JPS6340929Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、周波数変調方式の変復調装置等にお
いて用いられるデイジタル式周波数弁別回路に関
するものである。

周波数偏移（以下、FS）信号等の周波数変調
信号を復調する場合、近来はDPLL（Digital
Phase Lock Loop.）形周波数弁別回路が用いら
れており、これは、第１図のブロツク図に示すと
おりの構成となつている。

DPLL形周波数弁別回路の原理および動作状況
については、「PLL−ICの使い方」（産報出版株
式会社、1976年11月20日初版発行）の第8.3章お
よび第9.2章に詳細が記載されており、公知のも
のとなつているが、その概要はつぎのとおりであ
る。

すなわち、ANDゲートG₁，G₂、ORゲートG₃
およびインバータIN₁からなるゲート回路GTに
おいて、クロツクパルス発生器CLG₁，CLG₂から
の周波数f₁とg₁と有するクロツクパルスの選択を
行なつており、その出力を、フリツプフロツプ回
路（以下、FFC）FF₁〜FF_oからなる固定分周器
FDにおいて分周のうえ、排他的論理和（以下、
EXOR）ゲートG₄の入力へ与えている。

また、EXORゲートG₄の他方の入力には、入
力端子INから、周波数aとbとに偏移の行なわ
れるFS信号が与えられており、EXORゲートG₄
において、両入力信号間の位相差が検出され、こ
の検出々力が、FS信号における周波数a，bの
各周期に比例した平均値を有するパルス信号とな
るため、これを低域波器LPFにより平均化の
うえ、出力端子OUTへ復調出力として送出して
いる。

なお、EXORゲートG₄の検出々力は、ゲート
回路GTへ与えられ、検出々力が“Ｈ”（高レベ
ル）のとき周波数₁のクロツクパルスが選択さ
れ、検出々力が“Ｌ”（低レベル）のときには周
波数g₁のクロツクパルスが選択されるものとなつ
ている。

たヾし、固定分周器FDの分周比をＮとしたと
き、（g₁／Ｎ）＜a、（₁／Ｎ）＞bの関係に設定
さ
れ、第１図に示すDPLL回路が定常状態では、
FS信号の周波数aまたはbにおける周期の1/2毎
に、固定分周器FDがＮ／２個のクロツクパルス
をカウントし、これに応じて固定分周器FDの出
力が変化するものとなつている。

第２図は、第１図における各部の波形を示すタ
イムチヤートであり、クロツクパルスに注目する
ため時間軸が拡大されており、EXORゲートG₄
の検出々力ｅが“Ｈ”の間は、周波数₁のクロツ
クパルスａがゲート回路GTの出力として選択
され、検出々力ｅが“Ｌ”の間は、周波数g₁のク
ロツクパルスｂが出力として選択されるが、固
定分周器FDの出力ｃとFS信号ｄとに基づく検
出々力ｅの変化により、クロツクパルスの選択が
切替えられるとき、FS信号ｄとクロツクパルス
ａ，ｂとは非同期状態のため、ゲート回路GTの
出力が不規則となり、固定分周器FDの分周動
作に最大１カウントのカウント誤差を生じ、これ
がEXORゲートG₄の検出々力における変化点の
ジツタ（時間軸上の漂動）として現われる。

ここにおいて、固定分周器FDのカウント誤差
は、第２図の場合、FS信号ｄの変化に応ずる出
力の切替えに基づいて生ずるため、クロツクパ
ルスｂからａへの切替え時に注目すると、クロツ
クパルスｂが“Ｈ”より“Ｌ”へ立下つてから検
出々力ｅが変化するまでの時間をt_g、検出々力ｅ
が変化してからクロツクパルスａが“Ｌ”より
“Ｈ”へ立上るまでの時間をt_fとすれば、t_gは最大
値がクロツクパルスｂの周期１／g₁、t_fは最大値
がクロツクパルスａの周期１／₁までとなる可能
性を有する。 このため、ジツタを時間ｔにより
表わせば、FS信号ｄの変化時点に応じ、次式の
範囲において変化するものとなる。

ｔ＝０〜（t_g＋t_f）＝０〜（１／g₁＋１／₁）…(1) たゞし、ジツタの測定基準点を(1)式の中間値に
定めれば、 ｔ＝−１／２（１／g₁＋１／₁）〜＋１／２（１／g
₁＋１／₁） …(2) したがつて、ジツタの最大値t_naxは次式により
示すものとなる。

t_nax＝±１／２（１／g₁＋１／₁） ＝±（１／２・g₁＋１／２・₁）（sec） …(3) なお、クロツクパルスａの分周により出力ｃが
変化するため、検出々力ｅのジツタは出力ｃの変
化するときに現われるが、このときのジツタは、
入力信号ｄの変化に応じてクロツクパルスの切替
えが行なわれたときのジツタが影響し、(3)式によ
り示されるものとなる。

(3)式により示されるジツタは、一般に低周波成
分であり、低周波雑音として現われるが、低域
波器LPFでは除去することができず、出力端子
OUTへそのまゝ送出されるため、これが復調出
力の雑音成分となり、変復調装置等の機能を劣化
させる大きな要因となる。

この対策としては、固定分周器FDの分周比Ｎ
を大とする一方、クロツクパルスの周波数₁，g₁
を高くすればよいが、固定分周器FDのFFC・
FF₁〜FF_oによるカウント段数を増加させれば高
価になると共に、周波数₁，g₁を高くするにはク
ロツクパルス発生器CLG₁，CLG₂の構成上、自ず
から経済的な限界があり、いずれも製造コスト上
好ましくない欠点を生ずる。

本考案は、従来のかゝる欠点を一挙に解消する
目的を有し、クロツクパルスの選択を可変分周器
の分周比制御により行なうと共に、EXORゲー
トの検出々力が変化したときに可変分周器を強制
的にリセツトすることにより、ジツタの発生を大
幅に減少させた極めて効果的な、デイジタル式周
波数弁別回路を提供するものである。

以下、実施例を示す第３図以降により本考案の
詳細を説明する。

第３図のブロツク図においては、各部の波形を
第４図のタイムチヤートに示すとおり、クロツク
端子CLに周波数cのクロツクパルスａが与えら
れ、これをプログラマブルカウンタ等の可変分周
器VDにより分周のうえ、出力ｂとしてから固定
分周器FDへ与えており、入力端子INへ与えられ
る入力信号としてのFS信号ｃと、固定分周器FD
の出力ｄとの位相差をEXORゲートG₄において
検出し、この検出々力ｅにより可変分周器VDの
分周比を制御している。

検出々力ｅは、低域波器LPFを介して出力
端子OUTへ送出される一方、パルス発生器PGに
も与えられており、EXORゲートG₅と、これの
入力間へ接続された抵抗器R₁およびコンデンサ
C₁による積分回路とにより構成されたパルス発
生器PGは、検出々力ｅの変化に基づいてリセツ
トパルスを発生し、これによつて可変分周器
VDのリセツトを行なつている。

このため、検出々力ｅの変化により、可変分周
器VDはリセツトされた直後に新らたなカウント
動作を開始するものとなつており、検出々力ｅが
“Ｈ”のときの分周比をN₁、同出力ｅが“Ｌ”の
ときの分周比をN₂とすれば、検出々力ｅが“Ｈ”
の間は可変分周器VDの出力ｂが、（c／N₁）＝₁
の周波数になると共に、検出々力ｅが“Ｌ”の間
は出力ｂが（c／N₂）＝g₁の周波数となり、これ
が固定分周器FVへ与えられる。

たゞし、FS信号ｃとクロツクパルスａとは非
同期状態のため、可変分周器VDのリセツトと分
周比切替とを行なうときに、出力ｂが不規則とな
り若干のジツタが検出々力ｅに生ずる。

しかし、第４図のとおり、分周比がN₁からN₂
へ切替わるときは、クロツクパルスａに基づく出
力ｄにしたがうリセツトパルスｆにより、出力ｂ
と同期して切替えがなされるため、ジツタとは無
関係になり、FS信号ｃの変化に応じて分周比切
替えの行なわれる際の時間Ｔのみが変動し、ジツ
タｔ含むものとなる。

このジツタｔは、クロツクパルスａの１周期内
において生ずるため、周期１／_cが最大値とな
り、次式により示される範囲において変化するも
のとなる。

ｔ＝０〜１／_c …(4) こゝにおいて、(2)，(3)式と同様に、ジツタの測
定基準点を(4)式の中間値に定めれば、ジツタの最
大値t_naxは次式のものとなる。

t_nax＝±１／２・１／_c＝±１／２・_c …(5) また、FS信号ｃが変化してから出力ｂが“Ｌ”
より“Ｈ”へ立上るまでの時間Ｔは分周比N₁に
応じて定まると共に、ジツタt_naxを加算したもの
となり、次式により示される。

Ｔ＝１／_c・N₁±１／２・_c（sec） …(6) したがつて、(6)式においては、(5)式により示さ
れる右辺第２項のみが変動するものとなる。

一方、₁＝（_c／N₁）のため、 _c＝N₁・₁ …(7) (7)式を(5)式へ代入すれば、次式が得られる。

t_nax＝±１／２・N₁・₁（sec） …(8) すなわち、分周比N₁を大とすればt_naxが減少す
ると共に、(3)式と対比するとき（１／２・g₁）が
関与せず、例えばN₁＝１としても、(3)式に比し
t_naxが最低限1/2となり、従来のものに対しジツ
タが大幅に減少する。

なお、実際には、FS信号ｃの変化に応じて分
周比がN₂からN₁へ切替わつたとき、出力ｂの最
初のパルス位置が(6)式により変動し、これを基準
として固定分周器FDによる分周がなされるため、
これの出力ｄが変化する時点においてジツタを生
じ、これが検出々力ｅのジツタとなるが、出力ｄ
のジツタは、FS信号ｃの変化による分周比切替
時のジツタによつてのみ定まり、出力ｄの変化に
応ずる分周比切替動作そのものでは、上述のとお
り、クロツクパルスａに基づく出力ｂと同期して
リセツトパルスｆが生じ、これと同時に分周比切
替えが行なわれるため、ジツタを生じない。

したがつて、検出々力ｅのジツタは(8)式により
示されるものゝみとなる。

第５図は、他の実施例を示すブロツク図であ
り、各部の波形を第６図のタイムチヤートに示す
とおり、第３図と同様に動作する。

たゞし、パルス発生器PGには、EXORゲート
G₅と、これの入力間へ接続され、かつ、クロツ
クパルスａにより順次にトリガされる２段縦続の
FFC・FF₁₁，FF₁₂とを用いており、これらがセ
ツト状態であるものとすれば、FFC・FF₁₂の出
力Ｑが“Ｈ”のため、検出々力ｅが“Ｌ”へ転じ
たときにEXORゲートG₅の出力が“Ｈ”となり、
これがリセツトパルスｆとして送出される。

ついで、リセツトパルスｆが“Ｈ”となつた時
点に続く、クロツクパルスａの立上りにより
FFC・FF₁₁がトリガされ、リセツト状態となつ
て出力Ｑを“Ｌ”とするため、インバータIN₂に
より反転されたクロツクパルスａの立下りによつ
てFFC・FF₁₂がトリガされたとき、FFC・FF₁₂
もリセツト状態となり、その出力Ｑを“Ｌ”へ転
ずることにより、EXORゲートG₅の出力が“Ｌ”
へ戻り、リセツトパルスｆの送出が終了する。

なお、FFC・FF₁₁，FF₁₂がリセツト状態のと
きに、検出々力ｅが“Ｈ”となれば、同様に
FFC・FF₁₁，FF₁₂がトリガされてセツト状態と
なるため、このときにもリセツトパルスｆの発生
が行なわれる。

また、第５図においては、リセツトパルスｆの
期間、可変分周器VDの分周動作が停止状態とな
り、リセツトパルスｆの終了により分周動作を開
始するが、ジツタの発生状況は第３図と同様であ
り、(8)式によつて示される結果となる。

なお、パルス発生器PGとしては、微分回路を
用いてもよく、種々の変形が自在である。

以上の説明により明らかなとおり本考案によれ
ば、ジツタの発生量が大幅に減少し、これに応じ
て復調出力の雑音成分も減少するため、変復調装
置等の機能向上が達せられ、各種用途の周波数弁
別回路として多大の効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来例のブロツク図、第２図は第１図
における各部の波形を示すタイムチヤート、第３
図は本考案の実施例を示すブロツク図、第４図は
第３図における各部の波形を示すタイムチヤー
ト、第５図は他の実施例を示すブロツク図、第６
図は第５図における各部の波形を示すタイムチヤ
ートである。 VD…可変分周器、FV…固定分周器、G₄，G₅
…EXORゲート（排他的論理和ゲート）、PG…パ
ルス発生器、R₁…抵抗器、C₁…コンデンサ、
FF₁₁，FF₁₂…FFC（フリツプフロツプ回路）。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 (1) クロツクパルスを分周する可変分周器と、該
   可変分周器の出力を所定の分周比により分周す
   る固定分周器と、該固定分周器の出力と入力信
   号との位相差を検出し該検出々力により前記可
   変分周器の分周比を制御する排他的論理和ゲー
   トと、該排他的論理和ゲートの検出々力におけ
   る変化に基づいてリセツトパルスを発生し前記
   可変分周器のリセツトを行なうパルス発生器と
   からなることを特徴とするデイジタル式周波数
   弁別回路。 (2) 排他的論理和ゲートと、該排他的論理和ゲー
   トの一方の入力と、他方の入力との間へ接続さ
   れた積分回路とからなるパルス発生器を用いた
   ことを特徴とする実用新案登録請求の範囲第１
   項記載のデイジタル式周波数弁別回路。 (3) 排他的論理和ゲートと、該排他的論理和ゲー
   トの一方の入力と他方の入力との間へ接続され
   かつクロツクパルスにより順次にトリガされる
   ２段縦続のフリツプフロツプ回路とからなるパ
   ルス発生器を用いたことを特徴とする実用新案
   登録請求の範囲第１項記載のデイジタル式周波
   数弁別回路。