JPS63314943A - ボリュームレンジ制御回路 - Google Patents

ボリュームレンジ制御回路

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JPS63314943A
JPS63314943A JP63119072A JP11907288A JPS63314943A JP S63314943 A JPS63314943 A JP S63314943A JP 63119072 A JP63119072 A JP 63119072A JP 11907288 A JP11907288 A JP 11907288A JP S63314943 A JPS63314943 A JP S63314943A
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/32—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices the control being dependent upon ambient noise level or sound level
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
    • H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
  • Interconnected Communication Systems, Intercoms, And Interphones (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、送信路を経て伝送チャンネルへ接続されるマ
イクロホンと、受信路を経て伝送チャンネルへ接続され
るスピーカと、送信路中の信号へ与えられる利得を決定
する制御ユニットとから成る通信ターミナル用の音声制
御回路に関するものである。
［従来の技術］ 電話用ハンドフリー設備は音声信号のダイナミックレン
ジを制御するための回路を含む（’　Ｅ　１ｃｃｔｒ１
ｓｃｈｃｓ　Ｎ　ａｃｈｒｉｃｈｔｃｎｗｅｓｅｎ″、
第５３巻、１９７８年、Ｎｏ、４、ｐｐ、２８ｇ乃至２
９３　）　、会話は９ζ−４− 受話器なしに伝えられ、電話中両手の使用を可能にし、
メモを取ったりファイルから振出すこと等の多数の利点
が使用者に与えられる。また、使用者は電話器から離れ
て行けるので更に自由に動ける。遠い相手方、即ちＢ−
主語加入者の声がスピーカを経て再生されるので、第３
者が会話を聞くことができ、また備付けの感度の高いマ
イクロホンへの話掛けによって積極的に参加することが
できる。これらの利点は、ＢＩＳＤＮ計画において提供
されるサービスの１つであるビデオ電話のような新しい
通信技術と結付いてより大きな意義を得るであろう。
［発明の解決すべき課題］ 他方で、しかしながら、ハンドフリー動作は音響上およ
び伝送上の観点からの困難な問題を与える。全ての周囲
の雑音が正確に音声と同じ方法でマイクロホンによって
受信され処理されるので、信号対雑音比は適切に定めら
れた直接のマイクロホン入力を受信する受話器を備えた
ものより低い。
同じことが受信側で起り、そこでは人間の耳は有効な信
号と妨害信号の両方を聞取る。
Ａ加入者によって受信されたＢ加入者からの信号はハン
ドフリー設備のスピーカによって再生される。この信号
は空中を進み、ある減衰を伴ってマイクロホンによって
受信され、それはＢ加入者へそれを送り返す。従って閉
ループが送信路、受信路、および空中を経て形成される
。もしこのループの利得がＶ−１／にであるなら（式中
にはスピーカとマイクロホンとの間のカップリング率で
ある）、シンギングトーン（ｓｌｎｇｉｎｇ　ｔｏｎｅ
）が生成される。これは極めて不愉快なものであり、そ
れを避ける方法が採られなければならない。
従来技術のハンドフリー設備はそれ故両方の伝送路中の
利得が音声レベルの関数として制御される音声制御シス
テムを含む。送信路中の利得の増加は受信路中の利得の
対応する増加を発生し、逆もまた同様である。音声制御
振幅のための最適値は特定の動作状態の関数として推ｎ
１される。
本発明の目的は受信路中の利得の減少を伴わずに最も可
能性の高いループ利得を用いる音声信号のボリュームレ
ンジを制御するための回路装置を提供することである。
［課題解決のための手段および作用］ 本発明に従って、この目的は、マイクロホンによって供
給された信号電圧が、 Ａ、もしそれらが予め決められた値以上であるなら均一
の信号レベルへ減衰され、 Ｂ、もしそれらが予め決められた値以下であるなら増幅
され、 Ｃ１もしそれらが予め決められた値を有するなら最大利
得を伝えるような、制御可能なコンパンダがマイクロホ
ンに後続して配置される回路装置によって達成される。
本発明によって可能にされる適切なボリュームレンジ制
御の主な利得は通常の電話通信において普通である“２
型動作”が保護されることである。
即ち一方の当事者が他方を抑圧しない。加えて、高品質
の広帯域およびステレオハンドフリー動作が本発明によ
って達成される。通常より大きい信号対雑音比が簡単で
、従って低費用の回路で得られる。もし使用者が周囲の
雑音が高い部屋にいると、彼は大きい声で話をすること
によってこの状況に自然に適合し、それは回路によって
、また再生された音響のボリュームを増加することによ
って補償され、そのため伝達される周囲雑音は減少され
る。またシンギングは確実に避けられる。
本発明の更に有利な観点はその他の請求項から明らかで
ある。
［実施例］ 本発明の実施例を以下の添付図面を参照して説明する。
ハンドフリー電話装置はマイクロホン１を有するが、こ
れは送信路２を経て電話加入者線ＡＬ（図示されていな
い）へ接続される（第１図）。
電話加入者線ＡＬは次に受信路３を経てスピーカ４へ接
続される。２ワイヤ伝送のためには、送信路２および受
信路３はバランス回路網を有するハイブリッドを経て通
常の方法で加入者線ＡＬへ接続されなければならない。
４ワイヤ伝達のためには、それらは加入者線ＡＬの各一
対のワイヤへ直接接続される。
送信路２は制御可能なコンプレッサ６、エクスパンダ７
、コンプレッサ６とエクスパンダ７の間のイコライザ８
、およびインバータ９を含む。コンプレッサ６とエクス
パンダ７の詳細は以下に説明される。インバータ９は演
算増幅器［例えば、５ＧＳ−ＡＴＥＳのＬＳ　　４ＣＬ
４型、Ｎ　ａｔｉｏｎａｌＳ　ｅｍｉｃｏｎｄｏｃｔｏ
ｒ　（今後ＮＳと略す）のＬＭ３２４、ＶＡＬＶＯのＮ
Ｅなどコによって構成される。
送信路２の出力はカップリング段３０を含むラインＩＯ
上をコンプレッサ６ヘフイードバツクされる。
受信路３は増幅器１３によって後続される乗算器１２を
含み、その増幅器１３の出力はスピーカ４へ接続される
。乗算器１２はＮＳのコンポーネントＬＭ１３　６００
、シーメンスのＴＤＡ　　４２９２またはＴＣＡ　　７
３０あるいはＶＡＬＶＯの５７２によって構成される。
ボリューム制御装置１４によって、使用者はスピーカ４
によって再生された音の大きさを変えることができる。
このため、ボリューム制御装置１４の出力は乗算器１２
の制御入力１６へ供給され、そこでそれらは乗算器１２
の信号入力１７へ供給された信号の振幅またはレベルに
所望される変化を生じさせる。乗算器１２の出力は増幅
器１３において増幅されスピーカへ供給される。
コンプレッサ６は増幅器１８のフィードバックループ中
に反転増幅器１８および乗算器２０を含み、増幅器１８
および乗算器２０はまた可変利得増幅器と見なすことが
できる。増幅器１８の出力は乗算器２ｏの信号人力２■
へ結合される。反転増幅器１８もまた演算増幅器（ｃｆ
、インバータ９）によって構成され、乗算器２０はコン
ポーネントＶＡＬＶＯのＮＥ５７２またはＮＳのＬＭ　
　１３　６００によって構成される。
マイクロホン１の出力はコンプレッサ６用の入力信号Ｕ
ｅであり、それは加算器２２を経て増幅器１８の入力へ
供給され、また整流器２３とローパスフィルタ２４を経
て乗算器２０の制御人力２５へ供給される。整流され平
滑にされた信号は入力電圧の相加平均に対応する。この
平均値に基づいて、フィードバックファクタおよび増幅
器１８の利得が決定される。マイクロホン１でのボリュ
ームの増加に伴って、即ちマイクロホン信号の振幅の増
加に伴って、フィードバックが増加され、そのため利得
は減少される。これはコンプレッサ６において圧縮を与
える。本発明に従った回路装置におけるコンプレッサ６
の動作について第２図も参照する。
ローパスフィルタ２４と乗算器２０の制御人力２５との
間に加算器２６が接続され、それを経てボリューム制御
装置１４の出力が制御人力２５へ供給される。
ボリューム制御装置１４からの信号の値は圧縮が開始さ
れる点を決定する。この開始点は合成ループ利得ｋが保
存されるように変えられる。このため、乗算器１２の利
得は制御入力１６を経て変えられる。
開始点の範囲に存在する信号レベル−それらは最も低い
音声レベルと等しい−は最大利得を与えられ、同時によ
り大きい信号は圧縮によって均一振幅となる。コンプレ
ッサ６の開始点以上で、制御人力２５へ供給された制御
信号Ｕｓｔは整流されたマイクロホン信号Ｕｅｇによっ
て決定される。開始点以下では、ボリューム制御信号Ｕ
ｌｓの影響は大きい。もし更に別の過程が得られないな
ら、伸張範囲と圧縮範囲の間の変わり目は漸進的なもの
である。
より簡単なハンドフリー設備において、ボリューム制御
装置１４は固定抵抗器によって置換され、それはボリュ
ームと圧縮開始点を決定する。
ハンドフリー設備の送信路の出力Ｕａをコンプレッサ６
ヘフイードバツクすることによって、伸張範囲から圧縮
範囲への変わり目はより狭くより鋭くされる。インバー
タ９の出力へ接続されたライン１０はそれ故付加的加算
器２８へ接続され、それは整流器２３の前にある。出力
信号Ｕａは従って信号人力２５へ供給される前に整流さ
れ平滑にされる。
ライン１０はカップリング段３０を含んでも良い。
もし線形カップリングが達成されるなら、カップリング
段３０は例えば抵抗器によって構成される。
もしカップリング段が湾曲した特性、好ましくは指数特
性を有する部品によって構成されるなら、鋭い変換部が
伸張範囲と圧縮範囲との間で得られる。
コンプレッサ６の出力はイコライザ８へ供給され、それ
は帯域除去フィルタのシステムから成り、電気−音響変
換器システムの共振が抑制される。
第３図において、フィルタされていない信号は実線で示
され、イコライザ８の対応するバスバンド曲線は破線で
示される。システム共振がフィルタされて除去されるの
で、有効な信号の増幅はｖｌから■２へ増加される。Δ
Ｖは増幅における最大可能増加である。共振によって引
起こされる歪みが抑制されるので、音声信号の明瞭さは
かなり改善される。帯域除去フィルタの設計は用いられ
た電気音響変換器の特性、端子の位置、およびマイクロ
ホンとスピーカの間の距離に依存する。
イコライザ８の出力はエクスパンダ７へ供給され、それ
は乗算器３１．整流器３２、およびローパスフィルタ３
３を含む。イコライザ出力信号は乗算器３１の第１の入
力（信号入力）へ直接供給され、また整流器３２および
ローパスフィルタ３３を経て乗算器３１の第２の入力（
制御入力）へ供給される。この信号の対応するＤＣ値に
よる信号入力のこの乗算によってエクスパンダにおいて
入力信号変化は２乗される。コンプレッサ６において均
一振幅へ導かれる有効な信号のため、エクスパンダ７は
予め設定された利得を有し、それはエクスパンダの最大
利得を表す。その振幅が圧縮が開始する点景下に存在す
るような信号に対しては、この利得は入力電圧、即ち利
得減少によって大きく減少されるよりも小さい電圧にお
ける減少に比例して減少する。入力レベル減少は２次の
より大きな出力レベル減少： Ｕ　ａ２＝　Ｕ　ａｌＸ　（Ｕ　ｅ２／　Ｄ　ｅｌ）　
２を生じさせる。式中、ＵｅｌおよびＵｅ２は第１およ
び第２の入力電圧レベルであり、ＵａｌおよびＵａ２は
第１および第２の出力電圧レベルである。
音声信号の適切なボリュームレンジ制御の利点が第２図
に示され、そこでは出力電圧Ｕａは入力電圧Ｕｅに対し
てグラフに示され、両方共にｄＢでｉｌｉ定されている
。この原理は破線によって固定利得ハンドフリー設備に
ついて、また実線によって本発明に従ったハンドフリー
設備について示されている。低い音声レベル−直線Ｇ１
−で、高い感度が設定される。しかしながらレベルに依
存しない固定された利得を有するハンドフリー設備にお
いては、過負荷レベルは非常に迅速に到達され、妨害信
号は音声信号と共に増幅される。
本発明に従ったハンドフリー設備において、入力信号、
即ちコンプレッサの開始点以下であるマイクロホン信号
は大きく抑制される。この範囲は直線Ｅｌ乃至Ｅｎによ
って示される。圧縮の開始点および伸張のための各直線
の位置はボリューム制御装置１４の位置に依存する。最
小可能ボリューム設定は矢印ＬＳｍｉｎによって示され
、最大可能ボリューム設定は矢印Ｌ　Ｓ　ｌ１ａｘによ
って示される。
この範囲に存在する人力信号に対しては、エクスパンダ
は信号振幅の減少に伴って減少する可変利ｉすを与え、
そのため妨害信号は大きく抑制される。
それから、コンプレッサの利得は固定された最大値を有
する。コンプレッサの開始点以上に存在する入力信号は
ほぼ一定の出力電圧−直線Ｋｏ−となり、従ってＢ加入
者側で再生される本質的に一定の大きさの音を与え、エ
クスパンダの利得は固定された最大値を仮定する。
比喰的に言うと、これはもしＡ加入者のハンドフリー設
備を用いる焼入かが彼等のターミナルから同じ距離で同
じ大きさで話をするかのようにＢ加入者に対して同じ効
果を有し、同時に雑音源はターミナルから遠く離れて現
われる。加えて、電話中のエコーは抑制される。
ステレオ信号を処理するため、ハンドフリー設備または
音声または音響信号の伝達のためのその他の通信設備−
フィードバック路を備えたスピーカシステムのようなも
の−が２チヤンネルを備えられていなければならない、
即ち説明されたサブ回路が２重にされなければならない
。
第４図に示された適切なボリュームレンジ制御回路は第
１図の回路装置の有利な特徴を有するが、乗算器の１つ
の必要性が排除されるので必要な構成部品を少なくでき
る。マイクロホン５０によって供給された信号電圧はイ
コライザ５１へ供給され、そこでは上述のシステム共振
が抑制される。イコライザ５１からの、フィルタされた
マイクロホンまたは入力電圧Ｕ１はコンパンダ５２へ供
給され、それは第１図の回路のコンプレッサ６およびエ
クスパンダ７を置換したものである。加算器５３、演算
増幅器５４（インバータ９と同様に構成される）、乗算
器５５　（ｃｒ、乗算器２０）、ハイパスフィルタ５６
、整流器５７、およびローパスフィルタ５８は通常のコ
ンプレッサを形成し、それは以下のように動作する。
入力電圧Ｕ１は加算器５３を通過し、演算増幅器５４へ
供給され、その出力Ｕ２は乗算器５５を経て加算器５３
ヘフイードバツクされる。
入力電圧Ｕ１はまたハイパスフィルタ５Ｂ、整流器５７
、およびローパスフィルタ５８を通過し、平均電圧値Ｕ
４として乗算器５５の第２の入力（制御入力）へ供給さ
れる。もし加算器５９を経て別の電圧が供給されないな
ら、平均値Ｕ４は入力電圧Ｕ１の平均に等しい。
乗算器５５は時間変化出力電圧Ｕ２と平均値Ｕ４を乗算
する。入力電圧Ｕ１における増加は利得積Ｕ４ＸＶ２に
おいて比例増加を生じさせる。結果として、加算器５３
へ供給されるフィードバック電圧Ｕ５は入力電圧Ｕ１と
同じ量まで増加する。増幅器５４の時間変化入力および
出力電圧Ｕ３、Ｕ２はしかしながら変化しないままであ
る。これはコンパンダ５２における音声信号の圧縮を与
える。
加えて、圧縮の開始点は決定され、音声信号の伸張は以
下のサブ回路によって行われる。即ち、ハイパスフィル
タ６１．全波整流器６２、加算器６３゜ボリューム制御
装置６４、ローパスフィルタ６５、およびダイオード６
６（例えば、ＩＴＴのｌＮ４１４８またはＩＮ　　４１
５１型）である。
圧縮が開始される入力電圧Ｕ１は制御電圧Ｕ６の大きさ
に依存し、それはダイオード６６および加算器５９を経
て乗算器５５の人力へ供給される。平均制御電圧Ｕ６は
、もし入力端子Ｕ１がＵ６以下であるなら乗算器５５の
利得積Ｕ４・Ｖ２を決定する。
もし利得積がボリューム制御装置６４によって予め設定
されたＤＣ電圧Ｕ８によってのみ決定されるなら、この
結果は入力信号Ｕ１の一定の増幅であり、そのダイナミ
ック変化は出力信号Ｕ２に比例して伝達される。
もし入力電圧Ｕ１が制御電圧Ｕ６を超えるなら、ダイオ
ード８６はターンオフされ、そのため乗算器５５の利得
積は再び入力信号Ｕ１に依存し、即ち圧縮が起こる。こ
の現象は第８図における曲線ａによって説明される。
制御電圧Ｕ６はボリューム制御装置６４の位置に依存す
るＤＣ電圧と、時間変化出力電圧Ｕ２から得られた整流
されたＡＣ電圧Ｕ９から構成される。
この結果、出力電圧Ｕ２はハイパスフィルタ６１によっ
てＤＣ電圧成分が除去され、全波整流器６２によって整
流される。後者は負の電圧−Ｕ９を伝え、その大きさは
出力信号Ｕ２に依存する。
加算器６３において、Ｕ８および−Ｕ９は一緒に加算さ
れる。Ｕ６は従って出力電圧Ｕ２の増加に伴って減少す
る制りａ電圧を表す。入力電圧Ｕ１がＵ６より小さいよ
うな範囲に渡って、制御電圧Ｕ６−Ｕ４における減少は
フィードバック電圧Ｕ５における減少を生成し、従って
出力電圧Ｕ２における増加を生じさせる。
加算器６３によって供給されたＤＣ電圧Ｕ７の平均はロ
ーパスフィルタ６５によって得られる。ローパスフィル
タ８５は伸張のための制御時定数を決定する。第８図に
おいて、出力電圧Ｕ２は入力電圧Ｕ１に対してグラフに
示され、曲線すは制御電圧における整流されたＡＣ電圧
−Ｕ９の効果が入力電圧Ｕ１を増加することによって増
加するので、伸張が入力電圧を増加することによって増
加することを示す。この現象は対数特性を有する全波整
流器６２を用いて妨げることができる。
整流器６２の特性に基づいて、伸張における増加の種類
が決定される。第８図における曲線すとｄはこの例であ
る。動作整流器６２の利得を促進するため、伸張の傾斜
が決定される（第８図、曲線Ｃおよびｅ）。
ボリューム制御装置６４によって供給されたＤＣ電圧Ｕ
８はまた乗算器６８の入力へ供給され（ｃｆ。
乗算器１２）　、したがって回路装置の受信路において
再生されるボリュームを決定する。加入者線上の離れた
相手方から受信される信号Ｕ１２は乗算器Ｂ８の第２の
入力へ供給される。乗算器６８の出力ｌよ増幅器６９を
経てスピーカ７０へ接続される。
もしボリュームがボリューム制御装置６４で増加される
なら、そのため受信された信号Ｕ１２の増幅は増加され
、圧縮開始点はシフトされる。これｔｉｔ第９図におい
て曲線Ｃと曲線すの間の距離によって示される。このシ
フトはループ利得が最大許容値を超えることを防ぎ、従
ってフィートノ（・ツクを避ける。
もし受信された電圧Ｕ１２から得られた量が電圧Ｕ８上
に重畳されたなら、圧縮開始点は受信された信号のダイ
ナミック変化に従って制御される。
この方法で、フィードバックの危険性は更に減少され、
再生音の大きさは特性のシフトに等しい量だけ増加され
ることができる。このシフトは第１１図に示されている
。同じ効果が第４図の回路装置においてなされるように
受信電圧を入力電圧Ｕ１へ加えることによって達成され
、増幅器６９によって供給された電圧はハイパスフィル
タ７１を通過し、得られた受取られた電圧Ｕｌｌとして
ハイパスフィルタ５６と整流器５７との間に接続された
加算器７２へ供給される。
伸張および圧縮のための制御時定数はローパスフィルタ
５８と６５によって互いに依存せずに決定される。第５
図の回路装置において、制御時定数は伸張および圧縮に
ついて同様である。即ちそれは積分器として機能するた
だ１つのローパスフィルタ７４によって決定される。こ
の結果、整流されたＡＣ電圧Ｕ１およびＵ７は積分され
る前に加算器７５において一緒に加算される。第５図の
残りの回路とこの回路の動作は第４図の回路にかなり対
応し、それ故再び説明することは省略する。
第６図に示された回路装置において、音声信号はデジタ
ル形式で処理され伝達される。破線で囲まれたサブ回路
は第４図または第５図の対応するサブ回路と同様に機能
するが、それらがデジタル信号を処理するように設計さ
れている点で後者とは異なる。デジタルサブ回路は第４
図および第５図においてと同様の符号によって示され、
付加的に＊印を付けられている。
スピーカおよびマイクロホン信号がまだアナログ信号で
あるので、それらはまず各々時間的に不連続なデジタル
サンプル値からおよびサンプル値へ変換されなければな
らない。これは２，３の付加的な構成部品を必要とする
。マイクロホン５０１′！サンプリング周波数の半分以
上の周波数を抑制するアンチ・アリアス（ａｎｔｉ−ａ
ｌｌａｓｌｎｇ　）フィルり７８を経てアナログ−デジ
タル変換器７９へ接続される。受信路において、加入者
線ＡＬ上で受信された信号はデジタル−アナログ変換器
８０にお０てアナログ信号へ変換され、ローノ（スフイ
ルり８１ｔま残りの全ての高調波を力・ソトオフする。
この信号を処理するため、全てのデジタル構成部品はク
ロ・ツク信号を必要とする。これはクロ・ツクライン８
２（こよって図面中に示されている。整流器５７＊と加
算器６３＊によって得られる電圧Ｕ１＊および電圧Ｕ７
＊の瞬時値は各々比較器８３にお０て比較され、それは
より大きい値を有する電圧が積分器７４＊へ供給される
ような方法でスイッチ８４を制御する。
これは第５図のダイオード６Ｂの機能に対応し、伸張か
ら圧縮への変換点を決定する。その他についてはこの回
路の動作は先の実施例によって説明されたものと同様で
ある。
第７図の回路の動作もまた上述の実施例のそれに対応す
るが、この回路は市販されているＶ　Ａ　Ｌ　Ｖ　Ｏ社
のコンパンダユニットＮＥ　　５７２によって構成れる
。このユニットが電流入力を有する整流器８６を含み、
積分器８７へ接続されているこの整流器の出力がアクセ
スできないため、重畳されるＡＣ電圧Ｕ７は電圧−電流
変換器８８によって制ｒＢ電流１７へ変換され、それは
整流の前に入力電流１１へ加えられる。電圧−電流変換
器８８は以下の関数に従って指数器として動作する。
１７−ＥＸＰ　（Ｕ７／ＵＴ） この関数関係式１７−ｆ　（Ｕ７）は第１０図に示され
る。高いＤＣ電圧Ｕ８は高いＤＣ電圧成分Ｕ７を生じさ
せ、後者は制御電流Ｉ７を曲線の急勾配部分ヘシフトし
、そこでは重畳されたＡＣ電圧成分Ｕ２によって引起こ
されるＵ７の小さな変化が急勾配のエクスパンダ関数と
なる。ＤＣ電圧が減少するとき、伸張は第９図の曲線ｃ
、ｄおよびｅかられかるように弱められる。
動作整流器６２の利得ぼ伸張曲線の傾斜を決定する。Ｄ
Ｃ電圧Ｕ８は整流器６２の動作点を決定する。
本発明に従った回路装置によって、妨害信号は減衰され
、有効な信号は一定の送信レベルとなる。
音響的フィードバックは、圧縮開始点をシフトすること
によって簡単で効果的な方法で防がれる。
ハンドフリー動作中にしばしば発生する反響はかなり減
少される。回路装置はそれ故ハンドフリー電話、例えば
講義室の音響放射または妨害雑音によって取巻かれてい
る有効な音響信号の受信等のためのその他の種類のスピ
ーチ回路に適切である。
もし再生された音のボリュームが手動的に調整されるな
ら、使用者が必要以上に高いボリュームを設定すること
か起こるかもしれない。オフィス（俳１えば５０ｄＢ（
Ａ）の周囲の雑音を伴うような）では、使用者は通常適
度な音量、即ち約６０ｄＢ（Ａ）で話をする。その場合
、用いられた電話ターミナルで受取られた音のボリュー
ムは同じ音圧、即ち６０ｄＢ（Ａ）に達するべきである
。
再生された音のボリュームが高すぎる程度に設定される
なら、圧縮開始点（即ち最大マイクロホン感度の状態）
は有効な信号がもはや圧縮範囲にない程度ヘシフトされ
、低いシラブルの送信されるボリュームは、それらか既
に伸張範囲に落ちているので減少される。
第１２図に示されたボリュームレンジ制御回路は自動的
に加入者自身の音声の大きさにほぼ等しい最大調節可能
ボリュームを加入者に提供する。このため、信号電圧の
予め決められた値、即ち圧縮開始点は周囲の雑音の関数
として制御回路によって変えられる。
より高い周囲の雑音レベル（例えば６０乃至７０ｄＢ（
Ａ））で、加入者は更に大きい声（約７０乃至８０ｄＢ
（Ａ））で話をするので、圧縮開始点は周囲の雑音の増
加（即ち１０乃至２０ｄＢ（Ａ））に従って変えられる
ことができる。
加えて、受信された音のボリュームは同じ音量、即ち１
０乃至２０ｄＢだけ増加される。受信された音のボリュ
ームは従って特定の周囲の状態へ適合される。送信路に
おける妨害信号の抑制は周囲の雑音を増加することによ
って増加する。これはほぼ一定の信号対雑音比となり、
それはこの回路装置の本質的な利点である。
マイクロホン５０は送信路２を経て加入者線ＡＬへ接続
される（第１２図）。加入者線ＡＬは受信路３を経てス
ピーカ７０へ接続される。送信路２、受信路３、および
コンパンダ５３は第４図の実施例と同−設計である。
後続するサブ回路によって、圧縮開始点が決定され、音
声信号の伸張は影響を及はされる。即ち、サブ回路はハ
イパスフィルタＢ１、全波整流器６２、加算器６３、ロ
ーパスフィルタ６５、ダイオード６６、およびボリュー
ム制御装置６４を含む制御回路９０である。
圧縮が開始される入力電圧Ｕ１は、上述のようにダイオ
ード６Ｇおよび加算器５９を経て乗算器５５の入力へ供
給される制御電圧Ｕ６の大きさに依存する。平均された
制御電圧Ｕ６は、もし入力電圧Ｕ１の平均がＵ６より小
さいなら乗算器５５の利得積Ｕ４ＸＶ２を決定する。
もし利得積か制御回路９０によって供給されたＤＣ電圧
Ｕ８によってのみ決定されるなら、一定の増幅が入力信
号Ｕ１へ与えられ、そのダイナミック変化は出力信号Ｕ
２に比例して伝達される。
入力電圧Ｕ１が制御電圧Ｕ６を超えるとき、ダイオード
６６はターンオフし、乗算器５５の利得積は再び入力信
号に依存し、従って圧縮が行われる。
制御電圧Ｕ６は制御回路９０によって提供されるＤＣ電
圧Ｕ８と、時間変化出力電圧Ｕ２から得られる整流され
たＡＣ電圧Ｕ９とから構成される。
このため、出力電圧Ｕ２はハイパスフィルタ６１によっ
てＤＣ電圧成分を除去され、全波整流器６２によって整
流される。後者は負の電圧−Ｕ９を引出し、その大きさ
は出力信号Ｕ２に依存する。
加算器６３において、Ｕ８と−Ｕ９は共に加算される。
Ｕ６は従って制御電圧を表し、それは一方では出力電圧
Ｕ２を増加することによって減少し、他方では制御回路
によって供給さるＤＣ電圧Ｕ８の大きさに依存する。入
力電圧Ｕ１がＵ６より小さいような全範囲で、制御電圧
Ｕ６−Ｕ４における減少はフィードバック電圧における
減少を引起こし、従って出力電圧Ｕ２における増加を引
起こす。
ローパスフィルタ６５は加算から生成されるＤＣ電圧Ｕ
７の平均を得る。このローパスフィルタ６５は伸張のた
めの制御時定数を決定する。
制御回路９０によって供給されたＤＣ電圧Ｕ８はまた乗
算器６８の入力へ供給され、従って回路装置の受信路３
において再生音のボリュームを決定する。加入者線上の
離れた加入者から受信した信号Ｕ１２は乗算器６８の第
２の入力へ供給される。乗算器６８の出力は増幅器６９
へ結合され、その出力は増幅された受信信号Ｕ１３をス
ピーカ７０へ供給する。
もし制御回路９０からのＤＣ電圧Ｕ８が増加されるなら
、従って受信信号Ｕ１２の増幅度を増加するなら、圧縮
開始点はシフトされる。これは最大許容可能ループ利得
が超えられることを防ぎ、そのためフィードバックは避
けられる。
圧縮開始点は受信信号のダイナミック変化の関数として
変えられる。この方法で、フィードバックの危険性は更
に減少され、再生された音のボリュームは圧縮開始点が
シフトされることによって同じ量まで増加される。これ
は増幅された受信電圧Ｕ１３を入力電圧Ｕ１へ加えるこ
とによって達成される。これを行うため、増幅器６９の
出力からの電圧Ｕ’１３はハイパスフィルタ７１を通過
し、導出された受信電圧Ｕ１４としてハイパスフィルタ
５６と整流器５７との間の加算器７２へ供給される。
伸張および圧縮のための制御時定数はローパスフィルタ
５８と６５によって互いに独立に決定される。
動作整流器６２の利得は伸張の傾斜を決定する。
ＤＣ電圧Ｕ８は整流器６２の動作点を決定する。
制御回路９０のための操作された変数は整流器６２の出
力信号−Ｕ９であり、それは上述されたようにコンパン
ダ５２の伸張作用を決定する。この信号は反転増幅器９
１および積分器９２を通過し、サンプル−保持装置９３
の入力へ信号電圧ＵＩＧとして供給される。
第１５図は積分器９２の出力での電圧ＵＩＧの波形を示
す。この表現は、加入者が話しているとき周囲の雑音が
増加するような状況に対応する。音声−信号は実線で示
され、周囲の雑音は破線で示される。
音声信号がコンパンダ５２において特性のシフトを引起
こすことを防ぐため、操作された変数の新しい値は、も
し電圧ＵＩＧが人が話しているとき発生するような広い
ダイナミック変化を示さないなら制御回路において考慮
される。このために、電圧ＵＩＧは微分器９４と閾値回
路９５を経てタイミング素子９６へ供給される。広いダ
イナミック変化の場合、閾値回路９５の出力での対応す
るパルスはタイミング素子９６において長くされダイオ
ード９７を経てサンプル−保持装置９３の制御入力へ供
給されるが、それは後者が加入者が話をするのと同じ程
度長く信号電圧ＵＩＧを受信することを防ぐ。
従って、ターミナルの周囲における所望されない雑音を
識別するための基準はこの雑音の連続性である。即ちこ
の連続性は音声信号には存在しない。
スピーカ７０によって放射された受信音声信号は回路装
置上の所望されない影響を有するので、受信信号電圧Ｕ
１２は整流器９８、積分器９９、閾値回路１００、およ
びダイオード１０１を経てサンプル−保持装置９３の制
御入力へ供給される。後者は従って受信された音声信号
が出力されるのと同じくらい長い信号電圧ＵＩＧの新し
い値を受取ることはない。静かな期間のみ信号電圧は受
信された操作された変数Ｕ９に依存し、その変化が評価
される。
サンプル−保持装置９３の出力は積分器１０２を通過し
、信号Ｕ３Ｇとして加算器１０３−＼供給され、それは
そこからボリューム制御装置６４へ供給され、使用者は
手動的にスピーカ７０のボリュームを調節することがで
きる。ボリューム制御装置６４の出力から、信号はコン
パンダ制御入力へ供給され、それは加算器６３へ接続さ
れる。ボリューム制御装置６４の与えられた設定で、信
号Ｕ３Ｇはコンパンタ５２を制御し、後者の特性は周囲
の雑音の関数として影響される。
第１６図から、その制御入力へ供給された電圧Ｕ２Ｇの
制御下で、サンプル−保持装置９３は静かな間中はサン
プリングを行ない会話中は保持状態である。
コンパンダ特性上の影グは第１７図によって説明され、
制御信号Ｕ３Ｇは時間の関数としてグラフに示されてい
る。Ｕ３Ｏの３つの異なる値から合成するコンパンダ特
性はチャートＵ２−ｆ　（Ｕｌ）の形で示される。
時間ｔ−１−４，５秒の間、周囲の雑音は低く、そのた
め信号Ｕ３Ｇは小さい値を有する。ここで、音声信号の
圧縮は既に加入者の比較的低いスピーチレベルに設定す
る。図面に含まれているチャートにおいて、圧縮開始点
は急な伸張線と、緩やかに上昇する圧縮線との交点とし
て得られる。第１７図の（ａ）において、この開始点は
Ｕｌの小さい値に位置する。
時間ｔ−４，５乃至１１．５秒の間、周囲の雑音および
、従ってＵ３Ｏのレベルは異なる割合いで数倍に増加す
る。これらの各増加は、第１７図（ｂ）において矢印で
示されるように、右側、即ちマイクロホン信号の高い値
に向けての圧縮開始点のシフトを生じる。
時間ｔ　−１１，５乃至１５秒の間、周囲の雑音レベル
は非常に高い。圧縮開始点は右側、即ち第１７図（Ｃ）
の、加入者の比較的高いスピーチレベルでのみ開始する
圧縮ヘシフトされる。
コンパンダを制御する以外に、信号Ｕ３Ｇは乗算器６８
を制御し、それによって再生音のボリュームもまた自動
的に周囲の雑音へ適合される。
加算器１０３において、基準電圧源１０４からの基準電
圧Ｕ　ｒｅｆは信号Ｕ３Ｏ上に重畳される。この基本的
設定は最低可能最大ボリュームを決定する。
ボリューム制御装置６４によって、使用者は再生音の所
望されたボリュームを調整でき、同時に各最大可能ボリ
ュームは制御回路９０によって決定される。
もしもほぼ一定の周囲の雑音環境、例えば住居、オフィ
ス、オーブンプランオフィスあるいは展示会ホール等に
おいて用いられるなら、第１２図によって示された回路
装置は非常に効果的に適合するボリューム制御を許容す
る。
広く変化する雑音レベルを有する環境（空港や鉄道の駅
等）において、周囲の雑音へ瞬間的に適合することが適
切である。これは第１３図に示された回路装置によって
達成される。
制御回路１１０のための操作された変数は測定マイクロ
ホンｉｌｌによって与えられ、それは主に周囲の雑音が
整流器１１２の出力に現われる測定電圧レベルを決定す
るように位置する。測定電圧はローパスフィルタ１１３
を通過し、積分された測定電圧ＵＧとして加算器１１４
へ供給され、レベル増加の部分は話者によって生成され
、スピーカは除去される。このため、出力信号Ｕ２は反
転整流器１１５を経てローパスフィルタ１１Ｂへ供給さ
れ、その出力−ＵＴは加算器１１４の入力の１つへ供給
され、受信信号Ｕ１２は乗算器６８の出力から反転整流
器１１７を経てローパスフィルタ１１８へ供給され、そ
の出力−ＵＲは加算器１１４のもう一方の入力へ供給さ
れる。加算器１１４での制御信号は従って、ＵＳ−ＵＧ
−ＵＴ−ＵＲ である。
この制御信号はボリューム制御装置６４を経てコンパン
ダ５２の制御入力、即ち加算器６３へ供給される。ここ
で、また基準電圧源は最低可能最大ボリュームを決定す
る基本的設定を決定する。
制御電圧ＵＳは連続的にそれ自身を周囲の雑音へ適合し
、圧縮開始点および周囲の雑音の関数としての再生音の
ボリュームを変える。
第１４図の制御回路は自動車に用いられる電話ターミナ
ルに適切である。自動車中の雑音は進行速度にほぼもっ
ばら依存する。制御回路１２０のため処理された変数は
自動車のスピードメータ１２１から直接前られる。スピ
ードメータ１２１の出力は整合回路１２２へ供給され、
それはボリューム制御装置６４を通過し、制御信号Ｕ８
としてコンパンダ５２の加算器６３へ供給される。また
それは乗算器６８へ供給され、そのためそれはまた受信
信号Ｕ１２のしベルに影響を及ぼす。スピードメータ１
２１に加えて、回転カウンタ１２３は制御回路１２０の
ため付勢信号を生成する。これはエンジンが実質的に雑
音レベルへ寄与する自動車において特に適切である。
第１４図の回路は廉価であるが、非常に信頼性がある。
使用者が運転中ボリューム修正をする必要がないのでそ
れはまた安全性を増加する。
【図面の簡単な説明】
第１図は音声信号のボリュームレンジを制御するための
本発明に従った回路装置の１実施例を示す。 第２図は第１図の回路装置の動作の説明をするための図
である。 第３図は第１図の回路装置におけるイコライザの動作の
説明をするための図である。 第４図は本発明に従った回路装置の第２の実施例を示す
。 第５図は本発明に従った回路装置の第３の実施例を示す
。 第６図はデジタル信号処理による、本発明に従った回路
装置の第４の実施例を示す。 第７図は本発明に従った回路装置の第５の実施例を示す
。 第８図は第４図乃至第８図の回路装置の説明をするため
の図である。 第９図は第４図乃至第７図の回路装置を説明するための
図である。 第１Ｏ図は第７図の回路装置に用いられた電圧−電流変
換器の動作を説明するための図である。 第１１図は第４図の回路装置の動作を説明するためのも
う１つの図である。 第１２図は本発明に従った回路装置の第６の実施例を示
す。 第１３図は本発明に従った回路装置の第７の実施例を示
す。 第１４図は本発明に従った回路装置の第８の実施例を示
す図である。 第１５図は本発明に従った回路装置の周囲に存在する音
信号の概略的表現であ乞。 第１６図は本発明に従った回路装置の動作を説明　　メ
ーするためのもう１つの図である。 第１７図は本発明に従った回路装置の動作を説明するた
めの更に別の図である。 １　、５０．　ｉｌｌ・・・マイクロホン、２・・・送
信路、３・・・受信路、４　、７０・・・スピーカ、６
・・・コンプレッサ、７・・・エクスパンダ、８　、５
１・・・イコライザ、９・・・インバータ、１０・・・
ライン、１２．２０．３１．５５．８８・・・乗算器、
１４．６４・・・ボリューム制御装置、１６．８４・・
・制御入力、１８．８９．９１・・・増幅器、２１・・
・信号入力、２２゜２Ｇ、　２８．５３．５９．６３．
１１４・・・加算器、２３．３２．５７゜［３，’ＩＬ
　１１２　、１１５　・・・整流器、２４．３３．５ｇ
、　６５゜８１、１１３　、　１１８・・・ローパスフ
ィルタ、３０・・・カップリング段、５Ｂ、　ｆｌｉｔ
・・・ハイパスフィルタ、６２・・・全波整流器、６Ｂ
、　ｌｏｔ・・・ダイオード、８０・・・アナログ−デ
ジタル変換器、８２・・・クロックライン、８３・・・
比較器、８４・・・スイッチ、８７．９２．９９・・・
積分器、８８・・・電圧−電流変換器、９０．１１０　
、１２０・・・制御回路、９３・・・サンプル−保持装
置、９４・・・微分器、９５．１００・・・閾値回路、
９６・・・タイミング素子、１２１・・・スピードータ
、１２３・・・回転カウンタ。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 、１× 〉　　； 手続補正書 ６３．９．１ 昭和　　年　　月　　日 特許庁長官　吉　１）文　毅　殿 １、’Ｍ＜件の表示 特願昭６３−１１９０７２号 ２、発明の名称 ボリュームレンジ制御回路 ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 名称・　アルカチル・エヌ・ブイ ４、代理人 東京都千代田区霞が関３丁目７番２号　ＵＢＥビル〒１
００　　電話　０３　（５０２）３１８１　（大代表）
明細書の特許請求の範囲の欄 ２、特許請求の範囲 送信路を経て伝送チャンネルへ接続されるマイクロホン
と、 受信路を経て伝送チャンネルへ接続されるスピーカと、 送信路中の信号へ与えられる利得を決定する制御ユニッ
トとを含む、通信ターミナル中の音声信号のダイナミッ
クレンジを制御するための回路装Ａ、もしそれらが予め
決められた値より上であるならば均一の信号レベルへ減
衰され、Ｂ、もしそれらが予め決められた値より下であ
るならば増幅され、 Ｃ１もしそれらが予め決められた値を有するなら最大利
得を与えられるような、制御可能なコンパンダがマイク
ロホンに後続して配置されていることを特徴とする回路
装置。

Claims (20)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）送信路を経て伝送チャンネルへ接続されるマイク
    ロホンと、 受信路を経て伝送チャンネルへ接続されるスピーカと、 送信路を経て信号へ与えられる利得を決定する制御ユニ
    ットとを含む、通信ターミナル中の音声信号のダイナミ
    ックレンジを制御するための回路装置において、 マイクロホンによって供給される信号電圧が、Ａ、もし
    それらが予め決められた値以上であるなら均一の信号レ
    ベルへ減衰され、 Ｂ、もしそれらが予め決められた値以下であるなら増幅
    され、 Ｃ、もしそけらが予め決められた値を有するなら最大利
    得を与えられるような、制御可能なコンパンダがマイク
    ロホンに後続して配置されることを特徴とする回路装置
    。
  2. （２）信号電圧の予め決められた値が、使用者がスピー
    カのラウドネスを変えるボリューム制御装置によって設
    定されることを特徴とする請求項１記載の回路装置。
  3. （３）コンパンダが、演算増幅器と、この演算増幅器の
    フィードバックループに挿入され、マイクロホン信号電
    圧のレベルに依存して、整流されたマイクロホン信号に
    よって、あるいはコンパンダの出力電圧から得られた整
    流されたＡＣ電圧が重畳されるボリューム制御装置から
    のＤＣ電圧によって決定されるその制御入力へ供給され
    た制御信号を有する乗算器とを含むコンプレッサを含む
    ことを特徴とする請求項１記載の回路装置。
  4. （４）コンパンダからの出力信号がハイパスフィルタに
    おいてそのＤＣ電圧成分がなくされ、全波整流器におい
    て整流され、加算器においてボリューム制御装置からＤ
    Ｃ電圧に重畳されることを特徴とする請求項３記載の回
    路装置。
  5. （５）加算器によって導出されたＤＣ電圧信号が、前記
    整流されたＡＣ電圧信号の平均が得られるローパスフィ
    ルタへ供給されることを特徴とする請求項４記載の回路
    装置。
  6. （６）コンパンダがコンプレッサおよびエクスパンダを
    具備し、 コンプレッサにおいて、予め決められた値以上であるマ
    イクロホンからの信号電圧が利得を変えることによって
    均一レベルへ減衰され、 コンプレッサから導出された信号がエクスパンダへ供給
    され、予め決められた値以下である信号電圧が信号レベ
    ルを減少することによって減少する利得を与えられ、 コンプレッサの利得が、予め決められた値を有する信号
    電圧についての最大値を仮定することを特徴とする請求
    項１記載の回路装置。
  7. （７）コンプレッサが、演算増幅器と、この演算増幅器
    のフィードバックループに挿入され、その制御入力へ供
    給された整流されたマイクロホン信号を有する乗算器を
    含むことを特徴とする請求項６記載の回路装置。
  8. （８）送信路の出力がカップリング段を経てコンプレッ
    サの合計段へ接続されることを特徴とする請求項７記載
    の回路装置。
  9. （９）カップリング段が指数特性を有する素子を含むこ
    とを特徴とする請求項８記載の回路装置。
  10. （１０）電気音響変換器システムの共振範囲を抑制する
    イコライザがエクスパンダの前に接続されていることを
    特徴とする請求項６記載の回路装置。
  11. （１１）信号電圧の予め決められた値が周囲の雑音の関
    数として制御回路によって設定されることを特徴とする
    請求項１記載の回路装置。
  12. （１２）送信路の出力で供給された音声信号の信号対雑
    音比が制御回路によって一定に維持されることを特徴と
    する請求項１１記載の回路装置。
  13. （１３）送信路の出力電圧から得られた整流されたＡＣ
    電圧が制御回路のための操作された変数として機能する
    ことを特徴とする請求項１１記載の回路装置。
  14. （１４）制御回路が、整流されたＡＣ電圧が積分器を経
    て供給され、その積分された出力がコンパンダの制御入
    力へ供給されるサンプルおよび保持装置を含むことを特
    徴とする請求項１３記載の回路装置。
  15. （１５）制御回路が、使用者が会話中、積分されたＡＣ
    電圧がサンプルおよび保持装置によって受信されること
    を防ぐ第１のブロッキング回路を含むことを特徴とする
    請求項１３記載の回路装置。
  16. （１６）制御回路が、積分されたＡＣ電圧がスピーカを
    経て受信された音声信号の再生中にサンプルおよび保持
    装置によって受信されることを防ぐ第２のブロッキング
    回路を含むことを特徴とする請求項１３記載の回路装置
    。
  17. （１７）スピーカで最低の最大ボリュームを決定する基
    準電圧が積分された出力信号へサンプルおよび保持装置
    から加算されることを特徴とする請求項１４記載の回路
    装置。
  18. （１８）周囲の雑音に反応して測定マイクロホンによっ
    て生成される測定信号が制御回路のための操作された変
    数として機能することを特徴とする請求項１１記載の回
    路装置。
  19. （１９）測定マイクロホンの出力が増幅され、使用者お
    よびスピーカによって発生する音声信号が否定された形
    で供給される加算器へ供給されることを特徴とする請求
    項１８記載の回路装置。
  20. （２０）自動車の走行状態に依存する測定信号が制御回
    路のための操作された変数として機能することを特徴と
    する請求項１１記載の回路装置。
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