JPS6227028Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、コンバータ、特に複数の独立した出
力を得るコンバータにおいて、各出力独立に、そ
れぞれ個別の起動、停止を行うための制御回路を
もち、また、この起動の際に出力電圧をソフトス
タートさせ得るようにした制御回路を付加したコ
ンバータに関するものである。

〔従来の技術〕

例えば電界効果トランジスタ等は、３極管特性
を有するため、そのゲートにバイアス電圧が印加
された状態で、ドレイン電圧を印加するまたはド
レイン電圧を０にしてからゲート電圧を取り去る
など、電圧を印加するタイミングを調節しなけれ
ばその素子が破壊されてしまう。従来この種の起
動もしくは停止のタイミングの異なる複数種の電
圧を必要とする素子を有する装置に対して電力を
供給する第１の方法では、第５図に示すように、
各電圧ごとにそれぞれ個別のコンバータを設け、
各コンバータへ入力電圧が印加されるタイミング
をスイツチ素子を用いて変えるか、各コンバータ
の制御回路部をオン・オフするなどの方法により
行われることが多かつた。また、各コンバータを
ソフトスタートさせるためには、例えばパルス幅
制御により定電圧化されるコンバータにおいて
は、該パルス幅を徐々に広げる等の方法が採られ
ていた。しかし、これらの方法ではコンバータの
台数が増加し、、装置全体に占める電源の価格の
割合が増加するばかりか、電源部の部品点数の増
大、信頼性の低下等の欠点が多かつた。

また、第２の方法として、１つのDC／ACの変
換部でトランスを介して複数の出力を取り出す多
出力コンバータにおいて、各出力の起動、停止の
タイミングを変えることが必要な場合には、第６
図に示すように該出力に、リレー、トランジスタ
等のスイツチ素子２０を設け、該多出力コンバー
タの入力のオン・オフとは独立に信号入力によつ
て制御回路２１をへて前記スイツチ素子２０を短
絡、開放することによつてこれを実現することが
できた。なお、図において１は直流−交流変換回
路、２はトランス、２０はスイツチ素子、２１は
スイツチ制御回路、２２は電圧制御回路を表わし
ている。しかし、第６図において、前記スイツチ
素子が接続されている出力から電力が供給されて
いる時には、該スイツチ素子２０に常に電流が流
れるため、該スイツチ素子２０がリレー等の機械
接点を有する素子である場合には、信頼性の点
で、またトランジスタ等の半導体素子である場合
には素子の順方向電圧降下による損失が生じる点
で必らずしも好ましくない。また出力に並列にス
イツチ素子を接続して該出力を短絡し、出力回路
をオン・オフする方法は、トランスの１次側を短
絡することと等価であり一般には適用できない。

また上記の制御を行う目的で第７図に示したよ
うな本考案者らがすでに出願し、、特開昭55−
66007号として開示されている鉄共振回路を有す
るコンバータを用いた第３の方法も考えられる。

第７図に示したコンバータは通常リアクトル
Ｌ、コンデンサＣおよび飽和リアクトルから構成
される鉄共振回路の飽和リアクトルに代えて、飽
和リアクトルに直交磁界を印加し、出力電圧の偏
差に応じて制御巻線に流す直流電流を変化させる
ことによつて直交磁界の大きさを変えるように制
御系を構成したものである。

このコンバータは、出力側が短絡された場合、
入力電圧はすべてリアクトルにかかり、入力電圧
が極端に増加することなく出力電圧が０となる垂
下特性を有する。

したがつて、これらの特性を利用して、制御巻
線に流す直流電流を極端に大きな値とすることに
よつて直交磁界を増大させ、出力電圧を低下させ
ることも考えられなくはない。しかし、直交磁界
制御は、すでに鉄共振回路により概略安定化され
た出力の微調整に用いるものであり、出力電圧の
調整幅は高々20％程度である。また、出力電圧を
大きく低下させるようにすると、もれ磁界のため
感度が悪くなり、制御に伴つて発生する損失が大
となることから、このような直交磁界制御方法は
本考案の狙いとする出力の短絡には使用できない
のである。

〔考案が解決しようとする問題点〕 本考案は複数種の直流電力を出力するコンバー
タにおいて、従来の第１の方法のように電源装置
の部品点数の増加、ひいては信頼性の低下を招来
することなく、又第２の方法や第３の方法におけ
るような損失増大を伴うことなく、各出力回路を
独立に且つ円滑に起動、停止し得る制御回路を有
するコンバータを提供するものである。

〔問題点を解決するための手段〕

本考案は前記した従来技術のもたらす欠点を克
服するためになされたもので、多出力コンバータ
において鉄共振回路の出力側に短絡素子を付加
し、短絡あるいは開放するようにして、複数の出
力を独立に停止あるいは起動させる機能やソフト
スタート機能などを与えることを目的にしてお
り、以下図面について詳細に説明する。

第１図は本考案のコンバータの一実施例を示
す。図において、入力電圧は直流−交流変換回路
１に与えられ、前記直流−交流回路１よりの出力
はトランス２の１次側に与えられ、トランス２の
２次側の出力の１つはＡ出力として鉄共振回路３
により定電圧化され、整流回路４、平滑回路５を
介してＡ負荷に与えられる。また、トランス２の
２次側の出力の他方は、鉄共振回路３に与えら
れ、前記鉄共振回路３の出力は、短絡素子として
の可飽和リアクトル７、整流回路４、平滑回路５
を介してＢ負荷に与えられ、前記短絡素子７には
これを制御するためのリアクトル制御回路８が接
続される。このように構成されたコンバータは、
鉄共振回路の出力もしくはコンバータのＡ出力ま
たはＢ出力が短絡されても、その入力電圧はすべ
て鉄共振回路３のリアクトル９にかかり、入力電
流が極端に増加することなく出力電圧が０となる
垂下特性を有する。即ち通常状態のもとでは図示
コンデンサによるＸ_Cと飽和リアクトルによるＸ_L
とは並列鉄共振状態となつており、不飽和リアク
トルによるＸが直列に挿入されて飽和リアクトル
の端子電圧はいわば定電圧状態に保たれている。
この状態で鉄共振回路３の出力もしくは図示Ａ出
力またはＢ出力が短絡される状態となると、飽和
リアクトルの飽和状態が解消されて、上記Ｘに対
して上記Ｘ_CとＸ_Lとが共振される方向に移行して
いわば定電流特性を有する形となる。そしてこの
短絡状態においても短絡回路を流れる電流は入力
電圧を上記Ｘで割つた値に制限されるものとす
る。したがつて、直流−交流変換回路１、トラン
ス２および他側のＡ出力またはＢ出力等には短絡
の影響はほとんど現われず各出力独立に短絡、開
放を行うことができる。しかして、短絡素子をあ
らかじめ前記鉄共振回路３を短絡するよう制御し
ておいて、前記直流−交流変換回路１に入力電圧
を印加してＡ出力を起動させ、一定時間経過後、
リアクトル制御回路８により、可飽和リアクトル
７の短絡を開放することによりＢ出力に電圧が現
われるようにすれば、コンバータ起動時Ｂ出力の
立上りタイミングをＡ出力の立上りタイミングか
ら遅くすることができる。逆に、Ｂ出力の立下り
タイミングをＡ出力の立下りタイミングよりも早
くするためには、短絡素子により、鉄共振回路を
短絡するタイミングをコンバータ停止より早くす
ればよい。

第２図，第３図は本考案の具体的実施例を示
す。第２図においてトランス２の出力は鉄共振回
路３に入力され、定電圧化される。前記鉄共振回
路の出力に並列に可飽和リアクトル１１を接続
し、リアクトル制御回路１２によつて可飽和リア
クトル１１の制御電流を増減することにより、前
記鉄共振回路を短絡しまた開放をすることが可能
となる。

第３図は、可飽和リアクトルの構成例を示す。
端子１４，１５を鉄共振回路の出力に並列に接続
し、端子１６，１７はリアクトル制御回路１２に
接続される。該可飽和リアクトルに制御電流を流
すことにより、前記可飽和リアクトルは飽和し、
さらに該制御電流を増加させるとついには、前記
可飽和リアクトルのインピーダンスが０となり鉄
共振回路の出力は短絡された状態となる。逆に、
制御電流を減ずると、前記可飽和リアクトルは飽
和状態から脱し、前記可飽和リアクトルのインピ
ーダンスは無限大となるため鉄共振回路出力の短
絡は完全に開放される。

すなわち、ある出力を他の出力よりも一定時間
遅れて起動させる場合には第２図に示す可飽和リ
アクトル１１の制御巻線に前記可飽和リアクトル
のインピーダンスを下げるに十分な制御電流を流
し鉄共振回路を短絡した状態でコンバータを起動
し、一定時間経過後、リアクトル制御回路１２の
信号入力に電圧を印加することにより制御電流を
０とし、前記鉄共振回路の短絡を開放し、当該出
力を起動する。この時可飽和リアクトル１１のイ
ンピーダンスが制御電流により連続的に変化する
ので、制御電流をリアクトル制御回路１２中の抵
抗とコンデンサ１３の時定数で定まる速度で徐々
に増加させることにより出力をソフトスタートさ
せることができる。また逆にある出力を他の出力
よりも先に停止させる場合には、リアクトル制御
回路１２の信号入力に印加されている電圧を０と
することにより、前記可飽和リアクトル１１の制
御巻線に制御電流を流し、該出力電圧を０にする
ことができ、この後コンバータを停止すればよ
い。

第４図は本考案実施例構成についての出力の立
上りを表わす実測値であつて、ソフトスタートの
ない場合の起動特性１８とソフトスタート・モー
ドにしたときの起動特性１９を示したものであ
る。ソフトスタートとすることにより、出力電圧
のオーバーシユートがなく、良好な立ち上り特性
となつている。

以上の説明においては、２出力の各出力に鉄共
振回路をもつ多出力コンバータについて行つた
が、出力の数は単一であつても複数であつてもま
たいかなる順序の起動停止であつても、本考案に
より可能である。また第２図，第３図に示す鉄共
振回路でも定電圧特性は得られるが、さらに高精
度が要求される場合には、鉄共振回路に帰還制御
を加えることにより実現できる。この場合におい
ても鉄共振回路は垂下特性をもつので、本考案の
特徴を損うことはない。また第３図では、可飽和
リアクトルをEI型磁心で構成した場合について
説明したが、トロイダル状のコアであつてもまた
他の形状のコアであつても、同様である。

さらに、可飽和リアクトルとして、第７図に示
した従来技術の第３の方法のように、鉄共振回路
の定電圧制御用のものと短絡用のものとを同一の
磁心に巻回して形成したものも考えられるが、定
電圧制御用としては制御アンペアターンを多くと
り、磁心損失を少くすることが望ましく、そのた
め磁心の材質としては占積率の大きいフエライト
等が適し、一方短絡用としては出力電圧確立時の
損失を少なくする点を考慮して、励磁電流損失の
少ないスーパーマロイ等の材質が適している。

現在これらの２つの特性を満足する磁心材質は
得られていない状況にあり、実用上コンバータの
損失を少なくするためには、定電圧制御用と短絡
用の可飽和リアクトルを形成する磁心材質を使い
分けることが必要になる。第２図に示した本考案
の実施例では、この使い分けが可能となるので、
コンバータの高効率化も図れる。

〔考案の効果〕

以上説明したように、本考案になるコンバータ
は、鉄共振回路の出力側を短絡あるいは開放する
ようにして複数出力コンバータの各出力をそれぞ
れ独立に起動、停止させ得るので、異なるタイミ
ングで電圧を印加させる必要のある例えば電界効
果トランジスタ等を含む装置の電源として経済
性、信頼性のすぐれたコンバータを簡易な構成の
回路により提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案のコンバータの実施例を示す回
路構成図、第２図は本考案の実施例の具体的回路
図、第３図は可飽和リアクトルの構成例を示す模
式図、第４図は本考案のコンバータにおける出力
起動特性の実測値を示す図、第５図は従来のコン
バータの第１方式の回路構成図、第６図は従来の
コンバータの第２方式の回路構成図、第７図は従
来のコンバータの第３方式の回路構成図である。 １……直流−交流変換回路、２……トランス、
４……整流回路、５……平滑回路、７，１１……
可飽和リアクトル、８，１２……リアクトル制御
回路、９……リアクトル、１３……立上り遅延回
路、１４，１５……交流入力端子、１６，１７…
…制御電流入力端子、２０……スイツチ素子。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 交流電源と、その出力電圧を変圧しかつその出
   力側に複数の二次巻線を有するトランスとをそな
   え、前記トランスの複数の巻線のうち少なくとも
   一つの巻線に鉄共振回路を接続すると共に、整流
   回路、および平滑回路を接続して直流出力を得る
   複数出力を発生するコンバータにおいて、前記コ
   ンバータの少なくとも一つの鉄共振回路の出力側
   に並列に可飽和リアクトルを接続し、該可飽和リ
   アクトルの制御電流を前記コンバータが起動前は
   最大にし、起動後の一定時間のちに最小にし得る
   リアクトル制御回路を有することを特徴とするコ
   ンバータ。