JPS6360864B2 - - Google Patents
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- JPS6360864B2 JPS6360864B2 JP57130396A JP13039682A JPS6360864B2 JP S6360864 B2 JPS6360864 B2 JP S6360864B2 JP 57130396 A JP57130396 A JP 57130396A JP 13039682 A JP13039682 A JP 13039682A JP S6360864 B2 JPS6360864 B2 JP S6360864B2
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R21/00—Arrangements for measuring electric power or power factor
- G01R21/127—Arrangements for measuring electric power or power factor by using pulse modulation
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- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は二つのアナログ量を乗算する時分割乗
算器の改良に関し、特に電子式電力量計用として
好適なものである。
算器の改良に関し、特に電子式電力量計用として
好適なものである。
従来提案されている時分割乗算器を第１図に示
す。第１図で電流―周波数変換回路１以外の部分
が時分割乗算器を形成する。入力端子２には入力
電圧信号＋evが、入力端子３には逆極性の入力電
圧信号−evが、入力端子４には入力電圧信号＋ei
が、入力端子５には逆極性の入力電圧信号−ei
が、それぞれ入力する。S1，S2，S3，S4はアナロ
グスイツチ、６は三角波発生器、７，８はコンパ
レータ、９，１０はインバータ、１１，１２は等
しい抵抗値Ｒを有する抵抗、１３はＴフリツプフ
ロツプ、１４は周波数出力端子である。電流―周
波数変換回路１はオルタネートタイプの積分器に
より電流を周波数に変換するもので、そのため、
１パルスを出力する毎に入力信号の極性を反転さ
せる必要がある。
す。第１図で電流―周波数変換回路１以外の部分
が時分割乗算器を形成する。入力端子２には入力
電圧信号＋evが、入力端子３には逆極性の入力電
圧信号−evが、入力端子４には入力電圧信号＋ei
が、入力端子５には逆極性の入力電圧信号−ei
が、それぞれ入力する。S1，S2，S3，S4はアナロ
グスイツチ、６は三角波発生器、７，８はコンパ
レータ、９，１０はインバータ、１１，１２は等
しい抵抗値Ｒを有する抵抗、１３はＴフリツプフ
ロツプ、１４は周波数出力端子である。電流―周
波数変換回路１はオルタネートタイプの積分器に
より電流を周波数に変換するもので、そのため、
１パルスを出力する毎に入力信号の極性を反転さ
せる必要がある。
第１図に示される時分割乗算器の動作を第２図
のタイムチヤートを参照しつつ説明する。三角波
発生器６が出力する基準三角波の周波数は電流―
周波数変換回路１が出力する周波数の最高より相
当大きく定められる。今、Ｔフリツプフロツプ１
３の出力がローレベルであるとすると、アナログ
スイツチS1，S2は第１図に示される状態になり、
コンパレータ７の非反転入力端子には入力電圧信
号＋evが、コンパレータ８の非反転入力端子には
逆極性の入力電圧信号−evが、それぞれ入力す
る。コンパレータ７，８の反転入力端子には三角
波発生器６から基準三角波が入力する。したがつ
て、基準三角波のレベルが入力電圧信号＋evより
小さい間は、コンパレータ７はハイレベルの信号
を出力し、アナログスイツチS4を入力端子４側に
閉じ、入力電圧信号＋eiを抵抗１２に供給する。
基準三角波のレベルが入力電圧信号＋evより大き
くなると、コンパレータ７はローレベルの信号を
出力し、アナログスイツチS4を入力端子５側に切
り換え、入力電圧信号−eiを抵抗１２に供給す
る。これによつて、アナログスイツチS4の出力
は、第２図に示されるように基準三角波の１周期
Ｔのうち、時間T1で−eiのレベルとなり、時間
T2で＋eiのレベルとなる。コンパレータ８は、
基準三角波のレベルが入力電圧信号−evより小さ
い間はハイレベルの信号を出力し、この信号はイ
ンバータ１０によりローレベルの信号に反転さ
れ、アナログスイツチS3を入力端子５側に閉じ、
入力電圧信号reiを抵抗１１に供給する。基準三
角波のレベルが入力電圧信号−evより大きくなる
と、コンパレータ８はローレベルの信号を出力
し、インバータ１０によりハイレベルの信号に反
転され、アナログスイツチS3は入力端子４側に切
り換えられて、入力電圧信号＋eiが抵抗１１に供
給される。これによつて、アナログスイツチS3の
出力は、基準三角波の１周期Ｔのうち、時間T′1
で−eiのレベルとなり、時間T′2で＋eiのレベル
となる。仮相接地点１５で接続された二つの抵抗
１１，１２によつてアナログスイツチS3，S4の出
力は加算され、電流―周波数変換回路１にパルス
幅T0の電流信号として入力する。パルス幅T0は
入力電圧信号＋evによつて変調されたものとなる
ので、パルス幅T0の電流信号は入力電圧信号＋
evと入力電圧信号＋eiとの積に比例したものとな
る。
のタイムチヤートを参照しつつ説明する。三角波
発生器６が出力する基準三角波の周波数は電流―
周波数変換回路１が出力する周波数の最高より相
当大きく定められる。今、Ｔフリツプフロツプ１
３の出力がローレベルであるとすると、アナログ
スイツチS1，S2は第１図に示される状態になり、
コンパレータ７の非反転入力端子には入力電圧信
号＋evが、コンパレータ８の非反転入力端子には
逆極性の入力電圧信号−evが、それぞれ入力す
る。コンパレータ７，８の反転入力端子には三角
波発生器６から基準三角波が入力する。したがつ
て、基準三角波のレベルが入力電圧信号＋evより
小さい間は、コンパレータ７はハイレベルの信号
を出力し、アナログスイツチS4を入力端子４側に
閉じ、入力電圧信号＋eiを抵抗１２に供給する。
基準三角波のレベルが入力電圧信号＋evより大き
くなると、コンパレータ７はローレベルの信号を
出力し、アナログスイツチS4を入力端子５側に切
り換え、入力電圧信号−eiを抵抗１２に供給す
る。これによつて、アナログスイツチS4の出力
は、第２図に示されるように基準三角波の１周期
Ｔのうち、時間T1で−eiのレベルとなり、時間
T2で＋eiのレベルとなる。コンパレータ８は、
基準三角波のレベルが入力電圧信号−evより小さ
い間はハイレベルの信号を出力し、この信号はイ
ンバータ１０によりローレベルの信号に反転さ
れ、アナログスイツチS3を入力端子５側に閉じ、
入力電圧信号reiを抵抗１１に供給する。基準三
角波のレベルが入力電圧信号−evより大きくなる
と、コンパレータ８はローレベルの信号を出力
し、インバータ１０によりハイレベルの信号に反
転され、アナログスイツチS3は入力端子４側に切
り換えられて、入力電圧信号＋eiが抵抗１１に供
給される。これによつて、アナログスイツチS3の
出力は、基準三角波の１周期Ｔのうち、時間T′1
で−eiのレベルとなり、時間T′2で＋eiのレベル
となる。仮相接地点１５で接続された二つの抵抗
１１，１２によつてアナログスイツチS3，S4の出
力は加算され、電流―周波数変換回路１にパルス
幅T0の電流信号として入力する。パルス幅T0は
入力電圧信号＋evによつて変調されたものとなる
ので、パルス幅T0の電流信号は入力電圧信号＋
evと入力電圧信号＋eiとの積に比例したものとな
る。
アナログスイツチS4側で乗算された基準三角波
１サイクル分の電力量1は下式となり、 1＝∫0 TP1dt＝ei（T2−T1） (1) アナログスイツチS3側で乗算された電力量2は
下式となり、 2＝∫0 TP2dt＝ei（T′2−T′1） (2) 加算された電力量0は下式となる。
１サイクル分の電力量1は下式となり、 1＝∫0 TP1dt＝ei（T2−T1） (1) アナログスイツチS3側で乗算された電力量2は
下式となり、 2＝∫0 TP2dt＝ei（T′2−T′1） (2) 加算された電力量0は下式となる。
0＝1＋2＝ei（T2−T1）＋ei（T′2＋T′1）(3)
第１図の時分割乗算器の特徴は、基準三角波に
第２図に点線で示されるようにオフセツト電圧が
ある場合に、オフセツト電圧による誤差を除去で
きることである。この場合の電力量′0は′0＝
ei（T2−２△Ｔ）−ei（T1＋２△Ｔ） ＋ei（T′2＋２△Ｔ）−ei（T′1−２△Ｔ） ＝eiT2−eiT1＋eiT′2−eiT′1 (4) となる。したがつて0＝′0となり、基準三角
波のオフセツト電圧の影響は除去される。
第２図に点線で示されるようにオフセツト電圧が
ある場合に、オフセツト電圧による誤差を除去で
きることである。この場合の電力量′0は′0＝
ei（T2−２△Ｔ）−ei（T1＋２△Ｔ） ＋ei（T′2＋２△Ｔ）−ei（T′1−２△Ｔ） ＝eiT2−eiT1＋eiT′2−eiT′1 (4) となる。したがつて0＝′0となり、基準三角
波のオフセツト電圧の影響は除去される。
ところが、第１図では二つのコンパレータ７，
８のオフセツト電圧がアンバランスである場合に
は、そのオフセツト電圧の差が誤差となる。
８のオフセツト電圧がアンバランスである場合に
は、そのオフセツト電圧の差が誤差となる。
本発明の目的は、上述した欠点を除去し、三角
波発生器及びコンパレータのオフセツト電圧によ
る誤差を除くことができ、しかもオフセツト電圧
を除去するための調整を一切必要としない時分割
乗算器を提供することである。
波発生器及びコンパレータのオフセツト電圧によ
る誤差を除くことができ、しかもオフセツト電圧
を除去するための調整を一切必要としない時分割
乗算器を提供することである。
この目的を達成するために、本発明は、基準三
角波を発生する三角波発生器と、第１の入力信号
と第１の入力信号とは逆極性の第１の逆極性入力
信号のいずれか一方を基準三角波と比較し、第１
の入力信号のレベルに比例したパルス幅を有する
信号をそれぞれ出力する第１及び第２のコンパレ
ータと、第１のコンパレータに第１の入力信号を
供給する時は、第２のコンパレータに第１の逆極
性入力信号を供給し、基準三角波の１周期毎に第
１及び第２のコンパレータへ供給する入力信号を
入れ換える入力切換手段と、第１のコンパレータ
の出力信号のロジツクレベルを基準三角波の１周
期毎に反転する第１の信号反転手段と、第２のコ
ンパレータの出力信号のロジツクレベルを反転
し、更に基準三角波の１周期毎に反転する第２の
信号反転手段と、第１及び第２の信号反転手段の
出力のロジツクレベルに応じて、第２の入力信号
を通す時間及び第２の入力信号とは逆極性の第２
の逆極性入力信号を通す時間を定めるアナログス
イツチ手段とを備えたものである。
角波を発生する三角波発生器と、第１の入力信号
と第１の入力信号とは逆極性の第１の逆極性入力
信号のいずれか一方を基準三角波と比較し、第１
の入力信号のレベルに比例したパルス幅を有する
信号をそれぞれ出力する第１及び第２のコンパレ
ータと、第１のコンパレータに第１の入力信号を
供給する時は、第２のコンパレータに第１の逆極
性入力信号を供給し、基準三角波の１周期毎に第
１及び第２のコンパレータへ供給する入力信号を
入れ換える入力切換手段と、第１のコンパレータ
の出力信号のロジツクレベルを基準三角波の１周
期毎に反転する第１の信号反転手段と、第２のコ
ンパレータの出力信号のロジツクレベルを反転
し、更に基準三角波の１周期毎に反転する第２の
信号反転手段と、第１及び第２の信号反転手段の
出力のロジツクレベルに応じて、第２の入力信号
を通す時間及び第２の入力信号とは逆極性の第２
の逆極性入力信号を通す時間を定めるアナログス
イツチ手段とを備えたものである。
以下、本発明を図示の実施例に基づいて詳細に
説明する。
説明する。
第３図は本発明の一実施例を示す。第１図と同
様な部分は同一符号にて示す。＋evが第１の入力
信号、−evが第１の逆極性入力信号、＋eiが第２の
入力信号、−eiが第２の逆極性入力信号、アナロ
グスイツチS1，S2が入力切換手段、アナログスイ
ツチS3，S4がアナログスイツチ手段、にそれぞれ
相当する。三角波発生器６には出力端子TWの他
に、1/2分周端子Q1が設けられ、これは排他的オ
アゲート１６〜１８の一方の入力端子に接続され
る。排他的オアゲート１６の他方の入力端子はＴ
フリツプフロツプ１３の出力端子に接続され、出
力端子はインバータ９を経てアナログスイツチS1
の駆動回路（図示せず）に、及び直接アナログス
イツチS2の駆動回路に、それぞれ接続される。排
他的オアゲート１７の他方の入力端子は第１のコ
ンパレータ７の出力端子に接続され、出力端子は
アナログスイツチS4の駆動回路に接続される。排
他的オアゲート１８の他方の入力端子はインバー
タ１０の出力端子に接続され、出力端子はアナロ
グスイツチS3の駆動回路に接続される。排他的オ
アゲート１６はアナログスイツチS1，S2を基準三
角波の１周期毎に切り換えるものである。排他的
オアゲート１７は第１のコンパレータ７の出力信
号のロジツクレベルを基準三角波の１周期毎に切
り換えるもので、第１の信号反転手段に相当す
る。排他的オアグート１８はインバータ１０の出
力信号のロジツクレベルを基準三角波の１周期毎
に切り換えるもので、インバータ１０と共に第２
の信号反転手段の一例を形成する。
様な部分は同一符号にて示す。＋evが第１の入力
信号、−evが第１の逆極性入力信号、＋eiが第２の
入力信号、−eiが第２の逆極性入力信号、アナロ
グスイツチS1，S2が入力切換手段、アナログスイ
ツチS3，S4がアナログスイツチ手段、にそれぞれ
相当する。三角波発生器６には出力端子TWの他
に、1/2分周端子Q1が設けられ、これは排他的オ
アゲート１６〜１８の一方の入力端子に接続され
る。排他的オアゲート１６の他方の入力端子はＴ
フリツプフロツプ１３の出力端子に接続され、出
力端子はインバータ９を経てアナログスイツチS1
の駆動回路（図示せず）に、及び直接アナログス
イツチS2の駆動回路に、それぞれ接続される。排
他的オアゲート１７の他方の入力端子は第１のコ
ンパレータ７の出力端子に接続され、出力端子は
アナログスイツチS4の駆動回路に接続される。排
他的オアゲート１８の他方の入力端子はインバー
タ１０の出力端子に接続され、出力端子はアナロ
グスイツチS3の駆動回路に接続される。排他的オ
アゲート１６はアナログスイツチS1，S2を基準三
角波の１周期毎に切り換えるものである。排他的
オアゲート１７は第１のコンパレータ７の出力信
号のロジツクレベルを基準三角波の１周期毎に切
り換えるもので、第１の信号反転手段に相当す
る。排他的オアグート１８はインバータ１０の出
力信号のロジツクレベルを基準三角波の１周期毎
に切り換えるもので、インバータ１０と共に第２
の信号反転手段の一例を形成する。
第３図に示される実施例の動作を第４図のタイ
ムチヤートを参照しつつつ説明する。三角波発生
器６の1/2分周端子Q1の出力がローレベルの間
は、第１図に示される従来の時分割乗算器の動作
と全く同じである。即ち、排他的オアゲート１６
〜１８の一方の入力はローレベルであるので、そ
の出力はその他方の入力と同じである。第１及び
第２のコンパレータ７，８の出力信号は入力電圧
信号＋evに比例したパルス幅T2又はT′2を有し、
これらのパルス幅T2又はT′2に応じてアナログス
イツチS3，S4が制御される。
ムチヤートを参照しつつつ説明する。三角波発生
器６の1/2分周端子Q1の出力がローレベルの間
は、第１図に示される従来の時分割乗算器の動作
と全く同じである。即ち、排他的オアゲート１６
〜１８の一方の入力はローレベルであるので、そ
の出力はその他方の入力と同じである。第１及び
第２のコンパレータ７，８の出力信号は入力電圧
信号＋evに比例したパルス幅T2又はT′2を有し、
これらのパルス幅T2又はT′2に応じてアナログス
イツチS3，S4が制御される。
三角波発生器６の1/2分周端子Q1の出力がハイ
レベルに反転すると、排他的オアゲート１６〜１
８のロジツクレベルは反転し、アナログスイツチ
S1，S2が切り換わると共に、アナログスイツチ
S3，S4も切り換わる。これによつて、アナログス
イツチS3，S4の出力は第４図に示されるようにな
る。基準三角波２周期分の電力量２1，２2は
下式の通りとなる。
レベルに反転すると、排他的オアゲート１６〜１
８のロジツクレベルは反転し、アナログスイツチ
S1，S2が切り換わると共に、アナログスイツチ
S3，S4も切り換わる。これによつて、アナログス
イツチS3，S4の出力は第４図に示されるようにな
る。基準三角波２周期分の電力量２1，２2は
下式の通りとなる。
２1＝∫0 2TP1dt
＝ei（T2−T1）＋ei（T2−T1） (5)
２2＝∫0 2TP2dt
＝ei（T′2−T′1）＋ei（T′2−T′1） (6)
したがつて、２0は下式で表わされる。
２0＝2ei（T2−T1）＋2ei（T′2−T′1）(7)
コンパレータ７のオフセツト電圧によりアナロ
グスイツチS4の出力に△T1の誤差が生じ、コン
パレータ８のオフセツト電圧によりアナログスイ
ツチS3の出力に△T2の誤差が生じたとすると、
その時の電力量２′1，２′2は(8)(9)式となる。
グスイツチS4の出力に△T1の誤差が生じ、コン
パレータ８のオフセツト電圧によりアナログスイ
ツチS3の出力に△T2の誤差が生じたとすると、
その時の電力量２′1，２′2は(8)(9)式となる。
２′1＝∫0 2TP′1dt
＝ei（T2＋△2T1）−ei（T1−２△T1）
＋ei（T2−２△T1）−ei（T1＋２△T1） (8)
２′2＝∫0 2TP′2dt
＝ei（T′2＋２△T2）−ei（T′1−２△T2）
＋ei（T′2−２△T2）−ei（T′1＋２△T2） (9)
(8)(9)式より
２′0＝２′1＋２′2＝2ei（T2−T1）＋2ei
（T′2−T′1） (10) となる。即ち0＝′0となり、コンパレータ７，
８のオフセツト電圧の影響は基準三角波の２周期
分を平均することにより除かれる。
（T′2−T′1） (10) となる。即ち0＝′0となり、コンパレータ７，
８のオフセツト電圧の影響は基準三角波の２周期
分を平均することにより除かれる。
第５図は本発明の他の実施例を示す。第３図に
示される実施例では、アナログスイツチS3，S4の
出力の加算を抵抗１１，１２によつて行つている
ので、両抵抗値に差があると誤差になる。第５図
の実施例はこのような誤差を除くものである。第
５図において、S5は零レベルを発生するアナログ
スイツチ、１９は排他的オアゲート、２０〜２２
はアンドゲート、２３，２４はインバータ、２５
は抵抗１１，１２の1/2の抵抗値を有する抵抗で
ある。
示される実施例では、アナログスイツチS3，S4の
出力の加算を抵抗１１，１２によつて行つている
ので、両抵抗値に差があると誤差になる。第５図
の実施例はこのような誤差を除くものである。第
５図において、S5は零レベルを発生するアナログ
スイツチ、１９は排他的オアゲート、２０〜２２
はアンドゲート、２３，２４はインバータ、２５
は抵抗１１，１２の1/2の抵抗値を有する抵抗で
ある。
Ｔフリツプフロツプ１３の出力がローレベルで
ある場合に、基準三角波の１周期Ｔにおいて、時
間（t0〜t1）、（t2〜t3）及び（t4〜t5）では排他的
オアゲート１７，１８のいずれか一方の出力がハ
イレベルであるので、排他的オアゲート１９の出
力はハイレベルとなり、アナログスイツチS3，S4
をオフにし、アナログスイイツチS5をオンにす
る。これによつて電流―周波数変換回路１には零
レベルの電流信号が入力する。時間（t1〜t2）及
び（t3〜t4）では排他的オアゲート１７，１８の
両方の出力がハイレベルであるので、排他的オア
ゲート１９の出力はローレベルとなり、アナログ
スイツチS5をオフにし、アンドゲート２０の出力
はハイレベルとなつてアナログスイツチS3をオン
にし、アナログスイツチS4をオフにする。これに
よつて電流―周波数変換回路１には入力電圧信号
＋eiが抵抗２５を経て供給される。
ある場合に、基準三角波の１周期Ｔにおいて、時
間（t0〜t1）、（t2〜t3）及び（t4〜t5）では排他的
オアゲート１７，１８のいずれか一方の出力がハ
イレベルであるので、排他的オアゲート１９の出
力はハイレベルとなり、アナログスイツチS3，S4
をオフにし、アナログスイイツチS5をオンにす
る。これによつて電流―周波数変換回路１には零
レベルの電流信号が入力する。時間（t1〜t2）及
び（t3〜t4）では排他的オアゲート１７，１８の
両方の出力がハイレベルであるので、排他的オア
ゲート１９の出力はローレベルとなり、アナログ
スイツチS5をオフにし、アンドゲート２０の出力
はハイレベルとなつてアナログスイツチS3をオン
にし、アナログスイツチS4をオフにする。これに
よつて電流―周波数変換回路１には入力電圧信号
＋eiが抵抗２５を経て供給される。
Ｔフリツプフロツプ１３の出力がハイレベルの
場合には、排他的オアゲート１７，１８のいずれ
か一方の出力がハイレベルの時に、アナログスイ
ツチS5のみがオンとなり、排他的オアゲート１
７，１８の両方の出力がローレベルの時に、アナ
ログスイツチS4のみがオンとなる。
場合には、排他的オアゲート１７，１８のいずれ
か一方の出力がハイレベルの時に、アナログスイ
ツチS5のみがオンとなり、排他的オアゲート１
７，１８の両方の出力がローレベルの時に、アナ
ログスイツチS4のみがオンとなる。
第５図の実施例においては、アナログスイツチ
S3，S4，S5、排他的オアゲート１９、アンドゲー
ト２０〜２２及びインバータ２３，２４が本発明
のアナログスイツチ手段に相当する。
S3，S4，S5、排他的オアゲート１９、アンドゲー
ト２０〜２２及びインバータ２３，２４が本発明
のアナログスイツチ手段に相当する。
電流―周波数変換回路１中の積分器がリセツト
タイプのものである場合には、その入力の極性を
反転させる必要はないので、Ｔフリツプフロツプ
１３及び排他的オアゲート１６は不要とり、三角
波発生器６の1/2分周端子Q1をインバータ９及び
アナログスイツチS2の駆動回路に直接接続すれば
よい。
タイプのものである場合には、その入力の極性を
反転させる必要はないので、Ｔフリツプフロツプ
１３及び排他的オアゲート１６は不要とり、三角
波発生器６の1/2分周端子Q1をインバータ９及び
アナログスイツチS2の駆動回路に直接接続すれば
よい。
三角波発生器６の基準三角波は非対称の三角波
でもよいし、鋸歯状波でもよい。
でもよいし、鋸歯状波でもよい。
抵抗１１，１２，２５は電流―周波数変換回路
１中の積分器におけるRC回路の抵抗を兼用する
ことができる。
１中の積分器におけるRC回路の抵抗を兼用する
ことができる。
第３図及び第５図の実施例によれば、オフセツ
ト電圧除去のために抵抗やコンデンサを使用して
いないので、IC化に好適な回路構成とすること
ができる。
ト電圧除去のために抵抗やコンデンサを使用して
いないので、IC化に好適な回路構成とすること
ができる。
本発明は直流入力信号に対しても交流入力信号
に対しても有用なものである。
に対しても有用なものである。
以上説明したように、本発明によれば、基準三
角波の１周期毎に、第１及び第２のコンパレータ
に供給する第１の入力信号、第１の逆極性入力信
号を入れ換えると共に、第１のコンパレータの出
力信号のロジツクレベル及び第２のコンパレータ
の反転信号のロジツクレベルを反転させて、基準
三角波の２周期で第１及び第２のコンパレータの
オフセツト電圧による誤差を相殺するようにした
から、三角波発生器のオフセツト電圧による誤差
に加えて、コンパレータのオフセツト電圧による
誤差も除くことができる。しかもオフセツト電圧
を除去するための調整を一切必要としない。
角波の１周期毎に、第１及び第２のコンパレータ
に供給する第１の入力信号、第１の逆極性入力信
号を入れ換えると共に、第１のコンパレータの出
力信号のロジツクレベル及び第２のコンパレータ
の反転信号のロジツクレベルを反転させて、基準
三角波の２周期で第１及び第２のコンパレータの
オフセツト電圧による誤差を相殺するようにした
から、三角波発生器のオフセツト電圧による誤差
に加えて、コンパレータのオフセツト電圧による
誤差も除くことができる。しかもオフセツト電圧
を除去するための調整を一切必要としない。
第１図は従来提案されている時分割乗算器を示
す回路図、第２図はその動作を示すタイムチヤー
ト、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第
４図は本発明の一実施例の動作を示すタイムチヤ
ーム、第５図は本発明の他の実施例を示す回路図
である。 ６…三角波発生器、７，８…コンパレータ、１
０…インバータ、１６〜１９…排他的オアゲー
ト、２０〜２２…アンドゲート、２３，２４…イ
ンバータ、＋ev、−ev…入力電圧信号、＋ei、−ei…
入力電圧信号、S1〜S5…アナログスイツチ、Ｔ…
基準三角波の１周期。
す回路図、第２図はその動作を示すタイムチヤー
ト、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第
４図は本発明の一実施例の動作を示すタイムチヤ
ーム、第５図は本発明の他の実施例を示す回路図
である。 ６…三角波発生器、７，８…コンパレータ、１
０…インバータ、１６〜１９…排他的オアゲー
ト、２０〜２２…アンドゲート、２３，２４…イ
ンバータ、＋ev、−ev…入力電圧信号、＋ei、−ei…
入力電圧信号、S1〜S5…アナログスイツチ、Ｔ…
基準三角波の１周期。
Claims (1)
- １ 基準三角波を発生する三角波発生器と、第１
の入力信号と第１の入力信号とは逆極性の第１の
逆極性入力信号のいずれか一方を基準三角波と比
較し、第１の入力信号のレベルに比例したパルス
幅を有する信号をそれぞれ出力する第１及び第２
のコンパレータと、第１のコンパレータに第１の
入力信号を供給する時は、第２のコンパレータに
第１の逆極性入力信号を供給し、基準三角波の１
周期毎に第１及び第２のコンパレータへ供給する
入力信号を入れ換える入力切換手段と、第１のコ
ンパレータの出力信号のロジツクレベルを基準三
角波の１周期毎に反転する第１の信号反転手段
と、第２のコンパレータの出力信号のロジツクレ
ベルを反転し、更に基準三角波の１周期毎に反転
する第２の信号反転手段と、第１及び第２の信号
反転手段の出力のロジツクレベルに応じて、第２
の入力信号を通す時間及び第２の入力信号とは逆
極性の第２の逆極性入力信号を通す時間を定める
アナログスイツチ手段とを備えた時分割乗算器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57130396A JPS5920861A (ja) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | 時分割乗算器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57130396A JPS5920861A (ja) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | 時分割乗算器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5920861A JPS5920861A (ja) | 1984-02-02 |
| JPS6360864B2 true JPS6360864B2 (ja) | 1988-11-25 |
Family
ID=15033298
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57130396A Granted JPS5920861A (ja) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | 時分割乗算器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5920861A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02175852A (ja) * | 1988-09-07 | 1990-07-09 | Nippon Steel Corp | 表面平滑性に優れた高耐食性溶融亜鉛―アルミニウム合金めっき鋼板の製造方法 |
-
1982
- 1982-07-28 JP JP57130396A patent/JPS5920861A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5920861A (ja) | 1984-02-02 |
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