JPS6412188B2 - - Google Patents
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- JPS6412188B2 JPS6412188B2 JP56045214A JP4521481A JPS6412188B2 JP S6412188 B2 JPS6412188 B2 JP S6412188B2 JP 56045214 A JP56045214 A JP 56045214A JP 4521481 A JP4521481 A JP 4521481A JP S6412188 B2 JPS6412188 B2 JP S6412188B2
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- 238000004804 winding Methods 0.000 description 17
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
- H02M7/53846—Control circuits
- H02M7/53862—Control circuits using transistor type converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
- H02M7/53846—Control circuits
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
（産業上の利用分野）
本発明は、トランジスタインバータ装置に関す
るものである。
るものである。
（従来の技術）
トランジスタインバータ装置は、近年放電灯点
灯装置に広く用いられるようになつてきている。
従来のトランジスタインバータの問題点を第１図
に示す放電灯点灯装置によつて明らかにする。
灯装置に広く用いられるようになつてきている。
従来のトランジスタインバータの問題点を第１図
に示す放電灯点灯装置によつて明らかにする。
第１図において、１は電源部で、たとえば商用
交流電源２の出力を全波整流する整流回路３より
なり、その出力をインバータ装置４へ供給する。
このインバータ装置４には、１次巻線５、２次巻
線６、予熱巻線７，８、帰還巻線９、駆動巻線１
０および検出巻線１１を有する出力トランス１２
が設けられている。前記２次巻線６および予熱巻
線７，８には負荷である放電灯１３が接続されて
いる。
交流電源２の出力を全波整流する整流回路３より
なり、その出力をインバータ装置４へ供給する。
このインバータ装置４には、１次巻線５、２次巻
線６、予熱巻線７，８、帰還巻線９、駆動巻線１
０および検出巻線１１を有する出力トランス１２
が設けられている。前記２次巻線６および予熱巻
線７，８には負荷である放電灯１３が接続されて
いる。
また、前記１次巻線５には、その両端間に共振
コンデンサ１４が、中点に定電流インダクタ１５
を有する前記整流回路３のプラス側電路１６が、
各端にそれぞれトランジスタ１７，１８のコレク
タが接続されている。これらトランジスタ１７，
１８の各エミツタは、共通接続された後、前記整
流回路３のマイナス側電路１９に接続されてい
る。また、これらトランジスタ１７，１８ベース
は、前記帰還巻線９に接続されているとともに、
それぞれ抵抗２０，２１を介して共通接続された
後、前記プラス側電路１６に、一端を接続した起
動抵抗２２の他端と駆動回路２３とにそれぞれ接
続されている。なお、抵抗２０，２１の共通接続
点と駆動回路２３との間にはベース電流制御回路
２７が介在される、この点については後述する。
駆動回路２３は、前記駆動巻線１０に発生した電
圧をダイオード２４で整流し、コンデンサ２５で
平滑した後、抵抗２６を通じて前記トランジスタ
１７，１８のベースへ与える。したがつて、起動
抵抗２２および抵抗２０，２１を通じてトランジ
スタ１７，１８にベース電流が与えられると、ト
ランジスタ１７，１８は駆動回路２３からの出力
により駆動されるとともに、帰還巻線９の作用に
より交互にスイツチング動作する。これにより、
出力トランス１２の２次巻線６に高周波出力が発
生し、放電灯１３が点灯することになる。
コンデンサ１４が、中点に定電流インダクタ１５
を有する前記整流回路３のプラス側電路１６が、
各端にそれぞれトランジスタ１７，１８のコレク
タが接続されている。これらトランジスタ１７，
１８の各エミツタは、共通接続された後、前記整
流回路３のマイナス側電路１９に接続されてい
る。また、これらトランジスタ１７，１８ベース
は、前記帰還巻線９に接続されているとともに、
それぞれ抵抗２０，２１を介して共通接続された
後、前記プラス側電路１６に、一端を接続した起
動抵抗２２の他端と駆動回路２３とにそれぞれ接
続されている。なお、抵抗２０，２１の共通接続
点と駆動回路２３との間にはベース電流制御回路
２７が介在される、この点については後述する。
駆動回路２３は、前記駆動巻線１０に発生した電
圧をダイオード２４で整流し、コンデンサ２５で
平滑した後、抵抗２６を通じて前記トランジスタ
１７，１８のベースへ与える。したがつて、起動
抵抗２２および抵抗２０，２１を通じてトランジ
スタ１７，１８にベース電流が与えられると、ト
ランジスタ１７，１８は駆動回路２３からの出力
により駆動されるとともに、帰還巻線９の作用に
より交互にスイツチング動作する。これにより、
出力トランス１２の２次巻線６に高周波出力が発
生し、放電灯１３が点灯することになる。
ここで、前記トランジスタ１７，１８のベース
と前記駆動回路２３との間には、放電灯１３の点
滅による寿命を保持するために、始動時の所定時
間前記駆動回路２３から前記トランジスタ１７，
１８へのベース電流を制限するベース電流制御回
路２７が設けられている。ベース電流制御回路２
７は、前記抵抗２０，２１の共通接続点と前記抵
抗２６との間に抵抗２８を直列に挿入し、その抵
抗２８の両端にSCR２９のアノードおよびカソ
ード間を接続し、そのSCR２９のアノードとゲ
ートとの間に抵抗３０を、ゲートとカソードとの
間に抵抗３１および電解コンデンサ３２の並列回
路をそれぞれ接続したものである。したがつて、
インバータ装置４が始動後の所定時間は、SCR
２９がオフ状態であり、駆動回路２３からトラン
ジスタ１７，１８へ与えられるベース電流が制限
されるため放電灯１３はフイラメントが予熱され
る程度で点灯しない。所定時間後、電解コンデン
サ３２の充電電圧によりSCR２９がオンし、駆
動回路２３からの出力がSCR２９を通じてトラ
ンジスタ１７，１８のベースに与えられる結果、
放電灯１３が点灯されることになる。
と前記駆動回路２３との間には、放電灯１３の点
滅による寿命を保持するために、始動時の所定時
間前記駆動回路２３から前記トランジスタ１７，
１８へのベース電流を制限するベース電流制御回
路２７が設けられている。ベース電流制御回路２
７は、前記抵抗２０，２１の共通接続点と前記抵
抗２６との間に抵抗２８を直列に挿入し、その抵
抗２８の両端にSCR２９のアノードおよびカソ
ード間を接続し、そのSCR２９のアノードとゲ
ートとの間に抵抗３０を、ゲートとカソードとの
間に抵抗３１および電解コンデンサ３２の並列回
路をそれぞれ接続したものである。したがつて、
インバータ装置４が始動後の所定時間は、SCR
２９がオフ状態であり、駆動回路２３からトラン
ジスタ１７，１８へ与えられるベース電流が制限
されるため放電灯１３はフイラメントが予熱され
る程度で点灯しない。所定時間後、電解コンデン
サ３２の充電電圧によりSCR２９がオンし、駆
動回路２３からの出力がSCR２９を通じてトラ
ンジスタ１７，１８のベースに与えられる結果、
放電灯１３が点灯されることになる。
さらに、放電灯１３が寿命末期になつた際、出
力トランス１２の偏磁による入力電力の増加、素
子の熱破壊を防ぐために、異常時停止回路３３が
設けられている。異常時停止回路３３は、前記検
出巻線１１でその際の異常電圧を検出し、その検
出電圧を整流回路３４で整流するとともにコンデ
ンサ３５で平滑し、さらにツエナダイオード３６
でレベル判定した後、抵抗３７を通じてトランジ
スタ３８をオン、つまり駆動回路２３の出力側と
トランジスタ１７，１８のエミツタ側とを短絡す
ることによりインバータ装置４の発振を停止させ
るとともに、電解コンデンサ３９と抵抗４０，３
７との時定数回路により発振停止動作を繰返し、
いわゆる点滅動作を行なうようにしている。
力トランス１２の偏磁による入力電力の増加、素
子の熱破壊を防ぐために、異常時停止回路３３が
設けられている。異常時停止回路３３は、前記検
出巻線１１でその際の異常電圧を検出し、その検
出電圧を整流回路３４で整流するとともにコンデ
ンサ３５で平滑し、さらにツエナダイオード３６
でレベル判定した後、抵抗３７を通じてトランジ
スタ３８をオン、つまり駆動回路２３の出力側と
トランジスタ１７，１８のエミツタ側とを短絡す
ることによりインバータ装置４の発振を停止させ
るとともに、電解コンデンサ３９と抵抗４０，３
７との時定数回路により発振停止動作を繰返し、
いわゆる点滅動作を行なうようにしている。
（発明が解決しようとする問題点）
ところが、かかる構成では、ベース電流制御回
路および異常時停止回路ともに時定数設定のため
別々に電解コンデンサを用いているので、部品点
数が多く、装置の大型化、信頼性の低下を招く問
題がある。
路および異常時停止回路ともに時定数設定のため
別々に電解コンデンサを用いているので、部品点
数が多く、装置の大型化、信頼性の低下を招く問
題がある。
本発明は上記問題点に鑑みなされたもので、ベ
ース電流制御回路および異常時停止回路における
時定数設定用の回路を共用化することにより、部
品点数が少なく、装置の小型化、信頼性の向上す
るトランジスタインバータ装置を提供することを
目的とする。
ース電流制御回路および異常時停止回路における
時定数設定用の回路を共用化することにより、部
品点数が少なく、装置の小型化、信頼性の向上す
るトランジスタインバータ装置を提供することを
目的とする。
（問題点を解決するための手段）
本発明のトランジスタインバータ装置は、電源
部と、この電源部からの出力を入力としトランジ
スタのスイツチング動作により出力側に高周波出
力を発生するインバータ装置と、このインバータ
装置からの出力の一部を整流平滑し前記トランジ
スタのベースへ供給する駆動回路と、前記インバ
ータ装置の出力の一部を給電される時定数回路
と、前記トランジスタのベースおよび前記駆動回
路の間に設けられ前記時定数回路が第１の基準電
位に達するまでの間前記駆動回路から前記トラン
ジスタへ供給されるベース電流を減少させるベー
ス電流制御回路と、前記インバータ装置からの出
力を検知する検知手段と、前記時定数回路への給
電路に設けられ前記検知手段の検知出力が増大し
たとき前記時定数回路に流れる電流を増大させる
電流変化手段と、前記時定数回路が前記第１の基
準電位より高い第２の基準電位に達する毎に前記
インバータ装置のトランジスタのベース電流を遮
断してインバータ装置の動作を停止させる異常時
停止回路とを具備したものである。
部と、この電源部からの出力を入力としトランジ
スタのスイツチング動作により出力側に高周波出
力を発生するインバータ装置と、このインバータ
装置からの出力の一部を整流平滑し前記トランジ
スタのベースへ供給する駆動回路と、前記インバ
ータ装置の出力の一部を給電される時定数回路
と、前記トランジスタのベースおよび前記駆動回
路の間に設けられ前記時定数回路が第１の基準電
位に達するまでの間前記駆動回路から前記トラン
ジスタへ供給されるベース電流を減少させるベー
ス電流制御回路と、前記インバータ装置からの出
力を検知する検知手段と、前記時定数回路への給
電路に設けられ前記検知手段の検知出力が増大し
たとき前記時定数回路に流れる電流を増大させる
電流変化手段と、前記時定数回路が前記第１の基
準電位より高い第２の基準電位に達する毎に前記
インバータ装置のトランジスタのベース電流を遮
断してインバータ装置の動作を停止させる異常時
停止回路とを具備したものである。
（作用）
本発明は、電源部からの出力をインバータ装置
のトランジスタのスイツチング動作により出力側
に高周波出力を発生し、このインバータ装置から
の出力の一部を駆動回路で整流平滑してトランジ
スタのベースへ供給する。また、インバータ装置
の出力の一部が給電される時定数回路が第１の基
準電位に達するまでの間はベース電流制御回路で
駆動回路からトランジスタへ供給されるベース電
流を減少させ、インバータ装置からの出力を検知
する検知手段の検知出力が増大したとき電流変化
手段で時定数回路に流れる電流を増大させる。そ
して、時定数回路の電位が第１の基準電位より高
い第２の基準電位に達する毎に異常時停止回路は
インバータ装置のトランジスタのベース電流を遮
断してインバータ装置の動作を停止させるもので
ある。
のトランジスタのスイツチング動作により出力側
に高周波出力を発生し、このインバータ装置から
の出力の一部を駆動回路で整流平滑してトランジ
スタのベースへ供給する。また、インバータ装置
の出力の一部が給電される時定数回路が第１の基
準電位に達するまでの間はベース電流制御回路で
駆動回路からトランジスタへ供給されるベース電
流を減少させ、インバータ装置からの出力を検知
する検知手段の検知出力が増大したとき電流変化
手段で時定数回路に流れる電流を増大させる。そ
して、時定数回路の電位が第１の基準電位より高
い第２の基準電位に達する毎に異常時停止回路は
インバータ装置のトランジスタのベース電流を遮
断してインバータ装置の動作を停止させるもので
ある。
（実施例）
以下、本発明の一実施例を第２図を参照して説
明する。
明する。
なお、同図中、第１図と同じ構成要素のもの
は、同一番号を付しその説明を省略する。
は、同一番号を付しその説明を省略する。
第２図において、４１は前記駆動回路２３のコ
ンデンサ２５の両端に順次直列に接続された抵抗
４２とコンデンサ４３とからなる電源回路、４４
はその内部にベース電流制御回路２７、異常時停
止回路３３および電流変化手段４７を集積化し前
記電源回路４１からの動作電源によつて動作する
IC素子である。IC素子４４は、その電源端子
に前記抵抗４２とコンデンサ４３との接続点を、
第１のベース電流制御回路端子に前記抵抗２
６，２８の中点を、第２のベース電流制御回路端
子に前記抵抗２０，２８の中点を、異常時停止
回路端子，に前記検出巻線１１を、GND端
子に前記マイナス側電路１９を、端子に前記
マイナス側電路１９に一端を接続した電解コンデ
ンサ４５の他端をそれぞれ接続してある。
ンデンサ２５の両端に順次直列に接続された抵抗
４２とコンデンサ４３とからなる電源回路、４４
はその内部にベース電流制御回路２７、異常時停
止回路３３および電流変化手段４７を集積化し前
記電源回路４１からの動作電源によつて動作する
IC素子である。IC素子４４は、その電源端子
に前記抵抗４２とコンデンサ４３との接続点を、
第１のベース電流制御回路端子に前記抵抗２
６，２８の中点を、第２のベース電流制御回路端
子に前記抵抗２０，２８の中点を、異常時停止
回路端子，に前記検出巻線１１を、GND端
子に前記マイナス側電路１９を、端子に前記
マイナス側電路１９に一端を接続した電解コンデ
ンサ４５の他端をそれぞれ接続してある。
そこで、前記IC素子４４の動作を第３図にて
説明する。
説明する。
まず、電源回路４１によつて電源端子に動作
電源が印加されると、電源変化手段４７の定電流
源A1，A2および電流ミラー回路Ｍが動作する。
すると、トランジスタQ1はダイオードD1，D2の
順方向電圧でバイアスされるためオン状態とな
る。また、トランジスタQ2は端子，間に異
常検出電圧が与えられていないためオフ状態にあ
る。トランジスタQ1のオンによつて電流ミラー
回路Ｍより電流i1が流れると、トランジスタQ3が
オフになるため、抵抗R1の電位≒V1＝R1i1が第
１の演算増幅器OP1の一方の入力端に基準電位
Vref1として与えられる。一方、前記電解コンデ
ンサ４５とそれに並列接続の抵抗R2とからなる
時定数回路４６へ流入する電流i2はミラー効果に
よりi1と等しくなる。時定数回路４６の電位V2は
第１、第２の演算増幅器OP1，OP2の他方の入力
端へ与えられる。ここで、R1＜R2に選ぶと、最
終的には時定数回路４６の電位V2が抵抗R1の電
位V1より高くなるが、V1≒V2のとき第１の演算
増幅器OP1の出力が反転し、その出力によつてト
ランジスタQ4がオンする。すると、トランジス
タQ5がオンし、さらにトランジスタQ6がオンす
ることによつて、端子，間が短絡される。こ
れにより、駆動回路２３からの出力が抵抗２８を
介さずにトランジスタ１７，１８のベースへ供給
されるため、インバータ装置４が正常発振し放電
灯１３が点灯する。したがつて、電源投入よりト
ランジスタQ6がオンするまでの期間、つまりベ
ース電流制御回路２７の動作によつてベース電流
が制限される時間t1は、次式により求めることが
できる。
電源が印加されると、電源変化手段４７の定電流
源A1，A2および電流ミラー回路Ｍが動作する。
すると、トランジスタQ1はダイオードD1，D2の
順方向電圧でバイアスされるためオン状態とな
る。また、トランジスタQ2は端子，間に異
常検出電圧が与えられていないためオフ状態にあ
る。トランジスタQ1のオンによつて電流ミラー
回路Ｍより電流i1が流れると、トランジスタQ3が
オフになるため、抵抗R1の電位≒V1＝R1i1が第
１の演算増幅器OP1の一方の入力端に基準電位
Vref1として与えられる。一方、前記電解コンデ
ンサ４５とそれに並列接続の抵抗R2とからなる
時定数回路４６へ流入する電流i2はミラー効果に
よりi1と等しくなる。時定数回路４６の電位V2は
第１、第２の演算増幅器OP1，OP2の他方の入力
端へ与えられる。ここで、R1＜R2に選ぶと、最
終的には時定数回路４６の電位V2が抵抗R1の電
位V1より高くなるが、V1≒V2のとき第１の演算
増幅器OP1の出力が反転し、その出力によつてト
ランジスタQ4がオンする。すると、トランジス
タQ5がオンし、さらにトランジスタQ6がオンす
ることによつて、端子，間が短絡される。こ
れにより、駆動回路２３からの出力が抵抗２８を
介さずにトランジスタ１７，１８のベースへ供給
されるため、インバータ装置４が正常発振し放電
灯１３が点灯する。したがつて、電源投入よりト
ランジスタQ6がオンするまでの期間、つまりベ
ース電流制御回路２７の動作によつてベース電流
が制限される時間t1は、次式により求めることが
できる。
ここでi1≒i2とすると、
となる。上式の対数をとると、
ln（R2−R1／R2）＝−t1／C2R2
∴t1＝C2R2ln（R2−R1／R2）
となる。ここで、例えばR1＝10KΩ、R2＝15KΩ、
C2＝100μFとすると、 t1＝1.64〔秒〕 となる。
C2＝100μFとすると、 t1＝1.64〔秒〕 となる。
次に、放電灯１３が寿命末期に達し、検出巻線
１１に異常電圧が検出されると、その検出電圧が
端子，へ与えられるため、第３の演算増幅器
OP3の出力が反転し、その出力によりトランジス
タQ2がオンする。すると、トランジスタQ2のオ
ンにより電流ミラー回路Ｍからの電流i1が増加
し、それに伴い電流i2も増加するため、時定数回
路４６の電位V2はさらに上昇する。ところで、
第２の演算増幅器OP2の一方の入力端の電位V3
は、前記第１の演算増幅器OP1の一方の入力端の
電位V1よりダイオードD3の端子電圧VDだけ高い
電位V1＋VDになつている。したがつて、時定数
回路４６の電位V2がさらに上昇しV3と等しくな
ると、第２の演算増幅器OP2の出力が反転する。
すると、その第２の演算増幅器OP2の出力により
トランジスタQ7がオンつまり端子，間が短
絡し、インバータ装置４の発振が停止（放電灯１
３が消灯）する。この際、第２の演算増幅器OP2
の出力によつてトランジスタQ8がオンするため、
トランジスタQ4，Q5，Q6がオフし、端子，
間が開放される。
１１に異常電圧が検出されると、その検出電圧が
端子，へ与えられるため、第３の演算増幅器
OP3の出力が反転し、その出力によりトランジス
タQ2がオンする。すると、トランジスタQ2のオ
ンにより電流ミラー回路Ｍからの電流i1が増加
し、それに伴い電流i2も増加するため、時定数回
路４６の電位V2はさらに上昇する。ところで、
第２の演算増幅器OP2の一方の入力端の電位V3
は、前記第１の演算増幅器OP1の一方の入力端の
電位V1よりダイオードD3の端子電圧VDだけ高い
電位V1＋VDになつている。したがつて、時定数
回路４６の電位V2がさらに上昇しV3と等しくな
ると、第２の演算増幅器OP2の出力が反転する。
すると、その第２の演算増幅器OP2の出力により
トランジスタQ7がオンつまり端子，間が短
絡し、インバータ装置４の発振が停止（放電灯１
３が消灯）する。この際、第２の演算増幅器OP2
の出力によつてトランジスタQ8がオンするため、
トランジスタQ4，Q5，Q6がオフし、端子，
間が開放される。
さらに、第２の演算増幅器OP2の出力によりト
ランジスタQ9オンされると、トランジスタQ1が
オフされる。同時に、インバータ装置４の発振停
止により異常検出電圧が途絶えると、トランジス
タQ2はオフ状態となる。トランジスタQ1，Q2が
共にオフ状態になると、電流ミラー回路Ｍから電
流i1が零になることによつて電流i2も零になる。
このため、電解コンデンサ４５の充電電圧は抵抗
R2を介して放電する。一方、トランジスタQ1が
オフすることによつて抵抗R1の電位V1が零にな
るため、第２の演算増幅器OP2の一方の入力端の
電位V3はV1＋VDからVDへ低下する。したがつ
て、時定数回路４６の電位V2が電解コンデンサ
４５の放電によつてVDに低下するまでこの状態
つまり消灯状態が保持される。そして、時定数回
路４６の電位V2がV2＝V3（＝VD）になると、第
２の演算増幅器OP2が再度反転し、異常電圧が検
出された際の初期状態へ復帰する。以後、この動
作を繰返す。第４図はこの異常電圧が検出された
際の動作を示すタイムチヤートを示している。
ランジスタQ9オンされると、トランジスタQ1が
オフされる。同時に、インバータ装置４の発振停
止により異常検出電圧が途絶えると、トランジス
タQ2はオフ状態となる。トランジスタQ1，Q2が
共にオフ状態になると、電流ミラー回路Ｍから電
流i1が零になることによつて電流i2も零になる。
このため、電解コンデンサ４５の充電電圧は抵抗
R2を介して放電する。一方、トランジスタQ1が
オフすることによつて抵抗R1の電位V1が零にな
るため、第２の演算増幅器OP2の一方の入力端の
電位V3はV1＋VDからVDへ低下する。したがつ
て、時定数回路４６の電位V2が電解コンデンサ
４５の放電によつてVDに低下するまでこの状態
つまり消灯状態が保持される。そして、時定数回
路４６の電位V2がV2＝V3（＝VD）になると、第
２の演算増幅器OP2が再度反転し、異常電圧が検
出された際の初期状態へ復帰する。以後、この動
作を繰返す。第４図はこの異常電圧が検出された
際の動作を示すタイムチヤートを示している。
なお、本発明は、上述した放電灯点灯装置に限
られるものではない。
られるものではない。
本発明によれば、始動時駆動回路からインバー
タ装置のトランジスタへ供給されるベース電流を
制限するベース電流制御回路の動作時間を決める
回路および異常時インバータ装置を停止させる異
常時停止回路の間欠作動周期を決める回路を共用
化したので、部品手数を少なくでき、したがつて
組立工数の削減並びに小型化をはかることができ
るとともに信頼性を向上させることができる。
タ装置のトランジスタへ供給されるベース電流を
制限するベース電流制御回路の動作時間を決める
回路および異常時インバータ装置を停止させる異
常時停止回路の間欠作動周期を決める回路を共用
化したので、部品手数を少なくでき、したがつて
組立工数の削減並びに小型化をはかることができ
るとともに信頼性を向上させることができる。
第１図は従来来例を示す回路図、第２図は本発
明の一実施例を示す回路図、第３図はそのIC素
子の内部構成の概略を示す回路図、第４図はその
動作説明図である。 １……電源部、４……インバータ装置、１１…
…検知手段としての検出巻線、１７，１８……ト
ランジスタ、２３……駆動回路、２７……ベース
電流制御回路、３３……異常時停止回路、４３…
…IC素子、４６……時定数回路、４７……電流
変化手段。
明の一実施例を示す回路図、第３図はそのIC素
子の内部構成の概略を示す回路図、第４図はその
動作説明図である。 １……電源部、４……インバータ装置、１１…
…検知手段としての検出巻線、１７，１８……ト
ランジスタ、２３……駆動回路、２７……ベース
電流制御回路、３３……異常時停止回路、４３…
…IC素子、４６……時定数回路、４７……電流
変化手段。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電源部と、 この電源部からの出力を入力としトランジスタ
のスイツチング動作により出力側に高周波出力を
発生するインバータ装置と、 このインバータ装置からの出力の一部を整流平
滑し前記トランジスタのベースへ供給する駆動回
路と、 前記インバータ装置の出力の一部を給電される
時定数回路と、 前記トランジスタのベースおよび前記駆動回路
の間に設けられ前記時定数回路が第１の基準電位
に達するまでの間前記駆動回路から前記トランジ
スタへ供給されるベース電流を減少させるベース
電流制御回路と、 前記インバータ装置からの出力を検知する検知
手段と、 前記時定数回路への給電路に設けられ前記検知
手段の検知出力が増大したとき前記時定数回路に
流れる電流を増大させる電流変化手段と、 前記時定数回路が前記第１の基準電位より高い
第２の基準電位に達する毎に前記インバータ装置
のトランジスタのベース電流を遮断してインバー
タ装置の動作を停止させる異常時停止回路と を具備したことを特徴とするトランジスタインバ
ータ装置。 ２ 前記ベース電流制御回路と前記異常時停止回
路とを１つのIC素子によつて構成したことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載のトランジス
タインバータ装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56045214A JPS57160372A (en) | 1981-03-27 | 1981-03-27 | Transistor inverter device |
| EP82102521A EP0061730A3 (en) | 1981-03-27 | 1982-03-25 | Transistor inverter device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56045214A JPS57160372A (en) | 1981-03-27 | 1981-03-27 | Transistor inverter device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57160372A JPS57160372A (en) | 1982-10-02 |
| JPS6412188B2 true JPS6412188B2 (ja) | 1989-02-28 |
Family
ID=12713009
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56045214A Granted JPS57160372A (en) | 1981-03-27 | 1981-03-27 | Transistor inverter device |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0061730A3 (ja) |
| JP (1) | JPS57160372A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2591401A1 (fr) * | 1985-12-05 | 1987-06-12 | Commissariat Energie Atomique | Convertisseur symetrique de tension a regulation primaire |
| US6111368A (en) * | 1997-09-26 | 2000-08-29 | Lutron Electronics Co., Inc. | System for preventing oscillations in a fluorescent lamp ballast |
| MXPA04012082A (es) | 2003-12-03 | 2005-07-01 | Universal Lighting Tech Inc | Balastra electronica con precalentamiento y encendido de lamapra adaptativos. |
| CA2488765A1 (en) | 2003-12-03 | 2005-06-03 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Electronic ballast with lossless snubber capacitor circuit |
| MXPA04012081A (es) | 2003-12-03 | 2005-07-01 | Universal Lighting Tech Inc | Balastra de arranque instantaneo de 4 lamparas de alta eficiencia. |
| EP1612635B1 (en) * | 2004-06-14 | 2009-11-25 | Dialog Semiconductor GmbH | Short-circuit detection with current-mirror |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| BE786136A (nl) * | 1971-07-13 | 1973-01-11 | Philips Nv | Inrichting voor het voeden van tenminste een gas- en/of dampontladingslamp |
| JPS59956B2 (ja) * | 1978-04-26 | 1984-01-09 | 東芝ライテック株式会社 | 放電灯点灯装置 |
| US4251752A (en) * | 1979-05-07 | 1981-02-17 | Synergetics, Inc. | Solid state electronic ballast system for fluorescent lamps |
| JPS57110084A (en) * | 1980-12-26 | 1982-07-08 | Toshiba Electric Equip Corp | Transistor inverter |
-
1981
- 1981-03-27 JP JP56045214A patent/JPS57160372A/ja active Granted
-
1982
- 1982-03-25 EP EP82102521A patent/EP0061730A3/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57160372A (en) | 1982-10-02 |
| EP0061730A2 (en) | 1982-10-06 |
| EP0061730A3 (en) | 1983-06-15 |
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