JPS6364152B2 - - Google Patents
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- JPS6364152B2 JPS6364152B2 JP8657882A JP8657882A JPS6364152B2 JP S6364152 B2 JPS6364152 B2 JP S6364152B2 JP 8657882 A JP8657882 A JP 8657882A JP 8657882 A JP8657882 A JP 8657882A JP S6364152 B2 JPS6364152 B2 JP S6364152B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 10
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- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、出力電圧を安定的に制御可能とする
固定周波数リセツト制御方式のDC−DCコンバー
タに関するものである。
固定周波数リセツト制御方式のDC−DCコンバー
タに関するものである。
一般に、この種のコンバータにおいて、該コン
バータを構成する主トランスの１次巻線には、そ
の動作原理上一方向の励磁電流しか流れない。こ
のため、主トランスは常時片励磁の状態で動作し
ている。この励磁電流によつて主トランスに蓄え
られるエネルギーを、トランジスタがオフの期間
に外部へ放出しないと、トランス磁心の磁束変化
ΔBの最大値が徐々に増加し、磁気飽和を起こし
て１次巻線に過大電流が流れるため、トランジス
タを破壊してしまう。よつてリセツト回路を付加
し、この蓄積エネルギーを放出する必要がある。
この蓄積エネルギーは、それまでにトランスに印
加された電圧と時間の積であらわされるから、リ
セツトのためには、同じ電圧・時間積を逆極性で
かけてやる必要がある。
バータを構成する主トランスの１次巻線には、そ
の動作原理上一方向の励磁電流しか流れない。こ
のため、主トランスは常時片励磁の状態で動作し
ている。この励磁電流によつて主トランスに蓄え
られるエネルギーを、トランジスタがオフの期間
に外部へ放出しないと、トランス磁心の磁束変化
ΔBの最大値が徐々に増加し、磁気飽和を起こし
て１次巻線に過大電流が流れるため、トランジス
タを破壊してしまう。よつてリセツト回路を付加
し、この蓄積エネルギーを放出する必要がある。
この蓄積エネルギーは、それまでにトランスに印
加された電圧と時間の積であらわされるから、リ
セツトのためには、同じ電圧・時間積を逆極性で
かけてやる必要がある。
本発明は上記DC−DCコンバータにおけるかか
るリセツト回路に関係している。
るリセツト回路に関係している。
従来の固定周波数リセツト制御方式DC−DCコ
ンバータの一例を第１図に、その動作波形を第２
図それぞれ示す。
ンバータの一例を第１図に、その動作波形を第２
図それぞれ示す。
第１図において、１は直流電源、２はスイツチ
ング素子、３は固定周波数発振器、４は駆動回
路、５はリセツト検出回路、６はトランス、７，
８はそれぞれダイオード、９は平滑用チヨークコ
イル、１０は平滑用コンデンサ、１１はダイオー
ド、１２はトランジスタ、１３は圧力電圧を検出
してトランジスタ１２を制御する制御回路、１４
はコンデンサ、n1はトランス６の１次巻線、n2は
２次巻線、n3はリセツト検出巻線、n4はリセツト
電圧制御用巻線である。
ング素子、３は固定周波数発振器、４は駆動回
路、５はリセツト検出回路、６はトランス、７，
８はそれぞれダイオード、９は平滑用チヨークコ
イル、１０は平滑用コンデンサ、１１はダイオー
ド、１２はトランジスタ、１３は圧力電圧を検出
してトランジスタ１２を制御する制御回路、１４
はコンデンサ、n1はトランス６の１次巻線、n2は
２次巻線、n3はリセツト検出巻線、n4はリセツト
電圧制御用巻線である。
第２図においてａは第１図における発振器３の
出力波形、ｂはトランス６の巻線n1における電圧
波形である。
出力波形、ｂはトランス６の巻線n1における電圧
波形である。
第１図の回路では、まずスイツチング素子２が
駆動回路４により時刻t0においてオンし、トラン
ジスタの１次巻線n1、２次巻線n2を通して出力側
に電力を供給する。時刻t1において発振器３から
の信号により駆動回路４を経由してスイツチング
素子２をオフする。すると、出力電圧に依存して
制御回路１３からトランジスタ１２のベースへ流
入するベース電流が増減され、それにより決定さ
れるトランジスタ１２のコレクタ・エミツタ間電
圧により、トランス６の磁束リセツトが巻線n4に
よつて行われる。
駆動回路４により時刻t0においてオンし、トラン
ジスタの１次巻線n1、２次巻線n2を通して出力側
に電力を供給する。時刻t1において発振器３から
の信号により駆動回路４を経由してスイツチング
素子２をオフする。すると、出力電圧に依存して
制御回路１３からトランジスタ１２のベースへ流
入するベース電流が増減され、それにより決定さ
れるトランジスタ１２のコレクタ・エミツタ間電
圧により、トランス６の磁束リセツトが巻線n4に
よつて行われる。
時刻t2になり、ほぼリセツトが終了すると巻線
n3の電圧からリセツト終了をリセツト検出回路５
によつて検出し、それにより駆動回路４を経由し
てスイツチング素子２を再びオンとし、前述の動
作を繰り返す。
n3の電圧からリセツト終了をリセツト検出回路５
によつて検出し、それにより駆動回路４を経由し
てスイツチング素子２を再びオンとし、前述の動
作を繰り返す。
この回路は、トランジスタ１２のコレクタ・エ
ミツタ間電圧、すなわち巻線n4のリセツト電圧を
制御することによりスイツチング素子２のオンデ
ユーテイ比を制御する。
ミツタ間電圧、すなわち巻線n4のリセツト電圧を
制御することによりスイツチング素子２のオンデ
ユーテイ比を制御する。
ところで前記スイツチング素子２のｉ番目のオ
ン期間をTON(i)、ｉ番目のオフ期間をTR(i)とする
と前記の制御方法からつねに VON・TON(i)＝VR・TR(i) …(1) 但し ｉ＝１，２，…… Ｔ＝TR(i)＋TON(i+1) …(2) が成立する。
ン期間をTON(i)、ｉ番目のオフ期間をTR(i)とする
と前記の制御方法からつねに VON・TON(i)＝VR・TR(i) …(1) 但し ｉ＝１，２，…… Ｔ＝TR(i)＋TON(i+1) …(2) が成立する。
ここでVONはオン期間中、VRはオフ期間中に
夫々巻線n1に発生する電圧の絶対値であり、また
VR＝n1／n4VC（VCはコンデンサ１４の両端電圧）と する。
夫々巻線n1に発生する電圧の絶対値であり、また
VR＝n1／n4VC（VCはコンデンサ１４の両端電圧）と する。
いま外乱に起因する何らかの原因により電圧が
変わつたため、出力電圧を一定に維持しようとし
て、ｎ番目のオン期間に変位が生じ、 TON(o)＝TON＋ΔtON(o) となつたとすると、 VON｛TON＋ΔtON(o)｝ ＝VR｛TR＋ΔtR(o)｝ …(3) 上記(1)，(3)式より VON・ΔtON(o)＝VR・ΔtR(o) …(4) 上記(2)式より ΔtR(o)＋ΔtON(o+1)＝０ …(5) 上記(4)，(5)式より ΔtON(o+1)＝−VON／VRΔtON(o) …(6) これは(6)式の右項に一符号があることから明ら
かなように、微小変位発生後のオン巾TON＋
ΔtON(i)（ｉ≧ｎ）が振動することを示している。
変わつたため、出力電圧を一定に維持しようとし
て、ｎ番目のオン期間に変位が生じ、 TON(o)＝TON＋ΔtON(o) となつたとすると、 VON｛TON＋ΔtON(o)｝ ＝VR｛TR＋ΔtR(o)｝ …(3) 上記(1)，(3)式より VON・ΔtON(o)＝VR・ΔtR(o) …(4) 上記(2)式より ΔtR(o)＋ΔtON(o+1)＝０ …(5) 上記(4)，(5)式より ΔtON(o+1)＝−VON／VRΔtON(o) …(6) これは(6)式の右項に一符号があることから明ら
かなように、微小変位発生後のオン巾TON＋
ΔtON(i)（ｉ≧ｎ）が振動することを示している。
(i) ΔtON(o+1)＞｜−ΔtON(o)｜ …(7)
のとき振動は発散し、オン幅が一つの値で決ま
らない。このとき VR／VON＜１ …(8) である。
らない。このとき VR／VON＜１ …(8) である。
(ii) ΔtON(o+1)＜｜−ΔtON(o)｜ …(9)
のとき振動は収束し、オン幅が一つの値で決ま
り安定となる。このとき VR／VON＞１ …(10) である。
り安定となる。このとき VR／VON＞１ …(10) である。
上記(i)，(ii)よりVR／VON＞１のとき安定、すなわ
ち上記(1)，(2)，(10)式より
TON＞Ｔ／２ …(11)
のとき安定である。
これは即ち、この従来の制御方式において安定
に動作を行なわせるためには、スイツチング素子
２のオンデユーテイ比を常に１／２以上としなけ
ればならないことを表わしており、そうでない場
合はオン幅が一つの値で決まらず、不安定動作に
なるという欠点があつた。
に動作を行なわせるためには、スイツチング素子
２のオンデユーテイ比を常に１／２以上としなけ
ればならないことを表わしており、そうでない場
合はオン幅が一つの値で決まらず、不安定動作に
なるという欠点があつた。
一方、オンデユーテイ比を常に１／２以上と高
くすると、トランスのリセツトに必要なリセツト
電圧も上昇することとなり、このリセツト電圧を
１次巻線n1を介して受けるスイツチング素子２の
耐圧上利となり、また出力電圧の制御可能範囲も
狭くなる等の欠点があつた。
くすると、トランスのリセツトに必要なリセツト
電圧も上昇することとなり、このリセツト電圧を
１次巻線n1を介して受けるスイツチング素子２の
耐圧上利となり、また出力電圧の制御可能範囲も
狭くなる等の欠点があつた。
本発明は、上述のような従来技術の欠点を除去
するためになされたものであり、従つて本発明の
目的は、スイツチング素子のオンデユーテイ比を
１／２以上としなくても、不安定動作になることな く、従つてリセツト電圧もそれだけ低くてよいか
らスイツチング素子の耐圧上有利であり、出力電
圧の制御可能範囲も広くなるようにした固定周波
数リセツト制御方式DC−DCコンバータを提供す
ることにある。
するためになされたものであり、従つて本発明の
目的は、スイツチング素子のオンデユーテイ比を
１／２以上としなくても、不安定動作になることな く、従つてリセツト電圧もそれだけ低くてよいか
らスイツチング素子の耐圧上有利であり、出力電
圧の制御可能範囲も広くなるようにした固定周波
数リセツト制御方式DC−DCコンバータを提供す
ることにある。
本発明の構成の要点は、DC−DCコンバータに
おいて、リセツト電圧を２段階に固定し、一方の
リセツト電圧を採るリセツト期間を制御してスイ
ツチング素子のオンデユーテイ比を制御すること
により、オンデユーテイ比を１／２以下としても
安定動作を行うようにした点にある。以下図面に
ついて本発明を詳細に説明する。
おいて、リセツト電圧を２段階に固定し、一方の
リセツト電圧を採るリセツト期間を制御してスイ
ツチング素子のオンデユーテイ比を制御すること
により、オンデユーテイ比を１／２以下としても
安定動作を行うようにした点にある。以下図面に
ついて本発明を詳細に説明する。
第３図は本発明の一実施例を示す回路図であ
り、第４図はその動作波形を示す波形図である。
り、第４図はその動作波形を示す波形図である。
第３図において、１は直流電源、２はスイツチ
ング素子、３は固定周波数発振器、４は駆動回
路、５はリセツト検出回路、６はトランス、７，
８はそれぞれダイオード、９は平滑用チヨークコ
イル、１０は平滑用コンデンサ、１２はトランジ
スタ、１３は出力電圧を検出してトランジスタ１
２を制御する制御回路、１５，１６はそれぞれダ
イオード、１７は定電圧ダイオード、n1はトラン
ス６の１次巻線、n2は２次巻線、n3はリセツト検
出巻線、n4，n5はリセツト電圧制御用巻線、n6は
スイツチング素子オフのタイミング検出用巻線で
ある。
ング素子、３は固定周波数発振器、４は駆動回
路、５はリセツト検出回路、６はトランス、７，
８はそれぞれダイオード、９は平滑用チヨークコ
イル、１０は平滑用コンデンサ、１２はトランジ
スタ、１３は出力電圧を検出してトランジスタ１
２を制御する制御回路、１５，１６はそれぞれダ
イオード、１７は定電圧ダイオード、n1はトラン
ス６の１次巻線、n2は２次巻線、n3はリセツト検
出巻線、n4，n5はリセツト電圧制御用巻線、n6は
スイツチング素子オフのタイミング検出用巻線で
ある。
第４図においてａは発振器３の出力波形、ｂは
トランスの巻線n1の電圧波形である。
トランスの巻線n1の電圧波形である。
これを動作するには、まずスイツチング素子２
が時刻t0において駆動回路４によつてオンし、ト
ランス６の巻線n1，n2を通して出力側に電力を供
給する。時刻t1において発振器３からの信号によ
り駆動回路４を経由してスイツチング素子２をオ
フする。このときスイツチング素子オフのタイミ
ング検出用巻線n6によりオフを検出すると制御回
路１３を動作させ、それによりトランジスタ１２
をオンする。
が時刻t0において駆動回路４によつてオンし、ト
ランス６の巻線n1，n2を通して出力側に電力を供
給する。時刻t1において発振器３からの信号によ
り駆動回路４を経由してスイツチング素子２をオ
フする。このときスイツチング素子オフのタイミ
ング検出用巻線n6によりオフを検出すると制御回
路１３を動作させ、それによりトランジスタ１２
をオンする。
すると、ダイオード１５が動作し、トランス６
の巻線（n4＋n5）は定電圧ダイオード１７の電圧
（VZRとする）でクランプされ、トランス６のリ
セツト動作が行われる。次に出力電圧に依存した
制御回路１３からの信号により決まる時刻t1′に
トランジスタ１２をオフすると、今度はダイオー
ド１５が不作動となり、ダイオード１６の動作に
よりトランス６のリセツトが巻線n5と定電圧ダイ
オード１７の電圧VZRによつて行われる。
の巻線（n4＋n5）は定電圧ダイオード１７の電圧
（VZRとする）でクランプされ、トランス６のリ
セツト動作が行われる。次に出力電圧に依存した
制御回路１３からの信号により決まる時刻t1′に
トランジスタ１２をオフすると、今度はダイオー
ド１５が不作動となり、ダイオード１６の動作に
よりトランス６のリセツトが巻線n5と定電圧ダイ
オード１７の電圧VZRによつて行われる。
時刻t2において、所定の磁束エネルギー値まで
リセツトが終了すると、巻線n3によりリセツト検
出回路５がリセツト終了を検出し、駆動回路４を
介してスイツチング素子２に駆動信号を送り、ス
イツチング素子２をオンとする。以後は時刻t0か
らの動作を繰り返す。
リセツトが終了すると、巻線n3によりリセツト検
出回路５がリセツト終了を検出し、駆動回路４を
介してスイツチング素子２に駆動信号を送り、ス
イツチング素子２をオンとする。以後は時刻t0か
らの動作を繰り返す。
本発明回路においては２段階のリセツト電圧
VR，Vrをそれぞれ一定とし、一方の段階のリセ
ツト電圧Vr発生期間を制御して出力電圧の安定
化を行うものであるが、以上の回路においてオン
幅TONに変動が発生した場合の応答を以下に求め
る。
VR，Vrをそれぞれ一定とし、一方の段階のリセ
ツト電圧Vr発生期間を制御して出力電圧の安定
化を行うものであるが、以上の回路においてオン
幅TONに変動が発生した場合の応答を以下に求め
る。
Vr＝n1／n4＋n5VZR …(12)，
VR＝n1／n5VZR …（13）
とすると、電圧時間積一定の条件と、前記制御
方法とから次式が成立する。
方法とから次式が成立する。
VON・TON(i)＝Tr(i)・Vr＋TR(i)・VR
…（14）
周期Ｔは
Ｔ＝Tr(i)＋TR(i)＋TON(i+1) …（15）
また
TC＝Tr(i)（一定とする） …（16）
このTCは制御回路１３で与えられる制御期間
である。いま何らかの原因によりｎ番目のオン期
間に変位を生じ TON(o)＝TON＋ΔtON(o)となつたとすると、 VON｛TON＋ΔtON(o)｝ ＝Tr・Vr＋VR｛TR＋ΔtR(o)｝ …（17） 上記（15），（16）式より ΔtR(o)＋ΔtON(o+1)＝０ …（18） 上記（14），（17），（18）式より ΔtON(o+1)＝−VON／VRΔtON(o) …（19） これは上記(6)式と同様に微少変位発生後のオン
幅TON＋ΔtON(i)（ｉ≧ｎ）が振動することを示し
ており、次の２つの状態がある。
である。いま何らかの原因によりｎ番目のオン期
間に変位を生じ TON(o)＝TON＋ΔtON(o)となつたとすると、 VON｛TON＋ΔtON(o)｝ ＝Tr・Vr＋VR｛TR＋ΔtR(o)｝ …（17） 上記（15），（16）式より ΔtR(o)＋ΔtON(o+1)＝０ …（18） 上記（14），（17），（18）式より ΔtON(o+1)＝−VON／VRΔtON(o) …（19） これは上記(6)式と同様に微少変位発生後のオン
幅TON＋ΔtON(i)（ｉ≧ｎ）が振動することを示し
ており、次の２つの状態がある。
(i) ΔtON(o+1)＞｜−ΔtON(o)｜ …（20）
のとき振動は発散し、オン幅が一つの値で決ま
らない。
らない。
(ii) ΔtON(o+1)＜｜−ΔtON(o)｜ …（21）
のとき振動は収束し、オン幅が一つの値で決ま
り安定である。
り安定である。
上記（19），（21）式より安定条件は
VR／VON＞１ …（22）
となり、安定に動作するオン幅の範囲は上記
（14），（15），（16），（22）式より TON＞（Ｔ／２−VR−Vr／VON＋VRTC）…（23） である。これは、従来回路がデユーテイ１／２
以上でしか安定に動作しなかつた（上記(11)式参
照）ことと比べると安定動作範囲が拡がつたこと
を意味する。このような作用をするから本発明は
固定周波数リセツト制御方式DC−DCコンバータ
を安定に動作させることができる。
（14），（15），（16），（22）式より TON＞（Ｔ／２−VR−Vr／VON＋VRTC）…（23） である。これは、従来回路がデユーテイ１／２
以上でしか安定に動作しなかつた（上記(11)式参
照）ことと比べると安定動作範囲が拡がつたこと
を意味する。このような作用をするから本発明は
固定周波数リセツト制御方式DC−DCコンバータ
を安定に動作させることができる。
また他の実施例としては、第３図の回路におい
て制御期間TCを TC＝TON(i)＋Tr(i) …（24） とする場合があり、この場合も以下のように第
一の実施例とほぼ同様の効果がある。上記（15），
（24）式より ΔtR(o+1) ＝ΔtON(o)−ΔtON(o+1) …（26） VON｛TON＋ΔtON(o)｝ ＝｛Tr−ΔtON(o)｝・Vr ＋｛TR＋ΔtR(o+1)｝・VR …（27） 上記（14），（26），（27）式より ΔtON(o+1) ＝−VON＋Vr−VR／VRΔtON(o) (i) VON＋Vr−VR／VR＞１のときすなわち（VON＋ Vr）＞2VRのときTON＋ΔtON(i)（ｉ≧ｎ）は振動
発散し、オン幅が一つの値で決まらない。
て制御期間TCを TC＝TON(i)＋Tr(i) …（24） とする場合があり、この場合も以下のように第
一の実施例とほぼ同様の効果がある。上記（15），
（24）式より ΔtR(o+1) ＝ΔtON(o)−ΔtON(o+1) …（26） VON｛TON＋ΔtON(o)｝ ＝｛Tr−ΔtON(o)｝・Vr ＋｛TR＋ΔtR(o+1)｝・VR …（27） 上記（14），（26），（27）式より ΔtON(o+1) ＝−VON＋Vr−VR／VRΔtON(o) (i) VON＋Vr−VR／VR＞１のときすなわち（VON＋ Vr）＞2VRのときTON＋ΔtON(i)（ｉ≧ｎ）は振動
発散し、オン幅が一つの値で決まらない。
(ii) ０＜VON＋Vr−VR／VR＜１のときすなわちVR＜
（VON＋Vr）＜2VRのときTON＋ΔtON(i)（ｉ≧ｎ）
は振動収束し、オン幅が一つの値で決まり安定
である。
は振動収束し、オン幅が一つの値で決まり安定
である。
(iii) ０＞VON＋Vr−VR／VRのときすなわちVR＞（VON
＋Vr）のときTON(o)＋ΔtON(i)（ｉ≧ｎ）は単調
減少し、安定となる。
減少し、安定となる。
以上のように、上記（24）式のように制御期間
TCを設定した場合には、上記（16）式のように
設定した場合に比較してVRの値をやや低くする
ことが可能なほか、第１の実施例と同様の効果を
有する。
TCを設定した場合には、上記（16）式のように
設定した場合に比較してVRの値をやや低くする
ことが可能なほか、第１の実施例と同様の効果を
有する。
第５図、第６図は、それぞれ、以上の実施例と
ほぼ同様の効果を有する他の実施例を示す回路図
であり、トランス６の１次側は第３図のそれを同
じなので図示を省略してある。
ほぼ同様の効果を有する他の実施例を示す回路図
であり、トランス６の１次側は第３図のそれを同
じなので図示を省略してある。
第５図、第６図の両実施例とも、制御回路１３
によつてオン、オフのタイミングを制御されたス
イツチ２１によつて巻線n7のリセツト電圧を２段
階に設定する。
によつてオン、オフのタイミングを制御されたス
イツチ２１によつて巻線n7のリセツト電圧を２段
階に設定する。
第７図に示した実施例は、以上の実施例の効果
の他に、リセツト電力を出力に回収することによ
り電力効率の改善を図つたものであり、スイツチ
２１オン時は巻線（n4＋n5）のリセツト電圧をコ
ンバータの出力電圧と同一とし、スイツチ２１オ
フ時は巻線n5のリセツト電圧をコンバータの出力
電圧と同一とすることによつて２段階のリセツト
電圧を得る。
の他に、リセツト電力を出力に回収することによ
り電力効率の改善を図つたものであり、スイツチ
２１オン時は巻線（n4＋n5）のリセツト電圧をコ
ンバータの出力電圧と同一とし、スイツチ２１オ
フ時は巻線n5のリセツト電圧をコンバータの出力
電圧と同一とすることによつて２段階のリセツト
電圧を得る。
第８図に示した実施例は、第７図の実施例と同
様の効果を有する他の実施例であり、スイツチ２
１オン時は巻線n2のリセツト電圧をコンバータの
出力電圧と同一とし、スイツチ２１オフ時は巻線
n7のリセツト電圧をコンバータの出力電圧と同一
とすることによつて２段階のリセツト電圧を得
る。
様の効果を有する他の実施例であり、スイツチ２
１オン時は巻線n2のリセツト電圧をコンバータの
出力電圧と同一とし、スイツチ２１オフ時は巻線
n7のリセツト電圧をコンバータの出力電圧と同一
とすることによつて２段階のリセツト電圧を得
る。
更に、リセツト電力を入力側に回収する構成と
しても容易に実施でき、出力側に回収する場合と
同様の効果が得られる。
しても容易に実施でき、出力側に回収する場合と
同様の効果が得られる。
以上説明したように、本発明によると固定周波
数リセツト制御方式DC−DCコンバータにおい
て、そのオンデユーテイ比を１／２以下としても
安定に動作するため、出力電圧の制御範囲が広く
とれ、またリセツト電圧を低くしてスイツチング
素子の耐圧を低くできるという利点がある。
数リセツト制御方式DC−DCコンバータにおい
て、そのオンデユーテイ比を１／２以下としても
安定に動作するため、出力電圧の制御範囲が広く
とれ、またリセツト電圧を低くしてスイツチング
素子の耐圧を低くできるという利点がある。
第１図は、従来の固定周波数リセツト制御方式
DC−DCコンバータの一例を示す回路図、第２図
はその動作波形を示す波形図、第３図は本発明の
一実施例を示す回路図、第４図はその動作波形を
示す波形図、第５図〜第８図はそれぞれ本発明の
他の実施例を示す回路図、である。 符号説明、１……直流電源、２……スイツチン
グ素子、３……固定周波数発振器、４……駆動回
路、５……リセツト検出回路、６……トランス、
７，８……ダイオード、９……平滑用チヨークコ
イル、１０……平滑用コンデンサ、１１……ダイ
オード、１２……トランジスタ、１３……制御回
路、１４……コンデンサ、１５，１６……ダイオ
ード、１７……定電圧ダイオード、１８……ダイ
オード、１９，２０……定電圧ダイオード、２１
……制御回路により制御されるスイツチ、２２，
２３……ダイオード、ａ……固定周波数発振器出
力、ｂ……トランジスタ巻線n1の電圧。
DC−DCコンバータの一例を示す回路図、第２図
はその動作波形を示す波形図、第３図は本発明の
一実施例を示す回路図、第４図はその動作波形を
示す波形図、第５図〜第８図はそれぞれ本発明の
他の実施例を示す回路図、である。 符号説明、１……直流電源、２……スイツチン
グ素子、３……固定周波数発振器、４……駆動回
路、５……リセツト検出回路、６……トランス、
７，８……ダイオード、９……平滑用チヨークコ
イル、１０……平滑用コンデンサ、１１……ダイ
オード、１２……トランジスタ、１３……制御回
路、１４……コンデンサ、１５，１６……ダイオ
ード、１７……定電圧ダイオード、１８……ダイ
オード、１９，２０……定電圧ダイオード、２１
……制御回路により制御されるスイツチ、２２，
２３……ダイオード、ａ……固定周波数発振器出
力、ｂ……トランジスタ巻線n1の電圧。
Claims (1)
- １ １次巻線と２次巻線を備えたトランスの該１
次巻線にスイツチング素子と直流電源の直列回路
を接続すると共に、前記トランスの励磁エネルギ
ーを放出するためのリセツト回路と、該トランス
がリセツトされたことを検出するリセツト検出回
路と、固定周波数発振器を設け、前記リセツト検
出回路によりトランスがリセツトされたことを検
出したとき前記スイツチング素子をオンに転じ、
次に前記固定周波数発振器からの信号によりオフ
に転じることにより、前記２次巻線から出力を取
り出し、またスイツチング素子のオフ期間に前記
リセツト回路によりトランスの励磁エネルギーを
放出してリセツトを行なうようにした固定周波数
リセツト制御方式DC−DCコンバータにおいて、
前記スイツチング素子がオフに転じたとき前記リ
セツト回路から一定期間（以後、第１のリセツト
期間という）第１のリセツト電圧を前記トランス
に印加してリセツトを図る手段と、次にリセツト
回路からトランスに印加されるリセツト電圧を、
前記第１の電圧よりは高い第２のリセツト電圧に
切り換えて残りのリセツトを行なう手段と、を設
け前記第１のリセツト期間の時間幅を制御するこ
とにより前記スイツチング素子のオン・オフ時間
比を制御するようにしたことを特徴とする固定周
波数リセツト制御方式DC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8657882A JPS58204766A (ja) | 1982-05-24 | 1982-05-24 | 固定周波数リセツト制御方式ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8657882A JPS58204766A (ja) | 1982-05-24 | 1982-05-24 | 固定周波数リセツト制御方式ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58204766A JPS58204766A (ja) | 1983-11-29 |
| JPS6364152B2 true JPS6364152B2 (ja) | 1988-12-09 |
Family
ID=13890883
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8657882A Granted JPS58204766A (ja) | 1982-05-24 | 1982-05-24 | 固定周波数リセツト制御方式ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58204766A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0728532B2 (ja) * | 1988-04-27 | 1995-03-29 | 日本電気株式会社 | ピーク電圧除去回路 |
-
1982
- 1982-05-24 JP JP8657882A patent/JPS58204766A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58204766A (ja) | 1983-11-29 |
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