回路１１で形成される電流に応じて電流を流す第２の参照電流ミラー回路１４を構成する。ＭＰ４は前記信号電流形成回路１２で形成される電流に応じて電流を流す第１の信号電流ミラー回路１５を構成する。ＭＰ５０〜ＭＰ５３は前記信号電流形成回路１２で形成される電流に応じて電流を流す第２の信号電流ミラー回路１６を構成する。ＭＰ３０〜ＭＰ３３は前記第１の参照電流ミラー回路１３に流れる電流を可変可能に制限する第１の電流制限回路１７を構成する。ＭＰ６０〜ＭＰ６３は前記第２の信号電流ミラー回路１６に流れる電流を可変可能に制限する第２の電流制限回路１８を構成する。ＭＰ３３，ＭＰ６３は常時オン状態とされる。ＭＰ３０〜ＭＰ３２は制御信号ＳＥＬＢ[0]〜ＳＥＬＢ[2]によってスイッチ状態が決定され、ＭＰ６０〜ＭＰ６２は制御信号ＳＥＬＴ[0]〜ＳＥＬＴ[2]によってスイッチ状態が決定される。ＭＮ３，ＭＮ４は前記第１の信号電流ミラー回路１５に流れる電流に応じて前記第１の電流制限回路１７から流れる電流を制御する第１の能動負荷１９を構成する。ＭＮ５，ＭＮ６は前記第２の参照電流ミラー回路１４に流れる電流に応じて前記第２の電流制限回路１８から流れる電流を制御する第２の能動負荷２０を構成する。ＭＮ０はバイアス信号ＮＢＩＡＳでコンダクタンス制御される電流源トランジスタである。前記ＭＮ３のドレイン電圧ＢＡＲが信号ＨＰＦの立ち下がりパルスの検出信号とされ、前記ＭＮ５のドレイン電圧ＴＲＵＥが信号ＨＰＦの立ち上がりパルスの検出信号とされる。

前記ＭＰ０とＭＰ２０〜ＭＰ２３とのミラー比はＭＰ３０〜ＭＰ３３のスイッチ状態により８：８〜８：１５に適宜調整可能にされる。例えばここで、８：１５の設定が行われた場合を想定する。そうすると、カレントミラーの働きで、ＭＮ３にはＩＲ＊１５／８の電流が流れる。一方、ＭＰ１とＭＰ４によるカレントミラーの動作により、ＭＮ４にはＩＨ＊２／８で電流が流れる。尚、記号＊は乗算を意味する。

ここで、ＭＮ３とＭＮ４で構成される能動負荷に注目する。ＭＮ３とＭＮ４のゲート幅Ｗの比は８：１であるから、ＭＮ３とＭＮ４を流れる電流の比が８：１のとき左右に流れる電流がバランスし、電圧ＢＡＲは中間電位（Vth）に落ち着く。ＭＮ３に流れる電流がＭＮ４の８倍より多くなると、電圧ＢＡＲは回路の接地電圧ＧＮＤ付近まで下がり、８倍より少ないなら電源電位Ｖｄｄ付近まで上昇する。

上述のようにＭＮ３とＭＮ４を流れる電流がバランスする条件は、前記ＭＰ０とＭＰ２０〜ＭＰ２３とのミラー比が８：１５のときは、
ＩＲ＊１５／８＝ＩＨ＊２／８＊８
ＩＲ＊１５／８＝ＩＨ＊２
ＩＲ＊１５／１６＝ＩＨ
となる。すなわち、電流ＩＨが電流ＩＲよりその１／１６だけ少ない状態がスレッショルドで、電流ＩＨがそれより少なければ電圧ＢＡＲが論理値1に反転される。

電圧ＴＲＵＥ側は電流ＩＲと電流ＩＨの関係が逆になる構成となっており、能動負荷２０の左右の電流がバランスする条件は、ＩＲ＊１６／１５＝ＩＨとなる。すなわち、電流ＩＨが電流ＩＲより１／１５だけ多い状態がスレッショルドで、電流ＩＨがそれより多ければ電圧ＴＲＵＥが論理値１に反転される。

今度は前記ＭＰ０とＭＰ２０〜ＭＰ２３とのミラー比がＭＰ３０〜ＭＰ３３のスイッチ状態により８：１２に設定が行われた場合を想定する。このとき、カレントミラーの働きで、ＭＮ３にはＩＲ＊１２／８の電流が流れる。一方、ＭＰ１とＭＰ４によるカレントミラーの動作により、ＭＮ４にはＩＨ＊２／８で電流が流れる。従って、この状態で能動負荷１９の左右を流れる電流がバランスする条件は、ＩＲ＊１２／８＝ＩＨ＊２／８＊８、ＩＲ＊１２／１６＝ＩＨとなる。すなわち、電流ＩＨが電流ＩＲよりその４／１６だけ少ない状態がスレッショルドで、電流ＩＨがそれより少なければ電圧ＢＡＲが論理値1に反転される。

同様に、電圧ＴＲＵＥ側では能動負荷２０の左右の電流がバランスする条件は、ＩＲ＊１６／１２＝ＩＨなる。すなわち、電流ＩＨが電流ＩＲより４／１２だけ多い状態がスレッショルドで、電流ＩＨがそれより多ければ電圧ＴＲＵＥが論理値１に反転される。

したがって上記検出回路１０は参照電位ＲＥＦより高い電位と低い電位の２つの閾値電圧Ｖｔｈｔ、Ｖｔｈｂ（図２参照）を持つコンパレータとして働く。更に、その閾値電圧Ｖｔｈｔ，Ｖｔｈｂは制御信号ＳＥＬＢ[0]〜ＳＥＬＢ[2]とＳＥＬＴ[0]〜ＳＥＬＴ[2]によりトランジスタＭＰ３０〜ＭＰ３３、ＭＰ６０〜ＭＰ６３のオン・オフを制御することにより可変可能とされる。この閾値電圧Ｖｔｈｔ，Ｖｔｈｂに対する可変制御は電流ＩＨ，ＩＲに対する電流増幅率の可変制御として把握してもよい。

前記信号ＴＲＵＥ、ＢＡＲはセットリセット型のフリップフロップ２３に供給される。ここでは、信号ＴＲＵＥの入力端子がセット端子、信号ＢＡＲの入力端子がリセット端子とされ、フリップフロップの出力端子に、復調データＤＡＴＡが得られる。

上述のように、上記電流駆動型の復調回路１０でコンパレータを構成することにより、検出回路１０に流れる電流をトランジスタＭＮ０で規定するので、より小さな消費電流で動作させることが可能である。これに比べ、図１２に例示されるようにダイオードを用いたシュミットトリガ型コンパレータ（ＳＴＣＭＰ）を用いた場合には逆並列接続された一対のダイオードに大きな電流が流れる。コンパレータを検出回路１０によって構成した場合には、ダイオードを用いたシュミットトリガ型コンパレータ(ＳＴＣＭＰ)を使用する場合には低電圧動作が難しかったが、検出回路１０は電流モードで動作するため、低電圧動作が可能になる。

また、トランジスタＭＮ０に流れる電流を安定化させることで、ＰＶＴ（プロセス、電圧、温度）ばらつきに対しても安定した特性を得ることができる。

更に、復調回路１０は、トランジスタＭＮ０で規定される電流と、制御信号ＳＥＬＢ[0]〜ＳＥＬＢ[2]とＳＥＬＴ[0]〜ＳＥＬＴ[2]により可変とされるカレントミラー比とで、容易に信号ＨＰＦの検出感度を調整することが可能である。従って、アンテナからの受信信号ＡＮＴＮの電力が弱い場合、換言すれば信号ＬＰＦや信号ＨＰＦの振幅が小さい場合には、ＲＥＦレベルに対して閾値電圧Ｖｔｈｔ，Ｖｔｈｂを小さくして検出感度を高くすることができる。逆に、アンテナからの受信信号ＡＮＴＮの電力が強い場合、換言すれば信号ＬＰＦや信号ＨＰＦの振幅が大きい場合には、ＲＥＦレベルに対して閾値電圧Ｖｔｈｔ，Ｖｔｈｂを大きくして検出感度を低くし、耐ノイズ性を改善することができる。

《検出感度の自動調整》
上記半導体集積回路はアンテナから受信した電力に基づいて前記内部降圧電源を生成する。このこととの関連において上記検出回路１０の検出感度を自動調整する構成について説明する。

図３には半導体集積回路の一例としてＩＣカード用マイクロコンピュータ２５が例示される。マイクロコンピュータ２５は、前記整流回路（ＲＣＴＦ）３及び前記復調回路（ＤＭＯＤ）１の他に、電圧レギュレータ２６、プロセッサコア（ＭＰＵ）２７、電気的に書き換え可能な不揮発性メモリであるＥＥＰＲＯＭ２８、ＲＯＭ２９、ＳＲＡＭ３０、及びロードスイッチ（ＬＳＷ）を有する。前記整流回路（ＲＣＴＦ）３に接続するアンテナ端子Ａ＋、Ａ−にはアンテナ２が結合される。

前記ＭＰＵ２７は、命令をフェッチして実行する中央処理装置（ＣＰＵ）や割り込みコントローラなどを有する。ＥＥＰＲＯＭ２８はＩＤ情報や制御データなどを保持する。ＲＯＭ２９はＭＰＵ２７が実行するプログラムなどを保有する。ＳＲＡＭ３０はＭＰＵ２７のワーク領域に用いられる。前記ＬＳＷはＭＰＵ２７から供給される送信データに従ってアンテナの負荷電流を変化させる。

マイクロコンピュータ２５は、アンテナ２からの電力で動作する。整流回路３で整流された電源Ｖｃｃは電圧レギュレータ２６に供給される。電圧レギュレータ２６はマイクロコンピュータ２５の動作電源に最適な内部降圧電源（内部電源電圧）Ｖｄｄを生成する。電源Ｖｃｃを直接マイクロコンピュータの電源に用いるには電圧レベルが高過ぎる場合もあるからである。

図４には電圧レギュレータ２６の一例が示される。同図に示される電圧レギュレータ２６はシリーズレギュレータとして構成され、内部電源電圧Ｖｄｄを抵抗Ｒ１，Ｒ２で抵抗分圧し、この分圧電圧ＶＦＢと基準電位ＲＥＦとをオペアンプＯＰＡで比較する。ＶＦＢ＞ＲＥＦならば制御電圧ＶＣＴＬが上昇し、ｐチャンネル型のドライバＭＯＳトランジスタＭＰＤの電流駆動能力が小さくされ、内部電源電圧Ｖｄｄの電位が下がる。逆にＶＦＢ＜ＲＥＦならば制御電圧ＶＣＴＬが下降し、ＭＯＳトランジスタＭＰＤの電流駆動能力が大きくされ、内部電源電圧Ｖｄｄの電位が上がる。このネガティブフィードバックの効果で分圧電圧ＶＦＢは参照電位ＲＥＦと同電位になるように制御される。結果的にＶｄｄ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＊ＲＥＦとなり、内部電源電圧Ｖｄｄの電位はＶｄｄの負荷に関係なく一定の値に制御される。

図５には電圧レギュレータ２６の別の例が示される。同図に示される電圧レギュレータ２６はシャントレギュレータとして構成される。シャントレギュレータの動作原理は、参照電位ＲＥＦと分圧電圧ＶＦＢを比較するところまでは同じだが、制御電圧ＶＣＬＴはｎチャンネル型のシャントＭＯＳトランジスタＭＮＳを駆動する。ＶＦＢ＞ＲＥＦならば制御電圧ＶＣＴＬが上昇し、ＭＯＳトランジスタＭＮＳに流れる電流が増加する。そのため、抵抗Ｒ３による電圧降下が大きくなり内部電源電圧Ｖｄｄの電位が下がる。逆にＶＦＢ＜ＲＥＦならば制御電圧ＶＣＴＬが下降し、ＭＯＳトランジスタＭＮＳに流れる電流が減少し、抵抗Ｒ３による電圧降下が小さくなるため、内部電源電圧Ｖｄｄの電位が上昇する。結果的にＶｄｄ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ２＊ＲＥＦとなり、内部電源電圧Ｖｄｄの電位はＶｄｄの負荷に関係なく一定の値に制御されるところはシリーズレギュレータと変わりない。但し、シャントレギュレータは、ツェナーダイオードと似た動作をするので電源Ｖｃｃに流れる電流が一定に制御されるという特徴がある。非接触インタフェースを持つＩＣカード用のマイクロコンピュータでは、ＭＰＵの動作等による負荷変動は、通信ノイズとなるため、シャントレギュレータが好まれる傾向にある。

内部電源電圧Ｖｄｄの負荷が一定である場合、シャントレギュレータもシリーズレギュレータも、通信距離が遠いとアンテナ２からの電力が少なくなり、電源電圧Ｖｃｃが下がる。そうなると、制御電圧ＶＣＴＬが下降する。この制御電圧ＶＣＴＬを観測することで、どの程度の電力がアンテナ２から入力されているかを推定することができる。前記検出回路１の検出感度の自動調整に制御電圧ＶＣＴＬのモニタ結果を用いる。即ち、アンテナ２からの電力が弱い場合（制御電圧ＶＣＴＬの電位が低い場合）、図１の制御信号ＳＥＬＴ[2:0], ＳＥＬＢ[2:0]を調整して感度を高くする。逆にアンテナ２からの電力が強い場合（制御電圧ＶＣＴＬの電位が高い場合）、感度を低くする。なぜなら感度が高い場合、ノイズもよく拾ってしまうためにノイズ耐性が低くなるので、アンテナからの電力が大きい場合（換言すればアンテナで受信するＡＳＫ信号レベルが大きい場合）には、感度を低くしたほうがシステム全体の性能が上がるためである。

図６には選択回路の一例が示される。選択回路３３は、制御電圧ＶＣＴＬをモニタし、そのモニタ結果に基づいて前記検出回路の検出感度を選択する。前述のようにアンテナ２からの電力が弱くなると、図４のシリーズレギュレータは出力ドライバ用のＭＯＳトランジスタＭＰＤの電流駆動力を上げるために制御電圧ＶＣＴＬの電位を降下させる。図５のシャントレギュレータはＭＯＳトランジスタＭＮＳによって余分に捨てられる電流を減少させるために制御電圧ＶＣＴＬの電位を減少させる。

図６の選択回路３３はｐチャンネル型ＭＯＳトランジスタＭＣ０，ＭＣ１とｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタＭＣ２，ＭＣ３との直列回路で構成されるコンパレータで電圧を測定する。ＭＯＳトランジスタＭＣ０，ＭＣ３のゲートにはバイアス回路（ＢＩＡＳ＿Ｃ）３４からのバイアス電圧ＰＢＩＡＳＣ、ＮＢＩＡＳＣが供給される。ＭＯＳトランジスタＭＣ１，ＭＣ２のゲートには制御電圧ＶＣＴＬが供給される。制御電圧ＶＣＴＬが高い場合には出力信号ＳＥＬ＿ＨＬがハイレベル、低い場合には出力信号ＳＥＬ＿ＨＬがローレベルにされる。制御電圧ＶＣＴＬがどの電位のとき出力信号ＳＥＬ＿ＨＬのレベルを切り替えるかは、前記バイアス回路ＢＩＡＳ＿Ｃから出力されるバイアス信号ＮＢＩＡＳＣ、ＰＢＩＡＳＣによって調整することができる。

マルチプレクサ（ＭＵＸＴ、ＭＵＸＢ）３５，３６は信号ＳＥＬ＿ＨＬに従ってトリミングレジスタ（ＴＲＭＲ）３７からの値を選択する。信号ＳＥＬ＿ＨＬがハイレベル（アンテナ２からの電力が十分）の場合、制御データＳＥＬＴ＿Ｈ[2:0]を制御データＳＥＬＴ[2:0]として選択し、制御データＳＥＬＢ＿Ｈ[2:0]を制御データＳＥＬＢ[2:0]として選択する。逆に信号ＳＥＬ＿ＨＬがローレベルの場合（アンテナからの電力が不足気味）、制御データＳＥＬＴ＿Ｌ[2:0]を制御データＳＥＬＴ[2:0]として選択し、制御データＳＥＬＢ＿Ｌ[2:0]を制御データＳＥＬＢ[2:0]として選択する。制御データＳＥＬＴ＿Ｈ[2:0]、ＳＥＬＴ＿Ｌ[2:0]、ＳＥＬＢ＿Ｈ[2:0]、ＳＥＬＢ＿Ｌ[2:0]の各値はトリミングレジスタ３７に格納されており、マイクロコンピュータのチップ毎、ロット毎、製品毎などで調整されている。

図７にはトリミングレジスタ３７に対する制御データのイニシャルロード動作のタイミングチャートが示される。前記トリミングレジスタ３７にセットする制御データＳＥＬＴ＿Ｈ[2:0]、ＳＥＬＴ＿Ｌ[2:0]、ＳＥＬＢ＿Ｈ[2:0]、ＳＥＬＢ＿Ｌ[2:0]（単に制御データＴＲＭＤＡＴとも記す）は、例えばＥＥＰＲＯＭ２８などの不揮発メモリが保有する。マイクロコンピュータ２５はアンテナ２からの電力で動作するため、アンテナ２からの入力が増加するに従って、内部電源電圧Ｖｄｄの電位も上がっていく。内部電源電圧Ｖｄｄの値が設定値に達すると、電圧レギュレータ２６の動作により内部電源電圧Ｖｄｄの電位が安定する。内部電源電圧Ｖｄｄの電源が安定したところで、リセット信号ＲＳが立ち上がり、内部リセット動作が解除される。内部リセット動作が解除された直後、ＭＰＵ２７は最初にＥＥＰＲＯＭ２８から制御データＴＲＭＤＡＴを読み出してトリミングレジスタ３７にロードする。トリミングレジスタ３７の値が確定した後、各回路が起動される。

上記検出回路１０におけるカレントミラーのミラー比が制御信号ＳＥＬＢ[2:0]、ＳＥＬＴ[2:0]で制御可能にされることにより、リアルタイムで検出感度を調整することが可能である。この機能を有する検出回路１０と、アンテナ２からの入力信号レベルをモニタして制御データＴＭＧＤＡＴを選択する回路３３を組み合わせることで、通信距離が短く大信号が入ってくる時は感度を下げることでノイズ耐性を上げ、逆に図８のように通信距離が長く信号レベルが低い時はノイズ耐性を犠牲にして感度を上げるという、自動調整を行うことができる。

図９にはＩＣカード用マイクロコンピュータ２５Ａの別の例が示される。図３との相違点は、非接触インタフェースと共に接触インタフェース機能も備えている点である。即ち、接触インタフェース用の外部端子としてクロック端子ＣＬＫ、データ入出力端子ＤＡＴ、接地電位端子ＧＮＤ、外部電源端子ＰＳを有する。クロック端子ＣＬＫ及びデータ入出力端子ＤＡＴは入出力回路（Ｉ／Ｏ）４０を介してＭＰＵ２７に接続される。接地電位端子ＧＮＤ及び外部電源端子ＰＳは接触インタフェース用の電圧レギュレータ（ＶＲＥＧ）４１に接続される。接触インタフェース用の電圧レギュレータによる内部降圧電圧を用いるか否かは指示回路４２が決定する。指示回路４２は接触インタフェース用の電圧レギュレータ４１による内部降圧電圧を検出した時はそれによる降圧電圧の使用を優先させる。このマイクロコンピュータ２５Ａにおいても復調回路１は図３のマイクロコンピュータ２５と同様に機能する。

図１０には図３のマイクロコンピュータ２５を搭載したＩＣカード５０の平面的構成が例示される。カード基板５１にアンテナ２とマイクロコンピュータ２５が封入されている。

図１１には図９のマイクロコンピュータ２５Ａを搭載したＩＣカード５０Ａの平面的構成が例示される。カード基板５１に接触インタフェース用の外部端子群５２が露出され、カード基板５１の内部にアンテナ２とマイクロコンピュータ２５Ａが封入されている。

以上説明したマイクロコンピュータによれば以下の作用効果を得ることができる。ダイオードを用いた従来のＡＳＫ復調回路がシュミットトリガ型コンパレータの閾値に依存するため、感度に上限があるのに対し、上述の復調回路１ではカレントミラーのミラー比を適宜調整することで感度を高めることができる。

従来のＡＳＫ復調回路と比較して、順方向バイアスがかかるダイオードが存在しないため低消費電流で動作可能である。

上述の復調回路１は電流モードで動作するため、低電圧動作が可能である。

検出回路１０のカレントミラーのミラー比を制御データＳＥＬＢ[2:0]、ＳＥＬＴ[2:0]で制御できるから、リアルタイムで感度を調整することが可能である。アンテナ２からの入力信号レベルに対するモニタ結果を利用して上記調整のための制御データの選択を選択回路３３で行うから、通信距離が短く大信号が入ってくる時は感度を下げることでノイズ耐性を上げ、逆に通信距離が長く信号レベルが低い時はノイズ耐性を犠牲にして感度を上げるという、自動調整を行うことができる。

上記より、ＡＳＫ変調信号に対する復調に際して、通信距離に応じて、感度とノイズ耐性との双方を最適化することが可能になる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば検出回路の具体的回路構成、ミラー比の採り方、制御データのビット数などについて適宜変更可能である。トリミングレジスタを直接不揮発性レジスタで構成しても良い。トリミングレジスタとして例えばレーザ溶断ヒューズ、フラッシュメモリセルヒューズなどを採用してもよい。マイクロコンピュータにオンチップされる回路モジュールは適宜変更可能である。半導体装置はＩＣカード用マイクロコンピュータに限定されない。非接触インタフェースを備えたメモリカード、メモリカード機能とＩＣカード機能を備え非接触インタフェースを持つマルチファンクションカードなどにも適用することができる。本発明は必ずしも非接触インタフェースあるいは無線通信インタフェースを備えることを条件としない

本発明は非接触インタフェース機能を備えてＩＣカード用マイクロコンピュータやＩＣカードなどに広く適用することができる。

Claims (14)

1. 振幅変調された電圧信号を復調する復調回路を有し、
   前記復調回路は、振幅変調された電圧信号を所定の感度をもって検出すると共にその検出感度が可変にされる検出回路を有する半導体装置。
2. 外部からの入力に基づいて形成される電圧をモニタし、そのモニタ結果に基づいて前記検出回路の検出感度を選択する選択回路を更に有する請求項１記載の半導体装置。
3. 前記選択回路は、前記電圧が所定電圧よりも低いことに応答して前記検出感度を高くし、前記電圧が所定電圧よりも高いことに応答して前記検出感度を低くする請求項２記載の半導体装置。
4. アンテナ接続端子と
   前記アンテナ接続端子に接続されたアンテナからの誘導起電力によって得られる電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路からの出力電圧をフィードバック制御によって降圧するレギュレータと、を更に有し、
   前記選択回路は、前記レギュレータの降圧制御電圧をモニタする請求項３記載の半導体装置。
5. 前記復調回路は、前記整流回路の出力電圧を受けるバンドパスフィルタを有し、
   前記検出回路は前記バンドパスフィルタの出力を受ける請求項４記載の半導体装置。
6. レジスタを更に有し、前記レジスタは前記検出回路の検出感度を決定するための制御データを格納する請求項６記載の半導体装置。
7. 前記復調回路に接続されたデータ処理ユニットを更に有し、前記アンテナを用いた非接触インタフェースが可能なＩＣカード用マイクロコンピュータである請求項６記載の半導体装置。
8. 前記検出回路は、
   参照信号に応じて電流を形成する参照電流形成回路と、
   前記電圧信号に応じて電流を形成する信号電流形成回路と、
   前記参照電流形成回路で形成される電流に応じて電流を流す第１及び第２の参照電流ミラー回路と、
   前記信号電流形成回路で形成される電流に応じて電流を流す第１及び第２の信号電流ミラー回路と、
   前記第１の参照電流ミラー回路に流れる電流を可変可能に制限する第１の電流制限回路と、
   前記第２の信号電流ミラー回路に流れる電流を可変可能に制限する第２の電流制限回路と、
   前記第１の信号電流ミラー回路に流れる電流に応じて前記第１の電流制限回路から流れる電流を制御する第１の能動負荷と、
   前記第２の参照電流ミラー回路に流れる電流に応じて前記第２の電流制限回路から流れる電流を制御する第２の能動負荷と、を有し、
   前記第１の能動負荷と第１の電流制限回路との間の第１の電圧又第２の能動負荷と第２の電流制限回路との間の第２の電圧の一方を前記参照電圧より上のレベルの信号電圧の判定結果とし、前記第１の電圧又第２の電圧の他方を前記参照電圧より下のレベルの信号電圧の判定結果とし、
   前記電流制限回路による電流制限の度合いによって検出回路の検出感度が可変にされる請求項１記載の半導体装置。
9. 前記電流制限回路による電流制限の度合いを決定する制御回路を有する請求項８記載の半導体装置。
10. 振幅変調信号の復調回路を有し、
    前記復調回路はバンドパスフィルタと検出回路を有し、
    前記バンドパスフィルタは、振幅変調信号の包絡線検波と、検波された包絡線信号に対して直流成分を除去し、
    前記検出回路は、バンドパスフィルタから出力される信号電圧を受けて電流信号に変換し、変換した信号電流と参照電圧に応ずる参照電流とに基づいて信号電圧に対する信号の判定を行い、
    前記検出回路は、前記信号電流によってカレントミラー回路で形成される信号ミラー電流と、前記参照電流によってカレントミラー回路で形成される参照ミラー電流との電流比に基づいて、参照電圧に対する信号電圧の判定閾値を決定する半導体装置。
11. 前記検出回路は、前記参照ミラー電流に対する前記信号ミラー電流の電流比と、前記信号ミラー電流に対する前記参照ミラー電流の電流比とを別々に規定し、前記参照電圧より上のレベルの信号電圧の判定閾値を前記一方の電流比に基づいて決定し、前期参照電圧より下のレベルの信号電圧の判定閾値を前記他方の電流比に基づいて決定し、前記参照電圧より上のレベルと下のレベルに各々閾値電圧を持つコンパレータとして機能する請求項１０記載の半導体装置。
12. 前記検出回路は、前記信号ミラー電流と参照ミラー電流との電流比が制御信号に基づいて可変可能である請求項１１記載の半導体装置。
13. 前記復調回路は前記検出回路の出力を受けるフリップフロップ回路を更に有し、
    前記検出回路は、前記参照電位より上のレベルの閾値電圧よりも高いレベルの信号電圧の入力に応ずる第１検出信号と、前記参照電位より下のレベルの閾値電圧よりも低いレベルの信号電圧の入力に応ずる第２検出信号とを出力し、
    前記フリップフロップ回路は、セット端子とリセット端子を備え、その何れか一方の端子に前記第１検出信号が入力され、その何れか他方の端子に第２検出信号が入力されるセットリセット型のフリップフロップ回路である請求項１２記載の半導体装置。
14. カード基板に、アンテナと、前記アンテナに接続された請求項１０記載の半導体装置とを有するＩＣカードであって、
    前記半導体装置は、アンテナからの誘導起電力によって得られる電圧を整流する整流回路と、
    前記整流回路からの出力電圧をフィードバック制御によって降圧するレギュレータと、を更に有し、
    前記検出回路は前記レギュレータで生成される電圧を動作電源とし、前記バンドパスフィルタは前記整流回路の出力を振幅変調信号として入力するＩＣカード。

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