JPS63290191A - ブラシレスモ−タの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、トルクリップルを低減した、ブラシレスモー
タの駆動回路に関する。

（ロ）従来の技術 ホール素子により回転子位置を検出し、その検出信号で
トランジスタを駆動して、該トランジスタの出力側に接
続される電機子巻線への通電を制御するブラシレスモー
タの駆動回路においては、トルクリップルを減少、除去
する制御回路が種々提案されている。

第６図は、このようなブラシレスモータのトルクリップ
ルを減少させるための駆動回路の一例として、特開昭５
−６−１５１８５号公報により提案されている制御回路
である。

図において、平衡三相モータの電機子巻線（１）、（２
）、（３）はＰＵ、ＰＶ、ＰＷなるパワーアンプで半波
制御される。今このうちパワーアンプＰＵを例にその動
作を説明する。ホール素子（１１）の出力は抵抗器（１
６）、（１７）によってアンプＡｕの逆相、正相入力端
へ入力される。Ａｕ出力は抵抗器（１９）を介してトラ
ンジスタＱｕのベースへ接続され、このトランジスタＱ
ｕのコレクタには電機子巻線（１）の一端が接続され、
同時にコレクタ電位は抵抗器（１８）を介してアンプＡ
ｕの逆相入力端へ帰還される。可変電圧源Ｅｓは図示し
ないサーボ制御回路によってその出力電圧ｅｓが任意に
制御されるものであるが、この電圧ｅ、はトランジスタ
Ｑｕを介して巻線（１）へ印加され、また抵抗器（２０
）を介してホール素子（１１）に入力電流を供給する。

ロータの回転により、ホール素子（１１）の出力端（１
１＋）からは磁束量に比例した出力が得られ、トランジ
スタＱｕから電機子巻線（１）に印加される電圧は磁束
量に比例した値となる。

ロータが電気角で４５°進んだときにトランジスタＱｕ
が飽和するように抵抗器（１６）、（１８）の比を選定
すると、その後電気角で９０°の間（即ち、４５°から
１３５°まで）は、ｅ５よりもやや低い一定電圧Ｖｕが
パワーアンプＰＵより得られる（第７図）、さらに次の
電気角で４５°　（１３５°から１８０°まで）の間は
、０°〜４５°の間と同様に磁束に比例した電圧が得ら
れる。

この間ロータは一定速度で回転するものとすれば電機子
巻線（１）には速度起電力が発生し、それはたとえば第
７図（ａ）中にｅｕにて示す如く正弦波状の電圧（巻線
が鎮交する磁束密度に比例する値の電圧）となる。この
電圧ｅｕを、先の印加電圧Ｖｕより差引いたものが電機
子巻線（１）の抵抗によるドロップ分電圧となる。つま
り差引かれた電圧値に比例する形状の電流が電機子巻線
（１）に流れる。この電流と正弦波状の磁束密度との積
を、ロータの各位置においてプロットしたものが第７図
（ｂ）中に曲線τＵで示したもので、これが電機子巻線
（１）における出力トルクである。

このように構成されたパワーアンプＰＵと全く同じ回路
を他に２つ設け、それにはホール素子（１２）、（１３
）の出力を入力とし、出力を電機子巻線（２）、（３）
を接続すると平衡三相半波制御回路となる。この回路を
もって、電機子巻線（２）、（３）に印加する電圧Ｖｖ
、Ｖｗを示したものが第７図（ａ）中の同符号で示した
波形である。出力トルクについては同図（ｂ・）中にτ
Ｖ、τＷにて示したようになる。モータの出力トルクは
３つのトルク値τＵ、τＶ、τＷの和で−これは第７図
（ｂ）中に太線で示したτｔとなる。この出力トルクτ
ｔはモータの負荷の大きさ、速度の大小によって、各巻
線に印加される電圧が異なる為に値が異なる。同時にト
ルクリップルも変化する。例えば回転数が所望の値で一
定のとき、速度起電力のピーク値（ニ）と、電気角４５
°時点の印加電圧Ｖｕから速度起電力ｅｕつまり（ロ）
の値を差引いた値の巻線電圧降下（ハ）とかほぼ等しく
、また電気角９０°時点の印加電圧Ｖｕから前記（ニ）
の値を差引いた値の巻線電圧降下（イ）と、前記（ロ）
の値とがほぼ等しいときにトルクリップルは極めて小さ
くなる。

このように、上記公報により提案された技術においては
、ホール素子から得られる駆動信号を所定利得で増幅し
、所定レベルで振幅制限して台形波とし、相切換部にお
けるクロス点Ｐを上昇させることにより、トルクリップ
ルの低減を図っているが、ホール素子の温度特性や感度
変化に応じて、またロータの磁束量の変化に応じてホー
ル素子の出力が変化し、クロス点Ｐを所・定レベルに安
定に保つことが出来ない。その為、トルクリップルの補
正が一定とならないという問題があった。

このため、クロス点Ｐを安定に保ちトルクリップルを減
少させるために、第２図に示されるようなブラシレ゛ス
モータの駆動回路が提案されている。図において、ａｌ
〜ａ、は、それぞれモータの回転に応じて出力を発生す
るホール素子、ｂｌは詳細を第３図により説明する第１
制御部、Ｃは第１制御部ｂ１の信号によりホール素子ａ
１〜ａ３で得られた信号を増幅する増幅回路、ｄは増幅
回路Ｃの出力信号をマトリクスし、互いに１２０度の位
相差でそれぞれ１２０度駆動波形となる信号を発生する
マトリクス回路、Ｓｕはレベルシフト回路ｅ、第２制御
部ｂ２、リミッタｆ、増幅器ｇで構成される制御装置で
、１相分の出力信号Ｖｕを形成する。同様に、マトリク
ス回路ｄには、制御装置Ｓｖ、Ｓｗを接続し、それぞれ
他の２相分の出力信号Ｖｖ、Ｖｗを得ている。また、Ｖ
ｓはモータの回転速度を定める基準電圧で、第１制御部
ｂ１、第２制御部ｂ２．増幅器ｇに印加される。

第３図は、第１制御部す、の詳細を示す回路図である。

この例によるトルクリップル除去の具体例について、第
３図の回路図と第４図の特性図により説明する。

（１）正負両波を使用するバイポーラ型のモータドライ
バにおいては、ドライバの出力増幅器が上下の残り電圧
を有し、そのアンバランスがトルクリップルに関係して
くるので、強制的に零電位■に対してリミッタレベル■
となる残り電圧Ｖｘを設定し、それが第１演算増幅器の
反転入力端子に入力抵抗ｒ４を介して供給される。

（２）第３図において、ｒ、＝３Ｒ，ｒ２＝Ｒとすれば
、第１演算増幅器の非反転入力端子の入力電圧Ｖ、は、 Ｖ＋　＝　（１／４）Ｖｓ　　　　　　　−（イ）で表
わされる。但し、Ｖｓは■の基準電圧とする。

また、フィードバック抵抗ｒ３＝Ｒ１反転入力端子の入
力抵抗ｒ４＝Ｒとすると、第１演算増幅器の出力電圧ｖ
０は、 ｖ　ｏ　”　［（（ｒ、”ｒ４）／ｒ４）　ｘ　ｖ＋１
−　ｖｘ＝　２　（１／　４　）　Ｖ　ｓ　−Ｖ　ｘ＝
　（１／２）Ｖｓ−Ｖｘ　　　　・　（ロ）となり、■
で示した（１／２）Ｖｓ−Ｖｘの出力電圧が、第２演算
増幅器に入力される。

（３）第２演算増幅器においては、入力されたＶＯに対
して電圧−電流変換を行ない、トランジスタＴｒａの出
力端に１０の出力電流が発生する。

（４）この出力電流１０に応じて、第２図の増幅回路Ｃ
の出力信号の振幅が定められ、前記出力信号はマトリク
ス回路ｄでマトリクスされ、レベルシフト回路ｅでレベ
ルシフトされる。そのときのレベルシフト回路ｅの出力
信号の振幅、すなわち前記増幅回路Ｃの出力信号の振幅
は、 Ｋ　（（１／２）Ｖｓ−Ｖｘ）　　　　・・・（Ａ）と
なる。ここに、Ｋは、分圧抵抗ｒｓ、ｒｓの（ａに応じ
て１〜２の間に設定される任意の数値であり、Ｋ＝２と
した場合には、レベルシフト回路ｅの出力端に発生する
出力信号の振幅は、Ｖｓ−２Ｖｘとなり、Ｋ＝１とした
場合、前記振幅は（１／２）Ｖｓ−Ｖｘとなる。Ｋ＝１
とした場合、クロス点はＰとなり、Ｋ＝２とした場合、
クロス点はＰ′となり、前記にの値に応じてクロス点を
ＰとＰ′　との間の任意の点に設定することが出来る。

しかも、前記クロス点は、基準電圧Ｖｓと残り電圧Ｖｘ
とにより定まり、ホール素子の出力レベルと無関係とな
るので、前記ホール素子の出力変動が生じてもクロス点
が変化することは無い。

（５）レベルシフト回路ｅの出力は、リミッタｆに印加
され、第２制御部す、の出力信号により定まるリミッタ
レベル（Ｖｓ−Ｖｘ）に振幅制限される。その為、Ｋを
１より大に設定した場合、クロス点Ｐが相対的に上昇す
ることになり、トルクリップルの改善が計れる０例えば
、Ｋ＝２とした場合、リミッタレベル（Ｖｓ−Ｖｘ）と
クロス点Ｐ′のレベルとが等しくなる。

（６）リミッタｆの出力信号は、増幅器ｇにより電力増
幅され、電機子巻線に印加される。他の制御装置Ｓｖ、
Ｓｗの出力端子にも全く同様にして出力信号Ｅｖ、Ｅｗ
が得られ、それぞれの電機子巻線に印加される。各制御
装置Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗに設けられた増幅器ｇと三相の電
機子巻線１゜２．３とは、例えば、３４５図のように接
続することが出来る。即ち、ＮＰＮ型のパワートランジ
スタＴ　ａ　１　Ｐ−Ｔ　ａ　３及びＰＮＰ型のパワー
トランジスタＴｂ、　〜Ｔｂ３を出力Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ
に対してプッシュプル接続し、それぞれのエミッタ接続
点に電機子巻線１〜３の一端を接続すれば、前配出力Ｖ
ｕ、Ｖｖ、Ｖｗにより前記電機子巻線１〜３を三相バイ
ポーラ駆動することが出来る。

（ハ）発明が解決しようとする問題点 第２図により説明した、ブラシレスモータの駆動回路は
、制御装置Ｓｕにリミッタｆを設けており、このリミッ
タｆは、第８図に示すように、ダイオード（５６）、（
５７）により構成される。

第８図のリミッタｆにおいては、Ａ点の上側リミッタレ
ベルを第１電源（５１）により（Ｖｓ−Ｖｘ）に設定し
くＶｓ：基準電圧、ｖｘ：残り電圧）、下側リミッタレ
ベルを第２電源（５２）によりＶｘに設定している。こ
のため、入力端子（５３）に印加される入力信号は、上
記リミッタレベル（Ｖｓ−Ｖｘ）およびＶｘで制限され
ることになる。

このように、点Ａで得られる制限された信号は、比較回
路（５４）　テ（１／　２　）　Ｖ　ｓと比較され、そ
の結果出力端子（５５）には、（１／２）Ｖｓを中心と
して振幅が（（１／２）Ｖｓ−Ｖｘ）となる正負の出力
信号が発生する。

第９図は、第８図のリミッタにおける基準電圧Ｖｓに対
するＡ点の電圧の変化を示す特性図である。図に示した
ように、基準電圧Ｖｓが低下すると出力信号の振幅（（
１／　２　）　Ｖ　ｓ　−Ｖ　ｘ　）も低下し、（１／
２）ＶＳ＝ＶＸになったときに、出力信号の振幅は零に
しなければならない。

いま、（１／　２　）　Ｖ　ｓ　＝　Ｖ　ｘに設定し、
ダイオード（５６）の順方向電圧をＶ、とすれば、第１
電源（５１）の出力電圧は、 （Ｖｓ−Ｖｘ−Ｖｒ）　−（２Ｖｘ−Ｖｘ−Ｖｒ）　−
（Ｖｘ−Ｖｒ）となる。このため、Ｖｘ＞Ｖｒであれば
、点Ａの電圧はＶｘとなり、出力信号の振幅は零に保た
れる。しかし、Ｖ　ｘ　＜　Ｖ　Ｆの場合には、第１電
源（５１）の出力電圧は負とはなれずに；となり、点Ａ
には残り電圧ｖ２が生じる。これによって、出力端子（
５５）には（Ｖｒ　−（１／２）Ｖｓ）だけ誤差電圧が
発生して、モータの誤駆動が生じるという問題がある。

また、Ｖ　ｘ　＞　Ｖ　ｒに設定した場合には、電圧損
失が大となり効率が低下するという問題もあった。

そこで、本発明はこのような従来技術の問題点の解消を
目的とした、ブラシレスモータの駆動回路を提供するも
のである。

（ニ）問題点を解決するための手段 本発明のブラシレスモータの駆動回路は、次のように構
成される。即ち、三相の電機子巻線を有するブラシレス
モータを駆動する回路において、回転子位置を検出する
ホール素子の出力信号に応じて互いに１２０度の位相差
となり、それぞれ１２０度駆動波形となる３つの駆動信
号を発生するマトリクス回路と、該マトリクス回路の前
段又は後段に配置された増幅回路と、前記駆動信号の振
幅が第１の所定値になる様、モータの回転速度を定める
基準電圧に応じた制御信号を前記増幅回路に印加する制
御回路と、前記基準電圧のレベルを検出するレベル検出
手段と、該レベル検出手段の出力信号に応じて前記制御
回路に強制的に設定されるリミッタレベルを増加させる
レベル変更手段と、該増加されたリミッタレベルにより
、前記駆動信号の振幅を前記第１の所定値よりも小なる
第２の所定値に制限するリミッタとを備え、該リミッタ
の出力信号を前記電機子巻線に印加してモータの駆動を
行なう様にしたことを特徴とするものである。

（ホ）作用 本発明においては、制御回路に強制的に設定されるリミ
ッタレベルＶｘを増加させるレベル変更手段を設けてい
るので、基準電圧Ｖｓが所定値以下となる範囲において
も、リミッタとして用いられているダイオードの順方向
電圧をｖｒとするとき、リミッタレベルＶｘをＶｘ＞Ｖ
ｒに設定でき、リミッタ出力端子の電圧をリミッタレベ
ルＶＸに固定できる。つまり、基準電圧Ｖｓが低下して
（１／２）Ｖｓ＝＝Ｖｘとなったときに、制御回路の出
力端−子においてリミッタ用ダイオードの順方向電圧Ｖ
、に起因する誤差電圧の発生を防止することができる。

（へ）実施例 以下、図により本発明の実施例について説明する。第１
図は、本発明の一実施例を示す回路図である。図におい
て、（２１）は定電流源、（２２）はＮＰＮトランジス
タ（２３）、（２４）よりなる第１の電流ミラー回路、
（２５）は出力端子、（２６）はＮＰＮトランジスタ、
（２７）はＰＮＰ）−ランジスタ（２８）、（２９）よ
りなる第２の電流ミラー回路、（３０）はＮＰＮＩ−ラ
ンジスタ（２６）のバイアス電源Ｖｒｅｆ、（３１）〜
（３４）は抵抗値Ｒを有する抵抗である。

いま、定電流源（２１）から所定の電流■０が発生して
いるとすれば、第１の電流ミラー回路（２２）を構成す
るＮＰＮトランジスタ（２３）。

（２４）のエミッタ電流はＩ。で等しくなり、出力端子
（２５）には、Ｖ　ｘ　＝　Ｉ　ｏ　Ｒの出力電圧が得
られる。

ここで、基準電圧Ｖｓが増大して、 （１／　２　）　Ｖ　ｓ　＞　Ｖ　ｒ　ｅ　ｆ　−Ｖ　
Ｂ！（但し、ＶＩＬＥはトランジスタ（２６）のベース
、エミッタ間の電圧とする） となれば、トランジスタ（２６）は逆バイアスされるか
らオフとなって、第２の電流ミラー回路（２７）は動作
せず、ＰＮＰトランジスタ（２８）、（２９）には電流
は流れない。

次に、基準電圧Ｖｓが低下して、 （１／２）ＶＳ＜Ｖｒｅｆ−Ｖ、。

となると、トランジスタ（２６）は順バイアスとなって
導通され、そのコレクタ電流■１は第２の電流ミラー回
路（２７）で反転され、ＰＮＰトランジスタ（２９）の
コレクタから抵抗（３３）に供給される。このため第１
の電流ミラー回路（２２）では、ＮＰＮトランジスタ（
２３）のエミッタ電圧が、Ｒ（Ｉ０＋■ｌ）まで上昇し
、出力端子（２５）からの出力電圧も、トランジスタ（
２４）のエミッタ電圧Ｖｘ’　＝Ｒ（ｒｏ　＋Ｉ、）ま
で上昇する。

この出力電圧Ｖｘ’を第２図に示した駆動回路における
リミッタｆでのリミッタレベルを得る手段として利用す
ることができる。すなわち、制御装置Ｓｕで設定される
リミッタレベルＶｘを、基準電圧Ｖｓの検出レベルに応
じて増加させることによって、基準電圧Ｖｓが所定値以
下まで低下したときになお、ＶＸ＞ＶＦの条件を保つこ
とができる。したがって、制御装置Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗか
ら各電機子巻線（１）、（２）、（３）に印加される出
力信号に誤差電圧が発生することを防止でき、モータの
誤駆動が防止される。

以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明が
図示した実施例の構成や構造の詳細について、それに限
定されるものでないことはいうまでもなく、本発明を他
の実施例により、あるいは種々の実施態様により実現す
ることが可能である。更に、ここでの表現と用語とは、
限定するためのものとしてでなく、発明を開示するため
のものとして理解すべきである。

（ト）発明の詳細 な説明したように、本発明によれば、ブラシレスモータ
の制御回路にダイオードリミッタを使用したときにも、
ダイオードの順方向電圧に起因する誤動作を防止でき、
また、基準電圧Ｖｓが大である間、Ｖｘを例えば０．４
Ｖ程度の低い値に保つことができるので、損失を低く押
えることができ、電源利用効率を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の要部回路図、第２図は本発明が適用さ
れるブラシレスモータの駆動回路の概略構成を示すブロ
ック図、第３図は第２図の第１制御部の詳細を示す回路
図、第４図は特性図、第５図は電機子巻線への通電制御
を行う回路図、第６図は従来例の回路図、第７図は従来
例の波形図、第８図は回路図、第９図は特性図である。 ２１・・・定電流源、２２・・・第１の電流ミラー回路
、２６・・・トランジスタ、２７・・・第２の電流ミラ
ー回路、３１〜３４・・・抵抗。 特許出願人　三洋電機株式会社　外１名代　　理　　人
　　弁理士　　辻　　　實第２図 第３図 Ｓ 第４図 第６図 第７図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　三相の電機子巻線を有するブラシレスモータを駆動す
   る回路において、回転子位置を検出するホール素子の出
   力信号に応じて互いに１２０度の位相差となり、それぞ
   れ１２０度駆動波形となる３つの駆動信号を発生するマ
   トリクス回路と、該マトリクス回路の前段又は後段に配
   置された増幅回路と、前記駆動信号の振幅が第１の所定
   値になる様、モータの回転速度を定める基準電圧に応じ
   た制御信号を前記増幅回路に印加する制御回路と、前記
   基準電圧のレベルを検出するレベル検出手段と、該レベ
   ル検出手段の出力信号に応じて前記制御回路に強制的に
   設定されるリミッタレベルを増加させるレベル変更手段
   と、該増加されたリミッタレベルにより、前記駆動信号
   の振幅を前記第１の所定値よりも小なる第２の所定値に
   制限するリミッタとを備え、該リミッタの出力信号を前
   記電機子巻線に印加してモータの駆動を行なう様にした
   ことを特徴とするブラシレスモータの駆動回路。