JP2002368830A - 信号受信部 - Google Patents
信号受信部Info
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Near-Field Transmission Systems (AREA)
Abstract
接触式データキャリア装置との信号の交信を行なうため
のリーダライタ等の、無線通信装置における信号受信部
であって、正確にハイレベル出力(HI)とロウレベル
出力(LO)で振れる出力信号を作り出すことができる
信号受信部を提供する。 【解決手段】 受信信号に対し、包絡線検波を行なうた
めの包絡線検波回路と、包絡線検波を行なった後の信号
に対し、直流成分を除去するためのハイパスフィルタ
と、ハイパスフィルタにより直流成分が除去された信号
に対し、HIとLOからなるデジタル出力信号を作り出
すシュミット回路からなる比較回路を備えたもので、受
信信号に対し、包絡線検波回路により包絡線検波を行な
った後、ハイパスフィルタにより、直流成分の除去を行
ない、得られたグランド電位を中心に振れる検波信号に
対し、シュミット回路からなる比較回路を用いて比較
し、HIとLOからなるデジタル出力信号を作り出すも
のである。
Description
ける信号受信部に関し、特に、ICタグ用の、あるいは
ICカード等の非接触カード用のリーダライタにおける
信号受信部に関する。
に普及されつつ中、近年では、読み書き装置(リーダラ
イタ)と接触せずに情報の授受を行う非接触型のICカ
ードが提案されている。中でも、外部の読み書き装置と
の信号交換を、あるいは信号交換と電力供給とを電磁波
により行う方式のものが一般的である。一方、データを
搭載したICを、アンテナコイルと接続した、シート状
ないし札状の非接触式のICタグが、近年、種々提案さ
れ、商品や包装箱等に付け、万引き防止、物流システム
等に利用されるようになってきた。
プの端子面上にアンテナを設けた、即ちコイルオンチッ
プ型の、半導体チップまたは半導体チップモジュールの
試験品が提供され、それを使用した非接触式ICタグや
非接触式ICカードが提案されている。このような非接
触ICカードや非接触式ICタグ等の非接触式データキ
ャリア装置では、外部リーダライタと信号交換用のブー
スターアンテナコイルを設け、且つ、これを一次コイル
(ブースターアンテナとも言う)として、これと電磁結
合するための二次コイルを設けたコイルオンチップ型の
データキャリア用半導体チップあるいは他のデータキャ
リアモジュールとを備えて、非接触方式を実現する方法
が、通常となつている。尚、二次コイルを設けたデータ
キャリアモジュールとは、二次コイルとなる微細なコイ
ルを有し、これをデータキャリア部に直接接続している
モジュールの総称である。
グ等の非接触式データキャリア装置との信号の交信は、
専用のリーダライタを用いて行なっていた。従来は、こ
れらリーダライタにおける信号受信部は、非接触式デー
タキャリア装置から無線通信により得られた信号に対
し、包絡線検波回路により包絡線検波を行なった後、ハ
イパスフィルタにより、直流成分の除去を行ない、得ら
れた信号を、更に、1度オペアンプによって増幅し、得
られた検波信号を、比較回路によりある基準電位と比較
し、デジタル出力信号をつくっていた。この場合、検波
信号に乗る数十mVから数百mVのノイズがあり、フィ
ルタリングの影響があり、直接比較することができなか
った。また、通常、基準電位をグランド電位とするが、
この場合、数十mVのノイズが乗っており、正確に出力
信号を得ることができなかった。
非接触ICカードや非接触式ICタグ等の非接触式デー
タキャリア装置との信号の交信を行なうためのリーダラ
イタにおける信号受信部は、検波信号に乗る数十mVか
ら数百mVのノイズの影響、基準電位をグランド電位と
する場合のノイズの影響を受けるため、正確な出力信号
を得ることができず、この対応が求められていた。本発
明は、これに対応するもので、非接触ICカードや非接
触式ICタグ等の非接触式データキャリア装置との信号
の交信を行なうためのリーダライタにおける信号受信部
であって、正確にハイレベル(HI)出力Vccとロウ
レベル(LO)出力−Vccで振れる出力信号を作り出
すことができる信号受信部を提供しようとするものであ
る。
無線通信装置における信号受信部であって、受信信号に
対し、包絡線検波を行なうための包絡線検波回路と、包
絡線検波を行なった後の信号に対し、直流成分を除去す
るためのハイパスフィルタと、ハイパスフィルタにより
直流成分が除去された信号に対し、ハイレベル出力(H
I)とロウレベル出力(LO)からなるデジタル出力信
号を作り出すシュミット回路(ヒステリシス・コンパレ
ータとも言う)からなる比較回路とを備えたもので、受
信信号に対し、包絡線検波回路により包絡線検波を行な
った後、ハイパスフィルタにより、直流成分の除去を行
ない、得られたグランド電位を中心に振れる検波信号に
対し、シュミット回路からなる比較回路を用いて比較
し、ハイレベル出力(HI)とロウレベル出力(LO)
からなるデジタル出力信号を作り出すものであることを
特徴とするものである。そして、上記において、シュミ
ット回路のヒステリシス電位幅は、そのオペアンプに付
随する2つのR1,R2抵抗によって設定されるもの
で、オペアンプ出力側の出力電圧Voを分割して、(非
反転入力側に正帰還し、)入力電圧を比較判定する電圧
値Vfを(Vo×R2)/(R1+R2))として設定
していることを特徴とするものである。そしてまた、上
記において、シュミット回路のオペアンプ出力側の出力
電圧Voを、さらにインバータまたはバッファに入れ、
その出力電圧波形を所定値で振れるように、整形してい
ることを特徴とするものである。また、上記において、
無線通信装置がICタグ用の、あるいはICカード等の
非接触カード用のリーダライタであることを特徴とする
ものである。
ることによって、非接触ICカードや非接触式ICタグ
等の非接触式データキャリア装置との信号の交信を行な
うためのリーダライタにおける信号受信部であって、正
確にハイレベル出力(HI)Vccとロウレベル出力
(LO)−Vccで振れる出力信号を作り出すことがで
きる信号受信部の提供を可能としている。具体的には、
受信信号に対し、包絡線検波を行なうための包絡線検波
回路と、包絡線検波を行なった後の信号に対し、直流成
分を除去するためのハイパスフィルタと、ハイパスフィ
ルタにより直流成分が除去された信号に対し、ハイレベ
ル出力(HI)とロウレベル出力(LO)からなるデジ
タル出力信号を作り出すシュミット回路(ヒステリシス
・コンパレータ)からなる比較回路を備えたもので、受
信信号に対し、包絡線検波回路により包絡線検波を行な
った後、ハイパスフィルタにより、直流成分の除去を行
ない、得られたグランド電位を中心に振れる検波信号に
対し、シュミット回路(ヒステリシス・コンパレータ)
からなる比較回路を用いて比較し、ハイレベル出力(H
I)とロウレベル出力(LO)からなるデジタル出力信
号を作り出すものであることにより、これを達成してい
る。即ち、簡単には、比較回路として、シュミット回路
(ヒステリシスコンパレータ)を使用することにより、
検波信号を増幅せずに、精度良く出力のデジタル信号を
作成することができるものとしている。シュミット回路
のヒステリシス電位幅は、オペアンプに付随する2つの
R1,R2抵抗によって設定されるもので、出力側の出
力電圧Voを分割して、(非反転入力側に正帰還し、)
入力電圧を比較判定する電圧値Vfを(Vo×R2)/
(R1+R2))として設定している場合には、検波信
号が小さい場合においても、シュミット回路のヒステリ
シス電位幅を、期待する出力信号を得ることができるよ
うに設定できるものとしている。
の出力電圧Voを、さらにインバータまたはバッファに
入れ、その出力電圧波形を所定値で振れるように、整形
していることにより、より精度の良い波形を得ることを
可能としている。インバータまたはバッファの電源電位
を、それぞれ、所定の値(例えばVccとGND)とす
ることにより、その出力信号の出力電圧を、ハイレベル
出力(HI)Vcc、ロウレベル出力(LO)−Vcc
のほぼ正確な電圧波形として得ることができる。
いて説明する。図1(a)は本発明の信号受信部の実施
の形態の第1の例の概略構成図で、図1(b)はその各
部の出力電圧波形の1例を示した図で、図1(c)は図
1(a)に示す信号受信部を用いたICタグ用リーダラ
イタの構成とその使用法を説明するための概略図で、図
2は本発明の信号受信部の実施の形態の第2の例の概略
構成図で、図3(a)はシュミット回路の1例で、図3
(b)はそのヒステリシス動作を説明するための入力と
出力の関係図で、図4は図4(a)の波形入力に対する
コンパレータ出力(図4(b))とシュミット回路出力
(図4(c))の違いを示した図である。図1〜図4
中、100はICタグ用のリーダライタ、110は信号
受信部、111は包絡線検波回路、112はハイパスフ
ィルタ、113はシュミット回路、113aはオペアン
プ、111S,112S,113Sは出力信号電圧波
形、120は信号送信部、130はデジタル制御部、1
40はメモリ、150はICタグ、170は電磁波であ
る。また、Vi0は受信信号電圧(単に受信信号あるい
は入力電圧とも言う)、Vi1は検波信号電圧(単に検
波信号あるいはシュミット回路入力電圧とも言う)、V
oはシュミット回路出力電圧、Vo1はインバータ出力
電圧、Vccは電圧、R11、R21、R31、R41
は抵抗、C11、C21はコンデンサ、D11はダイオ
ード、I11はインバータである。
例を図1に基づいて説明する。本例の信号受信部110
は、図1(c)に示すような、ICタグ150と電磁波
170を介して信号を交信するためのICタグ用のリー
ダライタ100に用いられる信号受信部で、受信信号に
対し、包絡線検波を行なうための包絡線検波回路111
と、包絡線検波を行なった後の信号に対し、直流成分を
除去するためのハイパスフィルタ112と、ハイパスフ
ィルタ112により直流成分が除去された信号に対し、
ハイレベル出力(HI)とロウレベル出力(LO)から
なるデジタル出力信号を作り出すシュミット回路(ヒス
テリシス・コンパレータとも言う)113からなる比較
回路を備えたものである。尚、図1(c)に示すリーダ
ライタ100の場合、信号をコイルL0、コンデンサC
0を有する共振回路部を備えており、共振回路部からの
信号受信部110への入力を、信号受信部110への受
信信号(図1(a)のVi0に相当)としている。
5MHz等)に信号分を乗せた受信信号Vi0に対し、
包絡線検波回路111により包絡線検波を行なった後、
ハイパスフィルタ112により、直流成分の除去を行な
い、得られたグランド電位を中心に振れる検波信号Vi
1に対し、シュミット回路(ヒステリシス・コンパレー
タ)113からなる比較回路を用いて比較し、ハイレベ
ル出力(HI)とロウレベル出力(LO)からなるデジ
タル出力信号を作り出すものである。包絡線検波回路1
11は、ダイオードD11にて半波整流された信号をコ
ンデンサC11と抵抗R31からなる平滑回路を通し、
例えば図1(b)(イ)に示すような平滑化された包絡
線波形の電圧波形を得る。ハイパスフィルタ112は、
コンデンサC21、R41からなり、直流分の除去を行
なうもので、図1(b)(イ)に示す電圧波形入力に対
し、図1(b)(ロ)に示す電圧波形を得る。シュミッ
ト回路(ヒステリシス・コンパレータ)113は、オペ
アンプ113a、抵抗R1、R2を備え、且つオエアン
プの動作電圧を+Vcc、−Vccとするものであり、
図1(b)(ロ)に示す電圧波形入力に対し、図1
(b)(ハ)に示す電圧波形を得る。
るときと、下降するときのしきい値電圧が異なるもの
で、これにより、入力電圧と出力電圧とがヒステリシス
ループを描く。ここで、図3(a)に示すシュミット回
路を用いて、シュミット回路の動作を簡単に説明してお
く。図3(a)でVref=0とした場合が、図1
(a)のシュミット回路113に相当するもので、ここ
では簡単のため、以下、Vref=0として話を進め
る。シュミット回路のオペアンプ113aに付随する2
つのR1,R2の2つ抵抗によって、オペアンプ出力側
の出力電圧Voを分割して、非反転入力側に正帰還し、
入力電圧Vi1を比較判定する電圧値(Vfと言ってお
く)を(Vo×R2)/(R1+R2))として設定し
ている。オペアンプ出力側の出力電圧VoがVccであ
る場合は、オペアンプ入力電圧Vi1がVf=(+Vc
c×R2)/(R1+R2))以上になると、出力電圧
は、−Vccとなり、オペアンプ出力側の出力電圧Vo
が−Vccである場合は、オペアンプ入力電圧Vi1が
Vf=(−Vcc×R2)/(R1+R2))以下にな
ると、出力電圧は、+Vccとなる。これより、上側の
しきい値Vuは(+Vcc×R2)/(R1+R2))
となり、下側のしきい値Vlは(−Vcc×R2)/
(R1+R2))となる。これより、入力電圧Viと出
力電圧Voとの関係は図3(b)に示すようなヒステリ
シス曲線で表される。図3(b)中、太線矢印はVi
が増加時に場合で、太線矢印はViが減少時の場合で
ある。ヒステリシス電位幅は、VU −VL で、結局、2
(+Vcc×R2)/(R1+R2))となる。即ち、
シュミット回路113のヒステリシス電位幅は、オペア
ンプに付随する2つのR1,R2の2つ抵抗によって設
定される。尚、Vrefは、上側のしきい値VU 、下側
のしきい値VL の中心電位で、Vrefを0とせず所定
の値にすることにより、上側のしきい値VU 、下側のし
きい値VL の中心を所望の電位に設定できる。
3(b)に示すような特性持つ場合、例えば、図4
(a)に示すような波形の電圧がオペアンプ113a
(図3(a)に入力されると、単にしきい値での比較で
出力電圧を決める通常のコンパレータでは、図4(b)
のような波形の出力電圧が得られるが、図3(a)に示
すシュミット回路では、図3(c)のような波形の出力
電圧が得られる。図4(a)のA1部のようにノイズが
乗っている場合、通常のコンパレータでは、単にしきい
値での比較で出力電圧を決める通常のコンパレータで
は、図4(b)のA2部のように、ノイズにより出力波
形に変形部が生じてしまうのに対し、図3(a)に示す
シュミット回路では、ノイズの影響を受けず出力を得る
ことができる。
例は、図2に示すもので、第1の例の出力Vo側に更に
インバータI11を接続し、これを出力としたものであ
る。インバータI11の動作電圧はVccで、これによ
り波形が更に成形される。インバータI11を接続した
こと以外は、第1の例と同じで、第1の例の出力電圧の
波形を反転した波形の出力電圧が得られる。尚、変形例
としては、同様の目的で、インバータI11に代え、他
のバッファを用いても良い。
形例とも、比較回路として、シュミット回路(ヒステリ
シスコンパレータ)を使用することにより、検波信号を
増幅せずに、精度良く出力のデジタル信号を作成するこ
とができるものとしている。
における信号受信部であって、比較回路として、シュミ
ット回路(ヒステリシスコンパレータ)を使用すること
により、検波信号を増幅せずに、精度良く出力のデジタ
ル信号を作成することができる信号受信部の提供を可能
とした。即ち、包絡線検波回路とハイパスフィルタ後の
信号を直接シュミット回路に入れることにより、シュミ
ット回路のヒステリシスの特徴を使い、数十mVから数
百mVのノイズおよびフィルタルングの影響、また、基
礎電位となるグランドのノイズの影響を受けることな
く、正確にハイレベル出力(HI)Vccとロウレベル
出力(LO)−Vccで振れるデジタル出力信号をつく
り出すことを可能にした。特に、非接触ICカードや非
接触式ICタグ等の非接触式データキャリア装置との信
号の交信を行なうためのリーダライタにおける信号受信
部であって、正確にハイレベル出力(HI)Vccとロ
ウレベル出力(LO)−Vccで振れる出力信号を作り
出すことができる信号受信部の提供を可能とした。
の第1の例の概略構成図で、図1(b)はその各部の出
力電圧波形の1例を示した図で、図1(c)は図1
(a)に示す信号受信部を用いたICタグ用リーダライ
タの構成とその使用法を説明するための概略図である。
概略構成図
(b)はそのヒステリシス動作を説明するための入力と
出力の関係図である。
力(図4(b))とシュミット回路出力(図4(c))
の違いを示した図である。
いは入力電圧とも言う) Vi1 検波信号電圧(単に検波信号ある
いはシュミット回路入力電圧とも言う) Vo シュミット回路出力電圧 Vo1 インバータ出力電圧 Vcc 電圧 R11、R21、R31、R41 抵抗 C11、C21 コンデンサ D11 ダイオード I11 インバータ
Claims (4)
- 【請求項1】 無線通信装置における信号受信部であっ
て、受信信号に対し、包絡線検波を行なうための包絡線
検波回路と、包絡線検波を行なった後の信号に対し、直
流成分を除去するためのハイパスフィルタと、ハイパス
フィルタにより直流成分が除去された信号に対し、ハイ
レベル(HI)出力とロウレベル出力(LO)からなる
デジタル出力信号を作り出すシュミット回路(ヒステリ
シス・コンパレータとも言う)からなる比較回路とを備
えたもので、受信信号に対し、包絡線検波回路により包
絡線検波を行なった後、ハイパスフィルタにより、直流
成分の除去を行ない、得られたグランド電位を中心に振
れる検波信号に対し、シュミット回路からなる比較回路
を用いて比較し、ハイレベル出力(HI)とロウレベル
出力(LO)からなるデジタル出力信号を作り出すもの
であることを特徴とする信号受信部。 - 【請求項2】 請求項1において、シュミット回路のヒ
ステリシス電位幅は、そのオペアンプに付随する2つの
R1,R2の2つ抵抗によって設定されるもので、オペ
アンプ出力側の出力電圧Voを分割して、(非反転入力
側に正帰還し、)入力電圧を比較判定する電圧値Vfを
(Vo×R2)/(R1+R2))として設定している
ことを特徴とする信号受信部。 - 【請求項3】 請求項1ないし2において、シュミット
回路のオペアンプ出力側の出力電圧Voを、さらにイン
バータまたはバッファに入れ、その出力電圧波形を所定
値で振れるように、整形していることを特徴とする信号
受信部。 - 【請求項4】 請求項1ないし3において、無線通信装
置がICタグ用の、あるいはICカード等の非接触カー
ド用のリーダライタであることを特徴とする信号受信
部。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001173478A JP2002368830A (ja) | 2001-06-08 | 2001-06-08 | 信号受信部 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001173478A JP2002368830A (ja) | 2001-06-08 | 2001-06-08 | 信号受信部 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2002368830A true JP2002368830A (ja) | 2002-12-20 |
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JP2001173478A Pending JP2002368830A (ja) | 2001-06-08 | 2001-06-08 | 信号受信部 |
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JP (1) | JP2002368830A (ja) |
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2001
- 2001-06-08 JP JP2001173478A patent/JP2002368830A/ja active Pending
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