JPS633391B2 - - Google Patents
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- JPS633391B2 JPS633391B2 JP8204580A JP8204580A JPS633391B2 JP S633391 B2 JPS633391 B2 JP S633391B2 JP 8204580 A JP8204580 A JP 8204580A JP 8204580 A JP8204580 A JP 8204580A JP S633391 B2 JPS633391 B2 JP S633391B2
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 23
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 12
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 101100082138 Citrus limon PAL6 gene Proteins 0.000 description 1
- 108010085505 PAL-12 Proteins 0.000 description 1
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- 238000000844 transformation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/14—Digital recording or reproducing using self-clocking codes
- G11B20/1403—Digital recording or reproducing using self-clocking codes characterised by the use of two levels
- G11B20/1423—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code
- G11B20/1426—Code representation depending on subsequent bits, e.g. delay modulation, double density code, Miller code conversion to or from block codes or representations thereof
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は２進情報信号を磁気テープ又は磁気
デイスクのような記録媒体に記録し又は記録媒体
から再生する方法に関し、特に元の２進情報信号
を記録に適した２進情報信号に変換する方法に関
するものである。
デイスクのような記録媒体に記録し又は記録媒体
から再生する方法に関し、特に元の２進情報信号
を記録に適した２進情報信号に変換する方法に関
するものである。
第１図は従来の方法を示すタイムチヤート図で
あつて、第１図ａは元の２進情報信号のビツトパ
ターンの一例を示し、数字０、１はそれぞれビツ
トの論理「０」、「１」を表し、Ｔはビツト間隔を
表す。第１図ｂは第１図ａに対応するNRZ
（nonreturn to zero）方式による記録を示し、図
に示す矩形波の頂部は記録媒体における「磁束正
方向」を、矩形波の底部は記録媒体における「磁
束負方向」を示す（以下同じ）。
あつて、第１図ａは元の２進情報信号のビツトパ
ターンの一例を示し、数字０、１はそれぞれビツ
トの論理「０」、「１」を表し、Ｔはビツト間隔を
表す。第１図ｂは第１図ａに対応するNRZ
（nonreturn to zero）方式による記録を示し、図
に示す矩形波の頂部は記録媒体における「磁束正
方向」を、矩形波の底部は記録媒体における「磁
束負方向」を示す（以下同じ）。
第１図ｂのような記録を読出すと、磁束の変化
点においてパルスを発生し、第１図ｃに示すよう
な信号を得、これから第１図ｂの信号を再生する
ことができ、また同時にビツト間隔Ｔを再生して
第１図ｂの信号を第１図ａに示す元の２進情報信
号に復調することができる。
点においてパルスを発生し、第１図ｃに示すよう
な信号を得、これから第１図ｂの信号を再生する
ことができ、また同時にビツト間隔Ｔを再生して
第１図ｂの信号を第１図ａに示す元の２進情報信
号に復調することができる。
第１図ｄは第１図ａに対応するNRZI
（nonreturn to zero inverted）方式による記録
を示す。NRZI方式では第１図ａにおける論理
「１」のビツトに対応して磁束を変化し（第１図
に示す例では正方向の磁束から負方向の磁束へ又
は負方向の磁束から正方向の磁束へ反転する）論
理「０」のビツトに対応しては磁束を変化しな
い。このことは以下に説明する4/5NRZI、7/8
NRZI、MFMについても同様である。第１図ｄ
の記録を読出すと、第１図ｅのパルス信号を得
て、これから第１図ａに示す元の２進情報信号に
復調することができる。
（nonreturn to zero inverted）方式による記録
を示す。NRZI方式では第１図ａにおける論理
「１」のビツトに対応して磁束を変化し（第１図
に示す例では正方向の磁束から負方向の磁束へ又
は負方向の磁束から正方向の磁束へ反転する）論
理「０」のビツトに対応しては磁束を変化しな
い。このことは以下に説明する4/5NRZI、7/8
NRZI、MFMについても同様である。第１図ｄ
の記録を読出すと、第１図ｅのパルス信号を得
て、これから第１図ａに示す元の２進情報信号に
復調することができる。
NRZI方式を用いると最小磁化反転間隔Tmin
は互に連続する２つのビツトの論理が共に「１」
のときに起りビツト間隔Ｔに等しく、また情報信
号のビツトを検出する際の最大許容位相誤差すな
わち検出窓幅Twもビツト間隔Ｔに等しくなる。
最小磁化反転間隔Tminの逆数をビツトレートと
称し、ビツトレートが大きくなることは伝送帯域
幅が増加することであり、再生信号のＳ／Ｎ比が
悪化することになる。また検出窓幅Twが大きい
ことは再生信号（たとえば第１図ｅに示すパル
ス）からクロツクパルス（すなわちビツト間隔Ｔ
のパルス）を作成し、このクロツクパルスを用い
て再生信号を復調する（すなわち第１図ｅから第
１図ｄの波形を作成しこれから第１図ａに示す元
の２進情報信号を決定する）場合クロツクパルス
と再生信号との間の位相誤差の許容値を大きくす
ることができることを意味し、換言すれば復調能
力が増加することを意味する。NRZI方式では冗
長ビツトを付加することがないので、他の方式に
比べTminもTwも共に大きくなるが、元の信号
（第１図ａ）において論理「０」の信号が連続す
ると、第１図ｅに示す再生信号にはその間パルス
信号が出力されず、この信号からクロツクパルス
を作成することが困難になる。したがつて第１図
ａに示す元の信号において論理「０」のビツトが
長時間連続するような場合にも記録される信号に
おいては論理「０」のビツトの連続が所定数以下
となるよう冗長ビツトを加え、あらかじめ定めた
アルゴリズムに従つて信号を変換して記録するこ
とが行なわれている。
は互に連続する２つのビツトの論理が共に「１」
のときに起りビツト間隔Ｔに等しく、また情報信
号のビツトを検出する際の最大許容位相誤差すな
わち検出窓幅Twもビツト間隔Ｔに等しくなる。
最小磁化反転間隔Tminの逆数をビツトレートと
称し、ビツトレートが大きくなることは伝送帯域
幅が増加することであり、再生信号のＳ／Ｎ比が
悪化することになる。また検出窓幅Twが大きい
ことは再生信号（たとえば第１図ｅに示すパル
ス）からクロツクパルス（すなわちビツト間隔Ｔ
のパルス）を作成し、このクロツクパルスを用い
て再生信号を復調する（すなわち第１図ｅから第
１図ｄの波形を作成しこれから第１図ａに示す元
の２進情報信号を決定する）場合クロツクパルス
と再生信号との間の位相誤差の許容値を大きくす
ることができることを意味し、換言すれば復調能
力が増加することを意味する。NRZI方式では冗
長ビツトを付加することがないので、他の方式に
比べTminもTwも共に大きくなるが、元の信号
（第１図ａ）において論理「０」の信号が連続す
ると、第１図ｅに示す再生信号にはその間パルス
信号が出力されず、この信号からクロツクパルス
を作成することが困難になる。したがつて第１図
ａに示す元の信号において論理「０」のビツトが
長時間連続するような場合にも記録される信号に
おいては論理「０」のビツトの連続が所定数以下
となるよう冗長ビツトを加え、あらかじめ定めた
アルゴリズムに従つて信号を変換して記録するこ
とが行なわれている。
MFM（modified frequency modulation）方
式では元のデータ列に「00」のビツトパターンが
生じたときこれを「010」のビツトパターンにし
て記録する。第１図ｆは第１図ａに示す元のデー
タ列に対応して作成されたMFMのデータ列を示
し、第１図ｇは第１図ｆに対応するMFM方式の
記録を示す。
式では元のデータ列に「00」のビツトパターンが
生じたときこれを「010」のビツトパターンにし
て記録する。第１図ｆは第１図ａに示す元のデー
タ列に対応して作成されたMFMのデータ列を示
し、第１図ｇは第１図ｆに対応するMFM方式の
記録を示す。
第１図ｈは第１図ａに示す元のデータ列を４ビ
ツトごとに分離し、この４ビツトに１ビツトの冗
長ビツトを付加し、元の４ビツトのビツトパター
ンにより決定される５ビツトのビツトパターンに
変換した列を示す。この変換アルゴリズムは
IBM社Model 3420システムの磁気テープ記録に
おいて用いられたアルゴリズムの例を示し、第１
図ｉは第１図ｈに対応する記録を示し、この記録
再生方式は4/5NRZI方式と称せられている。
ツトごとに分離し、この４ビツトに１ビツトの冗
長ビツトを付加し、元の４ビツトのビツトパター
ンにより決定される５ビツトのビツトパターンに
変換した列を示す。この変換アルゴリズムは
IBM社Model 3420システムの磁気テープ記録に
おいて用いられたアルゴリズムの例を示し、第１
図ｉは第１図ｈに対応する記録を示し、この記録
再生方式は4/5NRZI方式と称せられている。
第１図ｊは第１図ａに示す元のデータ列を７ビ
ツトごとに分離し、この７ビツトに１ビツトの冗
長ビツトを変換前の７ビツトの奇数パリテイビツ
トとして加え、元の７ビツトのビツトパターンに
より決定される８ビツトのビツトパターンに変換
した列を示す。第１図ｋは第１図ｊに対応する記
録を示し、この記録再生方式7/8NRZI方式と称
せられ、米国サウンドストリーム社の発表したデ
ータレコーダに用いられている方式でエンハンス
トNRZI方式ともよばれている。第１図ｉに示す
４／５NRZI方式では変換后の論理「０」のビツト
の最大連続数Nmaxは２であり、第１図ｋに示す
７／８NRZI方式ではNmaxは14である。
ツトごとに分離し、この７ビツトに１ビツトの冗
長ビツトを変換前の７ビツトの奇数パリテイビツ
トとして加え、元の７ビツトのビツトパターンに
より決定される８ビツトのビツトパターンに変換
した列を示す。第１図ｋは第１図ｊに対応する記
録を示し、この記録再生方式7/8NRZI方式と称
せられ、米国サウンドストリーム社の発表したデ
ータレコーダに用いられている方式でエンハンス
トNRZI方式ともよばれている。第１図ｉに示す
４／５NRZI方式では変換后の論理「０」のビツト
の最大連続数Nmaxは２であり、第１図ｋに示す
７／８NRZI方式ではNmaxは14である。
また、電々公社武蔵野通研で高密度磁気デイス
ク装置用の符号化方式として検討している8/9
MNRZI方式と称せられる方式では、ビツト直列
の形で入力される２進情報信号を８ビツトごとに
分離し、この８ビツトの中央に１ビツトのフラグ
を付加している。ただしその場合、上記８ビツト
中の論理「１」のビツト数が４以上の場合はフラ
グビツトの論理を「１」とし、上記８ビツト中の
論理「１」のビツトの数が３以下の場合はフラグ
ビツトの論理を「０」とした上で全体の９ビツト
の論理を反転している。したがつて8/9MNRZI
方式では論理「０」のビツトが連続する最大個数
は８以下となる。
ク装置用の符号化方式として検討している8/9
MNRZI方式と称せられる方式では、ビツト直列
の形で入力される２進情報信号を８ビツトごとに
分離し、この８ビツトの中央に１ビツトのフラグ
を付加している。ただしその場合、上記８ビツト
中の論理「１」のビツト数が４以上の場合はフラ
グビツトの論理を「１」とし、上記８ビツト中の
論理「１」のビツトの数が３以下の場合はフラグ
ビツトの論理を「０」とした上で全体の９ビツト
の論理を反転している。したがつて8/9MNRZI
方式では論理「０」のビツトが連続する最大個数
は８以下となる。
以上述べた所から明らかなように、２進情報信
号の記録再生方法おいては、論理「０」のビツト
が連続する最大数Nmaxがなるべく小さく制限さ
れ、かつ最小磁化反転間隔Tminと検出窓幅Tw
との積がなるべく大きくなる信号に変換して記録
することが要求される。
号の記録再生方法おいては、論理「０」のビツト
が連続する最大数Nmaxがなるべく小さく制限さ
れ、かつ最小磁化反転間隔Tminと検出窓幅Tw
との積がなるべく大きくなる信号に変換して記録
することが要求される。
この発明は上述の要求を従来の方法より更によ
く満足させる記録再生方法を提供することを目的
とするものである。
く満足させる記録再生方法を提供することを目的
とするものである。
２進情報信号は通常、ビツト直列の形で伝送さ
れ、またビツト直列の形で記録再生されるが、こ
の発明ではビツト直列の形で入力される２進情報
信号を８ビツトごとに分離しこれに１ビツトの冗
長ビツトを加えて９ビツトの信号に変換して記録
するもので、変換後の９ビツトの信号列の中で論
理「０」のビツトの連続する最大数が３となるよ
うなアルゴリズムを用いることにより、従来の方
法よりも優れた高密度記録と良好な復調能力を有
する記録再生方式を得るものである。
れ、またビツト直列の形で記録再生されるが、こ
の発明ではビツト直列の形で入力される２進情報
信号を８ビツトごとに分離しこれに１ビツトの冗
長ビツトを加えて９ビツトの信号に変換して記録
するもので、変換後の９ビツトの信号列の中で論
理「０」のビツトの連続する最大数が３となるよ
うなアルゴリズムを用いることにより、従来の方
法よりも優れた高密度記録と良好な復調能力を有
する記録再生方式を得るものである。
以下この発明の実施例を説明する。元のデータ
を８ビツトごとに分離し、分離された８ビツトの
データ列を（X1、X2、………X7、X8）とし、変
換後の９ビツトのデータ列を（Z1、Z2、………
Z8、Z9）とする。データ列（X1、X2、………
X7、X8）を第１のサブデータ（X2、X3、X4）と
第２のサブデータ（X5、X6）と第３のサブデー
タ（X1、X7、X8）とに分解する。次に第１のサ
ブデータの論理和出力をM1とし（すなわちM1＝
X2＋X3＋X4）、第２のサブデータの論理和出力
をM2とし（すなわちM2＝X5＋X6）、M1、M2の
論理に従つて第２図に示す変調アルゴリズムによ
り各３ビツトの変換サブデータを３個（仮に第
７、第８、第９のサブデータという）作成する。
こうすると３個の変換サブデータの中にはいずれ
も論理「１」のビツトが少なくとも１個は存在す
ることになり、かつ第２図からも明らかなように
第７、第８、第９の各サブデータを周期的に循環
配列したときその中で論理「０」のビツトが連続
する最大数は３以下なる。第２図に示す条件にお
いて、M1×M2＝１は第１のサブデータ（X2、
X3、X4）中にも第２のサブデータ（X5、X6）中
にも論理「１」のビツトが含まれていることを意
味し、M1×2＝１は第１のサブデータ中には論
理「１」のビツトが含まれているが、第２のサブ
データのビツトはすべて論理「０」であることを
意味し、1×M2＝１は第１のサブデータの各ビ
ツトはすべて論理「０」であるが、第２のサブデ
ータ中には論理「１」のビツトが含まれているこ
とを意味し、1×2＝１は第１のサブデータも
第２のサブデータも論理「１」のビツトを含まな
いことを意味する。したがつて、以上の条件に応
じ第２図に示す変調アルゴリズムにより第７、第
８、第９のサブデータを作成すれば、M1×M2＝
１のときZ2は論理「１」、Z4かZ5かZ6のうち少な
くとも１つは論理「１」、Z7かZ8のうち少なくと
も１つは論理「１」、M1×2＝１のときZ1、Z5
は論理「１」、Z7かZ8かZ9のうち少なくとも１つ
は論理「１」、1×M2＝１のときZ1、Z4は論理
「１」、Z7かZ8のうち少なくとも１つは論理「１」、
M1×2＝１のときZ1とZ2とZ5とZ9とは論理
「１」となり、第７、第８、第９の各サブデータ
を周期的に循環配列したときその中で論理「０」
のビツトが連続する最大数は３以下となる。
を８ビツトごとに分離し、分離された８ビツトの
データ列を（X1、X2、………X7、X8）とし、変
換後の９ビツトのデータ列を（Z1、Z2、………
Z8、Z9）とする。データ列（X1、X2、………
X7、X8）を第１のサブデータ（X2、X3、X4）と
第２のサブデータ（X5、X6）と第３のサブデー
タ（X1、X7、X8）とに分解する。次に第１のサ
ブデータの論理和出力をM1とし（すなわちM1＝
X2＋X3＋X4）、第２のサブデータの論理和出力
をM2とし（すなわちM2＝X5＋X6）、M1、M2の
論理に従つて第２図に示す変調アルゴリズムによ
り各３ビツトの変換サブデータを３個（仮に第
７、第８、第９のサブデータという）作成する。
こうすると３個の変換サブデータの中にはいずれ
も論理「１」のビツトが少なくとも１個は存在す
ることになり、かつ第２図からも明らかなように
第７、第８、第９の各サブデータを周期的に循環
配列したときその中で論理「０」のビツトが連続
する最大数は３以下なる。第２図に示す条件にお
いて、M1×M2＝１は第１のサブデータ（X2、
X3、X4）中にも第２のサブデータ（X5、X6）中
にも論理「１」のビツトが含まれていることを意
味し、M1×2＝１は第１のサブデータ中には論
理「１」のビツトが含まれているが、第２のサブ
データのビツトはすべて論理「０」であることを
意味し、1×M2＝１は第１のサブデータの各ビ
ツトはすべて論理「０」であるが、第２のサブデ
ータ中には論理「１」のビツトが含まれているこ
とを意味し、1×2＝１は第１のサブデータも
第２のサブデータも論理「１」のビツトを含まな
いことを意味する。したがつて、以上の条件に応
じ第２図に示す変調アルゴリズムにより第７、第
８、第９のサブデータを作成すれば、M1×M2＝
１のときZ2は論理「１」、Z4かZ5かZ6のうち少な
くとも１つは論理「１」、Z7かZ8のうち少なくと
も１つは論理「１」、M1×2＝１のときZ1、Z5
は論理「１」、Z7かZ8かZ9のうち少なくとも１つ
は論理「１」、1×M2＝１のときZ1、Z4は論理
「１」、Z7かZ8のうち少なくとも１つは論理「１」、
M1×2＝１のときZ1とZ2とZ5とZ9とは論理
「１」となり、第７、第８、第９の各サブデータ
を周期的に循環配列したときその中で論理「０」
のビツトが連続する最大数は３以下となる。
第２図に示す変調アルゴリズムを論理式で表示
すると M1＝X2＋X3＋X4 ………（２−１）、 M2＝X5＋X6 ………（２−２）、 Z1＝X1×M1×M2＋1＋2 ………（３−１）、 Z2＝M1×M2＋1×2 ………（３−２）、 Z3＝X8 ………（３−３）、 Z4＝X2×M1＋M2＋X1×M1×2＋X1×1×2
＋1×M2＝1×M2＋X1×2＋X2×M1×
M2 ………（３−４）、 Z5＝X3×M1×M2＋M1×2＋1×2＝2＋
X3×M1 …………（３−５） Z6＝X4×M1×M2＋X7×M1×2＋X1×1×M2
＋X7×1×2＝X4×M1×M2＋X7×2＋
X1×1×M2 ………（３−６） Z7＝X5×M1×M2＋X2×M1×2×X5×1×M2
＝X5×M2＋X2×M1×2 ………（３−７） Z8＝X6×M2＋X3×M1×2 ………（３−８） Z9＝X7×M1×M2＋X4×M1×2＋X7×1×M2
＋1×2＝X7×M2＋X4×M1×2＋1×
M2 ………（３−９） となる。
すると M1＝X2＋X3＋X4 ………（２−１）、 M2＝X5＋X6 ………（２−２）、 Z1＝X1×M1×M2＋1＋2 ………（３−１）、 Z2＝M1×M2＋1×2 ………（３−２）、 Z3＝X8 ………（３−３）、 Z4＝X2×M1＋M2＋X1×M1×2＋X1×1×2
＋1×M2＝1×M2＋X1×2＋X2×M1×
M2 ………（３−４）、 Z5＝X3×M1×M2＋M1×2＋1×2＝2＋
X3×M1 …………（３−５） Z6＝X4×M1×M2＋X7×M1×2＋X1×1×M2
＋X7×1×2＝X4×M1×M2＋X7×2＋
X1×1×M2 ………（３−６） Z7＝X5×M1×M2＋X2×M1×2×X5×1×M2
＝X5×M2＋X2×M1×2 ………（３−７） Z8＝X6×M2＋X3×M1×2 ………（３−８） Z9＝X7×M1×M2＋X4×M1×2＋X7×1×M2
＋1×2＝X7×M2＋X4×M1×2＋1×
M2 ………（３−９） となる。
ところで、第２図及び式（３−１）〜（３〜
９）から明らかなように第３のサブデータ中の
X8の論理は第７のサブデータ中のZ3の論理とな
る他はZ1、Z2、Z4、Z5、Z6、Z7、Z8、Z9の論理に
は何等の影響を及ぼしていない。したがつて、本
来、第３のサブデータは（X1、X7）の２ビツト
で構成されており、第７のサブデータは（Z1、
Z2）の２ビツトで構成され、第１、第２、第３の
サブデータ（X2、X3、X4）、（X5、X6）、（X1、
X7）の７ビツトの論理により第７、第８、第９
のサブデータ（Z1、Z2）、（Z4、Z5、Z6）、（Z7、
Z8、Z9）の８ビツトの論理が一意的に決定され、
X8の論理をZ3の論理として第７のサブデータの
末尾に追加して第７のサブデータを見かけ上３ビ
ツト構成とし、第７、第８、第９のサブデータ順
に周期的に循環配列したとき上記各サブデータ間
で論理「０」のビツトが連続する最大数を３以下
としたと見ることができる。
９）から明らかなように第３のサブデータ中の
X8の論理は第７のサブデータ中のZ3の論理とな
る他はZ1、Z2、Z4、Z5、Z6、Z7、Z8、Z9の論理に
は何等の影響を及ぼしていない。したがつて、本
来、第３のサブデータは（X1、X7）の２ビツト
で構成されており、第７のサブデータは（Z1、
Z2）の２ビツトで構成され、第１、第２、第３の
サブデータ（X2、X3、X4）、（X5、X6）、（X1、
X7）の７ビツトの論理により第７、第８、第９
のサブデータ（Z1、Z2）、（Z4、Z5、Z6）、（Z7、
Z8、Z9）の８ビツトの論理が一意的に決定され、
X8の論理をZ3の論理として第７のサブデータの
末尾に追加して第７のサブデータを見かけ上３ビ
ツト構成とし、第７、第８、第９のサブデータ順
に周期的に循環配列したとき上記各サブデータ間
で論理「０」のビツトが連続する最大数を３以下
としたと見ることができる。
復調の場合には、まずビツトZ2、Z5、Z7、Z8の
論理により第２図から変換時のM1、M2の論理を
知ることができる。すなわちZ2×（Z7＋Z8）＝１な
らばM1×M2＝１、2×Z5＝１ならばM1×2＝
１、2×5＝１ならば1×M2＝１、Z2×7×8
＝ならば1×2＝１であつて、復調データは X1＝Z1Z2（Z7＋Z8）＋Z4 2Z5＋Z6 2 5＋Z4Z2 7 8
………（４−１） X2＝Z4Z2（Z7＋Z8）＋Z7 2Z5 ………（４−２） X3＝Z5Z2（Z7＋Z8）＋Z8 2Z5 ………（４−３） X4＝Z6Z2（Z7＋Z8）＋Z9 2Z5 ………（４−４） X5＝Z7Z2（Z7＋Z8）＋Z7 2 5………（４−５） X6＝Z8Z2（Z7＋Z8）＋Z8 2 5………（４−６） X7＝Z9Z2（Z7＋Z8）＋Z6 2Z5＋Z9 2 5＋Z6Z2 7 8
………（４−７） X8＝Z3 ………（４−８） となる。
論理により第２図から変換時のM1、M2の論理を
知ることができる。すなわちZ2×（Z7＋Z8）＝１な
らばM1×M2＝１、2×Z5＝１ならばM1×2＝
１、2×5＝１ならば1×M2＝１、Z2×7×8
＝ならば1×2＝１であつて、復調データは X1＝Z1Z2（Z7＋Z8）＋Z4 2Z5＋Z6 2 5＋Z4Z2 7 8
………（４−１） X2＝Z4Z2（Z7＋Z8）＋Z7 2Z5 ………（４−２） X3＝Z5Z2（Z7＋Z8）＋Z8 2Z5 ………（４−３） X4＝Z6Z2（Z7＋Z8）＋Z9 2Z5 ………（４−４） X5＝Z7Z2（Z7＋Z8）＋Z7 2 5………（４−５） X6＝Z8Z2（Z7＋Z8）＋Z8 2 5………（４−６） X7＝Z9Z2（Z7＋Z8）＋Z6 2Z5＋Z9 2 5＋Z6Z2 7 8
………（４−７） X8＝Z3 ………（４−８） となる。
先に説明したとおり、変換数のデータ（Z1、
Z2、Z3、………Z8、Z9）のくり返しパターン中に
は論理「０」の連続する最大数は３以下となり、
従来の7/8MRZI方式、8/9MNRZI方式に比しク
ロツク再生が非常に容易となる。またｍの最大値
が３であるからｍの値は０、１、２、３の種類と
なり、したがつて変換後のNRZIのパターンが４
種類となり、パターンの相互干渉による波形歪
（ピークシフト）が減少する。更に波形歪の補正
回路（変換後のデータを磁気記録装置に記録する
時のパターン補正回路等）が簡単になるという利
点がある。また変調の場合は式（２−１）、（２−
２）及び式（３−１）乃至（３−９）、復調の場
合は式（４−１）乃至（４−８）に示される単純
な論理変換であり、現在市販されているPAL
（Programmable Array Logic）等を使用するこ
とにより簡単にハードウエアを構成することがで
きる。更にこの発明の実施例として説明した8/9
変換は計算機等におけるバイト（１バイト＝８ビ
ツト）の単位であり、上述のように8/9変換を行
うことはバイト単位の変換となり実用上便利であ
る。
Z2、Z3、………Z8、Z9）のくり返しパターン中に
は論理「０」の連続する最大数は３以下となり、
従来の7/8MRZI方式、8/9MNRZI方式に比しク
ロツク再生が非常に容易となる。またｍの最大値
が３であるからｍの値は０、１、２、３の種類と
なり、したがつて変換後のNRZIのパターンが４
種類となり、パターンの相互干渉による波形歪
（ピークシフト）が減少する。更に波形歪の補正
回路（変換後のデータを磁気記録装置に記録する
時のパターン補正回路等）が簡単になるという利
点がある。また変調の場合は式（２−１）、（２−
２）及び式（３−１）乃至（３−９）、復調の場
合は式（４−１）乃至（４−８）に示される単純
な論理変換であり、現在市販されているPAL
（Programmable Array Logic）等を使用するこ
とにより簡単にハードウエアを構成することがで
きる。更にこの発明の実施例として説明した8/9
変換は計算機等におけるバイト（１バイト＝８ビ
ツト）の単位であり、上述のように8/9変換を行
うことはバイト単位の変換となり実用上便利であ
る。
第３図はこの発明の一実施例における元のデー
タと変換後のデータとの対応とを示すデータフオ
ーマツト図であり、変換後のデータにおいては第
７サブデータ、第８サブデータ、第９サブデータ
の順に配列される。また第７サブデータを（Z1、
Z2）の２ビツトであると見れば、第３サブデータ
は（X1、X7）の２ビツトでX8はZ3として第７サ
ブデータ（Z1、Z2）の後尾に挿入されたと見るこ
ともできる。
タと変換後のデータとの対応とを示すデータフオ
ーマツト図であり、変換後のデータにおいては第
７サブデータ、第８サブデータ、第９サブデータ
の順に配列される。また第７サブデータを（Z1、
Z2）の２ビツトであると見れば、第３サブデータ
は（X1、X7）の２ビツトでX8はZ3として第７サ
ブデータ（Z1、Z2）の後尾に挿入されたと見るこ
ともできる。
第４図はこの発明の一実施例を示すブロツク接
続で同図ａは変調部、同図ｂは復調部を示す。図
において、１は元のデータの入力端子、２，１１
は元のクロツクの入力端子、４，１２はサブクロ
ツク発生器、５，１３は直列入力並列出力シフト
レジスタ、６，１４はプログラマブル・アレー・
ロジツク（以下PALと略記する）、７，１５は並
列入力直列出力シフトレジスタ、８は変調データ
出力端子、１６は元のデータの出力端子を示す。
続で同図ａは変調部、同図ｂは復調部を示す。図
において、１は元のデータの入力端子、２，１１
は元のクロツクの入力端子、４，１２はサブクロ
ツク発生器、５，１３は直列入力並列出力シフト
レジスタ、６，１４はプログラマブル・アレー・
ロジツク（以下PALと略記する）、７，１５は並
列入力直列出力シフトレジスタ、８は変調データ
出力端子、１６は元のデータの出力端子を示す。
サブクロツク発生器４は元のクロツクを入力し
て８ビツトごとのサブクロツクを発生する。元の
データはシフトレジスタ５の直列入力端子から入
力され８ビツトごとに並列出力端子から第１、第
２、第３の各サブデータに分離して出力される。
て８ビツトごとのサブクロツクを発生する。元の
データはシフトレジスタ５の直列入力端子から入
力され８ビツトごとに並列出力端子から第１、第
２、第３の各サブデータに分離して出力される。
各サブデータはPAL６に入力され式（２−
１）、（２−２）及び式（３−１）乃至（３−９）
の論理に従つて、第７、第８、第９の各サブデー
タが作成される。変換されたサブデータは第７、
第８、第９のサブデータの順序に配列されてシフ
トレジスタ７の並列入力端子から入される。この
入力のためのロードタイミング信号にはサブクロ
ツク発生器４から得たサブクロツクを用いる。こ
のようにしてシフトレジスタ７に入力した信号を
変調クロツク（元のクロツクの9/8の周波数のク
ロツク）でシフトすれば直列出力端子８から変調
データを得、この変調データを記録に用いること
ができる。
１）、（２−２）及び式（３−１）乃至（３−９）
の論理に従つて、第７、第８、第９の各サブデー
タが作成される。変換されたサブデータは第７、
第８、第９のサブデータの順序に配列されてシフ
トレジスタ７の並列入力端子から入される。この
入力のためのロードタイミング信号にはサブクロ
ツク発生器４から得たサブクロツクを用いる。こ
のようにしてシフトレジスタ７に入力した信号を
変調クロツク（元のクロツクの9/8の周波数のク
ロツク）でシフトすれば直列出力端子８から変調
データを得、この変調データを記録に用いること
ができる。
次に上記の記録を再生して変調データと変調ク
ロツクが得られる。サブクロツク発生器１２は変
調クロツクを入力して９ビツトごとのサブクロツ
クを発生する。変調データはシフトレジスタ１３
の直列入力端子から入力される９ビツトごとに並
列出力端子から第７、第８、第９の各サブデータ
に分離して出力される。
ロツクが得られる。サブクロツク発生器１２は変
調クロツクを入力して９ビツトごとのサブクロツ
クを発生する。変調データはシフトレジスタ１３
の直列入力端子から入力される９ビツトごとに並
列出力端子から第７、第８、第９の各サブデータ
に分離して出力される。
各サブデータはPAL１２に入力され式（４−
１）乃至式（４−８）の論理に従つて（X1、X2、
………X7、X8）の各ビツトが作成され、上記の
順序に配列されてシフトレジスタ１５の並列入力
端子から入力される。この入力のためのロードタ
イミング信号にはサブクロツク発生器１２から得
たサブクロツクを用いる。このようにしてシフト
レジスタ１５に入力した信号を元のクロツク（変
調クロツクの8/9の周波数のクロツク）でシフト
すれば直列出力端子１６から元のデータを得るこ
とができる。
１）乃至式（４−８）の論理に従つて（X1、X2、
………X7、X8）の各ビツトが作成され、上記の
順序に配列されてシフトレジスタ１５の並列入力
端子から入力される。この入力のためのロードタ
イミング信号にはサブクロツク発生器１２から得
たサブクロツクを用いる。このようにしてシフト
レジスタ１５に入力した信号を元のクロツク（変
調クロツクの8/9の周波数のクロツク）でシフト
すれば直列出力端子１６から元のデータを得るこ
とができる。
一般に、磁気記録再生装置に使用される変調方
式を評価する一方法として横軸に論理「０」のビ
ツトの連続する最大個数Nmaxを取り、縦軸に
Tmin×Tw（NRZI方式におけるTmin×Twに対
して規準化して表示する）を取つた座標上の位置
で表示する。第５図はこの発明の効果を示す座標
位置図であつて、この発明と、MFM、NRZI、
４／５NRZI、7/8NRZIの各方式の場合との各座標
位置を示している。
式を評価する一方法として横軸に論理「０」のビ
ツトの連続する最大個数Nmaxを取り、縦軸に
Tmin×Tw（NRZI方式におけるTmin×Twに対
して規準化して表示する）を取つた座標上の位置
で表示する。第５図はこの発明の効果を示す座標
位置図であつて、この発明と、MFM、NRZI、
４／５NRZI、7/8NRZIの各方式の場合との各座標
位置を示している。
第５図からも明らかなようにこの発明によれ
ば、Nmaxの値を充分に小さくしながらTmin×
Twを大きくすることができ、すなわち高密度記
録に適した変調データを得ることができる。
ば、Nmaxの値を充分に小さくしながらTmin×
Twを大きくすることができ、すなわち高密度記
録に適した変調データを得ることができる。
第１図は従来の方法を示すタイムチヤート図、
第２図はこの発明においてサブデータの作成に用
いられる論理の一例を示す論理図、第３図はこの
発明の一実施例における元のデータと変換后のデ
ータの対応を示すデータフオーマツト図、第４図
はこの発明の一実施例を示すブロツク接続図、第
５図はこの発明の効果を示す座標位置図である。 １……元のデータの入力端子、２，１１……元
のクロツクの入力端子、３，１０……変調クロツ
クの入力端子、４，１２……サブクロツク発生
器、５，１３……直列入力並列出力シフトレジス
タ、６，１４……PAL、７，１５……並列入力
直列出力シフトレジスタ、８……変調データの出
力端子、１６……元のデータの出力端子。
第２図はこの発明においてサブデータの作成に用
いられる論理の一例を示す論理図、第３図はこの
発明の一実施例における元のデータと変換后のデ
ータの対応を示すデータフオーマツト図、第４図
はこの発明の一実施例を示すブロツク接続図、第
５図はこの発明の効果を示す座標位置図である。 １……元のデータの入力端子、２，１１……元
のクロツクの入力端子、３，１０……変調クロツ
クの入力端子、４，１２……サブクロツク発生
器、５，１３……直列入力並列出力シフトレジス
タ、６，１４……PAL、７，１５……並列入力
直列出力シフトレジスタ、８……変調データの出
力端子、１６……元のデータの出力端子。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ８ビツトの２進データ（X1ないしX8）を９
ビツトの２進データ（Z1ないしZ9）に変換する２
進データ変調及び復調方法において、前記８ビツ
ト内の特定３ビツト（X2、X3、X4とする）の論
理和をM1とし、他の５ビツト内の特定の２ビツ
ト（X5、X6とする）の論理和をM2としたとき、
前記８ビツトの２進データを前記９ビツトの２進
データに変換する変調アルゴリズムおよび前記９
ビツトの２進データを前記８ビツトの２進データ
に逆変換する復調アルゴリズムを以下とし、前記
９ビツトの２進データ中の“０”の連続数を３個
以下にしたことを特徴とする２進データ変調およ
び復調方法。 復調アルゴリズム： X1＝Z1×Z2×（Z7＋Z8）＋Z4×2×Z5＋Z6×2×
Z5＋Z4×Z2×7×8 X2＝Z4×Z2×（Z7＋Z8）＋Z7×2×Z5 X3＝Z5×Z2×（Z7＋Z8）＋Z8×2×Z5 X4＝Z6×Z2×（Z7＋Z8）＋Z9×2×Z5 X5＝Z7×Z2×（Z7＋Z8）＋Z7×2×5 X6＝Z8×Z2×（Z7＋Z8）＋Z8×2×5 X7＝Z9×Z2×（Z7＋Z8）＋Z6×2×Z5＋Z9×2×
Z5＋Z6×Z2×7×8 X8＝Z3 変調アルゴリズム： Z1＝X1×M1×M2＋1＋2 Z2＝M1×M2＋1×2 Z3＝X8 Z4＝1×M2＋X1×2＋X2×M1×M2 Z5＝2＋X3×M1 Z6＝X4×M1×M2＋X7×2＋X1×1×M2 Z7＝X5×M2＋X2×M1×2 Z8＝X6×M2＋X3×M1×2 Z9＝X7×M2＋X4×M1×2＋1×2
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8204580A JPS576421A (en) | 1980-06-13 | 1980-06-13 | Binary data modulatimg and demodulating methods |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8204580A JPS576421A (en) | 1980-06-13 | 1980-06-13 | Binary data modulatimg and demodulating methods |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS576421A JPS576421A (en) | 1982-01-13 |
| JPS633391B2 true JPS633391B2 (ja) | 1988-01-23 |
Family
ID=13763536
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8204580A Granted JPS576421A (en) | 1980-06-13 | 1980-06-13 | Binary data modulatimg and demodulating methods |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS576421A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0727495U (ja) * | 1993-11-04 | 1995-05-23 | モリ工業株式会社 | 多機能物干し装置 |
-
1980
- 1980-06-13 JP JP8204580A patent/JPS576421A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0727495U (ja) * | 1993-11-04 | 1995-05-23 | モリ工業株式会社 | 多機能物干し装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS576421A (en) | 1982-01-13 |
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