JPH0734670B2 - ブラシレスモ−タの駆動回路 - Google Patents
ブラシレスモ−タの駆動回路Info
- Publication number
- JPH0734670B2 JPH0734670B2 JP62122843A JP12284387A JPH0734670B2 JP H0734670 B2 JPH0734670 B2 JP H0734670B2 JP 62122843 A JP62122843 A JP 62122843A JP 12284387 A JP12284387 A JP 12284387A JP H0734670 B2 JPH0734670 B2 JP H0734670B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- current mirror
- output
- brushless motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （イ）産業上の利用分野 本発明は、トルクリップルを低減した、ブラシレスモー
タの駆動回路に関する。
タの駆動回路に関する。
（ロ）従来の技術 ホール素子により回転子位置を検出し、その検出信号で
トランジスタを駆動して、該トランジスタの出力側に接
続される電機子巻線への通電を制御するブラシレスモー
タの駆動回路においては、トルクリップルを減少、除去
する制御回路が種々提案されている。
トランジスタを駆動して、該トランジスタの出力側に接
続される電機子巻線への通電を制御するブラシレスモー
タの駆動回路においては、トルクリップルを減少、除去
する制御回路が種々提案されている。
第６図は、このようなブラシレスモータのトルクリップ
ルを減少させるための駆動回路の一例として、特開昭56
−15185号公報により提案されている制御回路である。
ルを減少させるための駆動回路の一例として、特開昭56
−15185号公報により提案されている制御回路である。
図において、平衡三相モータの電機子巻線（１），
（２），（３）はPU,PV,PWなるパワーアンプで半波制御
される。今このうちパワーアンプPUを例にその動作を説
明する。ホール素子（11）の出力は抵抗器（16），（1
7）によってアンプAuの逆相、正相入力端へ入力され
る。Au出力は抵抗器（19）を介してトランジスタQuのベ
ースへ接続され、このトランジスタQuのコレクタには電
機子巻線（１）の一端が接続され、同時にコレクタ電位
は抵抗器（18）を介してアンプAuの逆相入力端へ帰還さ
れる。可変電圧源Esは図示しないサーボ制御回路によっ
てその出力電圧esが任意に制御されるものであるが、こ
の電圧esはトランジスタQuを介して巻線（１）へ印加さ
れ、また抵抗器（20）を介してホール素子（11）に入力
電流を供給する。
（２），（３）はPU,PV,PWなるパワーアンプで半波制御
される。今このうちパワーアンプPUを例にその動作を説
明する。ホール素子（11）の出力は抵抗器（16），（1
7）によってアンプAuの逆相、正相入力端へ入力され
る。Au出力は抵抗器（19）を介してトランジスタQuのベ
ースへ接続され、このトランジスタQuのコレクタには電
機子巻線（１）の一端が接続され、同時にコレクタ電位
は抵抗器（18）を介してアンプAuの逆相入力端へ帰還さ
れる。可変電圧源Esは図示しないサーボ制御回路によっ
てその出力電圧esが任意に制御されるものであるが、こ
の電圧esはトランジスタQuを介して巻線（１）へ印加さ
れ、また抵抗器（20）を介してホール素子（11）に入力
電流を供給する。
ロータの回転により、ホール素子（11）の出力端（11
＋）からは磁束量に比例した出力が得られ、トランジス
タQuから電機子巻線（１）に印加される電圧は磁束量に
比例した値となる。ロータが電気角で45゜進んだときに
トランジスタQuが飽和するように抵抗器（16），（18）
の比を選定すると、その後電気角で90゜の間（即ち、45
゜から135゜まで）は、esよりもやや低い一定電圧Vuが
パワーアンプPUより得られる（第７図）。さらに次の電
気角で45゜（135゜から180゜まで）の間は、０゜〜45゜
の間と同様に磁束に比例した電圧が得られる。
＋）からは磁束量に比例した出力が得られ、トランジス
タQuから電機子巻線（１）に印加される電圧は磁束量に
比例した値となる。ロータが電気角で45゜進んだときに
トランジスタQuが飽和するように抵抗器（16），（18）
の比を選定すると、その後電気角で90゜の間（即ち、45
゜から135゜まで）は、esよりもやや低い一定電圧Vuが
パワーアンプPUより得られる（第７図）。さらに次の電
気角で45゜（135゜から180゜まで）の間は、０゜〜45゜
の間と同様に磁束に比例した電圧が得られる。
この間ロータは一定速度で回転するものとすれば電機子
巻線（１）には速度起電力が発生し、それはたとえば第
７図（ａ）中にeuにて示す如く正弦波状の電圧（巻線が
鎖交する磁束密度に比例する値の電圧）となる。この電
圧euを、先の印加電圧Vuより差引いたものが電機子巻線
（１）の抵抗によるドロップ分電圧となる。つまり差引
かれた電圧値に比例する形状の電流が電機子巻線（１）
に流れる。この電流と正弦波状の磁束密度との積を、ロ
ータの各位置においてプロットしたものが第７図（ｂ）
中に曲線τｕで示したもので、これが電機子巻線（１）
における出力トルクである。
巻線（１）には速度起電力が発生し、それはたとえば第
７図（ａ）中にeuにて示す如く正弦波状の電圧（巻線が
鎖交する磁束密度に比例する値の電圧）となる。この電
圧euを、先の印加電圧Vuより差引いたものが電機子巻線
（１）の抵抗によるドロップ分電圧となる。つまり差引
かれた電圧値に比例する形状の電流が電機子巻線（１）
に流れる。この電流と正弦波状の磁束密度との積を、ロ
ータの各位置においてプロットしたものが第７図（ｂ）
中に曲線τｕで示したもので、これが電機子巻線（１）
における出力トルクである。
このように構成されたパワーアンプPUと全く同じ回路を
他に２つ設け、それにはホール素子（12），（13）の出
力を入力とし、出力を電機子巻線（２），（３）を接続
すると平衡三相半波制御回路となる。この回路をもっ
て、電機子巻線（２），（３）に印加する電圧Vv,Vwを
示したものが第７図（ａ）中の同符号で示した波形であ
る。出力トルクについては同図（ｂ）中にτv,τｗにて
示したようになる。モータの出力トルクは３つのトルク
値τu,τv,τｗの和で、これは第７図（ｂ）中に太線で
示したτｔとなる。この出力トルクτｔはモータの負荷
の大きさ、速度の大小によって、各巻線に印加される電
圧が異なる為に値が異なる。同時にトルクリップルも変
化する。例えば回転数が所望の値で一定のとき、速度起
電力のピーク値（ニ）と、電気角45゜時点の印加電圧Vu
から速度起電力euつまり（ロ）の値を差引いた値の巻線
電圧降下（ハ）とがほぼ等しく、また電気角90゜時点の
印加電圧Vuから前記（ニ）の値を差引いた値の巻線電圧
降下（イ）と、前記（ロ）の値とがほぼ等しいときにト
ルクリップルは極めて小さくなる。
他に２つ設け、それにはホール素子（12），（13）の出
力を入力とし、出力を電機子巻線（２），（３）を接続
すると平衡三相半波制御回路となる。この回路をもっ
て、電機子巻線（２），（３）に印加する電圧Vv,Vwを
示したものが第７図（ａ）中の同符号で示した波形であ
る。出力トルクについては同図（ｂ）中にτv,τｗにて
示したようになる。モータの出力トルクは３つのトルク
値τu,τv,τｗの和で、これは第７図（ｂ）中に太線で
示したτｔとなる。この出力トルクτｔはモータの負荷
の大きさ、速度の大小によって、各巻線に印加される電
圧が異なる為に値が異なる。同時にトルクリップルも変
化する。例えば回転数が所望の値で一定のとき、速度起
電力のピーク値（ニ）と、電気角45゜時点の印加電圧Vu
から速度起電力euつまり（ロ）の値を差引いた値の巻線
電圧降下（ハ）とがほぼ等しく、また電気角90゜時点の
印加電圧Vuから前記（ニ）の値を差引いた値の巻線電圧
降下（イ）と、前記（ロ）の値とがほぼ等しいときにト
ルクリップルは極めて小さくなる。
このように、上記公報により提案された技術において
は、ホール素子から得られる駆動信号を所定利得で増幅
し、所定レベルで振幅制限して台形波とし、相切換部に
おけるクロス点Ｐを上昇させることにより、トルクリッ
プルの低減を図っているが、ホール素子の温度特性や感
度変化に応じて、またローラの磁束量の変化に応じてホ
ール素子の出力が変化し、クロス点Ｐを所定レベルに安
定に保つことが出来ない。その為、トルクリップルの補
正が一定とならないという問題があった。
は、ホール素子から得られる駆動信号を所定利得で増幅
し、所定レベルで振幅制限して台形波とし、相切換部に
おけるクロス点Ｐを上昇させることにより、トルクリッ
プルの低減を図っているが、ホール素子の温度特性や感
度変化に応じて、またローラの磁束量の変化に応じてホ
ール素子の出力が変化し、クロス点Ｐを所定レベルに安
定に保つことが出来ない。その為、トルクリップルの補
正が一定とならないという問題があった。
このため、クロス点Ｐを安定に保ちトルクリップルを減
少させるために、第２図に示されるようなブラシレスモ
ータの駆動回路が提案されている。図において、a1〜a3
は、それぞれモータの回転に応じて出力を発生するホー
ル素子、b1は詳細を第３図により説明する第１制御部、
ｃは第１制御部b1の信号によりホール素子a1〜a3で得ら
れた信号を増幅する増幅回路、ｄは増幅回路ｃの出力信
号をマトリクスし、互いに120度の位相差でそれぞれ120
度駆動波形となる信号を発生するマトリクス回路、Suは
レべルシフト回路ｅ、第２制御部b2、リミッタｆ、増幅
器ｇで構成される制御装置で、１相分の出力信号Vuを形
成する。同様に、マトリクス回路ｄには、制御装置Sv,S
wを接続し、それぞれ他の２相分の出力信号Vv,Vwを得て
いる。また、Vsはモータの回転速度を定める基準電圧
で、第１制御部b1、第２制御部b2、増幅器ｇに印加され
る。
少させるために、第２図に示されるようなブラシレスモ
ータの駆動回路が提案されている。図において、a1〜a3
は、それぞれモータの回転に応じて出力を発生するホー
ル素子、b1は詳細を第３図により説明する第１制御部、
ｃは第１制御部b1の信号によりホール素子a1〜a3で得ら
れた信号を増幅する増幅回路、ｄは増幅回路ｃの出力信
号をマトリクスし、互いに120度の位相差でそれぞれ120
度駆動波形となる信号を発生するマトリクス回路、Suは
レべルシフト回路ｅ、第２制御部b2、リミッタｆ、増幅
器ｇで構成される制御装置で、１相分の出力信号Vuを形
成する。同様に、マトリクス回路ｄには、制御装置Sv,S
wを接続し、それぞれ他の２相分の出力信号Vv,Vwを得て
いる。また、Vsはモータの回転速度を定める基準電圧
で、第１制御部b1、第２制御部b2、増幅器ｇに印加され
る。
第３図は、第１制御部b1の詳細を示す回路図である。本
発明によるトルクリップル除去の具体例について、第３
図の回路図と第４図の特性図により説明する。
発明によるトルクリップル除去の具体例について、第３
図の回路図と第４図の特性図により説明する。
（１）正負両波を使用するバイポーラ型のモータドライ
バにおいては、ドライバの出力増幅器が上下の残り電圧
を有し、そのアンバランスがトルクリップルに関係して
くるので、強制的に零電位に対してリミッタレベル
となる残り電圧Vxを設定し、それが第１演算増幅器の反
転入力端子に入力抵抗r4を介して供給される。
バにおいては、ドライバの出力増幅器が上下の残り電圧
を有し、そのアンバランスがトルクリップルに関係して
くるので、強制的に零電位に対してリミッタレベル
となる残り電圧Vxを設定し、それが第１演算増幅器の反
転入力端子に入力抵抗r4を介して供給される。
（２）第３図において、r1＝3R,r2＝Ｒとすれば、第１
演算増幅器の非反転入力端子の入力電圧VIは VI＝（1/4）Vs …（イ） で表わされる。但し、Vsはの基準電圧とする。
演算増幅器の非反転入力端子の入力電圧VIは VI＝（1/4）Vs …（イ） で表わされる。但し、Vsはの基準電圧とする。
また、フィードバック抵抗r3＝Ｒ、反転入力端子の入力
抵抗r4＝Ｒとすると、第１演算増幅器の出力電圧Voは、 Vo＝［｛（r3＋r4）/r4｝×VI］−Vx＝２（1/4）Vs−Vx ＝（1/2）Vs−Vx …（ロ） となり、で示した（1/2）Vs−Vxの出力電圧が、第２
演算増幅器に入力される。
抵抗r4＝Ｒとすると、第１演算増幅器の出力電圧Voは、 Vo＝［｛（r3＋r4）/r4｝×VI］−Vx＝２（1/4）Vs−Vx ＝（1/2）Vs−Vx …（ロ） となり、で示した（1/2）Vs−Vxの出力電圧が、第２
演算増幅器に入力される。
（３）第２演算増幅器においては、入力されたVoに対し
て電圧−電流変換を行ない、トランジスタTr0の出力端
にIoの出力電流が発生する。
て電圧−電流変換を行ない、トランジスタTr0の出力端
にIoの出力電流が発生する。
（４）この出力電流Ioに応じて、第２図の増幅回路ｃの
出力信号の振幅が定められ、前記出力信号はマトリクス
回路ｄでマトリクスされ、レベルシフト回路ｅでレベル
シフトされる。そのときのレベルシフト回路ｅの出力信
号の振幅、すなわち前記増幅回路ｃの出力信号の振幅
は、 Ｋ｛（1/2）Vs−Vx｝ …（ハ） となる。ここに、Ｋは、分圧抵抗r5,r6の値に応じて１
〜２の間に設定される任意の数値であり、Ｋ＝２とした
場合には、レベルシフト回路ｅの出力端に発生する出力
信号の振幅は、Vs−2Vxとなり、Ｋ＝１とした場合、前
記振幅は（1/2）Vs−Vxとなる。Ｋ＝１とした場合、ク
ロス点はＰとなり、Ｋ＝２とした場合、クロス点はＰ′
となり、前記Ｋの値に応じてクロス点をＰとＰ′との間
の任意の点に設定することが出来る。しかも、前記クロ
ス点は、基準電圧Vsと残り電圧Vxとにより定まり、ホー
ル素子の出力レベルと無関係となるので、前記ホール素
子の出力変動が生じてもクロス点が変化することは無
い。
出力信号の振幅が定められ、前記出力信号はマトリクス
回路ｄでマトリクスされ、レベルシフト回路ｅでレベル
シフトされる。そのときのレベルシフト回路ｅの出力信
号の振幅、すなわち前記増幅回路ｃの出力信号の振幅
は、 Ｋ｛（1/2）Vs−Vx｝ …（ハ） となる。ここに、Ｋは、分圧抵抗r5,r6の値に応じて１
〜２の間に設定される任意の数値であり、Ｋ＝２とした
場合には、レベルシフト回路ｅの出力端に発生する出力
信号の振幅は、Vs−2Vxとなり、Ｋ＝１とした場合、前
記振幅は（1/2）Vs−Vxとなる。Ｋ＝１とした場合、ク
ロス点はＰとなり、Ｋ＝２とした場合、クロス点はＰ′
となり、前記Ｋの値に応じてクロス点をＰとＰ′との間
の任意の点に設定することが出来る。しかも、前記クロ
ス点は、基準電圧Vsと残り電圧Vxとにより定まり、ホー
ル素子の出力レベルと無関係となるので、前記ホール素
子の出力変動が生じてもクロス点が変化することは無
い。
（５）レベルシフト回路ｅの出力は、リミッタｆに印加
され、第２制御部b2の出力信号により定まるリミッタレ
ベル（Vs−Vx）に振幅制限される。その為、Ｋを１より
大に設定した場合、クロス点Ｐが相対的に上昇すること
になり、トルクリップルの改善が計れる。例えば、Ｋ＝
２とした場合、リミッタレベル（Vs−Vx）とクロス点
Ｐ′のレベルとが等しくなる。
され、第２制御部b2の出力信号により定まるリミッタレ
ベル（Vs−Vx）に振幅制限される。その為、Ｋを１より
大に設定した場合、クロス点Ｐが相対的に上昇すること
になり、トルクリップルの改善が計れる。例えば、Ｋ＝
２とした場合、リミッタレベル（Vs−Vx）とクロス点
Ｐ′のレベルとが等しくなる。
（６）リミッタｆの出力信号は、増幅器ｇにより電力増
幅され、電機子巻線に印加される。他の制御装置Sv,Sw
の出力端子にも全く同様にして出力信号Ev,Ewが得ら
れ、それぞれの電機子巻線に印加される。各制御装置S
u,Sv,Swに設けられた増幅器ｇと三相の電機子巻線1,2,3
とは、例えば、第５図のように接続することが出来る。
即ち、NPN型のパワートランジスタTa1〜Ta3及びPNP型の
パワートランジスタTb1〜Tb3を出力Vu,Vv,Vwに対してプ
ッシュプル接続し、それぞれのエミッタ接続点に電機子
巻線１〜３の一端を接続すれば、前記出力Vu,Vv,Vwによ
り前記電機子巻線１〜３を三相バイポーラ駆動すること
が出来る。
幅され、電機子巻線に印加される。他の制御装置Sv,Sw
の出力端子にも全く同様にして出力信号Ev,Ewが得ら
れ、それぞれの電機子巻線に印加される。各制御装置S
u,Sv,Swに設けられた増幅器ｇと三相の電機子巻線1,2,3
とは、例えば、第５図のように接続することが出来る。
即ち、NPN型のパワートランジスタTa1〜Ta3及びPNP型の
パワートランジスタTb1〜Tb3を出力Vu,Vv,Vwに対してプ
ッシュプル接続し、それぞれのエミッタ接続点に電機子
巻線１〜３の一端を接続すれば、前記出力Vu,Vv,Vwによ
り前記電機子巻線１〜３を三相バイポーラ駆動すること
が出来る。
（ハ）発明が解決しようとする問題点 第２図により説明した、ブラシレスモータの駆動回路
は、制御装置Suにリミッタｆを設けており、このリミッ
タｆは、第８図に示すように、ダイオード（56），（5
7）により構成される。
は、制御装置Suにリミッタｆを設けており、このリミッ
タｆは、第８図に示すように、ダイオード（56），（5
7）により構成される。
第８図のリミッタｆにおいては、Ａ点の上側リミッタレ
ベルを第１電源（51）により（Vs−Vx）に設定して（V
s:基準電圧、Vx:残り電圧）、下側リミッタレベルを第
２電源（52）によりVxに設定している。このため、入力
端子（53）に印加される入力信号は、上記リミッタレベ
ル（Vs−Vx）およびVxで制限されることになる。
ベルを第１電源（51）により（Vs−Vx）に設定して（V
s:基準電圧、Vx:残り電圧）、下側リミッタレベルを第
２電源（52）によりVxに設定している。このため、入力
端子（53）に印加される入力信号は、上記リミッタレベ
ル（Vs−Vx）およびVxで制限されることになる。
このように、点Ａで得られる制限された信号は、比較回
路（54）で（1/2）Vsと比較され、その結果出力端子（5
5）には、（1/2）Vsを中心として振幅が｛（1/2）Vs−V
x｝となる正負の出力信号が発生する。
路（54）で（1/2）Vsと比較され、その結果出力端子（5
5）には、（1/2）Vsを中心として振幅が｛（1/2）Vs−V
x｝となる正負の出力信号が発生する。
第９図は、第８図のリミッタにおける基準電圧Vsに対す
るＡ点の電圧の変化を示す特性図である。図に示したよ
うに、基準電圧Vsが低下すると出力信号の振幅｛（1/
2）Vs−Vx｝も低下し、（1/2）Vs＝Vxになったときに、
出力信号の振幅は零にしなければならない。
るＡ点の電圧の変化を示す特性図である。図に示したよ
うに、基準電圧Vsが低下すると出力信号の振幅｛（1/
2）Vs−Vx｝も低下し、（1/2）Vs＝Vxになったときに、
出力信号の振幅は零にしなければならない。
いま、（1/2）Vs＝Vxに設定し、ダイオード（56）の順
方向電圧をVFとすれば、第１電源（51）の出力電圧は、 （Vs−Vx−VF）＝（2Vx−Vx−VF）＝（Vx−VF） となる。このため、Vx＞vFであれば、点Ａの電圧はVxと
なり、出力信号の振幅は零に保たれる。しかし、Vx＜vF
の場合には、第１電源（51）の出力電圧は負とはなれず
に零となり、点Ａには残り電圧VFが生じる。これによっ
て、出力端子（55）には｛VF−（1/2）Vs｝だけ誤差電
圧が発生して、モータの誤駆動が生じるという問題があ
る。また、Vx＞VFに設定した場合には、電圧損失が大と
なり効率が低下するという問題もあった。
方向電圧をVFとすれば、第１電源（51）の出力電圧は、 （Vs−Vx−VF）＝（2Vx−Vx−VF）＝（Vx−VF） となる。このため、Vx＞vFであれば、点Ａの電圧はVxと
なり、出力信号の振幅は零に保たれる。しかし、Vx＜vF
の場合には、第１電源（51）の出力電圧は負とはなれず
に零となり、点Ａには残り電圧VFが生じる。これによっ
て、出力端子（55）には｛VF−（1/2）Vs｝だけ誤差電
圧が発生して、モータの誤駆動が生じるという問題があ
る。また、Vx＞VFに設定した場合には、電圧損失が大と
なり効率が低下するという問題もあった。
そこで、本発明はこのような従来技術の問題点の解消を
目的とした、ブラシレスモータの駆動回路を提供するも
のである。
目的とした、ブラシレスモータの駆動回路を提供するも
のである。
（ニ）問題点を解決するための手段 本発明のブラシレスモータの駆動回路は、次のように構
成される。即ち、回転子位置を検出するホール素子の出
力信号に応じて互いに120度の位相差となり、それぞれ1
20度駆動波形となる３つの駆動信号を発生するマトリク
ス回路と、該マトリクス回路の前段又は後段に配置され
た増幅回路と、前記駆動信号の振幅を、ブラシレスモー
タの回転速度を定める基準電圧の大きさに応じて相対的
に変化する所定値とする制御信号を前記増幅回路に印加
する制御回路と、前記マトリクス回路又は前記増幅回路
の出力信号のレベルをシフトするレベルシフト回路と、
直列接続された可変電源及びダイオードを含み、前記レ
ベルシフト回路の出力信号の振幅を制限するリミッタ回
路と、から成り、前記リミッタ回路の出力信号により、
三相の電機子巻線を有するブラシレスモータを駆動する
回路において、前記基準電圧の大きさに応じて変化する
前記可変電源の大きさが前記ダイオードの順方向電圧以
上となる様に制御を行うレベル変更手段を備えたことを
特徴とするものである。
成される。即ち、回転子位置を検出するホール素子の出
力信号に応じて互いに120度の位相差となり、それぞれ1
20度駆動波形となる３つの駆動信号を発生するマトリク
ス回路と、該マトリクス回路の前段又は後段に配置され
た増幅回路と、前記駆動信号の振幅を、ブラシレスモー
タの回転速度を定める基準電圧の大きさに応じて相対的
に変化する所定値とする制御信号を前記増幅回路に印加
する制御回路と、前記マトリクス回路又は前記増幅回路
の出力信号のレベルをシフトするレベルシフト回路と、
直列接続された可変電源及びダイオードを含み、前記レ
ベルシフト回路の出力信号の振幅を制限するリミッタ回
路と、から成り、前記リミッタ回路の出力信号により、
三相の電機子巻線を有するブラシレスモータを駆動する
回路において、前記基準電圧の大きさに応じて変化する
前記可変電源の大きさが前記ダイオードの順方向電圧以
上となる様に制御を行うレベル変更手段を備えたことを
特徴とするものである。
（ホ）作用 本発明においては、制御回路に強制的に設定されるリミ
ッタレベルVxを増加させるレベル変更手段を設けている
ので、基準電圧Vsが所定値以下となる範囲においても、
リミッタとして用いられているダイオードの順方向電圧
をVFとするとき、リミッタレベルVxをVx＞VFに設定で
き、リミッタ出力端子の電圧をリミッタレベルVxに固定
できる。つまり、基準電圧Vsが低下して（1/2）Vs＝Vx
となったときに、制御回路の出力端子においてリミッタ
用ダイオードの順方向電圧VFに起因する誤差電圧の発生
を防止することができる。
ッタレベルVxを増加させるレベル変更手段を設けている
ので、基準電圧Vsが所定値以下となる範囲においても、
リミッタとして用いられているダイオードの順方向電圧
をVFとするとき、リミッタレベルVxをVx＞VFに設定で
き、リミッタ出力端子の電圧をリミッタレベルVxに固定
できる。つまり、基準電圧Vsが低下して（1/2）Vs＝Vx
となったときに、制御回路の出力端子においてリミッタ
用ダイオードの順方向電圧VFに起因する誤差電圧の発生
を防止することができる。
（ヘ）実施例 以下、図により本発明の実施例について説明する。第１
図は、本発明の一実施例を示す回路図である。図におい
て、（21）は定電流源、（22）はNPNトランジスタ（2
3），（24）よりなる第１の電流ミラー回路、（25）は
出力端子、（26）はNPNトランジスタ、（27）はPNPトラ
ンジスタ（28），（29）よりなる第２の電流ミラー回
路、（30）はNPNトランジスタ（26）のバイアス電源Vre
f、（31）〜（34）は抵抗値Ｒを有する抵抗である。
図は、本発明の一実施例を示す回路図である。図におい
て、（21）は定電流源、（22）はNPNトランジスタ（2
3），（24）よりなる第１の電流ミラー回路、（25）は
出力端子、（26）はNPNトランジスタ、（27）はPNPトラ
ンジスタ（28），（29）よりなる第２の電流ミラー回
路、（30）はNPNトランジスタ（26）のバイアス電源Vre
f、（31）〜（34）は抵抗値Ｒを有する抵抗である。
いま、定電流源（21）から所定の電流I0が発生している
とすれば、第１の電流ミラー回路（22）を構成するNPN
トランジスタ（23），（24）のエミッタ電流はI0で等し
くなり、出力端子（25）には、Vx＝I0Rの出力電圧が得
られる。
とすれば、第１の電流ミラー回路（22）を構成するNPN
トランジスタ（23），（24）のエミッタ電流はI0で等し
くなり、出力端子（25）には、Vx＝I0Rの出力電圧が得
られる。
ここで、基準電圧Vsが増大して、 （1/2）Vs＞Vref−VBE （但し、VBEはトランジスタ（26）のベース、エミッタ
間の電圧とする） となれば、トランジスタ（26）は逆バイアスされるから
オフとなって、第２の電流ミラー回路（27）は動作せ
ず、PNPトランジスタ（28），（29）には電流は流れな
い。
間の電圧とする） となれば、トランジスタ（26）は逆バイアスされるから
オフとなって、第２の電流ミラー回路（27）は動作せ
ず、PNPトランジスタ（28），（29）には電流は流れな
い。
次に、基準電圧Vsが低下して、 （1/2）Vs＜Vref−VBE となると、トランジスタ（26）は順バイアスとなって導
通され、そのコレクタ電流I1は第２の電流ミラー回路
（27）で反転され、PNPトランジスタ（29）のコレクタ
から抵抗（33）に供給される。このため第１の電流ミラ
ー回路（22）では、NPNトランジスタ（23）のエミッタ
電圧が、Ｒ（I0＋I1）まで上昇し、出力端子（25）から
の出力電圧も、トランジスタ（24）のエミッタ電圧Vx′
＝Ｒ（I0＋I1）まで上昇する。
通され、そのコレクタ電流I1は第２の電流ミラー回路
（27）で反転され、PNPトランジスタ（29）のコレクタ
から抵抗（33）に供給される。このため第１の電流ミラ
ー回路（22）では、NPNトランジスタ（23）のエミッタ
電圧が、Ｒ（I0＋I1）まで上昇し、出力端子（25）から
の出力電圧も、トランジスタ（24）のエミッタ電圧Vx′
＝Ｒ（I0＋I1）まで上昇する。
この出力電圧Vx′を第２図に示した駆動回路におけるリ
ミッタｆでのリミッタレベルを得る手段として利用する
ことができる。すなわち、制御装置Suで設定されるリミ
ッタレベルVxを、基準電圧Vsの検出レベルに応じて増加
させることによって、基準電圧Vsが所定値以下まで低下
したときになお、Vx＞VFの条件を保つことができる。し
たがって、制御装置Su,Sv,Swから各電機子巻線（１），
（２），（３）に印加される出力信号に誤差電圧が発生
することを防止でき、モータの誤駆動が防止される。
ミッタｆでのリミッタレベルを得る手段として利用する
ことができる。すなわち、制御装置Suで設定されるリミ
ッタレベルVxを、基準電圧Vsの検出レベルに応じて増加
させることによって、基準電圧Vsが所定値以下まで低下
したときになお、Vx＞VFの条件を保つことができる。し
たがって、制御装置Su,Sv,Swから各電機子巻線（１），
（２），（３）に印加される出力信号に誤差電圧が発生
することを防止でき、モータの誤駆動が防止される。
以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明が
図示した実施例の構成や構造の詳細について、それに限
定されるものでないことはいうまでもなく、本発明を他
の実施例により、あるいは種々の実施態様により実現す
ることが可能である。更に、ここでの表現と用語とは、
限定するためのものとしてでなく、発明を開示するため
のものとして理解すべきである。
図示した実施例の構成や構造の詳細について、それに限
定されるものでないことはいうまでもなく、本発明を他
の実施例により、あるいは種々の実施態様により実現す
ることが可能である。更に、ここでの表現と用語とは、
限定するためのものとしてでなく、発明を開示するため
のものとして理解すべきである。
（ト）発明の効果 以上説明したように、本発明によれば、ブラシレスモー
タの制御回路にダイオードリミッタを使用したときに
も、ダイオードの順方向電圧に起因する誤動作を防止で
き、また、基準電圧Vsが大である間、Vxを例えば0.4V程
度の低い値に保つことができるので、損失を低く押える
ことができ、電源利用効率を高めることができる。
タの制御回路にダイオードリミッタを使用したときに
も、ダイオードの順方向電圧に起因する誤動作を防止で
き、また、基準電圧Vsが大である間、Vxを例えば0.4V程
度の低い値に保つことができるので、損失を低く押える
ことができ、電源利用効率を高めることができる。
第１図は本発明の要部回路図、第２図は本発明が適用さ
れるブラシレスモータの駆動回路の概略構成を示すブロ
ック図、第３図は第２図の第１制御部の詳細を示す回路
図、第４図は特性図、第５図は電機子巻線への通電制御
を行う回路図、第６図は従来例の回路図、第７図は従来
例の波形図、第８図は回路図、第９図は特性図である。 21……定電流源、22……第１の電流ミラー回路、26……
トランジスタ、27……第２の電流ミラー回路、31〜34…
…抵抗。
れるブラシレスモータの駆動回路の概略構成を示すブロ
ック図、第３図は第２図の第１制御部の詳細を示す回路
図、第４図は特性図、第５図は電機子巻線への通電制御
を行う回路図、第６図は従来例の回路図、第７図は従来
例の波形図、第８図は回路図、第９図は特性図である。 21……定電流源、22……第１の電流ミラー回路、26……
トランジスタ、27……第２の電流ミラー回路、31〜34…
…抵抗。
フロントページの続き (72)発明者 新倉 英生 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 (56)参考文献 特開 昭61−236381（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−16812（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】回転子位置を検出するホール素子の出力信
号に応じて互いに120度の位相差となり、それぞれ120度
駆動波形となる３つの駆動信号を発生するマトリクス回
路と、該マトリクス回路の前段又は後段に配置された増
幅回路と、前記駆動信号の振幅を、ブラシレスモータの
回転速度を定める基準電圧の大きさに応じて相対的に変
化する所定値とする制御信号を前記増幅回路に印加する
制御回路と、前記マトリクス回路又は前記増幅回路の出
力信号のレベルをシフトするレベルシフト回路と、直列
接続された可変電源及びダイオードを含み、前記レベル
シフト回路の出力信号の振幅を制限するリミッタ回路
と、から成り、前記リミッタ回路の出力信号により、三
相の電機子巻線を有するブラシレスモータを駆動する回
路において、前記基準電圧の大きさに応じて変化する前
記可変電源の大きさが前記ダイオードの順方向電圧以上
となる様に制御を行うレベル変更手段を備えたことを特
徴とするブラシレスモータの駆動回路。 - 【請求項２】前記レベル変更手段が、第１の電流ミラー
回路（22）と、第２の電流ミラー回路（27）と、スイッ
チング回路とを備え、該スイッチング回路は前記モータ
の回転速度を定める基準電圧が所定の電圧より高い時は
前記第２の電流ミラー回路をオフとし、前記モータの回
転速度を定める基準電圧が所定の電圧より低い時は前記
第２の電流ミラー回路をオンとし、前記第１の電流ミラ
ー回路の入力側に前記第２の電流ミラー回路の出力が接
続されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載のブラシレスモータの駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62122843A JPH0734670B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | ブラシレスモ−タの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62122843A JPH0734670B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | ブラシレスモ−タの駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63290191A JPS63290191A (ja) | 1988-11-28 |
| JPH0734670B2 true JPH0734670B2 (ja) | 1995-04-12 |
Family
ID=14846008
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62122843A Expired - Fee Related JPH0734670B2 (ja) | 1987-05-20 | 1987-05-20 | ブラシレスモ−タの駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0734670B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10306347A1 (de) | 2003-02-15 | 2004-08-26 | Hüttinger Elektronik GmbH & Co. KG | Leistungszufuhrregeleinheit |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5316812A (en) * | 1976-07-29 | 1978-02-16 | Mitsubishi Electric Corp | Control system for commutatorless motor |
| JPS61236381A (ja) * | 1985-04-10 | 1986-10-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ブラシレスサ−ボモ−タ用アンプ |
-
1987
- 1987-05-20 JP JP62122843A patent/JPH0734670B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63290191A (ja) | 1988-11-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4364109A (en) | Control device of inverters | |
| US4677356A (en) | DC motor drive control device | |
| WO2005085879A1 (ja) | 電流検出回路、負荷駆動装置、及び記憶装置 | |
| JP3329541B2 (ja) | モータ制御装置とモータ制御方法 | |
| US4066935A (en) | Stator winding control circuit for a brushless d.c. motor | |
| KR100328418B1 (ko) | 센서리스브러쉬리스모터의구동회로 | |
| JPH05122978A (ja) | ブラシレスモータの駆動回路 | |
| US6720752B2 (en) | PWM motor driving device | |
| JP2717498B2 (ja) | 双方向チョッパ・トランスコンダクタンス増幅器 | |
| JPH0734670B2 (ja) | ブラシレスモ−タの駆動回路 | |
| JPH0734669B2 (ja) | ブラシレスモ−タの駆動回路 | |
| JP3309828B2 (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JPH05284775A (ja) | モーター駆動回路 | |
| JP2756687B2 (ja) | 全電気式動力舵取装置制御方法 | |
| JP3428243B2 (ja) | 電動機の速度制御装置 | |
| JP2001042956A (ja) | 誘導性負荷駆動回路 | |
| JP2646675B2 (ja) | モータのスイツチング駆動回路 | |
| JP2632982B2 (ja) | モータ駆動回路 | |
| JP2544582B2 (ja) | モ―タ駆動回路 | |
| JPH084394B2 (ja) | モ−タ駆動回路 | |
| JPH0340589B2 (ja) | ||
| JPH0733595Y2 (ja) | ブラシレスモ−タの誘起電圧検出回路 | |
| JP3355687B2 (ja) | モータ駆動装置 | |
| JP2577723B2 (ja) | サ−ボモ−タのパワ−駆動部動作制御方法 | |
| KR860001001Y1 (ko) | 캡스턴 모우터 제어회로 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313117 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |