JPS63273898A - 音声信号をスロー・ダウン及びスピード・アツプするデイジタル方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ、産業上の利用分野 本発明は音声処理、具体的には音声メツセージをスピー
ド・アップもしくはスロー・ダウンする方法に関する。

Ｂ、従来技術 高速化音声もしくは可変速音声装置とは品質を変えるこ
となく記録された音声メツセージをスピード・アップも
しくはスロー・ダウンするための手段を意味する。

このような手段は音声信号が種々の速度で後に再生され
るように記録されている音声記憶もしくは音声順方向送
りシステムのような音声処理システムに多く興味がもた
れている。これ等は特に探したい部分を高速に探知する
ために、プレイ・バックを高速化することによって記録
されたメッセ一ジ内の音声の特定の部分を探し、メツセ
ージのその部分に聴入る時にはその処理をスロー・ダウ
ンシタいオペレータにとっては特に有用テアル。

移動メモリ上にアナログ形で記憶されている時には変速
は機械的装置で都合よく達成されるが、この方法は信号
（ピッチ）をひずませ、さらに音声がディジタルに処理
されるディジタル・システムには適用できない。

高速化音声を得る複雑な方法は１９７６年６月刊の音響
、音声及び信号処理に関するＩＥＥＥ論文集第ＡＳＳＰ
２４巻、第３号、第２４５−２４８頁のＭ、　Ｒ，ポル
トノフの論文（高速フーリエ変換を使用するディジタル
位相デコーダの具体化）（ｂｙ　Ｍ、Ｒ，Ｐｏｒｔｎｏ
ｆｆ　　ｉｎ　　ＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓ。

ｏｎ　　Ａｃｏｕｓｔ、、　５ｐｅａｃｈ　　ａｎｄ　
　ＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、Ｖｏｌ、ＡＳＳ
Ｐ２４Ｎｏ３、ｐｐ。

２４３−２４８、Ｊｕｎｅ　１９７６　（Ｉｍｐｌｅｍ
ｅｎｔａＨｏｎｏｆ　　ｔｈｅ　　ｄｉｇｉｔａｌ　　
ｐｈａｓｅ　　ｖｏｃｏｄｅｒｕｓｉｎｇ　　ｔｈｅ　
　Ｆａｓｔ　　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）
によって提示されている。この方法はピッチ周期を適応
的に測定して、ピッチ周期に基づいて音声サンプルを挿
入もしくは削除している。この方法は特にピッチを含む
周波数帯域の低い部分（０−３００Ｈｚ）、が除去され
ている電話信号を含む応用では、ピッチ周期の正確な推
定を必要とし、達成が複雑で高価につ（。

Ｃ０発明が解決しようとする問題点 本発明の目的はピッチの測定によらず、しかもピッチを
考慮した方法によって与えられるものと同等の品質レベ
ルを与える音声速度を変化させる方法を与えることにあ
る。本発明の方法に従えばサブ帯域コーディングに関連
する時は複雑さが減り、又本発明は音声励起予測コーデ
ィング（ＶＥｐｃ）にも適用できる。

Ｄ１問題点を解決するための手段 本発明に従えば、音声メツセージをテイジタル的にスピ
ード・アップもしくはスロー・ダウンする方法が与えら
れる。本発明の方法は考察範囲の音声信号帯域幅の少な
くとも１部をいくつかの狭いサブ帯域に分け、各サブ帯
域の内容を位相／大きさの表示に変換し、望ましい音声
速度変化比に従って各サブ帯域の位相及び大きさデータ
についてサンプルの削除／挿入を遂行し、次にサブ帯域
の内容を再結合して音声にする。

Ｅ、実施例 本発明は、エンコーデングの際に帯域分割されていない
、ディジタルにエンコードされた音声信号が分割帯域コ
ーダに印加されるものとして説明される。

第１図は本発明の好ましい実施例を示す。所与の周波数
（例えばナイキスト周波数）でサンプルされて、ディジ
タルにエンコードされた、処理すべき音声信号の制限さ
れた帯域幅の内容を表わす音声信号５（ｎ）が先ず直交
ミラー・フィルタ（ＱＭＦ：１１０のバンクによってＮ
個のサブ帯域に分割される。ＱＭＦは音声処理分野で知
られたフィルタであり、バトツクで開かれた情報サイエ
ンス及びシステムについての１９７６年国際会議でＡ。

クロアシア、Ｄ、ニステンパン及びＣ，ガーランドによ
って発表された講演「挿間／デシメーション／水分解技
術による完全なチャンネル分割ｊ　（ｂｙＡ、Ｃｒｏｉ
ｓｉｅｒ、Ｄ、Ｅｓｔｅｎ　　ｂａｎ　　ａｎｄ　　Ｃ
。

Ｇａ１ａｎｄ、　ａｔ　　ｔｈｅ　　１９７６　　Ｉｎ
ｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　　ｏｎ
　　Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　　５ｃｉｅｎｃｅｓａｎ
ｄ　　Ｓｙｓｔｅｍｓ、ａｔ　　Ｐａｔｒａｓ、ｉｎ　
　ａｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ　ｅｎｔｉｔｌｅｄ　　
”　ＰｅｒｆｅｃｔＣｈａｎｎｅｌ　　Ｓｐｌｉｔｔｉ
ｎｇ　　ｂｙ　　ｕｓｅ　　ｏｆｉｎｔｅｒｐｏｌａｔ
ｉｏｎ／ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ／ｌｒｅｅｄｅｃｏｍｐ
ｏｓｉｔｉｏｎ　　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ”）で説明さ
れたものである。装置１０はＮ個のサブ帯域信号Ｘ（１
、ｎ）、！（２、ｎ）、・・・Ｘ（Ｎ、ｎ）を与える。

サブ帯域の分解能はすべての場合に音声信号の高調波構
造をとらえることができる程十分高くなげればならない
。人間のピッチ周波数は８０Ｈｚ程度と低い場合がある
のでＮ＝４０個のサブ帯域を与えるフィルタのバンクが
電話の帯域幅（３００３４００Ｈｚ）をカバーするのに
理論的に必要である。

各サブ帯域信号は比ｆ　ｓ　／　Ｎにサンプル速度が減
り、システムを通して一定の全サンプル速度が保持され
る。サブ帯域信号ｘ（ｉ、ｎ）、ｉ　＝　１．２、・・
・Ｎは複素ＱＭＦ（ｃＱＭＦ　）１２に送られ、処理さ
れてこれから同相成分ｕ（ｉ、ｎ）及び直交成分ｖ（ｉ
、ｎ）として解析的信号が取出される。これ等の成分は
１つおきにサンプルを間引（ことによってサンプル速度
が１／２にされる。

複素ＱＭＦ装置は後に第２図を参照して説明する。

各サブ帯域中の信号の同相成分ｕ（ｎ）及び直交成分ｖ
、（ｎ）が直交→極座標変換回路１４によって処理され
、これからディジタル大きさ信号Ｍ（ｉ、ｎ）及びディ
ジタル位相信号が次式に従って誘導される。

Ｍ　（ｉ、ｎ）＝（ｕ　（ｉ、ｎ）＋ｖ　（ｉ、　ｎ）
）　　　（１）ここで１＝１．２、・・・、Ｎは考察中
のサブ帯域を示す。各サブ帯域（ｉ−１，２、・・・、
Ｎ）の大きさ信号Ｍ（ｉ、ｎ）及び位相信号Ｐ（ｉ、ｎ
）は次にスピード・アップ／ダウン装置１６によって以
下説明するよって処理される。装置１６は速度の変化し
た１対の出力信号Ｍ’（ｉ、ｎ）及びＰ’（ｉ、ｎ）を
与え、これ等は次に逆座標変換回路１８中で次式て従い
再結合されて直交座標に戻され、１対の同相及び直交成
分が与えられる。

ｕ’（ｉ、　ｎ）＝Ｍ’（ｉ、　ｎ）ｃｏｓＰ’（ｉ、
　ｎ）　　　’（３）ｖ’（ｉ、ｎ）＝Ｍ’（ｉ、ｎ）
ｓｉｎＰ’（ｉ、ｎ）　　　（４）Ｐ′（１、ｎ）は以
下さらに説明されるよってして決定される速度が変化し
たサブ帯域信号の位相信号である（第４図参照）。

各サブ帯域中のＵ′及びＶ′酸成分新らしい速度の原サ
ブ帯域信号を表わし、次に（逆）複素直交ミラー・フィ
ルタ（−ＣＱＭＦ）２０によって再結合される。結果の
サブ帯域信号ｘ’（ｉ、ｎ）は逆ＱＭＦフィルタ・バン
ク２２によって処理されて、速度が変化した音声信号ｓ
’（ｎ）が発生される。

第２図には順及び逆複素ＱＭＦ、即ち夫々装置１２及び
２０の動作を遂行する回路が示されている。換言すれば
、第２図の回路は周波数ｆｓでサンプルされている信号
を互に直交位相関係にあるｆ　ｓ　／　２でサンプルさ
れた２つの信号ｕ（ｎ）及びｖ（ｎ）に−分割して、ｕ
（ｎ）及びｖ（ｎ）を音声信号ｘ（ｎ）に合成して戻す
。

複素ＱＭＦ（ｃＱＭＦ）はＥＵＳＩＰＣＯ８６年会議の
Ｈ，Ｊ、ナスバラマー及びＣ，ガーランドの講演「複素
直交ミラー・フィルタを使用した並列フィルタ・バンク
Ｊ　（ｂｙ　Ｈ，Ｊ、Ｎｕｓｓｂａｕｍｅｒａｎｄ　　
Ｃ，Ｇａ１ａｎｄ　　ａｔ　　ｔｈｅ　　ＥＵＳ　　Ｉ
　　Ｐ　　Ｃ０８３ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ、　　ｉｎ　
　ａ　　ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ”　Ｐａｒａｌｌｅ
ｌ　　ｆｉｌｔｅｒ　　ｂａｎｋｓ　　ｕｓｉｎｇｃｏ
ｍｐｌｅｘ　ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｍ１ｒｒｏｒ　　
ｆｉｌｔｅｒｓ”）によって発表されている。ＣＱＭＦ
技法を使用すると、次式に示すようにして実サブ帯域信
号ｘ（ｎ）から２つの直交信号ｕ（ｎ）及びｖ（ｎ）が
導出される。

−Ｘ（（−１）ｋ（−ｊｚ）１／２））−Ｈ（（−１）
ｋｚ　１／２）　　　　　　（５）−Ｘ　（（−１）ｋ
（−ｊ　ｚ　）１／２））・Ｈ（（−１）ｋｚ　１／２
）　　　　　　（３）ここでＳＵＭは総和演算を示す。

Ｘ（Ｚ）、Ｕ（Ｚ）、Ｖ（Ｚ）はｘ（ｎ）、ｕ（ｎ）及
びｖ（ｎ）の２変換であり、Ｈ（Ｚ）は低域ＭタップＣ
ＱＭＦフィルタの２変換である。Ｍは偶数とする。ＣＱ
ＭＦフィルタ（リップル）による線形ひずみを無視する
と、ｘ（ｎ）の大きさＭ　（ｎ　）及び位相Ｐ　（ｎ）
は籾（１）及び（２）に従ってｕ（ｎ）及びｖ（ｎ）か
ら求められる。

完全な再構成を保証するためには、フィルタＨ（ｚ）は
周波数ｆ　ｓ　７４　Ｎで３ｄＢ減衰しなければならず
、フーリエ変換の大きさＨ（Ｗ）は次式を満足しなけれ
ばならない。

Ｈ”（Ｗ＋”’　）＋Ｈ２（ｗ　−”）＝　１　　　　
（７）ここでｗ　ｓ　＝　２πｆｓ、ｗ＝２πｆである
。

実際に、フィルタＨ（ｚ）は（１）及び（２）を計算す
る時に現われる交差変調項をなくす程度に十分鋭くなけ
ればならない。

これ等のフィルタの設計規約の詳細については、１９８
６年東京で開催された音響、音声及び信号処理に関する
Ｉ　ＥＥＥ国際会議で発表されたＣ、ガーランド、Ｈ，
ナスバウア及びＪ、ペリ二の論文「基本帯域音声信号の
大きさ一位相コーデング」（ｂｙ　　Ｃ，Ｇａ１ａｎｄ
、Ｈ，Ｎｕｓｓｂａｕｍｅｒ　　ａｎｄ　　Ｊ。

Ｐｅｒｒｉｎｉ　　ａｔ　ｔｈｅ　　Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　
　ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ　
　ｏｎ　　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ、５ｐｅｅｄ　　ａｎｄ
Ｓｉｇｎａｌ　　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　（Ｉ　ＣＡ　
Ｓ　Ｓ　Ｐ　）、ｈｅｌｄ　　ｉｎ　　Ｔｏｋｙｏ　　
ｉｎ　　１９Ｂ３）を参照されたい。ここで入力音声信
号ｘ（ｎ）は高調波構造をなし、夫々のサブ帯域は比較
的狭く、偽信号を含まず、従って各サブ帯域は単一の調
波を含んでいると仮定する。入力信号が定常的であると
すると、各サブ帯域は一定であり、その位相は線形に変
化する。

実際には、音声信号は定常的ではないが、上述の条件は
近似することができる。この結果、各サブ帯域中の信号
の大きさＭ　（ｎ　）は（シラブルの速度で）ゆるやか
に変化し、同じ信号の位相Ｐ（ｎ）はほとんど線形に変
化する。

位相／太ぎさデータに変換された後、サブ帯域信号Ｍ（
ｉ、ｎ）及びＰ（ｉ、ｎ）はスピード・アップ／ダウン
装置１６中で処理される。この装置を説明する前にスピ
ード・アップもしくはダウン比の実用状況を考える。オ
ーディオ分散システムでは、この比は０５乃至２の範囲
に選択される。換言すると、音声は少なくとも原音声の
１／２、速くて原速度の２倍で再生される。実際にはこ
の範囲は連続的に選択できず、区間（０，５−２）中の
２．３の離散値が選ばれる。その選択はクリティカルな
ものではないが、音声のスピード・アップ及びスロー・
ダウンの比は原速度を１に正規化して夫々比に／に−１
及びに／に＋１に従って選択されている。

スピード・アップ　　　比　Ｋ／に−１１、５　　　　
　　　　６／　２ １．２５　　　　　　　　５／４ スロー・ダウン　　　比　Ｋ／に＋１ ０．７５　　　　　　　３／４ ０、５　　　　　　　　１　／　２ 第３図は各サブ帯域内の大きさデータＭ　（ｎ　）の各
サブ・バンド内の大きさデータＭ　（ｎ　）についてな
されるスピード・アップ／ダウン動作の概略的表示を示
す。大きさ信号をスピード・アップするためには、適切
な割合いで単にデシメート（間引）する。たとえば所望
の音声速度を２倍（Ｋ／に一１＝２／１）にしたいと仮
定すると、大きさ信号の各２番目のサンプルが単に脱落
される。１．５の比の場合には、大きさ信号の各６査目
のサンプルがサプレスされる。一般にに／に一１比の場
合には、大きさ信号Ｍ　（ｎ　）の各に番目のサンプル
が脱落する。Ｋ個の入力サンプルＭ　（ｎ　）のブロッ
ク、ｎ＝１、・・・Ｋについての動作は次の式によって
記述される。

Ｍ’（ｎ）＝Ｍ（ｎ）　　ｎ＝１、・・・、Ｋ−１（８
）ここでＭ　’　（ｎ　）、ｎ　＝　１、・・・、Ｋ−
１は大きさサンプルの出力のシーケンスを示している。

スロー・ダウン過程においては、類似の動作が遂行され
る。Ｋ／に＋１比の場合には、大きさ寸法の各第に番目
のサンプルを重複して加える。Ｋ個の入力＋　７７’　
ｋ　Ｍ　（ｎ　）、ｎ＝１、・・・、Ｋの各ブロックに
ついての動作は次式で示される。

Ｍ　’　（ｎ　）　＝　Ｍ　（ｎ　）　　ｎ　＝　１、
・・・、Ｋ（９）Ｍ′（Ｋ＋１）二Ｍ（Ｋ） ここでＭ’（ｎ）、ｎ　＝　１、串・・、Ｋ＋１は大き
さサンプルの出力シーケンスを表わす。

たとえば２倍から１倍へのスローイング・ダウン動作は
各Ｍ　（ｎ　）個のサンプルを繰返してＭ’（ｎ）を導
出する。

第４図は各帯域内の位相信号Ｐ（ｎ）を処理するための
スピード・アップ／ダウン速度装置１６内に使用される
回路を示す。位相信号についての速度変化は次のように
して具体化される。位相サンプルＰ（ｎ）は、ともにＰ
（ｎ）シーケンスが与えられる１サンプル遅延セル（Ｔ
）４０及び減算器４２を使用して前処理された差信号即
ち位相インフレメト・シーケンスＤ（ｎ）を誘導する、
Ｄ（ｎ）＝Ｐ（ｎ）　　Ｐ（ｎ−１）　　　　　　　　
（１０）Ｋ／に−１の比のスピード・アップの場合には
、差信号Ｄ（ｎ）の各第に番目のサンプルが脱落される
。Ｋ個の入力サンプルＤ（ｎ）、ｎ＝１、＋１６１１、
Ｋのブロックについての動作は次式に従って装置４４に
おいてなされる。

ここでＤ’（ｎ）、ｎ　＝　１、ｍｍａ、Ｋ−ｉは差出
カシ−ケンスを表わす。

スローイング・ダウン過程についても、同じような動作
が遂行される。比に／に＋１のスローイング・ダウンは
装置４６によって差信号Ｄ（ｎ）の第に番目ごとのサン
プルを重複させることによって達成される。Ｋ個の入力
サンプルＤ（ｎ）、ｎ　＝　１、・・・、Ｋの各ブロッ
クについての動作は次の式によって記述される。

Ｄ’（ｎ）＝Ｄ（ｎ）　　ｎ＝１．１１＠Ｉｔ、ＫＤ’
（ｎ＋１）＝Ｄ（ｎ） ここでＤ’（ｎ）、ｎ　＝　１、・・・、Ｋ＋１はスロ
ー・ダウンされた差サンプルの出力シーケンスを表わす
。

スローイング・ダウン及びスローイング・アップの両方
について、差サンプルからの位相サンプルの回復は次式
に従って、１サンプル周期遅延セル（Ｔ）及び加算器（
１）を使用して次式に従って具体化される。

Ｐ’（ｎ）＝Ｐ’（ｎ−１）＋Ｄ’（ｎ）スローイング
・ダウン及びスローイング・アップの両方の場合につい
て、長さＫのブロック当り２サンプル以上を削除もしく
は挿入することによって比はに／に＋１もしくはに／に
−１と変えることができる。上述の方法は音声信号のソ
ースについての考察とは独立に音声高速化システムの具
体化を可能にする。従って、上述の方法はディジタル・
コーグと組合して使用できる。しかし上述の方法は明ら
かにＱＭＦフィルタによって高調波がすでに利用可能に
なっているサブ帯域コーグ（ＳＢＣ）に特に適している
。これ等のコーグは文献に広く説明されているが、特に
次の刊行物もしくは特許を参照されたい。

１９８５年３月刊、ＩＢＭジャーナル・オプーリサーチ
・アンド・デベロープメント第２９巻、第２号のＣ，ガ
ーランド、Ｃ，コラトリア、Ｇ、プラツテル及びＲ，バ
ーモットーガウチイの論文［音声励起予測コーグ（ＶＥ
ＰＣ）、高バホーマンス信号プロセッサについての具体
化Ｊ　（”Ｖｏｉｃｅｅｘｃｉｔｅｄ　　ｐｒｅｄｉｃ
ｔｉｖｅ　　ｃｏｄｅｒ　（ＶＥＰＣ）、ｉｍｐｌｅｍ
ｅｎｔａｔｉｏｎ　ｏｎ　ｈｉｇｈ−ｐｅｒｆｏｒｍａ
ｎｃｅｓｉｇｎａｌ　　ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ　”　ｂｙ
　Ｃ，Ｇａ１ａｎｄ１’　Ｃ。

Ｃｏｕｔｕｒｉｅｒ、　　Ｇ、　Ｐｌａｔｅｌ　　ａｎ
ｄ　　Ｒ，Ｖｅｒｍｏｔ−Ｇａｕｃｈｙｌｌ　Ｂ　Ｍ　
　Ｊｏｕｒｎａｌ　　ｏｆ　　Ｒｅ５ｅａｒｃｈａｎｄ
　Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ　Ｖｏｌｕｍｅ　２９、Ｎｕ
ｍｂｅｒ２、Ｍａｒｃｈ　１９８５　） ヨーロッパ特許第０００２９９８号（米国特許第４２１
６３５４号） フランス特許第７７　１３２２５号（米国特許第４１４
２０７１号） 上述のようなサブ帯域コーグでは、入力信号の帯域幅は
い（つかのサブ帯域に分割されている。

次に各サブ帯域の内容が、夫々のサブ帯域の内容に動的
に調整された量子化装置によってコード化されている。

換言すると、元の全帯域幅のためのビット（もしくはレ
ベル）量子化リリースはサブ帯域間で動的に分配される
。さらにブロック圧伸ＰＣＭ技法（Ｂ、ＣＰＣＭ）の使
用を含むコード化方法を仮定してコーディングはブロッ
ク単位で行われた。換言すると、コーグの量子化パラメ
ータはサンプルの予定の長さの連続的ブロックについて
調整された。サンプルの各ブロックについて、コーグは
その出力にサブ帯域量子化サンプルＳ（ｔ、　Ｄを与え
、多重化された。ｉ　＝　１、・・・、Ｎはサブ帯域イ
ンデックスであり、ｊはブロック内の時間インデックス
である。１つの量子化装置のステップはＱで、Ｎは各々
考慮されているサブ帯域の内容を量子化するために動的
に割当てられているビットの数を表わすｎ’（ｉ）を規
定している。実際には、これ等の量子化ステップ・デー
タが量子化されたサンプルをディジタルに符号化される
サンプルに変換して戻すのに遂行される逆量子化動作に
割当てられるべきステップを回復できるかぎり、Ｑ及び
ｎ’（ｉ）以外の型のデータが使用できることに注意さ
れたい。

第５図には、Ｓ（ｉ、ｊ）、Ｑ及びｎ′（ｉ）データを
再結合して、原音声記号５（ｎ）にするのに使用される
合成装置のブロック図が示されている。

基本的に、合成装置の入力信号は先ずサブ帯域が逆量子
化装置５４中でデコードされる前にＤＭＰＸ（デマルチ
プレクサ）５２中でその成分にデマルチプレツクされる
。デコードするために各サブ帯域量子化装置には、量子
化されたサンプルＳ（ｉ、ｊ）のブロックが入力され、
Ｑ及びｎ’（ｉ）によって制御される。各デコーダ即ち
逆量子化装置は１組のディジタル・コード化サンプルｘ
（ｉ、ｊ）を与え、これ等は逆ＱＭＦフィルタ５６に送
られ、逆ＱＭＦフィルタが再結合音声信号５（ｎ）を与
える。

この型のゴーダ／デコーダ構造は第５図に示した分割帯
域デコーダに適用される本発明の高速化音声装置のブロ
ック図を示した第６図の本発明に特に適している。サブ
帯域のデコード信号ｘ（ｉ。

ｊ）はｆ　ｓ　／　Ｎでサンプルされて、第１図のＣＱ
ＭＦフィルタ１２と同じよって働く、複素ＱＭＦフィル
タ６４に直接送られる。換言すると、第１図のＱＭＦフ
ィルタ・バンクの必要がない。それは完全な帯域の分割
がすでにコーテング過程で遂行されていて、６０中のデ
マルチプレクシング（ＤＭＰＸ）及び６２中のサブ帯域
デコーディングによって完了しているからである。

残りの部分（６４，６６，６８ミ　７０．７２及び７４
）は第１図の回路（１２，１４，１６，１８，２０及び
２２）に従って夫々形成される。最後に得られる、出力
信号Ｓ’（ｎ）は必要とされるスピード・アップもしく
はスロー・ダウンされた音声信号である。従って本発明
を分割された帯域コード化信号に適用することによって
、基本的にフィルタの２つのバンク、即ちＱＭＦ　１０
及び逆ＱＭＦ２２が省略される。

本発明の高速化音声技法は又音声励起予測コーテング（
ＶＥＰＣ）過程と組合すこともできる。

それはこの型のコーダが音声信号の低周波数帯域幅（基
本帯域）に基づく、サブ帯域コード化の使用を含んでい
る。さらに各サブ帯域の帯域幅は高速化音声装置の適切
な動作を保証するに十分狭い。

第７図は上述のヨーロッパ特許第０００２９９８号に従
って形成されたもしくは上述のＩＢＭジャーナル・オプ
・リサーチ及びデベロープメントの第６図の装置て従っ
て形成されたＶＥＰＣ合成装置内に本発明の装置を挿入
したブロック図を示す。入力デマルチプレクサＤＭＰＸ
（７１）によって与えられた基本帯域サブ帯域信号Ｓ（
ｉ、ｊ）はデコードされて１組の信号ｘ（ｉ、ｎ）にさ
れ、これ等は本発明（第１図を参照）に従って形成され
たスピード・アップ／スロウ・ダウン装置（７０）に送
られる。次にスピード・アップもしくはスロウ・ダウン
された基本帯域ｘ’（ｎ）は次に上述の参考文献に開示
されたようにして、７２中でデコードされた（デコード
１）高周波数エネルギ（ＥＮＥＲＧ）によって変調され
た高周波帯域幅（ＨＢ）を再生するのに使用される。次
に高帯域信号及び７２内の経過時間を補償するように遅
延された低帯域信号が７４で互に加えられる。加算器７
４の出力は次に声道（ｖｏｃａｌ　　ｔｒａｃｔ　）フ
ィルタ７６を駆動する。フィルタ７６の係数はデコード
されたＣ０ＥＦデータによって調整され、その出力が再
構成された音声信号Ｓ’（ｎ）になる。

音声記述子、即ち高周波エネルギ（ＥＮＥＲＧ）及びＰ
ＡＲＣＯＲ係数（ｃＯＥＦ）はブロックをペースとして
更新され、線形に補間される。これ等のパラメータに関
する高速化音声動作は線形補間ステップ寸法を新らしい
ブロック長に調整することによって装置７Ｂ中で達成さ
れる。

Ｆ９発明の効果 本発明に従えば、ピッチを測定しないで同等の品質レベ
ルの音声速度を変化させる方法が与えられる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の音声速度変換装置の１実施例のブロッ
ク図である。第２図、第３図及び第４図は第１図の装置
に使用される回路を示した図である。第５図、第６図及
び第７図は原音声信号が分割帯域技法を使用してコード
化されているシステム中に本発明を適用したブロック図
である。 １０・・・・直交ミラー・フィルタ（ＱＭＦ　’）、１
２・・・・複素ＱＭＦ（ｃＱＭＦ）、１４・・・・座標
変換回路、１６・・・・スピード・アップ／ダウン装置
、１８・・・・座標逆変換回路、２０・・・・逆ＣＱＭ
Ｆ、２２・・・・逆ＱＭＦ０

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）（ａ）音声信号の周波数帯域幅の少なくとも１部
   をＮ個の連続した狭いサブ帯域に分割し、（ｂ）上記サ
   ブ帯域の内容を処理して、極座標で表わしたサブ帯域信
   号の内容を表わす位相サンプル及び大きさサンプルを導
   出し、 （ｃ）夫々所望のスロー・ダウンもしくはスピード・ア
   ップ比に依存する比で上記位相及び大きさサンプルを繰
   返すか、もしくは該サンプルを削除して上記サブ帯域信
   号の内容をスロー・ダウンもしくはスピード・アップし
   、 （ｄ）各サブ帯域の位相もしくは大きさデータをサブ帯
   域信号に再結合し、 （ｅ）上記サブ帯域信号を音声に再結合して、これによ
   つて上記再結合音声を処理された音声信号のスロー・ダ
   ウンもしくはスピード・アップされた信号にする、音声
   信号をスロー・ダウン及びスピード・アップするディジ
   タル方法。
2. （２）上記サブ帯域信号を処理して、位相／大きさサン
   プルを誘導する段階は、 （ａ）各サブ帯域信号の内容から、複素直交ミラー・フ
   ィルタリング技法を使用して同相成分及び直交成分より
   成る解析的信号を誘導し、 （ｂ）上記同相及び直交成分から１つおきのサンプルを
   脱落させることによつて上記解析的信号をサンプリング
   ・ダウンし、 （ｃ）上記サンプル・ダウンした解析的信号をその位相
   ／大きさ成分に変換する段階を有する、上記特許請求の
   範囲第（１）項記載の音声信号をスロー・ダウンもしく
   はスピード・アップするディジタル方法。
3. （３）周波数ｆｓでサンプルされた音声メッセージをス
   ロー・ダウンもしくはスピード・アップするための装置
   であつて、 （ａ）上記音声信号の制限された帯域幅をＮ個の狭いサ
   ブ帯域に分割するための直交ミラー・フィルタの第１の
   バンクと、 （ｂ）上記直交ミラー・フィルタの第１のバンクに接続
   されていて上記サブ帯域信号を速度ｆｓ／Ｎでサンプル
   ・ダウンするサンプル・ダウン装置と、 （ｃ）上記直交ミラー・フィルタの第１のバンクに接続
   されていて、各サブ帯域の内容を同相及び直交成分で表
   わされた解析的信号に変換するための複素直交ミラー・
   フィルタ装置と、 （ｄ）上記複素直交ミラー・フィルタ装置に接続されて
   いて上記同相及び直交成分をｆｓ／２Ｎにサンプリング
   ・ダウンするための第２のサンプリング・ダウン装置と
   、 （ｅ）上記第２のサンプリング・ダウン装置に接続され
   ていて上記解析的信号を大きさＭ（ｉ、ｎ）及び位相成
   分Ｐ（ｉ、ｎ）に変換するための座標変換装置と、（た
   だしｉ＝１、・・・、Ｎはサブ帯域のインデックス及び
   ｎは時間インデックスとする）、 （ｆ）上記座標変換装置に接続されていて、所望の音声
   速度の変化に依存する割合いでサンプルを削除もしくは
   挿入してＭ′（ｉ、ｎ）及びＰ′（ｉ、ｎ）データを発
   生するためのスピード・アップ／ダウン装置と、 （ｇ）上記スピード・アップ／ダウン装置に接続されて
   いて上記Ｍ′（ｉ、ｎ）及びＰ′（ｉ、ｎ）を速度変換
   された解析データｕ′（ｉ、ｎ）及びｖ′（ｉ、ｎ）に
   変換するための座標変換装置と、（ｈ）上記ｕ′（ｉ、
   ｎ）、ｖ′（ｉ、ｎ）をｆｓ／Ｎにサンプリング・アッ
   プするための装置と、 （ｉ）上記サンプリング・アップ装置に接続された逆複
   素直交ミラー・フィルタと、 （ｊ）上記逆複素直交ミラー・フィルタを速度ｆｓにサ
   ンプリング・アップするためのサンプリング・アップ装
   置と、 （ｋ）上記サンプリング・アップ装置に接続されていて
   、スロー・ダウンもしくはスピード・アップされた音声
   信号ｓ′（ｎ）を与える逆直交ミラー・フィルタ・バン
   クとを有する、 音声メッセージをスロー・ダウンもしくはスピード・ア
   ップする装置。