JPH0784595A - 音声・楽音の帯域分割符号化装置 - Google Patents
音声・楽音の帯域分割符号化装置Info
- Publication number
- JPH0784595A JPH0784595A JP6169249A JP16924994A JPH0784595A JP H0784595 A JPH0784595 A JP H0784595A JP 6169249 A JP6169249 A JP 6169249A JP 16924994 A JP16924994 A JP 16924994A JP H0784595 A JPH0784595 A JP H0784595A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- band
- signal
- voice
- coding
- tone
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 ７ｋＨｚ以上の帯域をもつ音声・楽音信号の
符号化を、従来のＡＴＣ装置よりも高速に、あるいは従
来のＡＴＣ装置よりも小規模な装置でもって行える音声
・楽音の帯域分割符号化装置、及び広帯域にわたる音声
・楽音信号の符号化を従来のＳＢＣ装置と同程度の装置
規模およびビットレートでも、より高性能に行える音声
・楽音の帯域分割符号化装置。 【構成】 音声・楽音のディジタル信号の帯域を複数の
帯域に分割する帯域フィルタ群と、分割された各帯域の
ディジタル信号をサンプリング周波数がナイキストレー
トになるようにダウンサンプリングするダウンサンプラ
と、サンプリングされた各帯域のディジタル信号を適応
変換符号化する適応変換符号化手段とを備えたことを特
徴とする。
符号化を、従来のＡＴＣ装置よりも高速に、あるいは従
来のＡＴＣ装置よりも小規模な装置でもって行える音声
・楽音の帯域分割符号化装置、及び広帯域にわたる音声
・楽音信号の符号化を従来のＳＢＣ装置と同程度の装置
規模およびビットレートでも、より高性能に行える音声
・楽音の帯域分割符号化装置。 【構成】 音声・楽音のディジタル信号の帯域を複数の
帯域に分割する帯域フィルタ群と、分割された各帯域の
ディジタル信号をサンプリング周波数がナイキストレー
トになるようにダウンサンプリングするダウンサンプラ
と、サンプリングされた各帯域のディジタル信号を適応
変換符号化する適応変換符号化手段とを備えたことを特
徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音声・楽音の帯域分割
符号化装置に関する。
符号化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、７kHz帯域の音声・楽音を高能率
で符号化，復号化する装置として、図３(a),(b)に示す
帯域フィルタとＡＤＰＣＭ(適応差分ＰＣＭ)符号化器，
復号化器を用いてサブバンドコーディングする装置が知
られている。この装置の符号化(図３(a)参照)におい
て、音声・楽音を表わす入力ディジタル信号は、低域フ
ィルタ４１および高域フィルタ４２を経て２つの帯域に
分けられた後、夫々ダウンサンプラ４３，４４で２：１
にダウンサンプリングされ、ダウンサンプリングされた
信号は各ＡＤＰＣＭ符号化器４５，４６でＡＤＰＣＭ信
号に符号化された後、再びマルチプレクサ４７によって
複合され、伝送チャンネルに送り出される。また、この
装置の復号化(図３(b)参照)において、伝送チャンネル
から入力された上記信号は、デマルチプレクサ４８を経
て高，低２つの帯域に分けられた後、夫々ＡＤＰＣＭ復
号器４９，５０で復号化され、続いて各アップサンプラ
５１，５２で１点毎に”０”を付加して１：２にアップ
サンプリングされ、夫々高域フィルタ５３，低域フィル
タ５４を経た後、再び加算器５５で複合されて再生信号
が得られる。そして、このサブバンドコーディング装置
は、上記ＡＤＰＣＭ符号化が、隣接する標本値の差を符
号化する際、量子化幅を最適に変化させるというもので
あるため、音声エネルギの大きい帯域や明瞭度が要求さ
れる帯域により多くの情報を割り当てることができると
いう利点を有する。
で符号化，復号化する装置として、図３(a),(b)に示す
帯域フィルタとＡＤＰＣＭ(適応差分ＰＣＭ)符号化器，
復号化器を用いてサブバンドコーディングする装置が知
られている。この装置の符号化(図３(a)参照)におい
て、音声・楽音を表わす入力ディジタル信号は、低域フ
ィルタ４１および高域フィルタ４２を経て２つの帯域に
分けられた後、夫々ダウンサンプラ４３，４４で２：１
にダウンサンプリングされ、ダウンサンプリングされた
信号は各ＡＤＰＣＭ符号化器４５，４６でＡＤＰＣＭ信
号に符号化された後、再びマルチプレクサ４７によって
複合され、伝送チャンネルに送り出される。また、この
装置の復号化(図３(b)参照)において、伝送チャンネル
から入力された上記信号は、デマルチプレクサ４８を経
て高，低２つの帯域に分けられた後、夫々ＡＤＰＣＭ復
号器４９，５０で復号化され、続いて各アップサンプラ
５１，５２で１点毎に”０”を付加して１：２にアップ
サンプリングされ、夫々高域フィルタ５３，低域フィル
タ５４を経た後、再び加算器５５で複合されて再生信号
が得られる。そして、このサブバンドコーディング装置
は、上記ＡＤＰＣＭ符号化が、隣接する標本値の差を符
号化する際、量子化幅を最適に変化させるというもので
あるため、音声エネルギの大きい帯域や明瞭度が要求さ
れる帯域により多くの情報を割り当てることができると
いう利点を有する。
【０００３】しかし、近年、上記サブバンドコーディン
グ(ＳＢＣ)装置よりも有利ではるかに自由度の高い図４
(a),(b)に示すような適応変換符号化(ＡＴＣ)装置が現
われるに至った。
グ(ＳＢＣ)装置よりも有利ではるかに自由度の高い図４
(a),(b)に示すような適応変換符号化(ＡＴＣ)装置が現
われるに至った。
【０００４】この装置の符号化(図４(a)参照)におい
て、音声・楽音を表わす入力ディジタル信号は、信号が
略定常な短時間(２０〜３０msec)ごとを１ブロックとし
てバッファ６０に蓄えられ、次いでＤＣＴ演算器６１に
よって周波数領域に離散余弦変換(ＤＣＴ)され、変換係
数(周波数成分)は量子化・符号化器６２で量子化され符
号化される。その際、補助情報算出・量子化器６３は、
ＤＣＴ演算器６１から出力される上記変換係数をいくつ
かの帯域に分け、各帯域毎の平均パワーを求め、これを
補助情報として符号化して補助情報補間器６４へ出力す
る。そして、補助情報補間器６４は、上記補助情報を補
間してスペクトル包絡情報を求めて、これをビット割り
当て・ステップ幅算出器６５へ出力し、このビット割り
当て・ステップ幅算出器６５は、上記スペクトル包絡情
報に基づいて量子化・符号化器６２に制御信号を出力
し、この制御信号によって量子化・符号化器６２におけ
る量子化幅の適応制御および各変換係数への最適量子化
ビット数の割り当てが行なわれる。次に、量子化，符号
化されたデータ信号は、マルチプレクサ６６によって上
記補助情報と複合され、伝送チャンネルに送出される。
このような量子化，符号化で得られる伝送ディジタル信
号は、その量子化雑音が周波数軸上で均一となり、入力
ディジタル信号に対する歪みが最小となるのである。
て、音声・楽音を表わす入力ディジタル信号は、信号が
略定常な短時間(２０〜３０msec)ごとを１ブロックとし
てバッファ６０に蓄えられ、次いでＤＣＴ演算器６１に
よって周波数領域に離散余弦変換(ＤＣＴ)され、変換係
数(周波数成分)は量子化・符号化器６２で量子化され符
号化される。その際、補助情報算出・量子化器６３は、
ＤＣＴ演算器６１から出力される上記変換係数をいくつ
かの帯域に分け、各帯域毎の平均パワーを求め、これを
補助情報として符号化して補助情報補間器６４へ出力す
る。そして、補助情報補間器６４は、上記補助情報を補
間してスペクトル包絡情報を求めて、これをビット割り
当て・ステップ幅算出器６５へ出力し、このビット割り
当て・ステップ幅算出器６５は、上記スペクトル包絡情
報に基づいて量子化・符号化器６２に制御信号を出力
し、この制御信号によって量子化・符号化器６２におけ
る量子化幅の適応制御および各変換係数への最適量子化
ビット数の割り当てが行なわれる。次に、量子化，符号
化されたデータ信号は、マルチプレクサ６６によって上
記補助情報と複合され、伝送チャンネルに送出される。
このような量子化，符号化で得られる伝送ディジタル信
号は、その量子化雑音が周波数軸上で均一となり、入力
ディジタル信号に対する歪みが最小となるのである。
【０００５】また、上記ＡＴＣ装置の復号化(図４(b)参
照)において、伝送チャンネルからの伝送ディジタル信
号はデマルチプレクサ６７を経てデータ信号と補助情報
に分けられ、補助情報は補助情報補間器６８でスペクト
ル包絡が求められてビット割り当て・ステップ幅算出器
６９に入力される一方、データ信号は、復号化器７０に
入力され、上記ビット割り当て・ステップ幅算出器６９
からの制御信号に基づいてＤＣＴ係数を表すディジタル
信号に復号される。次に、復号されたディジタル信号
は、逆ＤＣＴ演算器７１でスペクトルから波形へ逆変換
され、バッファ７２を経て１ブロックごとにもとの入力
ディジタル信号として再生される。
照)において、伝送チャンネルからの伝送ディジタル信
号はデマルチプレクサ６７を経てデータ信号と補助情報
に分けられ、補助情報は補助情報補間器６８でスペクト
ル包絡が求められてビット割り当て・ステップ幅算出器
６９に入力される一方、データ信号は、復号化器７０に
入力され、上記ビット割り当て・ステップ幅算出器６９
からの制御信号に基づいてＤＣＴ係数を表すディジタル
信号に復号される。次に、復号されたディジタル信号
は、逆ＤＣＴ演算器７１でスペクトルから波形へ逆変換
され、バッファ７２を経て１ブロックごとにもとの入力
ディジタル信号として再生される。
【０００６】ところで、上記ＡＴＣ装置は、通常、最高
周波数が４kHz以下の音声・楽音信号をサンプリング周
波数８kHzで標本化し、１６〜３２kbps程度のビットレ
ートで伝送する場合に用いられている。その場合、ＤＣ
Ｔ変換の１ブロックを例えば３２msecとすれば、Ｎ＝２
５６の標本値列について離散余弦変換演算を必要とし、
それにはＮ2＝６５５３６回もの複素乗算と加算が必要
となって、演算時間が膨大になる。そこで、この演算を
高速で行うため高速フーリエ変換(ＦＦＴ)が考案され、
この手法によれば複素演算回数を(Ｎ／２)log2(Ｎ／２)
……（１）、即ち８９６回まで略１／７３に減ずること
ができる（J.Makhoul,“A Fast CosineTransform in on
e and two dimensions,IEEE A.S.S.P vol.28,No.1.Feb,
1980,pp27~34)。そのため、このＦＦＴを図４に示すＡ
ＴＣ装置に用いて、ＤＣＴ演算器６１および逆ＤＣＴ演
算器７１の規模ひいてはＡＴＣ装置の規模を小さくして
いる。このようなＡＴＣ装置は、変換のための演算を行
うことから図３に示したサブバンドコーディング装置よ
りも規模が大きくなるが、前述のように自由度が高く、
１６〜３２kbpsのビットレートでは高品質の伝送が行え
るため、近年多用される傾向にある。
周波数が４kHz以下の音声・楽音信号をサンプリング周
波数８kHzで標本化し、１６〜３２kbps程度のビットレ
ートで伝送する場合に用いられている。その場合、ＤＣ
Ｔ変換の１ブロックを例えば３２msecとすれば、Ｎ＝２
５６の標本値列について離散余弦変換演算を必要とし、
それにはＮ2＝６５５３６回もの複素乗算と加算が必要
となって、演算時間が膨大になる。そこで、この演算を
高速で行うため高速フーリエ変換(ＦＦＴ)が考案され、
この手法によれば複素演算回数を(Ｎ／２)log2(Ｎ／２)
……（１）、即ち８９６回まで略１／７３に減ずること
ができる（J.Makhoul,“A Fast CosineTransform in on
e and two dimensions,IEEE A.S.S.P vol.28,No.1.Feb,
1980,pp27~34)。そのため、このＦＦＴを図４に示すＡ
ＴＣ装置に用いて、ＤＣＴ演算器６１および逆ＤＣＴ演
算器７１の規模ひいてはＡＴＣ装置の規模を小さくして
いる。このようなＡＴＣ装置は、変換のための演算を行
うことから図３に示したサブバンドコーディング装置よ
りも規模が大きくなるが、前述のように自由度が高く、
１６〜３２kbpsのビットレートでは高品質の伝送が行え
るため、近年多用される傾向にある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記従来の
ＡＴＣ装置を、７kHz程度の帯域をもつ音声・楽音信号
の符号化に適用しようとすると、次のような問題点があ
ることが明らかになった。即ち、このような音声・楽音
信号は、サンプリング周波数１６kHzで標本化する必要
があり、ＤＣＴ変換の１ブロックを前述と同じく３２ms
ecとすれば、従来の２倍のＮ＝５１２の標本値列につい
てのＤＣＴ変換演算を必要とする。そうすると、ＤＣＴ
変換演算にＦＦＴを用いても、その複素演算量が従来の
略２．３倍に達し、演算に長時間を要するかあるいはＤ
ＣＴ演算器６１ひいてはＡＴＣ装置の規模が極めて大き
くなってしまうという問題がある。
ＡＴＣ装置を、７kHz程度の帯域をもつ音声・楽音信号
の符号化に適用しようとすると、次のような問題点があ
ることが明らかになった。即ち、このような音声・楽音
信号は、サンプリング周波数１６kHzで標本化する必要
があり、ＤＣＴ変換の１ブロックを前述と同じく３２ms
ecとすれば、従来の２倍のＮ＝５１２の標本値列につい
てのＤＣＴ変換演算を必要とする。そうすると、ＤＣＴ
変換演算にＦＦＴを用いても、その複素演算量が従来の
略２．３倍に達し、演算に長時間を要するかあるいはＤ
ＣＴ演算器６１ひいてはＡＴＣ装置の規模が極めて大き
くなってしまうという問題がある。
【０００８】そこで、本発明の第１の目的は、７kHz以
上の帯域をもつ音声・楽音信号の符号化を、従来のＡＴ
Ｃ装置よりも高速に、あるいは従来のＡＴＣ装置よりも
小規模な装置でもって行える音声・楽音の帯域分割符号
化装置を提供することである。
上の帯域をもつ音声・楽音信号の符号化を、従来のＡＴ
Ｃ装置よりも高速に、あるいは従来のＡＴＣ装置よりも
小規模な装置でもって行える音声・楽音の帯域分割符号
化装置を提供することである。
【０００９】また、本発明の第２の目的は、広帯域にわ
たる音声・楽音信号の符号化を従来のＳＢＣ装置と同程
度の装置規模およびビットレートでも、より高性能に行
える音声・楽音の帯域分割符号化装置を提供することで
ある。
たる音声・楽音信号の符号化を従来のＳＢＣ装置と同程
度の装置規模およびビットレートでも、より高性能に行
える音声・楽音の帯域分割符号化装置を提供することで
ある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の音声・楽音の帯域分割符号化装置は、音声
・楽音のディジタル信号の帯域を複数の帯域に分割する
帯域フィルタ群と、分割された各帯域のディジタル信号
をサンプリング周波数がナイキストレートになるように
ダウンサンプリングするダウンサンプラと、サンプリン
グされた各帯域のディジタル信号を適応変換符号化する
適応変換符号化手段とを備えたことを特徴とする。
め、本発明の音声・楽音の帯域分割符号化装置は、音声
・楽音のディジタル信号の帯域を複数の帯域に分割する
帯域フィルタ群と、分割された各帯域のディジタル信号
をサンプリング周波数がナイキストレートになるように
ダウンサンプリングするダウンサンプラと、サンプリン
グされた各帯域のディジタル信号を適応変換符号化する
適応変換符号化手段とを備えたことを特徴とする。
【００１１】また、上記適応変換符号化手段は離散コサ
イン変換手段であることを特徴とする。
イン変換手段であることを特徴とする。
【００１２】
【作用】音声・楽音のディジタル信号の帯域を複数の帯
域に分割してから、適応変換符号化を行っているので、
高効率でかつ高速に適応変換符号化ができる。
域に分割してから、適応変換符号化を行っているので、
高効率でかつ高速に適応変換符号化ができる。
【００１３】
【実施例】以下、本発明を図示の実施例により詳細に説
明する。
明する。
【００１４】図１(a),(b)は夫々本発明の第１の音声・
楽音の帯域分割符号化装置に用いる符号化装置および復
号化装置を示すブロック図である。
楽音の帯域分割符号化装置に用いる符号化装置および復
号化装置を示すブロック図である。
【００１５】図１(a)の符号化装置において、１，２は
音声・楽音を表す入力ディジタル信号の帯域を夫々低周
波帯域，高周波帯域に分割する低域フィルタおよび高域
フィルタ、３，４は各フィルタで濾波されたディジタル
信号をサンプリング周波数がナイキストレートになるよ
うに２：１でダウンサンプリングするダウンサンプラ、
５，６はダウンサンプリングされた各ディジタル信号を
１ブロック(Ｎ個)ずつ蓄えるバッファ、７，８は蓄えら
れた各ディジタル信号を１ブロック毎に離散余弦変換
(ＤＣＴ)して適応変換符号化するＡＴＣ符合化器、９は
これらＡＴＣ符合化器７，８のＤＣＴを高速フーリエ変
換で演算するＦＦＴ演算器、１０はこのＦＦＴ演算器９
が算出した変換係数をいくつかのスペクトル帯域に分
け、各帯域毎の平均パワーを求め、この平均パワーから
求めた補助情報に基づいて上記ＡＴＣ符合化器７，８に
おける量子化幅の適応制御および各変換係数への最適量
子化ビット数の割り当てを行うビット割り当て演算器、
１１はＡＴＣ符合化器７，８で量子化，符合化された低
域，高域のデータ信号と上記補助情報を複合して伝送チ
ャンネルに送出するマルチプレクサである。
音声・楽音を表す入力ディジタル信号の帯域を夫々低周
波帯域，高周波帯域に分割する低域フィルタおよび高域
フィルタ、３，４は各フィルタで濾波されたディジタル
信号をサンプリング周波数がナイキストレートになるよ
うに２：１でダウンサンプリングするダウンサンプラ、
５，６はダウンサンプリングされた各ディジタル信号を
１ブロック(Ｎ個)ずつ蓄えるバッファ、７，８は蓄えら
れた各ディジタル信号を１ブロック毎に離散余弦変換
(ＤＣＴ)して適応変換符号化するＡＴＣ符合化器、９は
これらＡＴＣ符合化器７，８のＤＣＴを高速フーリエ変
換で演算するＦＦＴ演算器、１０はこのＦＦＴ演算器９
が算出した変換係数をいくつかのスペクトル帯域に分
け、各帯域毎の平均パワーを求め、この平均パワーから
求めた補助情報に基づいて上記ＡＴＣ符合化器７，８に
おける量子化幅の適応制御および各変換係数への最適量
子化ビット数の割り当てを行うビット割り当て演算器、
１１はＡＴＣ符合化器７，８で量子化，符合化された低
域，高域のデータ信号と上記補助情報を複合して伝送チ
ャンネルに送出するマルチプレクサである。
【００１６】また、図１(b)の復号化装置において、１
４は伝送チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高
周波帯域に分けるデマルチプレクサ、１５，１６はこの
デマルチプレクサで分けられた各データ信号を夫々逆離
散余弦変換(逆ＤＣＴ)して適応変換復号化するＡＴＣ復
号化器、１７はこれらＡＴＣ復号化器１５，１６の逆Ｄ
ＣＴを高速フーリ変換で演算するＦＦＴ演算器、１８は
上記データ信号に含まれる補助情報に基づく量子化幅お
よび各変換係数の量子化ビット数に従って上記ＡＴＣ復
号化器１５，１６における復号化を制御するビット割り
当て演算器、１９，２０は復号化された各データ信号を
１ブロックずつ蓄えるバッファ、２１，２２は各バッフ
ァのデータ信号を１：２でアップサンプリングするアッ
プサンプラ、２３，２４はアップサンプリングされた各
データ信号を夫々濾波する低域フィルタおよび高域フィ
ルタ、２５は両フィルタを通った信号を複合して再生信
号として出力する加算器である。
４は伝送チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高
周波帯域に分けるデマルチプレクサ、１５，１６はこの
デマルチプレクサで分けられた各データ信号を夫々逆離
散余弦変換(逆ＤＣＴ)して適応変換復号化するＡＴＣ復
号化器、１７はこれらＡＴＣ復号化器１５，１６の逆Ｄ
ＣＴを高速フーリ変換で演算するＦＦＴ演算器、１８は
上記データ信号に含まれる補助情報に基づく量子化幅お
よび各変換係数の量子化ビット数に従って上記ＡＴＣ復
号化器１５，１６における復号化を制御するビット割り
当て演算器、１９，２０は復号化された各データ信号を
１ブロックずつ蓄えるバッファ、２１，２２は各バッフ
ァのデータ信号を１：２でアップサンプリングするアッ
プサンプラ、２３，２４はアップサンプリングされた各
データ信号を夫々濾波する低域フィルタおよび高域フィ
ルタ、２５は両フィルタを通った信号を複合して再生信
号として出力する加算器である。
【００１７】図１に示した符合化および復号化装置は、
高低２帯域分割で充分な７kHz程度の音声・楽音信号を
対象としたものである。上記低域フィルタ１，２３およ
び高域フィルタ２，２４には、分析・合成で量子化がな
ければ折り返しひずみを生じないＱＭＦ(Quardrature M
irror Filter)を用い、さらにダウンサンプリングやア
ップサンプリングの演算量を低減できる多相構造（poly
phase structure)のものとしている("Apprication of q
uadrature mirror filters to split band voice schem
es",Proc.IEEE Int.Conf.Acoust.,Speech,Signal Proce
ssing,Hartford,CT,pp191~195:1977)。
高低２帯域分割で充分な７kHz程度の音声・楽音信号を
対象としたものである。上記低域フィルタ１，２３およ
び高域フィルタ２，２４には、分析・合成で量子化がな
ければ折り返しひずみを生じないＱＭＦ(Quardrature M
irror Filter)を用い、さらにダウンサンプリングやア
ップサンプリングの演算量を低減できる多相構造（poly
phase structure)のものとしている("Apprication of q
uadrature mirror filters to split band voice schem
es",Proc.IEEE Int.Conf.Acoust.,Speech,Signal Proce
ssing,Hartford,CT,pp191~195:1977)。
【００１８】上記構成の符合化装置(図１(ａ)参照)を用
いて、音声・楽音の帯域分割符合化が次のように行われ
る。
いて、音声・楽音の帯域分割符合化が次のように行われ
る。
【００１９】１６kHzの標本化周波数でサンプリングさ
れた音声・楽音信号は、ディジタル信号となって入力さ
れ、低域フィルタ１および高域フィルタ２によって２つ
の帯域に分割され、分割された各ディジタル信号はダウ
ンサンプラ３，４で夫々２：１にダウンサンプリングさ
れて８kHzのサンプリング信号となる。各サンプリング
信号は、３２ｍｓｅｃずつを１ブロック(Ｎ＝２５６個)
として各バッファ５，６に蓄えられ、続いて各ＡＴＣ符
号化器７，８で適応変換符号化される。即ち、ＦＦＴ演
算器９は、両ＡＴＣ符号化器７，８からの上記サンプリ
ング信号をＦＦＴで離散余弦変換して変換係数を算出
し、ビット割り当て演算器１０は、上記変換係数をいく
つかのスペクトル帯域に分けて各帯域毎の平均パワーを
求め、この平均パワーから求めた補助情報に基づき、低
域と高域のスペクトル包絡を両方考慮して、上記ＡＴＣ
符号化器７，８における量子化幅の適応制御および各変
換係数への最適量子化ビット数の割り当てを行なう。こ
うしてＡＴＣ符号化器７，８で量子化・符号化された低
域・高域のデータ信号と上記補助情報は、マルチプレク
サ１１で複合されて、伝送チャンネルに送出される。
れた音声・楽音信号は、ディジタル信号となって入力さ
れ、低域フィルタ１および高域フィルタ２によって２つ
の帯域に分割され、分割された各ディジタル信号はダウ
ンサンプラ３，４で夫々２：１にダウンサンプリングさ
れて８kHzのサンプリング信号となる。各サンプリング
信号は、３２ｍｓｅｃずつを１ブロック(Ｎ＝２５６個)
として各バッファ５，６に蓄えられ、続いて各ＡＴＣ符
号化器７，８で適応変換符号化される。即ち、ＦＦＴ演
算器９は、両ＡＴＣ符号化器７，８からの上記サンプリ
ング信号をＦＦＴで離散余弦変換して変換係数を算出
し、ビット割り当て演算器１０は、上記変換係数をいく
つかのスペクトル帯域に分けて各帯域毎の平均パワーを
求め、この平均パワーから求めた補助情報に基づき、低
域と高域のスペクトル包絡を両方考慮して、上記ＡＴＣ
符号化器７，８における量子化幅の適応制御および各変
換係数への最適量子化ビット数の割り当てを行なう。こ
うしてＡＴＣ符号化器７，８で量子化・符号化された低
域・高域のデータ信号と上記補助情報は、マルチプレク
サ１１で複合されて、伝送チャンネルに送出される。
【００２０】上記帯域分割符号化では、入力ディジタル
信号の帯域を低域と高域に２分割し、分割された各ディ
ジタル信号を、２：１にダウンサンプリングした後単一
かつ共用のＦＦＴ演算器９でＤＣＴ演算しているので、
１ブロックの複素演算点が、１６kHzサンプリングの場
合の２Ｎ＝５１２個からＮ＝２５６個に半減し、従って
１ブロックの複素演算量(式(１)参照)もＮｌｏｇ2Ｎか
ら２×(Ｎ／２)ｌｏｇ2(Ｎ／２)に低減でき、換言すれ
ばＮ(＝２５６)だけ演算量を減少でき、演算時間を短縮
あるいはＦＦＴ演算器ひいては符号化装置の規模を縮小
することができるのである。
信号の帯域を低域と高域に２分割し、分割された各ディ
ジタル信号を、２：１にダウンサンプリングした後単一
かつ共用のＦＦＴ演算器９でＤＣＴ演算しているので、
１ブロックの複素演算点が、１６kHzサンプリングの場
合の２Ｎ＝５１２個からＮ＝２５６個に半減し、従って
１ブロックの複素演算量(式(１)参照)もＮｌｏｇ2Ｎか
ら２×(Ｎ／２)ｌｏｇ2(Ｎ／２)に低減でき、換言すれ
ばＮ(＝２５６)だけ演算量を減少でき、演算時間を短縮
あるいはＦＦＴ演算器ひいては符号化装置の規模を縮小
することができるのである。
【００２１】次に、上記符号化装置によって伝送チャン
ネルに送出された信号の復号化は、図１(ｂ）に示す既
述の構成の復号化装置で行なわれる。この復号化は、上
述の符号化と逆の手順で同様に行なわれ、この場合も単
一のＦＦＴ演算器を低域・高域のＡＴＣ復号化器１５，
１６で共用しているので、複素演算量をＮだけ減少で
き、演算時間の短縮あるいは装置規模の縮小を図ること
ができ、この効果は１ブロックの時間が長くなってＮが
増大した場合など特に著しくなる。
ネルに送出された信号の復号化は、図１(ｂ）に示す既
述の構成の復号化装置で行なわれる。この復号化は、上
述の符号化と逆の手順で同様に行なわれ、この場合も単
一のＦＦＴ演算器を低域・高域のＡＴＣ復号化器１５，
１６で共用しているので、複素演算量をＮだけ減少で
き、演算時間の短縮あるいは装置規模の縮小を図ること
ができ、この効果は１ブロックの時間が長くなってＮが
増大した場合など特に著しくなる。
【００２２】図２(ａ),(ｂ)は夫々本発明の第２の音声
・楽音の帯域分割符号化装置に用いる符号化装置および
復号化装置を示すブロック図である。
・楽音の帯域分割符号化装置に用いる符号化装置および
復号化装置を示すブロック図である。
【００２３】図２(ａ)の符号化装置において、１，２は
夫々低域フィルタおよび高域フィルタ、３，４はダウン
サンプラ、６はバッファ、３０は上記ダウンサンプラ３
でサンプリングされた低域信号を適応差分ＰＣＭ装置で
符号化する公知のＡＤＰＣＭ符号化器、３１は上記ダウ
ンサンプラ４でサンプリングされバッファ６で１ブロッ
ク(Ｎ個)ずつ蓄えられた高域信号を、ＦＦＴによる離散
余弦変換で適応変換符号化するＡＴＣ符号化器、３２は
上記ＡＤＰＣＭ符号化器３０およびＡＴＣ符号化器３１
からの符号化された信号を複合して伝送チャンネルに送
出するマルチプレクサである。
夫々低域フィルタおよび高域フィルタ、３，４はダウン
サンプラ、６はバッファ、３０は上記ダウンサンプラ３
でサンプリングされた低域信号を適応差分ＰＣＭ装置で
符号化する公知のＡＤＰＣＭ符号化器、３１は上記ダウ
ンサンプラ４でサンプリングされバッファ６で１ブロッ
ク(Ｎ個)ずつ蓄えられた高域信号を、ＦＦＴによる離散
余弦変換で適応変換符号化するＡＴＣ符号化器、３２は
上記ＡＤＰＣＭ符号化器３０およびＡＴＣ符号化器３１
からの符号化された信号を複合して伝送チャンネルに送
出するマルチプレクサである。
【００２４】また、図２(ｂ)の復号化装置において、２
３は伝送チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高
周波帯域に分けるデマルチプレクサ、３４は分けられた
低域データ信号を適応差分ＰＣＭ装置で復号化する公知
のＡＤＰＣＭ復号化器、３５は高域データ信号を後述の
補助情報に基づいてＦＦＴによる逆離散余弦変換で適応
変換復号化するＡＴＣ復号化器、２０はバッファ、２
１，２２はアップサンプラ、２３，２４は夫々低域フィ
ルタおよび高域フィルタ、３６はこれらフィルタ２３，
２４で濾波された信号を複合して再生信号として出力す
る加算器である。
３は伝送チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高
周波帯域に分けるデマルチプレクサ、３４は分けられた
低域データ信号を適応差分ＰＣＭ装置で復号化する公知
のＡＤＰＣＭ復号化器、３５は高域データ信号を後述の
補助情報に基づいてＦＦＴによる逆離散余弦変換で適応
変換復号化するＡＴＣ復号化器、２０はバッファ、２
１，２２はアップサンプラ、２３，２４は夫々低域フィ
ルタおよび高域フィルタ、３６はこれらフィルタ２３，
２４で濾波された信号を複合して再生信号として出力す
る加算器である。
【００２５】上記低域フィルタ１，２３、高域フィルタ
２，２４、ダウンサンプラ３，４アップサンプラ２１，
２２およびバッファ６，２０は、図１中のものと同一で
あり、ＡＤＰＣＭ符号化器３０およびＡＤＰＣＭ復号化
器３４は、図３中の従来のものと同じである。上記ＡＴ
Ｃ符号化器３１は、図１に示したＦＦＴ演算器９とビッ
ト割り当て演算器１０を内蔵したものであり、量子化幅
の適応制御および各変換係数への最適量子化ビット数の
割り当てをそれ自身で行ない、その際用いた補助情報
を、量子化・符号化された高域データ信号と共にマルチ
プレクサ３２へ出力するようになっている。このよう
に、低域と高域で符号化装置を変えたのは、低域の信号
は相関が強いためこれに有効なＡＤＰＣＭ装置を適用
し、高域の信号は相関が強くなく、変換した周波数領域
でスペクトル包絡に応じて符号化するＡＴＣ装置が有効
だからである。また、低域と高域へのビット割り当て
は、低域側のビット数を多くした不変固定的なもので、
これによってパワーの強い低域がＡＤＰＣＭ装置にて、
高域が動的なＡＴＣ装置にて夫々高能率に符号化される
ようになっている。
２，２４、ダウンサンプラ３，４アップサンプラ２１，
２２およびバッファ６，２０は、図１中のものと同一で
あり、ＡＤＰＣＭ符号化器３０およびＡＤＰＣＭ復号化
器３４は、図３中の従来のものと同じである。上記ＡＴ
Ｃ符号化器３１は、図１に示したＦＦＴ演算器９とビッ
ト割り当て演算器１０を内蔵したものであり、量子化幅
の適応制御および各変換係数への最適量子化ビット数の
割り当てをそれ自身で行ない、その際用いた補助情報
を、量子化・符号化された高域データ信号と共にマルチ
プレクサ３２へ出力するようになっている。このよう
に、低域と高域で符号化装置を変えたのは、低域の信号
は相関が強いためこれに有効なＡＤＰＣＭ装置を適用
し、高域の信号は相関が強くなく、変換した周波数領域
でスペクトル包絡に応じて符号化するＡＴＣ装置が有効
だからである。また、低域と高域へのビット割り当て
は、低域側のビット数を多くした不変固定的なもので、
これによってパワーの強い低域がＡＤＰＣＭ装置にて、
高域が動的なＡＴＣ装置にて夫々高能率に符号化される
ようになっている。
【００２６】上記構成の符号化装置(図２(ａ)参照)を用
いて、音声・楽音の帯域分割符号化が次のように行われ
る。
いて、音声・楽音の帯域分割符号化が次のように行われ
る。
【００２７】１６kHzでサンプリングされた入力ディジ
タル信号が、高，低２帯域に分割され、２：１にダウン
サンプリングされて８kHzのサンプリング信号となるま
では、図１(ａ)で述べたとおりである。次いで、低域の
サンプリング信号は、ＡＤＰＣＭ符号化器３０でＡＤＰ
ＣＭ信号に符号化される一方、高域のサンプリング信号
は、バッファ６で３２msecごとに１ブロック(Ｎ＝２５
６個)として蓄えられ、続いてＡＴＣ符号化器３１でＡ
ＴＣ信号に適応変換符号化される。符号化されたＡＤＰ
ＣＭ信号とＡＴＣ信号および補助情報は、マルチプレク
サ３２で複合されて、伝送チャンネルに送出される。上
記帯域分割符号化では、従来のＡＤＰＣＭを用いたサブ
バンドコーディング(ＳＢＣ)装置(図３(ａ)参照)の高域
信号の符号化を、この装置よりもはるかに自由度が高く
かつ高能率なＡＴＣ装置を用いて行なっているので、Ｓ
ＢＣ装置と同程度のビットレートでより良い品質の伝送
が可能になり、また、本発明の図１に示すＡＴＣ装置に
比べれば、伝送の性能はやや劣るものの装置が小規模に
なるという利点がある。
タル信号が、高，低２帯域に分割され、２：１にダウン
サンプリングされて８kHzのサンプリング信号となるま
では、図１(ａ)で述べたとおりである。次いで、低域の
サンプリング信号は、ＡＤＰＣＭ符号化器３０でＡＤＰ
ＣＭ信号に符号化される一方、高域のサンプリング信号
は、バッファ６で３２msecごとに１ブロック(Ｎ＝２５
６個)として蓄えられ、続いてＡＴＣ符号化器３１でＡ
ＴＣ信号に適応変換符号化される。符号化されたＡＤＰ
ＣＭ信号とＡＴＣ信号および補助情報は、マルチプレク
サ３２で複合されて、伝送チャンネルに送出される。上
記帯域分割符号化では、従来のＡＤＰＣＭを用いたサブ
バンドコーディング(ＳＢＣ)装置(図３(ａ)参照)の高域
信号の符号化を、この装置よりもはるかに自由度が高く
かつ高能率なＡＴＣ装置を用いて行なっているので、Ｓ
ＢＣ装置と同程度のビットレートでより良い品質の伝送
が可能になり、また、本発明の図１に示すＡＴＣ装置に
比べれば、伝送の性能はやや劣るものの装置が小規模に
なるという利点がある。
【００２８】次に、上記符号化装置によって送出された
信号の復号化は、図２(ｂ)に示す既述の構成の復号化装
置で行なわれる。この復号化は、上述の符号化と逆の手
順で同様に行なわれ、この場合も低域信号の復号化に従
来のＡＤＰＣＭ装置を、高域信号の復号化にＡＴＣ装置
を夫々用いているので、前述と同様の利点がある。
信号の復号化は、図２(ｂ)に示す既述の構成の復号化装
置で行なわれる。この復号化は、上述の符号化と逆の手
順で同様に行なわれ、この場合も低域信号の復号化に従
来のＡＤＰＣＭ装置を、高域信号の復号化にＡＴＣ装置
を夫々用いているので、前述と同様の利点がある。
【００２９】なお、上記２つの実施例では、入力ディジ
タル信号の帯域を高低２帯域に分割する場合を述べた
が、この分割を２：１の帯域分割を組合わせるなどして
数帯域とすることもでき、分割された帯域の全てあるい
は高帯域のみをＡＴＣ装置で符号化するようにしてもよ
い。また、本発明の第２の実施例のおけるＡＤＰＣＭ装
置をＡＰＣＭ(適応ＰＣＭ)装置とすることもできる。
タル信号の帯域を高低２帯域に分割する場合を述べた
が、この分割を２：１の帯域分割を組合わせるなどして
数帯域とすることもでき、分割された帯域の全てあるい
は高帯域のみをＡＴＣ装置で符号化するようにしてもよ
い。また、本発明の第２の実施例のおけるＡＤＰＣＭ装
置をＡＰＣＭ(適応ＰＣＭ)装置とすることもできる。
【００３０】
【発明の効果】以上の説明で明らかなように、本発明の
帯域分割符号化装置は、音声・楽音のディジタル信号を
帯域フィルタ群で複数の帯域に分割し、分割された各帯
域のディジタル信号をナイキストレートでダウンサンプ
リングした後、サンプリング信号を適応変換符号化して
いるので、従来よりも、高速で、小規模な装置でもって
行なうことができる。また、適応変換符号化手段とし
て、離散コサイン変換手段を用いるので、より高品質の
信号処理と伝送が可能になる。
帯域分割符号化装置は、音声・楽音のディジタル信号を
帯域フィルタ群で複数の帯域に分割し、分割された各帯
域のディジタル信号をナイキストレートでダウンサンプ
リングした後、サンプリング信号を適応変換符号化して
いるので、従来よりも、高速で、小規模な装置でもって
行なうことができる。また、適応変換符号化手段とし
て、離散コサイン変換手段を用いるので、より高品質の
信号処理と伝送が可能になる。
【図１】本発明の第１の音声・楽音の帯域分割符号化装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の音声・楽音の帯域分割符号化装
置を示すブロック図である。
置を示すブロック図である。
【図３】従来のＳＢＣ装置を示すブロック図である。
【図４】従来のＡＴＣ装置を示すブロック図である。
１，２３ 低域フィルタ ２，２４ 高域フィルタ ３，４ ダウンサンプラ ５，６，１９，２０ バッファ ７，８，３１ ＡＴＣ符号化器 ９，１７ ＦＦＴ演算器 １０，１８ ビット割り当て演算器 １１，３２，４７，６６ マルチプレクサ １４，３３，４８，６７ デマルチプレクサ １５，１６，３５ ＡＴＣ復号化器 ２１，２２，５１，５２ アップサンプラ ２５，３６，５５ 加算器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年８月１２日
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正内容】
【書類名】 明細書
【発明の名称】 音声・楽音の帯域分割符号化装置
【特許請求の範囲】
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音声・楽音の帯域分割
符号化装置に関する。
符号化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、７kHz帯域の音声・楽音を高能率
で符号化，復号化する装置として、図３(a),(b)に示す
帯域フィルタとＡＤＰＣＭ(適応差分ＰＣＭ)符号化器，
復号化器を用いてサブバンドコーディングする装置が知
られている。この装置の符号化(図３(a)参照)におい
て、音声・楽音を表わす入力ディジタル信号は、低域フ
ィルタ４１および高域フィルタ４２を経て２つの帯域に
分けられた後、夫々ダウンサンプラ４３，４４で２：１
にダウンサンプリングされ、ダウンサンプリングされた
信号は各ＡＤＰＣＭ符号化器４５，４６でＡＤＰＣＭ信
号に符号化された後、再びマルチプレクサ４７によって
複合され、伝送チャンネルに送り出される。また、この
装置の復号化(図３(b)参照)において、伝送チャンネル
から入力された上記信号は、デマルチプレクサ４８を経
て高，低２つの帯域に分けられた後、夫々ＡＤＰＣＭ復
号器４９，５０で復号化され、続いて各アップサンプラ
５１，５２で１点毎に”０”を付加して１：２にアップ
サンプリングされ、夫々高域フィルタ５３，低域フィル
タ５４を経た後、再び加算器５５で複合されて再生信号
が得られる。そして、このサブバンドコーディング装置
は、上記ＡＤＰＣＭ符号化が、隣接する標本値の差を符
号化する際、量子化幅を最適に変化させるというもので
あるため、音声エネルギの大きい帯域や明瞭度が要求さ
れる帯域により多くの情報を割り当てることができると
いう利点を有する。
で符号化，復号化する装置として、図３(a),(b)に示す
帯域フィルタとＡＤＰＣＭ(適応差分ＰＣＭ)符号化器，
復号化器を用いてサブバンドコーディングする装置が知
られている。この装置の符号化(図３(a)参照)におい
て、音声・楽音を表わす入力ディジタル信号は、低域フ
ィルタ４１および高域フィルタ４２を経て２つの帯域に
分けられた後、夫々ダウンサンプラ４３，４４で２：１
にダウンサンプリングされ、ダウンサンプリングされた
信号は各ＡＤＰＣＭ符号化器４５，４６でＡＤＰＣＭ信
号に符号化された後、再びマルチプレクサ４７によって
複合され、伝送チャンネルに送り出される。また、この
装置の復号化(図３(b)参照)において、伝送チャンネル
から入力された上記信号は、デマルチプレクサ４８を経
て高，低２つの帯域に分けられた後、夫々ＡＤＰＣＭ復
号器４９，５０で復号化され、続いて各アップサンプラ
５１，５２で１点毎に”０”を付加して１：２にアップ
サンプリングされ、夫々高域フィルタ５３，低域フィル
タ５４を経た後、再び加算器５５で複合されて再生信号
が得られる。そして、このサブバンドコーディング装置
は、上記ＡＤＰＣＭ符号化が、隣接する標本値の差を符
号化する際、量子化幅を最適に変化させるというもので
あるため、音声エネルギの大きい帯域や明瞭度が要求さ
れる帯域により多くの情報を割り当てることができると
いう利点を有する。
【０００３】しかし、近年、上記サブバンドコーディン
グ(ＳＢＣ)装置よりも有利ではるかに自由度の高い図４
(a),(b)に示すような適応変換符号化(ＡＴＣ)装置が現
われるに至った。
グ(ＳＢＣ)装置よりも有利ではるかに自由度の高い図４
(a),(b)に示すような適応変換符号化(ＡＴＣ)装置が現
われるに至った。
【０００４】この装置の符号化(図４(a)参照)におい
て、音声・楽音を表わす入力ディジタル信号は、信号が
略定常な短時間(２０〜３０msec)ごとを１ブロックとし
てバッファ６０に蓄えられ、次いでＤＣＴ演算器６１に
よって周波数領域に離散余弦変換(ＤＣＴ)され、変換係
数(周波数成分)は量子化・符号化器６２で量子化され符
号化される。その際、補助情報算出・量子化器６３は、
ＤＣＴ演算器６１から出力される上記変換係数をいくつ
かの帯域に分け、各帯域毎の平均パワーを求め、これを
補助情報として符号化して補助情報補間器６４へ出力す
る。そして、補助情報補間器６４は、上記補助情報を補
間してスペクトル包絡情報を求めて、これをビット割り
当て・ステップ幅算出器６５へ出力し、このビット割り
当て・ステップ幅算出器６５は、上記スペクトル包絡情
報に基づいて量子化・符号化器６２に制御信号を出力
し、この制御信号によって量子化・符号化器６２におけ
る量子化幅の適応制御および各変換係数への最適量子化
ビット数の割り当てが行なわれる。次に、量子化，符号
化されたデータ信号は、マルチプレクサ６６によって上
記補助情報と複合され、伝送チャンネルに送出される。
このような量子化，符号化で得られる伝送ディジタル信
号は、その量子化雑音が周波数軸上で均一となり、入力
ディジタル信号に対する歪みが最小となるのである。
て、音声・楽音を表わす入力ディジタル信号は、信号が
略定常な短時間(２０〜３０msec)ごとを１ブロックとし
てバッファ６０に蓄えられ、次いでＤＣＴ演算器６１に
よって周波数領域に離散余弦変換(ＤＣＴ)され、変換係
数(周波数成分)は量子化・符号化器６２で量子化され符
号化される。その際、補助情報算出・量子化器６３は、
ＤＣＴ演算器６１から出力される上記変換係数をいくつ
かの帯域に分け、各帯域毎の平均パワーを求め、これを
補助情報として符号化して補助情報補間器６４へ出力す
る。そして、補助情報補間器６４は、上記補助情報を補
間してスペクトル包絡情報を求めて、これをビット割り
当て・ステップ幅算出器６５へ出力し、このビット割り
当て・ステップ幅算出器６５は、上記スペクトル包絡情
報に基づいて量子化・符号化器６２に制御信号を出力
し、この制御信号によって量子化・符号化器６２におけ
る量子化幅の適応制御および各変換係数への最適量子化
ビット数の割り当てが行なわれる。次に、量子化，符号
化されたデータ信号は、マルチプレクサ６６によって上
記補助情報と複合され、伝送チャンネルに送出される。
このような量子化，符号化で得られる伝送ディジタル信
号は、その量子化雑音が周波数軸上で均一となり、入力
ディジタル信号に対する歪みが最小となるのである。
【０００５】また、上記ＡＴＣ装置の復号化(図４(b)参
照)において、伝送チャンネルからの伝送ディジタル信
号はデマルチプレクサ６７を経てデータ信号と補助情報
に分けられ、補助情報は補助情報補間器６８でスペクト
ル包絡が求められてビット割り当て・ステップ幅算出器
６９に入力される一方、データ信号は、復号化器７０に
入力され、上記ビット割り当て・ステップ幅算出器６９
からの制御信号に基づいてＤＣＴ係数を表すディジタル
信号に復号される。次に、復号されたディジタル信号
は、逆ＤＣＴ演算器７１でスペクトルから波形へ逆変換
され、バッファ７２を経て１ブロックごとにもとの入力
ディジタル信号として再生される。
照)において、伝送チャンネルからの伝送ディジタル信
号はデマルチプレクサ６７を経てデータ信号と補助情報
に分けられ、補助情報は補助情報補間器６８でスペクト
ル包絡が求められてビット割り当て・ステップ幅算出器
６９に入力される一方、データ信号は、復号化器７０に
入力され、上記ビット割り当て・ステップ幅算出器６９
からの制御信号に基づいてＤＣＴ係数を表すディジタル
信号に復号される。次に、復号されたディジタル信号
は、逆ＤＣＴ演算器７１でスペクトルから波形へ逆変換
され、バッファ７２を経て１ブロックごとにもとの入力
ディジタル信号として再生される。
【０００６】ところで、上記ＡＴＣ装置は、通常、最高
周波数が４kHz以下の音声・楽音信号をサンプリング周
波数８kHzで標本化し、１６〜３２kbps程度のビットレ
ートで伝送する場合に用いられている。その場合、ＤＣ
Ｔ変換の１ブロックを例えば３２msecとすれば、Ｎ＝２
５６の標本値列について離散余弦変換演算を必要とし、
それにはＮ2＝６５５３６回もの複素乗算と加算が必要
となって、演算時間が膨大になる。そこで、この演算を
高速で行うため高速フーリエ変換(ＦＦＴ)が考案され、
この手法によれば複素演算回数を(Ｎ／２)log2(Ｎ／２)
……（１）、即ち８９６回まで略１／７３に減ずること
ができる（J.Makhoul,“A Fast CosineTransform in on
e and two dimensions,IEEE A.S.S.P vol.28,No.1.Feb,
1980,pp27~34)。そのため、このＦＦＴを図４に示すＡ
ＴＣ装置に用いて、ＤＣＴ演算器６１および逆ＤＣＴ演
算器７１の規模ひいてはＡＴＣ装置の規模を小さくして
いる。このようなＡＴＣ装置は、変換のための演算を行
うことから図３に示したサブバンドコーディング装置よ
りも規模が大きくなるが、前述のように自由度が高く、
１６〜３２kbpsのビットレートでは高品質の伝送が行え
るため、近年多用される傾向にある。
周波数が４kHz以下の音声・楽音信号をサンプリング周
波数８kHzで標本化し、１６〜３２kbps程度のビットレ
ートで伝送する場合に用いられている。その場合、ＤＣ
Ｔ変換の１ブロックを例えば３２msecとすれば、Ｎ＝２
５６の標本値列について離散余弦変換演算を必要とし、
それにはＮ2＝６５５３６回もの複素乗算と加算が必要
となって、演算時間が膨大になる。そこで、この演算を
高速で行うため高速フーリエ変換(ＦＦＴ)が考案され、
この手法によれば複素演算回数を(Ｎ／２)log2(Ｎ／２)
……（１）、即ち８９６回まで略１／７３に減ずること
ができる（J.Makhoul,“A Fast CosineTransform in on
e and two dimensions,IEEE A.S.S.P vol.28,No.1.Feb,
1980,pp27~34)。そのため、このＦＦＴを図４に示すＡ
ＴＣ装置に用いて、ＤＣＴ演算器６１および逆ＤＣＴ演
算器７１の規模ひいてはＡＴＣ装置の規模を小さくして
いる。このようなＡＴＣ装置は、変換のための演算を行
うことから図３に示したサブバンドコーディング装置よ
りも規模が大きくなるが、前述のように自由度が高く、
１６〜３２kbpsのビットレートでは高品質の伝送が行え
るため、近年多用される傾向にある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記従来の
ＡＴＣ装置を、７kHz程度の帯域をもつ音声・楽音信号
の符号化に適用しようとすると、次のような問題点があ
ることが明らかになった。即ち、このような音声・楽音
信号は、サンプリング周波数１６kHzで標本化する必要
があり、ＤＣＴ変換の１ブロックを前述と同じく３２ms
ecとすれば、従来の２倍のＮ＝５１２の標本値列につい
てのＤＣＴ変換演算を必要とする。そうすると、ＤＣＴ
変換演算にＦＦＴを用いても、その複素演算量が従来の
略２．３倍に達し、演算に長時間を要するかあるいはＤ
ＣＴ演算器６１ひいてはＡＴＣ装置の規模が極めて大き
くなってしまうという問題がある。
ＡＴＣ装置を、７kHz程度の帯域をもつ音声・楽音信号
の符号化に適用しようとすると、次のような問題点があ
ることが明らかになった。即ち、このような音声・楽音
信号は、サンプリング周波数１６kHzで標本化する必要
があり、ＤＣＴ変換の１ブロックを前述と同じく３２ms
ecとすれば、従来の２倍のＮ＝５１２の標本値列につい
てのＤＣＴ変換演算を必要とする。そうすると、ＤＣＴ
変換演算にＦＦＴを用いても、その複素演算量が従来の
略２．３倍に達し、演算に長時間を要するかあるいはＤ
ＣＴ演算器６１ひいてはＡＴＣ装置の規模が極めて大き
くなってしまうという問題がある。
【０００８】そこで、本発明の第１の目的は、７kHz以
上の帯域をもつ音声・楽音信号の符号化を、従来のＡＴ
Ｃ装置よりも高速に、あるいは従来のＡＴＣ装置よりも
小規模な装置でもって行える音声・楽音の帯域分割符号
化装置を提供することである。
上の帯域をもつ音声・楽音信号の符号化を、従来のＡＴ
Ｃ装置よりも高速に、あるいは従来のＡＴＣ装置よりも
小規模な装置でもって行える音声・楽音の帯域分割符号
化装置を提供することである。
【０００９】また、本発明の第２の目的は、広帯域にわ
たる音声・楽音信号の符号化を従来のＳＢＣ装置と同程
度の装置規模およびビットレートでも、より高性能に行
える音声・楽音の帯域分割符号化装置を提供することで
ある。
たる音声・楽音信号の符号化を従来のＳＢＣ装置と同程
度の装置規模およびビットレートでも、より高性能に行
える音声・楽音の帯域分割符号化装置を提供することで
ある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１の音声・楽音の帯域分割符号化装置は、音
声・楽音のディジタル信号を少なくとも第１と第２の帯
域のディジタル信号に分ける第１と第２の帯域フィルタ
と、上記第１の帯域のディジタル信号を適応変換符号化
する第１の適応変換符号化手段と、上記第２の帯域のデ
ィジタル信号を適応変換符号化する第２の適応変換符号
化手段と、を備えたことを特徴とする。
め、請求項１の音声・楽音の帯域分割符号化装置は、音
声・楽音のディジタル信号を少なくとも第１と第２の帯
域のディジタル信号に分ける第１と第２の帯域フィルタ
と、上記第１の帯域のディジタル信号を適応変換符号化
する第１の適応変換符号化手段と、上記第２の帯域のデ
ィジタル信号を適応変換符号化する第２の適応変換符号
化手段と、を備えたことを特徴とする。
【００１１】また、請求項２の音声・楽音の帯域分割符
号化装置は、請求項１に記載の音声・楽音の帯域分割符
号化装置において、上記第１と第２の帯域フィルタから
出力された各ディジタル信号を夫々サンプリング周波数
がナイキストレートになるようにダウンサンプリングし
て出力する第１と第２のダウンサンプラを備えたことを
特徴とする。
号化装置は、請求項１に記載の音声・楽音の帯域分割符
号化装置において、上記第１と第２の帯域フィルタから
出力された各ディジタル信号を夫々サンプリング周波数
がナイキストレートになるようにダウンサンプリングし
て出力する第１と第２のダウンサンプラを備えたことを
特徴とする。
【００１２】また、請求項３の音声・楽音の帯域分割符
号化装置は、請求項１または請求項２に記載の音声・楽
音の帯域分割符号化装置の適応変換符号化手段のための
変換係数を演算する変換係数演算手段は、高速フーリエ
変換演算器であることを特徴とする。
号化装置は、請求項１または請求項２に記載の音声・楽
音の帯域分割符号化装置の適応変換符号化手段のための
変換係数を演算する変換係数演算手段は、高速フーリエ
変換演算器であることを特徴とする。
【００１３】
【作用】請求項１に記載の音声・楽音の帯域分割符号化
装置によれば、音声・楽音のディジタル信号の帯域を複
数の帯域に分割してから、適応変換符号化を行っている
ので、帯域の特性に適した適応変換符号化を行えるの
で、高品質の符号化処理を行なえる。
装置によれば、音声・楽音のディジタル信号の帯域を複
数の帯域に分割してから、適応変換符号化を行っている
ので、帯域の特性に適した適応変換符号化を行えるの
で、高品質の符号化処理を行なえる。
【００１４】請求項２に記載の音声・楽音の帯域分割符
号化装置によれば、複数の帯域に分割された信号をさら
にダウンサンプリングするので、適応変換符号化の演算
負荷が少なくなり、演算時間を短縮することができる。
号化装置によれば、複数の帯域に分割された信号をさら
にダウンサンプリングするので、適応変換符号化の演算
負荷が少なくなり、演算時間を短縮することができる。
【００１５】請求項３に記載の音声・楽音の帯域分割符
号化装置によれば、さらに、変換係数を求める演算時間
を短縮することができる。
号化装置によれば、さらに、変換係数を求める演算時間
を短縮することができる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明を図示の実施例により詳細に説
明する。
明する。
【００１７】図１(a),(b)は夫々本発明の音声・楽音の
帯域分割符号化装置に用いる符号化装置および復号化装
置を示すブロック図である。
帯域分割符号化装置に用いる符号化装置および復号化装
置を示すブロック図である。
【００１８】図１(a)の符号化装置において、１，２は
音声・楽音を表す入力ディジタル信号の帯域を夫々低周
波帯域，高周波帯域に分割する低域フィルタおよび高域
フィルタ、３，４は各フィルタで濾波されたディジタル
信号をサンプリング周波数がナイキストレートになるよ
うに２：１でダウンサンプリングするダウンサンプラ、
５，６はダウンサンプリングされた各ディジタル信号を
１ブロック(Ｎ個)ずつ蓄えるバッファ、７，８は蓄えら
れた各ディジタル信号を１ブロック毎に離散余弦変換
(ＤＣＴ)して適応変換符号化するＡＴＣ符合化器、９は
これらＡＴＣ符合化器７，８のＤＣＴを高速フーリエ変
換で演算するＦＦＴ演算器、１０はこのＦＦＴ演算器９
が算出した変換係数をいくつかのスペクトル帯域に分
け、各帯域毎の平均パワーを求め、この平均パワーから
求めた補助情報に基づいて上記ＡＴＣ符合化器７，８に
おける量子化幅の適応制御および各変換係数への最適量
子化ビット数の割り当てを行うビット割り当て演算器、
１１はＡＴＣ符合化器７，８で量子化，符合化された低
域，高域のデータ信号と上記補助情報を複合して伝送チ
ャンネルに送出するマルチプレクサである。
音声・楽音を表す入力ディジタル信号の帯域を夫々低周
波帯域，高周波帯域に分割する低域フィルタおよび高域
フィルタ、３，４は各フィルタで濾波されたディジタル
信号をサンプリング周波数がナイキストレートになるよ
うに２：１でダウンサンプリングするダウンサンプラ、
５，６はダウンサンプリングされた各ディジタル信号を
１ブロック(Ｎ個)ずつ蓄えるバッファ、７，８は蓄えら
れた各ディジタル信号を１ブロック毎に離散余弦変換
(ＤＣＴ)して適応変換符号化するＡＴＣ符合化器、９は
これらＡＴＣ符合化器７，８のＤＣＴを高速フーリエ変
換で演算するＦＦＴ演算器、１０はこのＦＦＴ演算器９
が算出した変換係数をいくつかのスペクトル帯域に分
け、各帯域毎の平均パワーを求め、この平均パワーから
求めた補助情報に基づいて上記ＡＴＣ符合化器７，８に
おける量子化幅の適応制御および各変換係数への最適量
子化ビット数の割り当てを行うビット割り当て演算器、
１１はＡＴＣ符合化器７，８で量子化，符合化された低
域，高域のデータ信号と上記補助情報を複合して伝送チ
ャンネルに送出するマルチプレクサである。
【００１９】また、図１(b)の復号化装置において、１
４は伝送チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高
周波帯域に分けるデマルチプレクサ、１５，１６はこの
デマルチプレクサで分けられた各データ信号を夫々逆離
散余弦変換(逆ＤＣＴ)して適応変換復号化するＡＴＣ復
号化器、１７はこれらＡＴＣ復号化器１５，１６の逆Ｄ
ＣＴを高速フーリ変換で演算するＦＦＴ演算器、１８は
上記データ信号に含まれる補助情報に基づく量子化幅お
よび各変換係数の量子化ビット数に従って上記ＡＴＣ復
号化器１５，１６における復号化を制御するビット割り
当て演算器、１９，２０は復号化された各データ信号を
１ブロックずつ蓄えるバッファ、２１，２２は各バッフ
ァのデータ信号を１：２でアップサンプリングするアッ
プサンプラ、２３，２４はアップサンプリングされた各
データ信号を夫々濾波する低域フィルタおよび高域フィ
ルタ、２５は両フィルタを通った信号を複合して再生信
号として出力する加算器である。
４は伝送チャンネルからのデータ信号を低周波帯域と高
周波帯域に分けるデマルチプレクサ、１５，１６はこの
デマルチプレクサで分けられた各データ信号を夫々逆離
散余弦変換(逆ＤＣＴ)して適応変換復号化するＡＴＣ復
号化器、１７はこれらＡＴＣ復号化器１５，１６の逆Ｄ
ＣＴを高速フーリ変換で演算するＦＦＴ演算器、１８は
上記データ信号に含まれる補助情報に基づく量子化幅お
よび各変換係数の量子化ビット数に従って上記ＡＴＣ復
号化器１５，１６における復号化を制御するビット割り
当て演算器、１９，２０は復号化された各データ信号を
１ブロックずつ蓄えるバッファ、２１，２２は各バッフ
ァのデータ信号を１：２でアップサンプリングするアッ
プサンプラ、２３，２４はアップサンプリングされた各
データ信号を夫々濾波する低域フィルタおよび高域フィ
ルタ、２５は両フィルタを通った信号を複合して再生信
号として出力する加算器である。
【００２０】図１に示した符合化および復号化装置は、
高低２帯域分割で充分な７kHz程度の音声・楽音信号を
対象としたものである。上記低域フィルタ１，２３およ
び高域フィルタ２，２４には、分析・合成で量子化がな
ければ折り返しひずみを生じないＱＭＦ(Quardrature M
irror Filter)を用い、さらにダウンサンプリングやア
ップサンプリングの演算量を低減できる多相構造（poly
phase structure)のものとしている("Apprication of q
uadrature mirror filters to split band voice schem
es",Proc.IEEE Int.Conf.Acoust.,Speech,Signal Proce
ssing,Hartford,CT,pp191~195:1977)。
高低２帯域分割で充分な７kHz程度の音声・楽音信号を
対象としたものである。上記低域フィルタ１，２３およ
び高域フィルタ２，２４には、分析・合成で量子化がな
ければ折り返しひずみを生じないＱＭＦ(Quardrature M
irror Filter)を用い、さらにダウンサンプリングやア
ップサンプリングの演算量を低減できる多相構造（poly
phase structure)のものとしている("Apprication of q
uadrature mirror filters to split band voice schem
es",Proc.IEEE Int.Conf.Acoust.,Speech,Signal Proce
ssing,Hartford,CT,pp191~195:1977)。
【００２１】上記構成の符合化装置(図１(ａ)参照)を用
いて、音声・楽音の帯域分割符合化が次のように行われ
る。
いて、音声・楽音の帯域分割符合化が次のように行われ
る。
【００２２】１６kHzの標本化周波数でサンプリングさ
れた音声・楽音信号は、ディジタル信号となって入力さ
れ、低域フィルタ１および高域フィルタ２によって２つ
の帯域に分割され、分割された各ディジタル信号はダウ
ンサンプラ３，４で夫々２：１にダウンサンプリングさ
れて８kHzのサンプリング信号となる。各サンプリング
信号は、３２ｍｓｅｃずつを１ブロック(Ｎ＝２５６個)
として各バッファ５，６に蓄えられ、続いて各ＡＴＣ符
号化器７，８で適応変換符号化される。即ち、ＦＦＴ演
算器９は、両ＡＴＣ符号化器７，８からの上記サンプリ
ング信号をＦＦＴで離散余弦変換して変換係数を算出
し、ビット割り当て演算器１０は、上記変換係数をいく
つかのスペクトル帯域に分けて各帯域毎の平均パワーを
求め、この平均パワーから求めた補助情報に基づき、低
域と高域のスペクトル包絡を両方考慮して、上記ＡＴＣ
符号化器７，８における量子化幅の適応制御および各変
換係数への最適量子化ビット数の割り当てを行なう。こ
うしてＡＴＣ符号化器７，８で量子化・符号化された低
域・高域のデータ信号と上記補助情報は、マルチプレク
サ１１で複合されて、伝送チャンネルに送出される。
れた音声・楽音信号は、ディジタル信号となって入力さ
れ、低域フィルタ１および高域フィルタ２によって２つ
の帯域に分割され、分割された各ディジタル信号はダウ
ンサンプラ３，４で夫々２：１にダウンサンプリングさ
れて８kHzのサンプリング信号となる。各サンプリング
信号は、３２ｍｓｅｃずつを１ブロック(Ｎ＝２５６個)
として各バッファ５，６に蓄えられ、続いて各ＡＴＣ符
号化器７，８で適応変換符号化される。即ち、ＦＦＴ演
算器９は、両ＡＴＣ符号化器７，８からの上記サンプリ
ング信号をＦＦＴで離散余弦変換して変換係数を算出
し、ビット割り当て演算器１０は、上記変換係数をいく
つかのスペクトル帯域に分けて各帯域毎の平均パワーを
求め、この平均パワーから求めた補助情報に基づき、低
域と高域のスペクトル包絡を両方考慮して、上記ＡＴＣ
符号化器７，８における量子化幅の適応制御および各変
換係数への最適量子化ビット数の割り当てを行なう。こ
うしてＡＴＣ符号化器７，８で量子化・符号化された低
域・高域のデータ信号と上記補助情報は、マルチプレク
サ１１で複合されて、伝送チャンネルに送出される。
【００２３】上記帯域分割符号化では、入力ディジタル
信号の帯域を低域と高域に２分割し、分割された各ディ
ジタル信号を、２：１にダウンサンプリングした後単一
かつ共用のＦＦＴ演算器９でＤＣＴ演算しているので、
１ブロックの複素演算点が、１６kHzサンプリングの場
合の２Ｎ＝５１２個からＮ＝２５６個に半減し、従って
１ブロックの複素演算量(式(１)参照)もＮｌｏｇ2Ｎか
ら２×(Ｎ／２)ｌｏｇ2(Ｎ／２)に低減でき、換言すれ
ばＮ(＝２５６)だけ演算量を減少でき、演算時間を短縮
あるいはＦＦＴ演算器ひいては符号化装置の規模を縮小
することができるのである。
信号の帯域を低域と高域に２分割し、分割された各ディ
ジタル信号を、２：１にダウンサンプリングした後単一
かつ共用のＦＦＴ演算器９でＤＣＴ演算しているので、
１ブロックの複素演算点が、１６kHzサンプリングの場
合の２Ｎ＝５１２個からＮ＝２５６個に半減し、従って
１ブロックの複素演算量(式(１)参照)もＮｌｏｇ2Ｎか
ら２×(Ｎ／２)ｌｏｇ2(Ｎ／２)に低減でき、換言すれ
ばＮ(＝２５６)だけ演算量を減少でき、演算時間を短縮
あるいはＦＦＴ演算器ひいては符号化装置の規模を縮小
することができるのである。
【００２４】次に、上記符号化装置によって伝送チャン
ネルに送出された信号の復号化は、図１(ｂ）に示す既
述の構成の復号化装置で行なわれる。この復号化は、上
述の符号化と逆の手順で同様に行なわれ、この場合も単
一のＦＦＴ演算器を低域・高域のＡＴＣ復号化器１５，
１６で共用しているので、複素演算量をＮだけ減少で
き、演算時間の短縮あるいは装置規模の縮小を図ること
ができ、この効果は１ブロックの時間が長くなってＮが
増大した場合など特に著しくなる。
ネルに送出された信号の復号化は、図１(ｂ）に示す既
述の構成の復号化装置で行なわれる。この復号化は、上
述の符号化と逆の手順で同様に行なわれ、この場合も単
一のＦＦＴ演算器を低域・高域のＡＴＣ復号化器１５，
１６で共用しているので、複素演算量をＮだけ減少で
き、演算時間の短縮あるいは装置規模の縮小を図ること
ができ、この効果は１ブロックの時間が長くなってＮが
増大した場合など特に著しくなる。
【００２５】なお、上記実施例では、入力ディジタル信
号の帯域を高低２帯域に分割する場合を述べたが、この
分割を２：１の帯域分割を組合わせるなどして数帯域と
することもできる。
号の帯域を高低２帯域に分割する場合を述べたが、この
分割を２：１の帯域分割を組合わせるなどして数帯域と
することもできる。
【００２６】
【発明の効果】請求項１に記載の本発明は、音声・楽音
のディジタル信号を複数の帯域に分割しているので、人
間の聴覚特性にあわせた符号化が可能となる。つまり、
人間の聴覚特性は低域ほど周波数分解能が高く、一方、
高域ほど周波数分解能が低いので、従来の適応変換符号
化だけで全帯域を周波数変換した場合、周波数分解を低
域に合わせると、高域では不要に高い分解能を有し、非
常に冗長な成分をもたなけねばならず、この冗長成分ま
で符号化しなければならないのに対し、本発明は音声・
楽音のディジタル信号を複数の帯域に分割しているの
で、低域と高域とで分解能を違えて適応変換符号化でき
るので、無駄なビット配分を防止することができ、音声
・楽音の品質を劣化させずに極めて簡便で自由度の高い
音声・楽音の帯域分割符号化装置を提供することができ
る。
のディジタル信号を複数の帯域に分割しているので、人
間の聴覚特性にあわせた符号化が可能となる。つまり、
人間の聴覚特性は低域ほど周波数分解能が高く、一方、
高域ほど周波数分解能が低いので、従来の適応変換符号
化だけで全帯域を周波数変換した場合、周波数分解を低
域に合わせると、高域では不要に高い分解能を有し、非
常に冗長な成分をもたなけねばならず、この冗長成分ま
で符号化しなければならないのに対し、本発明は音声・
楽音のディジタル信号を複数の帯域に分割しているの
で、低域と高域とで分解能を違えて適応変換符号化でき
るので、無駄なビット配分を防止することができ、音声
・楽音の品質を劣化させずに極めて簡便で自由度の高い
音声・楽音の帯域分割符号化装置を提供することができ
る。
【００２７】請求項２に記載の本発明は、分割された各
帯域のディジタル信号をナイキストレートでダウンサン
プリングした後、サンプリング信号を適応変換符号化し
ているので、高速で、小規模な装置でもって行なうこと
ができる。
帯域のディジタル信号をナイキストレートでダウンサン
プリングした後、サンプリング信号を適応変換符号化し
ているので、高速で、小規模な装置でもって行なうこと
ができる。
【００２８】請求項３に記載の本発明は、変換符号化係
数の演算手段として、高速フーリエ演算器を用いるの
で、さらに高速で小規模な装置でもって行なうことがで
きる。
数の演算手段として、高速フーリエ演算器を用いるの
で、さらに高速で小規模な装置でもって行なうことがで
きる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の音声・楽音の帯域分割符号化装置を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】従来のＳＢＣ装置を示すブロック図である。
【図３】従来のＡＴＣ装置を示すブロック図である。
【符号の説明】 １，２３ 低域フィルタ ２，２４ 高域フィルタ ３，４ ダウンサンプラ ５，６，１９，２０ バッファ ７，８ ＡＴＣ符号化器 ９，１７ ＦＦＴ演算器 １０，１８ ビット割り当て演算器 １１，４７，６６ マルチプレクサ １４，４８，６７ デマルチプレクサ １５，１６ ＡＴＣ復号化器 ２１，２２，５１，５２ アップサンプラ ２５，５５ 加算器
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【図２】
【図３】
Claims (2)
- 【請求項１】 音声・楽音のディジタル信号の帯域を複
数の帯域に分割する帯域フィルタ群と、分割された各帯
域のディジタル信号をサンプリング周波数がナイキスト
レートになるようにダウンサンプリングするダウンサン
プラと、サンプリングされた各帯域のディジタル信号を
適応変換符号化する適応変換符号化手段とを備えたこと
を特徴とする音声・楽音の帯域分割符号化装置。 - 【請求項２】 上記適応変換符号化手段は離散コサイン
変換手段であることを特徴とする請求項１に記載の音声
・楽音の帯域分割符号化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6169249A JP2587591B2 (ja) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | 音声・楽音の帯域分割符号化復号化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6169249A JP2587591B2 (ja) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | 音声・楽音の帯域分割符号化復号化装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62036193A Division JPH0833746B2 (ja) | 1987-02-17 | 1987-02-17 | 音声・楽音の帯域分割符号化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0784595A true JPH0784595A (ja) | 1995-03-31 |
| JP2587591B2 JP2587591B2 (ja) | 1997-03-05 |
Family
ID=15883013
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6169249A Expired - Lifetime JP2587591B2 (ja) | 1994-07-21 | 1994-07-21 | 音声・楽音の帯域分割符号化復号化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2587591B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999003096A1 (fr) * | 1997-07-11 | 1999-01-21 | Sony Corporation | Procede et dispositif de codage et decodage d'informations et support de distribution |
| US6353703B1 (en) | 1996-10-15 | 2002-03-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Video and audio coding method, coding apparatus, and coding program recording medium |
| JP2003228399A (ja) * | 2001-11-30 | 2003-08-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 符号化装置、復号化装置および音響データ配信システム |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57161795A (en) * | 1981-03-30 | 1982-10-05 | Nippon Electric Co | Adaptive type conversion encoding method and apparatus |
| JPS58154948A (ja) * | 1982-02-09 | 1983-09-14 | インタ−ナシヨナル ビジネス マシ−ンズ コ−ポレ−シヨン | デイジタル伝送方法 |
| JPS60169249A (ja) * | 1983-11-18 | 1985-09-02 | ブリテイシユ・テレコミユニケ−シヨンズ・パブリツク・リミテツド・カンパニ | 符号伝送方法および装置 |
-
1994
- 1994-07-21 JP JP6169249A patent/JP2587591B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57161795A (en) * | 1981-03-30 | 1982-10-05 | Nippon Electric Co | Adaptive type conversion encoding method and apparatus |
| JPS58154948A (ja) * | 1982-02-09 | 1983-09-14 | インタ−ナシヨナル ビジネス マシ−ンズ コ−ポレ−シヨン | デイジタル伝送方法 |
| JPS60169249A (ja) * | 1983-11-18 | 1985-09-02 | ブリテイシユ・テレコミユニケ−シヨンズ・パブリツク・リミテツド・カンパニ | 符号伝送方法および装置 |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6353703B1 (en) | 1996-10-15 | 2002-03-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Video and audio coding method, coding apparatus, and coding program recording medium |
| US6678468B2 (en) | 1996-10-15 | 2004-01-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Video and audio coding method, coding apparatus, and coding program recording medium |
| WO1999003096A1 (fr) * | 1997-07-11 | 1999-01-21 | Sony Corporation | Procede et dispositif de codage et decodage d'informations et support de distribution |
| US6415251B1 (en) | 1997-07-11 | 2002-07-02 | Sony Corporation | Subband coder or decoder band-limiting the overlap region between a processed subband and an adjacent non-processed one |
| JP2003228399A (ja) * | 2001-11-30 | 2003-08-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 符号化装置、復号化装置および音響データ配信システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2587591B2 (ja) | 1997-03-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR101220621B1 (ko) | 부호화 장치 및 부호화 방법 | |
| EP1914724B1 (en) | Dual-transform coding of audio signals | |
| KR100242864B1 (ko) | 디지탈 신호 부호화 장치 및 방법 | |
| US6680972B1 (en) | Source coding enhancement using spectral-band replication | |
| EP1808684B1 (en) | Scalable decoding apparatus | |
| JP4777918B2 (ja) | 音声処理装置及び音声を処理する方法 | |
| JPS6161305B2 (ja) | ||
| US7260523B2 (en) | Sub-band speech coding system | |
| JP2004101720A (ja) | 音響符号化装置及び音響符号化方法 | |
| JPH08190764A (ja) | ディジタル信号処理方法、ディジタル信号処理装置及び記録媒体 | |
| WO1998042083A1 (en) | Audio coding method and apparatus | |
| JP3237089B2 (ja) | 音響信号符号化復号方法 | |
| KR20080070831A (ko) | 서브밴드 부호화 장치 및 서브밴드 부호화 방법 | |
| JPH0636158B2 (ja) | 音声分析合成方法及び装置 | |
| WO2009059632A1 (en) | An encoder | |
| US6028890A (en) | Baud-rate-independent ASVD transmission built around G.729 speech-coding standard | |
| JPH0833746B2 (ja) | 音声・楽音の帯域分割符号化装置 | |
| JPH0784595A (ja) | 音声・楽音の帯域分割符号化装置 | |
| JP3255047B2 (ja) | 符号化装置および方法 | |
| JP3593201B2 (ja) | オーディオ復号装置 | |
| JPH0761016B2 (ja) | コード化方法 | |
| JP2001083995A (ja) | サブバンド符号化・復号方法 | |
| JPS59129900A (ja) | 帯域分割符号化方式 | |
| JP3010637B2 (ja) | 量子化装置及び量子化方法 | |
| JP3504485B2 (ja) | 楽音符号化装置および楽音復号化装置および楽音符号化復号化装置およびプログラム記憶媒体 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |