JPS6342523A - 循環型ｄ／ａコンバ−タの誤差検出補正方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 循環ｆｆｉ　Ｄ／Ａコンバータの誤差の検出と補正を行
なう方法に関するもので、同一の値を表す二つの多値二
進コードに対するＤ／Ａ変換結果の差を測定するか、Ｄ
／Ａ変換の微分非直線性を測定することで、簡単に変換
用高精度素子の誤差量を検出し、補正に役立てることを
可能にする。

〔産業上の利用分野〕

本発明は循環型Ｄ／Ａコンバータの誤差の検出と補正を
行なう方法に係り、特に、簡単に変換用高精度素子の誤
差量を検出し、補正に役立てることができる方法に関す
る。

〔従来の技術〕

通常のＮピットのＤ／Ａコンバータでは、各桁の重みを
決定要素の変換用高精度素子は、桁数Ｎ個分が必要であ
る。これに対して、循環型のＤ／Ａコンバータは、重み
決定素子が一桁分しかない単位回路を用いる。その単位
回路は、ある入力Ｍｉｎを入力した時、その出力に１ Ｖｏ　＝　（１／２　）　（Ｖ　ｉｎ　＋　ａ　Ｖ　ｒ
ｅｆ　）　　　−（１）式が出力するように構成されて
いる。

但し、Ｂ＝ｌ、Ｑ、　　１の三つの値のいずれかをとる
。

そして、第７図のように、ｖｏをなんらかの手段、例え
ば第７図ではサンプル・ホールド回路ｎテｖｉｎに戻し
てやり、さらに単位回路７１で新しいＶｏを取出すこと
を繰返して、例えば、８ピツトだと８回ループを通すこ
とでアナログ出力を得る。

すなわち、実際に入力するデジタル符号をＬＳＢから順
にａｌ、　＆＠、　Ｊ、・・・・・・Ｃ８とすると、（
１）式の操作を８回繰返し、ａを順にＪ、　Ｃ２，Ｃ８
，・・・・・・Ｃ８とし、ｉ＝１の時のＶｉｎ＝Ｏとす
ると、Ｖｏ　＝（（１７２）　ＩＬｓ　＋　（１／４　
）　ＩＬ？　＋　（１７８）　ａｓ＋　（１／１６　）
　ｍｓ＋・・・・・・＋（１／１２８）ａｔ＋　（１／
２５６　）　ｈｌＪ　Ｘ　Ｖ　ｒｅｆこの（２）式の操
作を行なう単位回路例を第６図に示しており、容量値が
等しい三つのキャパシタＣ。

〜Ｃ２と、オペアンプＯＰ、　８１〜Ｓ４の四つのスイ
ッチで構成されている（特願昭６０−１５７３９号参照
）。

第６図において、キャパシタＣ２〜Ｃｏの一端ハ共通接
続してオペアンプＯＰの（−）入力端子に接続し、それ
ぞれの他端子は、 ＣｏはスイッチＳ２でＧＮＤまたはＶｒｅｆＣｌはスイ
ッチＳ６でＶ２ルまたはＶ。

Ｃ２はスイッチＳ４でＧＮＤまたはＶＯ（二切換接続さ
れる。

さら―、オペアンプＯＰの（−）入力端子とＶａの間に
はスイッチＳ１が挿入されている。

第６図の単位回路の動作を説明すると、動作は基本的（
二二つ（：分れているう （１）第５図（Ａ）参照 〔サンプル・モード〕 オペアンプＯＰの（−）入力端子とＶｏをスイッチＳ１
を閉じて接続し、ＣＯ〜Ｃ２の一端（二はＯＰのオフセ
ラ）４圧がかかるよう（ニし、それぞれの他端子はスイ
ッチを切換えて。

Ｃ２はＧＮＤに接続する。

Ｃ１はＶｉルに接続する。

ＧＯはαＬによって変化し、 ａ番が１の時、Ｖｒｇｆに接続する。

ａｉがＯまたは−１の時、ＧＮＤに接続する。

（２）第５図（Ｂ）参照 〔コンバート令モード〕 スイッチを切換えて、 キャパシタＣ＋、Ｃ２をオペアンプＯＰの入力Ｖｉｎ　
／出力ＶＯ間に挿入する。

スイッチＳ１は趣断する。

キャパシタＣＯはαｔによって変化し、αｔが１または
０の時ＧＮＤ　ｌ二接続する。

Ｃ１が−１の時Ｖｒｅｆ　＜二接続する。

丁なわち、＋１１のモードで、入力電圧Ｖ　ｉ　ｎをキ
ャパシタＣ１に充電し、（２）のモードでＣ１と０２の
二つのキャパシタも；充電さ才した電荷を截り分けるこ
とで電圧を１／２にして取出すととも（；、キャパシタ
ＣＯでＶｒｇｆを＋または−する操作を行なっている。

この回路の入力ではＶｒｅｆを＋する。Ｖｒｅｆを−す
ると何も加えないの三通りの操作が可能であり、２進数
の各ビット（一対して５つ以上の値を用いることができ
る。

例えば、３を表現するのに、 ０１　１　　（２＋１） の二通りの表現形がある。

ところが、３値２進数（二より、二つの入力表視でＤ／
Ａコンバータを駆動したい場合、それぞれＫついてＤ／
Ａ変換が行なわれる途中過程が違ってくる。即ち、 １　０　−１　　と０１１　　では重み付けが異なるこ
とから、Ｄ／Ａ変換のとき、キャパシタＣ・〜Ｃ宜に何
らかの誤差が生じたとき（実際上さけることは困難）二
つの表現１０−１　と　０１１　　では出力結果に差が
でてくる。この変換誤差を無くすためには、キャパシタ
Ｃ・〜Ｃｍの値を補正しなければならない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来、循環型をはじめＤ／Ａコンバータにおいては、Ｄ
／Ａ変換誤差を避けることができず、その補正を行なう
場合、重みを決定する要素の個数分の回数異なる入力に
対するＤ／Ａ変換出力を測定し、これをもとに重みの決
定要素の補正値を算出しなければならず面倒であった。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は上記問題点を解決するために種々検討の結果、
２進符号を正、負、Ｏの冗長性のある多値２進コードに
変換して第６図に例示したような回路構成のＤ／Ａコン
バータによ、り　Ｄ／Ａ変換する時、変換用高精度素子
補正を最少の操作で可能にする方法を提供するものであ
る。即ち、本発明においては、同一値を表す多値２進コ
ードをそれぞれＤ／Ａ変換した場合、その結果同士の差
には、循環型Ｄ／Ａ変換回路中のビット間の重みを決定
する素子値の誤差が反映されている。そこで、本発明は
同一値を表す２つの多値２進コードのＤ／Ａ変換結果同
士の差を測定するか、或いは微分非直線性誤差を測定し
、それからＤ／Ａコンバータを構成する変換用高精度素
子値の誤差量を簡単な手続により求めることを特徴とし
た循環型Ｄ／Ａコンバータの誤差検出補正方法を提供す
るものである。

〔作用〕

上記本発明の構成によれば、変換用高精度素子の個数よ
り少ない測定値を求める操作で、変換用高精度素子の誤
差量を決定し、その補正を行なうことが可能となる。

〔実施例〕

第１図〜第４図に示した本発明の実施例を用いて以下に
本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の実施例のＤ／Ａコンバータの全体的構
成図であり、＃に、外部入力の８ビツトの２値２進コー
ド１をコード変換ブロック２で７ピツトの３値２進コー
ド（−１，０，１）に変換するための操作を示す。次に
、循環型Ｄ／Ａコンバータの単位回路ブロックＡ（３と
指示する）、単位回路ブロックＢ（４と指示する）を用
いて、循環型Ｄ／Ａ変換操作を次のよう忙行なう。

最下位の３値２進コード■（−１，０，１）をＡブロッ
ク３に与える。Ａブロックの出力ＶｏをＢブロックに与
えるとともに次の桁■をＢブロックに渡す。Ｂブロック
の出力をＡブロックに与えるとともに次の桁■をＡブロ
ックに渡す。以下同様にして、■の桁をＡブロックに与
えればその出力Ｖ。

としてＤ／Ａ変換出力を得ることができる。

（Ｍ−１）サイクル後のＤ／Ａ変換出力はＶｏ　（Ｍ−
１）と表わされ、 Ｍサイクル目の入力　Ｖｉ　（Ｍ）　＝　Ｖｏ　（Ｍ　
　１　）、Ｖｉ（１）＝０、Ｍ＝１はＬＳＢを表し、［
＝Ｑ となる。

第２図（Ａ）　、　（Ｂ）は循環型Ｄ／Ａコンバータの
単位回路ブロックの回路図であり、それ自体は先に示し
た第６図の回路と同じ回路を用いている。

この第２図の回路では入力コードＣに対して、（−１，
０，１）の３値で表されるコード（ａｔ）を使用する。

ただし、入力コードＣは、 である。

第２図（Ａ）を参照 〔サンプル・モード〕 オペアンプＯＰの反転入力端子（−）とＶｏをスイッチ
Ｓ１を閉じて接続し、ｃｏ−Ｃｍの一端にはＯＰのオフ
セット電圧がか＼るようにし、それぞれの他端子は次の
ように切換接続する。

スイッチＳ１をＯＮ、Ｓ３をｂ４、ｓ６をｂ６、に切換
え、Ｓ２はａ　＝　１のときｂｌに、　＆＝Ｏｅ　−１
の時ｂ８に切換える。　このスイッチの切換によ）、キ
ャパシタＣ２はＧＮＤに接続し、ｃｌはＶｉｎに接続し
、ｃｏはａｉによって変化し、ａｉがｌの時、Ｖｒｅｆ
に接続し、ａｌが０または−ｌの時、ＧＮＤに接続する
。

第２図（Ｂ）参照 〔コンバート・モード〕 スイッチＳ１をＯＦＦとし、Ｓ３をｂ３に、Ｓ４をす、
に切換え、Ｓ２はａ　＝０　＊　１の時はｂ８に接続し
、ａ＝−１の時はｂｌに接続する。

それＫより、スイッチＳ１は遮断され、キャパシタＣＩ
、　Ｃｘがオフセットｏｐの入力ｖｉｎ／ａｉ力Ｖ。

間に挿入される。キャパシタＣｏはａｉによって変化し
、ａ　ｉ’が１または００時ＧＮＤに接続し、ａｌが−
１の時Ｖｒｅｆに接続される。

すなわち、〔サンプル・モード〕で、入力電圧Ｖｉｎｌ
キャパシタＣ１に充電シ、〔コンバート・モード〕で０
１と０８の二つのキャパシタに充電された電荷を振９分
けることで電圧を１／２にして取出すとともに、キャパ
シタＣｏにＶｒｅｆを＋または−する操作を行なってい
る。

以上が単位回路における操作であシ、この操作を、第１
図の構成で３値２進コードのＮビット分循環操作しＤ／
Ａ変換出力が得られる。

なおこの循環型Ｄ／Ａコンバータの動作を第３図に模式
的に示している。上記で示した循環型Ｄ／Ａコンバータ
の単位回路ブロックは、入力を変換処理する動作とその
変換出力をサンプルホールドする動作を行ない、二つの
変換ブロックＡ、Ｂで交互にサンプルと変換を繰返す。

これによシ、ループ−回で２ビツトが変換される。ここ
で、単位回路ブロックＡ、Ｂはそれぞれ三つの変換用高
精度素子であるキャパシタＣｏ、　Ｃｓ、　Ｃｍをもっ
ている。

外部からの２値２進コード（８ビツト）を変換ブロック
２において、（−１，０，１）の３値２進コード、（ａ
　ｉ　）　Ｉ　１　二〇　〜Ｎ　　１を発生させる方法
の変換アルゴリズムは次の漸化式で示される。

入力コードをＣ，−２＜Ｃ＜２　　として、漸化式 ％式％ このコード変換アルゴリズムおよび変換方式は従来から
ＳＲＴ除算として知られている。　（著者ＨＷＡＮＧ、
に、ｍｍ　　彌コンピュータの高速演算方式、　ｐ、２
２７〜）。

次に、本発明の実施例として、上記のように２進の各ビ
ットとして（−１，０，ｌ）の３つの値が許される場合
のＤ／Ａ変換誤差を測定しキャパシタｃｏ。

Ｃ１，Ｃｚの誤差を求める例を示す。

ここで、Ｄ／Ａコンバータの変換用高精度素子のキャパ
シタの絶対値が等しく増加、減少してもＤ／Ａ変換結果
には影響せず、Ｄ／Ａ変換誤差にきくのはキャパシタの
相対的誤差である。そこで、本実施例では、キャパシタ
の内Ｃｍを基準として、Ｃｏと０１だけを補正すること
にした。

こ＼で、Ｄ／Ａ変換誤差を測定するのに次の３通シの方
法がある。

■　循環型Ｄ／Ａコンバータが二つの変換ブロックＡ、
Ｂで構成されている場合、同一値を表す二つのコードの
Ｄ／Ａ変換誤差を求める方法。

例えば、値（１／４　）の二つのコード１／４１＝　０
．１（−１）００・・・０１／４ｚ　　＝　　０．　０
１００・・・０値（１／８　）の二つのコード １／　８ｚ　＝　０．０１　（−１）　Ｏ・・・０１／
８ｍ＝０．００１０・・・０ ０４種の入力をＤ／Ａコンバータに与え、その出力Ｖａ
ｌ、Ｖｏ１’　、１１’０２　、Ｖｏ２’の４つの出力
を求め、Ｖｏｌ。

Ｖｏ１’の誤差ΔＸとＶｏ　、　Ｖ２．　Ｖａ２’の誤
差ΔＹを測定する。

■　同一値を表す二つのコードのＤ／Ａ変換誤差を求め
る代り（二、１／４ヨたは、１７８の所の微分非直線性
を測定する。それは誤差ΔＸまたはΔＹと等しい。

すなわち、 本実施例で先Ｃ二示した漸化式１１＋１：、より２値２
進の外部コードＣ（１，０）から（−１，０，１）コー
ドを発生する場合、１／４マたは１／８からＩ　ＬＳＢ
だけ小さい値は、それぞれ次のコード（＝変換される。

（（１／４）−１Ｚ、５Ｂ）＝０．０１００．、、（−
１）（（１／８　）−１ＬＳＢ）＝ｏ、ｏｏ１ｏ　・（
−１）したがって、 １／４冨０．１（−１）００・・・０ （１／４　）　−１ＬＳＢ＝ｏ、０１ｏ０　・ｏ　（−
１）の二つのコードの差は最終桁だけの（−１）だから
、１／４と（１／４　）　−１Ｌ：ＳＢ　　の微分非直
線性と全く同じである。

そこで、実際の誤差量を求める測定を１／４　と（１／
４）−１ＬＳＢの微分非直線性を測ることで行なっても
良い。

また、この微分非直線性を測定するため、（１／４）−
１ＬｓＨの変換出力値（＝１ＬＳＢ分の変換出力値を加
えてから、１／４の変換出力値との差をとっても先の（
す、■の結果と同じ値が得られる。

（１／８）の場合も同様である。

こ＼で１／４　ＦＭＳ　（フルスケール）と〔１／４Ｆ
Ｓ−（１ＬｓＢ）３の微分非直線性誤差なΔＸとし、１
／８ＦＳと（１／ａ−（１ｒ、５Ｂ））の微分非直線性
誤差をΔＹとすると、ΔＸ、ΔＹを測定して６つの容量
の内、一部の容量に補正を加えること（二より、全コー
ド；；わたる微分非直線性誤差な０（零）にすることが
できる。次のような例を示す。

変換ブロックＡの容量をＣｏＡ　、　Ｃ１Ａ　、　Ｃ２
Ａとし、変換ブロックＢの容量をＣｏＢ　、　Ｃ１Ｅ　
、　Ｃ２Ｅとする。

ΔＸ、ΔＹ（二対して、容量補正値ΔＣＩＡ、Δ０１Ｂ
はΔＣ１Ａ雪（４１５）　（Δχ＋ΔＹ）ΔＣ１Ｂ　＝
　８　／　５　（ΔＸ＋ΔＹ）と設定できる。

これは、６つのキャパシタのうちＣＩＡ、ＣＩＢのみを
（ＣＩＡ＋ΔＣｔＡ）　−（ＣｔＢ＋ΔＣｔＢ）とする
ことにより、全コードにおける微分非直線性誤差は０に
できることを示している。この解析については、詳しく
後記している。

■　循環型Ｄ／Ａコンバータが一つの変換ブロックで構
成されている場合、同一値を表す二つのコードのＤ／Ａ
変換誤差を求める方法。

例えば、値（１／４）を表す二つのコード１／４ｔ　＝
　０．１　（−１）　００・・・０１／４ｇ　＝　０．
０１００・・・０ を入力し、その時のＤ／Ａコンバータ出力ＶＯＩとＶｏ
１’を求め、その差ΔＸを測定する。

また、１／４ＦＳ（フルスケール）と（１／４ＦＳ−（
ＩＬＳＢ））の微分非直線性誤差もΔＸと同一である。

このΔＸを測定して３つの容量の内、一部の容量に補正
を加えることにより、全コードにわたる微分非直線性を
０（零）にすることができる。

次のような例を示す。

変換ブロックＡの容量をＣｏＡ、　ＣｔＡ、　ＣｚＡ　
とする。

ΔＸＫ対して、容量補正値ΔＣｔＡはΔＸに成る数値を
掛けたものになる。したがって、ＣＩＡ＋ΔＣｔＡとす
るだけで全コードにおける微分非直線性誤差はＯＫでき
る。この詳しい解析結果も後述している。

次くい上記Ｄ／Ａ変換誤差から変換用高精度素子のキャ
パシタの誤差、補正値を見出す方法を解析する。

（１）　　二つの変換ブロックＡ、Ｂを使用する場合第
４図（Ａ）、（Ｂ）に誤差を求めるために使用される単
位回路（第２図と同じ）を改めて示してあり、（Ａ）が
サンプルモードを示し、ここではＣｏに接続する電位を
Ｖｐと指示している（先のＶｒｅｆ又はＧＮＤに相当）
。Ｖｉ（Ｍ）と指示するのは、Ｍサイクル目の入力値で
あシ、この単位回路の（Ｍ−１）後の出力をＶｏ　（Ｍ
−１）とすると、これが次のサイクルの入力値Ｖｔとな
るので、 Ｖｉ（Ｍ）　＝Ｖｏ（Ｍ−１）　、　　Ｖｉ（１）　＝
　Ｏ、Ｍ＝１はＬＳＢである。

として、 Ｖｐ　：　ａ＝１のときはＶｒｅｆ ａ＝０．−１のときはＯ ＶＮ　：　ａ　＝Ｏｔ　１のときは０ ａ＝−１のときはｖ　ｒｅｔ とすると、 電荷保存則より、 ｖｐ−ｃｏ＋ｖＩ（Ｍ）・Ｃ１＝ＶＮ−ＣＯ＋ｖＯ（Ｍ
）・Ｃ１＋ｖ０（Ｍ）・Ｃ２・・・・・・０式 ％式％ 式より、 ａ＝１のとき ａ　＝　Ｏのとき ２＋ムし１ ａ＝−１のとき 上記の動作を行なう回路として、変換ブロックＡ、変換
ブロックＢの２つが使用されるから、各々の変換ブロッ
クでのＣｏ、Ｃ１の誤差を表１の通夛に表すものとする
。

表　　１ これらの式が、実施例１及び実施例２の前提条件を表わ
すものであシ、以下に１コード１０２４−１０２３　、
５１２−５１１の微分非直線性誤差の解析を行なう。

まず、コード１０２４−１０２３の（１，０，−１）コ
ードと変換ブロックＡ、Ｈによる変換手順を表２に示す
。

表　　２ 上位　　　　ｄｔｇｔｔ　　　　　　　　　下位この表
２は、先に示した第１図と同様に、最下位ビットを変換
ブロックＡから与え、次のビットを変換ブロックＢに与
えるとともに変換ブロックＡの出力をＢに渡す操作を順
々に繰返すことを示している。

〔コード１０２４　）の出力電圧 上記式及び条件から、 Ｖｏ（１）＝Ｏ，ＶＯ（２）＝０．　　＝・・、　　Ｖ
ｏ（９）　＝ＯＶｏ　（１０）　＝　Ｏ・・・〔変換ブ
ロックＢの出力電圧〕であり、式■にＶ、　（１０）　
＝　Ｏを代入して、したがって、コード１０２４の出力
電圧は、２＋ΔＣＩＢ　　（２＋ΔＣＩＢ　）　（２＋
ΔＣＩＡ）となる。

〔コード１０２３　］の出力電圧 （２＋ΔＣＩＢ　）　（２＋ΔＣｔＡ　）・・・〔ブロ
ックＢの出力電圧〕 ・・・〔ブロックＡの出力電圧〕 以下、順に計算すると、 ・・・〔ブロックＢの出力′電圧〕 ・・・〔ブロックＡの出力電圧〕 ・・・〔コード１０２３の出力電圧〕 従って、微分非直線誤差は、 これを近似式 ％式％ を使って解くと、 １項目は ２項目は ３項目は （ｌ＋５ΔＣＩＡＸ”＋ΔＣｏＡ） よって、コード１０２４−１０２３の微分非直線性誤差
ΔＥｌ＠１４は・ 表　　３ 〔コード５１２〕の出力電圧■６．２は、〔コード５１
１〕の出力電圧ｖ、１．は、近似式を使って解くと、 ΔＥＳＩＩ　＝　ｖｓｔｘ　　ＶＨＩ　　１ｇ＝（÷＋
２ｒｉ）ΔＣ＠Ａ＋（÷十劫ΔＣＩＡ−÷ΔＣｏＢ＋（
金子ＮΔＣＩＢ こ＼で、実際の誤差（ΔＥ１゜３４．ΔＥｌｆ！　）　
　を消去する容量（キャパシタの補正値）　ｄｃｔＢ、
　ｄｃＩＡを求める。

ここに、ΔＣｏＡ−ΔＣ・Ｂ＝ΔＣｏ　　とおくと、Δ
Ｃｏは補正しないものとして、ΔＣｏ　”　０　、ΔＥ
１゜！４゜ΔＥ、！、＝Ｑ　　となるようにしたときの
ΔＣＩＡ　＃ΔＣｔＢ、をｄｃｔＡ、　ｄＣｔＢとする
と、■＋■から ｄｃｌＢ　＝−ΔＥ１゜、４−ΔＥ５．。

すなわち、ブロックＡ、ブロックＢのＣｔＡおよびＣｚ
Ａの補正を行なうだけで、Ｄ／Ａ変換誤差を０にするこ
とができる。

これは、ＣｔＡ、　Ｃ１Ｂのみを（ＣＩＡ　＋　ｄｃｌ
Ａ　）　＊（ＣＩＢ　＋　ｄｃｔＢ　）　　とすること
により、全コードにおける微分非直線性誤差は０にでき
ることを示している。

（２ン　　一つの変換ブロックＡのみを使用する場合変
換順序を表４に示す。

表　　４ 〔コード１０２４　）のＤ／Ａ変換出力電圧Ｖｏ（１）
＝Ｏ，Ｖｏ（２）＝Ｏ，−−、Ｖｏ（１Ｇ）＝０・・・
〔コード１０２４の出力電圧〕 〔コード１０２３　）のＤ／Ａ変換出力電圧１＋ΔＣ０
Ａ Ｖｏ（１）＝−□ ２＋ΔＣ＋Ａ １＋ΔＣＩＡ Ｖｏ　（１０）　＝　−（Ｖｏ　（９）　）２＋ムＣｌ
Ａ １＋ΔＣｏＡ　　１＋ΔＣｔＡ Ｖｏ　（１１）　＝　−＋　−（Ｖｏ　（１０）　）２
＋ΔＣＩＡ　　２＋ΔＣｔＡ １＋ΔＣｏＡ　　（１＋ΔＣｔＡ）”（１＋ΔＣｅＡ　
）２＋ΔＣｔＡ　　　　（２＋ΔＣＩＡ）”・・・〔コ
ード１０２５の出力電圧〕 近似式を便って解くと、 ツー（１−ΔＣ＋Ａ　）　（１＋ΔＣ１Ａ）（１＋ΔＧ
ｏＡ）よってコード１０２４−１０２３の微分非直線性
誤差ΔＥ１゜８．は、 なお同様にしてコード５１２−５１１の微分非直線誤差
ΔＥ、１２を求める。

変換順序は下表５のようになる 表　　５ 〔コード５１２〕の出力電圧Ｖ□２は、〔コード５１１
〕の出力電圧ｖ、１．は、近似式を使って解くと、 Δ８１１　＝ｖｓｔｓ−ｖｓ１１１！ これから、ブロックＡだけで変換したときの実際の誤差
ΔＥ１゜、４．ΔＦＦａＳｌｘを消去する容１ｄＣＩＡ
を求める。

ΔＥ１゜８１．ΔＥＳＩ□が０になるようにしたときの
ΔＣ＋ＡをｄｃｌＡとすると、 よって ｄＣＩＡ＝４ΔＦ：１゜、４ ＝８ΔＥ、１！ となる。

これはＣＩＡのみを（ＣＩＡ　＋　ｄｃｔＡ　）、とす
ることにより、全コードにおける微分非直線性誤差は０
にできることを示している。

このようにして、変換用高精度素子の誤差が検出された
後、ＣＩＡ　、　ＣＡＢを（Ｃ１Ａ　＋　ｄＣＩＡ　）
　　。

（ＣＩＢ　＋　ｄｃｔＢ　）となす方法は任意であシ、
例えは半導体集積回路基板上に多数のウェルを形成し変
換用高精度素子を多数形成しておき、直列或いは並列に
接続したシ、切シ離したシすれば良い。

次に１上記した本発明方法を実行するための装量の構成
例を第８図に示しており、以下これを説明する。

第８図の装置は、先に第１図に関して説明したコード変
換回路８１（第１図の２に対応）とＤ／Ａ変換回路本体
８２を備えるＤ／Ａコンバータ（資）と、該Ｄ／Ａコン
バータ（資）のアナログ出力電圧を測定するためのＶつ
変換回路等を含む電圧測定系８３、および全体のシーケ
ンスを制御するためのマイクロコンピュータ等の制御回
路系別を有しており、上記した本発明方法の実行に係る
手順のプログラムはこの制御回路系別に与えられている
。Ｄ／Ａ変換回路本体８２の中には、誤差の補正を行な
う手段があシ（例えば変換用高精度素子の切換・接続手
段）、その補正データを制御回路系あから送るデータバ
ス８４−２がある。またＤ／Ａ変換回路に必要なタイミ
ング信号を送る制御線８４−３が設けられている。

さらにＤ／Ａ変換回路本体８２から電圧測定系８３へＤ
／Ａ変換出力のアナログ信号を送るデータ線８２−１が
備えられ、電圧測定系部で得られたＤ／Ａ変換出力電圧
の測定結果を制御回路系８に戻すデータバス＆３−１お
よび電圧測定系に必要なタイミング信号を制御回路系か
ら送る信号線８４−５がある。Ｄ／Ａ変換回路の補正時
には、制御回路系別の方かう、Ｄ／Ａコンバータ（資）
に、Ｄ／Ａ変換スべきコードを与え、それをコード変換
回路８１を通してＤ／Ａ変換回路本体８２に与え、その
アナログ出力を電圧測定基部で検出するよう罠なってい
る。

以上の構成で、Ｄ／Ａコンバータ（資）のＤ／Ａ変換回
路本体の補正を行なうための動作例を以下に頭に説明す
る。

■　一番最初の初期設定では、補正値は全部０にして、
以下のシーケンスを行なう。

■　先ず、制御回路系８４からデータバス８４−１を通
してＤ／Ａコンバータ（資）にＣ＋１／４ＦＳ（フルス
ケール）〕のコードを与える。上記コードはコード変換
回路８１を通って、Ｄ／Ａ変換回路本体８２に渡され、
Ｄ／Ａ変換出力としてのアナログ電圧を発生する。

■　それをデータ線８２−１で電圧測定系おに伝達しＡ
／Ｄ変換回路で変換し、その出力データをデータバス８
３−１を通して制御回路系あに取り込む。

（→データ１） ■　次に、Ｄ／Ａコンバータに［＋１／４Ｆｓ−１１゜
ＳＢ）のコードを与える。

■　前記と同じように、Ａ／Ｄ変換回路＆でＤ／Ａ変換
出力を測定し制御回路系別に取り込む。

（−データ２） ■　次に、Ｄ／Ａコンバータに（＋１　／　８ＦＳ　）
のコードを与える。

■　前記と同様に■のコードのＤ／Ａ変換出力を測定し
制御回路系あに取シ込む。　（→データ３）■　次にＤ
／Ａコンバータに（＋１／　５Ｆｓ−ＩＬＳＢ　］とい
うコードを与える。

■　前記と同様に■のコードのＤ／Ａ変換出力を測定し
制御回路系８４に取り込む。　（→データ４）０　制御
回路系あでは、取り込まれたデータ１〜データ４と上記
した式を使用して補正値を計算する。

■　上記■で計算した補正値をＤ／Ａ変換回路本体８２
にデータバス８４−２を介して与えて書込む。

■　上記■での補正量が十分小さければ、このＤ／Ａコ
ンバータは正しいとして、補正動作は終了する。もし、
補正値が大きい場合には、もう一度■に戻９、上記シー
ケンスを行ない次の補正値を求める動作を繰返す。その
結果十分補正値が小さくなったら、補正動作を終了する
。

なお、その後通常のＤ／Ａ変換動作では、Ｄ／Ａコンバ
ータ（資）のコード入力に目的のコードを入力し、その
アナログ出力を取出し、必要な回路に送出する。

以上、本発明の実施例を示し、変換用高精度素子がＣｏ
−Ｃ！の３個の場合で説明したが、本発明は一般的にｎ
個（ｎ≧１）の変換用高精度素子を含むＤ／Ａコンバー
タ回路に適用できる。また、本発明は入力２値２進コー
ドを一般的に０．正、負値を含む３値以上の多値２進コ
ードに変換する場合に有効である。その場合、上記と同
様な手順で、同一値を表わす異なる多値２進コードをＤ
／Ａ変換し、その誤差に反映する変換用高精度素子の誤
差を解析して変換用高精度素子の誤差を求めれば良い。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明によれば、変換用高精度素子の個
数よシ少ない測定値を求める操作で、変換用高精度素子
の誤差量を検出し、その補正を行なうことが可能となる
という利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の循環型Ｄ／Ａコンバータの実施例の全
体的構成図、 第２図（Ａ）、（Ｂ）　ａ本発明の実施例の循環型Ｄ／
Ａコンバータの単位回路の動作を示す回路図、第３図は
本発明の実施例の循３３１型Ｄ／Ａコンバータで二つの
変換ブロックを用いた場合の模式図、第４図（Ａ）、（
Ｂ）は本発明における変換用高精度素子の補正の解析例
のために示した循環型Ｄ／Ａコンバータの単位回路図、 第５図（Ａ）　、　（Ｂ）および第６図は従来技術を説
明するための循環型Ｄ／Ａコンバータの回路図、第７図
は循環型Ｄ／Ａコンバータの一般的回路図、第８図は本
発明方法を実行するための装置の全体構成例を示す構成
図である。 １・・・８ビツトの２値２進入力コード２・・・コード
変換ブロック ３・・・循環型Ｄ／Ａコンバータの単位回路ブロックＡ
４・・・循環型Ｄ／Ａコンバータの単位回路ブロックＢ
Ｃｏ＝Ｃｚ・・・変換用高精度素子のキャパシタ８１〜
Ｓ４・・・スイッチ ＯＰ・・・オペアンプ （資）・・・Ｄ／Ａコンバータ ８１・・・コード変換回路 ８２・・・Ｄ／Ａ変換回路本体 田・・・電圧測定系 あ・・・制御回路系 本発明の実施例の金体的構成図 第１図 （Ａ”） （Ｂ） 実ａ倒における単位１回路を示す３ 第２図 （Ｃｏ、ＣＩ、Ｃ２）　　　　　　（ＣＯ，Ｃ１，Ｃ２
）二つの友撲プ゛ロックを用いた場合の１其式因業３図 （Ａ） （Ｂ） 麦棋用高精度素子の補正のための解析用の回路３第　　
４　　図 （Ａ） ｒり （Ｂ） 循環型０／Ａコンバータの肋作説昭因 業　　５　　図 従来例として示した多気コンバータの１１！位回路第　
　６　　図 ｔｉＪＩ型９ムコンバータの一般的回路図８０： 本ｇＰ明を実施する全体構成イ列 第８図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 少なくとも入力端子と反転入力端子と出力端子とを有す
   る演算増幅器と、 前記反転入力端子と前記出力端子との間に挿入されたス
   イッチと、 一端が前記反転入力端子に接続され他端が回路の入力端
   子或いは回路の出力端子に切換え接続するためのスイッ
   チに接続されたキャパシタと、一端が前記反転入力端子
   に接続され他端が回路の入力端子或いは回路の基準電圧
   端子或いは接地端子に切換え接続するか若しくは回路の
   出力端子或いは接地端子に切換え接続するためのスイッ
   チに接続され且つ前記キャパシタと略等しい容量である
   ｎ個（ｎ≧１）のキャパシタを含む電荷充放電ユニット
   と、を備える循環型Ｄ／Ａコンバータの誤差の検出及び
   補正方法において、 ２値２進コードでなる入力デジタル信号の同一の値を表
   す複数の多値２進コードに変換し、該複数の多値２進コ
   ードの該循環型Ｄ／Ａコンバータによる変換出力差を測
   定するか、或いはＤ／Ａ変換の微分非直線性を測定し、
   該測定結果に基づき前記キャパシタの誤差および補正量
   を検出することを特徴とする循環型Ｄ／Ａコンバータの
   誤差検出補正方法。