JP2001083995A - サブバンド符号化・復号方法 - Google Patents
サブバンド符号化・復号方法Info
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- JP2001083995A JP2001083995A JP25852699A JP25852699A JP2001083995A JP 2001083995 A JP2001083995 A JP 2001083995A JP 25852699 A JP25852699 A JP 25852699A JP 25852699 A JP25852699 A JP 25852699A JP 2001083995 A JP2001083995 A JP 2001083995A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 各種デジタルオーディオ信号の圧縮伸張に使
用されるサブバンド符号化・復号方法において、低ビッ
トレート時の音質を向上させる。 【解決手段】 デジタルオーディオ信号を、サブバンド
分割フィルタバンク101に入力する。聴覚特性などに合
わせて14の不等帯域分割フィルタに削減したサブバンド
分割フィルタＧ0(ｚ)110〜Ｇ13(ｚ)123を用いて、帯域
分割処理を行う。ダウンサンプラ130〜143により間引き
処理を行ない、量子化処理部102により量子化して、ビ
ットストリームとして出力する。エンコーダ出力のスト
リーム中に占めるスケールファクタの数を削減して、サ
ンプル割り当てビット数を増やすことにより、サブバン
ド信号の復号精度が向上し、復号再生されたデジタルオ
ーディオ信号の音質が向上する。
用されるサブバンド符号化・復号方法において、低ビッ
トレート時の音質を向上させる。 【解決手段】 デジタルオーディオ信号を、サブバンド
分割フィルタバンク101に入力する。聴覚特性などに合
わせて14の不等帯域分割フィルタに削減したサブバンド
分割フィルタＧ0(ｚ)110〜Ｇ13(ｚ)123を用いて、帯域
分割処理を行う。ダウンサンプラ130〜143により間引き
処理を行ない、量子化処理部102により量子化して、ビ
ットストリームとして出力する。エンコーダ出力のスト
リーム中に占めるスケールファクタの数を削減して、サ
ンプル割り当てビット数を増やすことにより、サブバン
ド信号の復号精度が向上し、復号再生されたデジタルオ
ーディオ信号の音質が向上する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、サブバンド符号化
・復号方法に関し、特に、各種デジタルオーディオ信号
の圧縮伸張に使用されるサブバンド符号化・復号方法に
関する。
・復号方法に関し、特に、各種デジタルオーディオ信号
の圧縮伸張に使用されるサブバンド符号化・復号方法に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、サブバンド符号化・復号方法とし
て、ＭＰＥＧ１オーディオ符号化(ISO/IEC 11172-3)が
国際標準として規格化されている。図３に、ＭＰＥＧ１
layer1オーディオ符号化のエンコーダ300の基本構造を
示す。図３を参照して、従来のサブバンド符号化方法を
説明する。
て、ＭＰＥＧ１オーディオ符号化(ISO/IEC 11172-3)が
国際標準として規格化されている。図３に、ＭＰＥＧ１
layer1オーディオ符号化のエンコーダ300の基本構造を
示す。図３を参照して、従来のサブバンド符号化方法を
説明する。
【０００３】デジタルオーディオ信号がエンコーダ300
に入力されると、サブバンド分析フィルタバンク301に
おいて、可聴帯域を32の等帯域に分割するフィルタＨ
0(z)310〜Ｈ31(z)341によるフィルタリング処理、及び
ダウンサンプラ350〜381による間引き処理が行われる。
間引き処理されたサブバンド出力は、量子化処理部302
にて量子化され、アンシラリデータを組み合わせて、ビ
ットストリームとして出力される。ビットストリームの
構成を図５に示す。ビットストリームは、ヘッダ501、
アロケーション情報502、スケールファクタ503、サンプ
ル504で構成されている。
に入力されると、サブバンド分析フィルタバンク301に
おいて、可聴帯域を32の等帯域に分割するフィルタＨ
0(z)310〜Ｈ31(z)341によるフィルタリング処理、及び
ダウンサンプラ350〜381による間引き処理が行われる。
間引き処理されたサブバンド出力は、量子化処理部302
にて量子化され、アンシラリデータを組み合わせて、ビ
ットストリームとして出力される。ビットストリームの
構成を図５に示す。ビットストリームは、ヘッダ501、
アロケーション情報502、スケールファクタ503、サンプ
ル504で構成されている。
【０００４】ＭＰＥＧ１layer1オーディオ復号を行うデ
コーダを図４に示す。図４を参照して、従来のサブバン
ド復号方法を説明する。デコーダ400では、通信路また
は蓄積メディアを通して送られてきた、図５で示したス
トリームを受信し、ビットストリーム分解・逆量子化部
401にてストリームが分解され、サブバンド信号が逆量
子化される。逆量子化されたサブバンド信号は、等帯域
のサブバンド合成フィルタバンク402において、アップ
サンプラ410〜441で補間処理が行われ、合成フィルタＦ
0(ｚ)450〜Ｆ31(ｚ)481との畳み込み処理、加算器403に
よる加算を行なって、デジタルオーディオ信号が合成さ
れ出力される。
コーダを図４に示す。図４を参照して、従来のサブバン
ド復号方法を説明する。デコーダ400では、通信路また
は蓄積メディアを通して送られてきた、図５で示したス
トリームを受信し、ビットストリーム分解・逆量子化部
401にてストリームが分解され、サブバンド信号が逆量
子化される。逆量子化されたサブバンド信号は、等帯域
のサブバンド合成フィルタバンク402において、アップ
サンプラ410〜441で補間処理が行われ、合成フィルタＦ
0(ｚ)450〜Ｆ31(ｚ)481との畳み込み処理、加算器403に
よる加算を行なって、デジタルオーディオ信号が合成さ
れ出力される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のサブバンド符号化・復号方法では、全サブバンドに
サンプルビット割り当て情報(アロケーション情報)があ
る場合、スケールファクタの数がサブバンド分割数だけ
存在し、ストリーム中に占めるスケールファクタの数が
多いために、低いビットレートの場合に、聴覚特性上聞
き取りやすいサブバンドへのサンプル割当ビット数が少
なくなり、音質が劣化するという問題があった。
来のサブバンド符号化・復号方法では、全サブバンドに
サンプルビット割り当て情報(アロケーション情報)があ
る場合、スケールファクタの数がサブバンド分割数だけ
存在し、ストリーム中に占めるスケールファクタの数が
多いために、低いビットレートの場合に、聴覚特性上聞
き取りやすいサブバンドへのサンプル割当ビット数が少
なくなり、音質が劣化するという問題があった。
【０００６】本発明では、上記従来の問題を解決し、サ
ブバンド符号化・復号方法におけるサブバンド分割、合
成フィルタの分割数を、聴覚特性などに合わせて削減
し、エンコーダ出力のストリーム中に占めるスケールフ
ァクタの数を削減して、サンプル割り当てビット数を増
やすことにより、低いビットレート時の音質を向上させ
ることを目的とする。
ブバンド符号化・復号方法におけるサブバンド分割、合
成フィルタの分割数を、聴覚特性などに合わせて削減
し、エンコーダ出力のストリーム中に占めるスケールフ
ァクタの数を削減して、サンプル割り当てビット数を増
やすことにより、低いビットレート時の音質を向上させ
ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明では、入力デジタルオーディオ信号を周波
数帯域幅が等間隔でないＭ個（Ｍは２以上の整数）の不
等帯域分割フィルタで畳み込み処理を行うサブバンド符
号化方法を、各不等帯域分割フィルタの係数を、可聴帯
域を不等帯域分割フィルタの全てのバンドにおける帯域
幅以下のＴ個（ＴはＭを超える整数）の等帯域に分割し
た等帯域分割フィルタの連続するＮ個（Ｎは不等帯域分
割フィルタごとに決められる自然数）のフィルタの係数
の和で構成し、畳み込み処理後のサブバンド毎の信号を
Ｔ／Ｎの間引き率にて間引き処理を行う構成とした。
めに、本発明では、入力デジタルオーディオ信号を周波
数帯域幅が等間隔でないＭ個（Ｍは２以上の整数）の不
等帯域分割フィルタで畳み込み処理を行うサブバンド符
号化方法を、各不等帯域分割フィルタの係数を、可聴帯
域を不等帯域分割フィルタの全てのバンドにおける帯域
幅以下のＴ個（ＴはＭを超える整数）の等帯域に分割し
た等帯域分割フィルタの連続するＮ個（Ｎは不等帯域分
割フィルタごとに決められる自然数）のフィルタの係数
の和で構成し、畳み込み処理後のサブバンド毎の信号を
Ｔ／Ｎの間引き率にて間引き処理を行う構成とした。
【０００８】このように構成したことにより、エンコー
ダ出力ストリーム中のスケールファクタ割り当てビット
数を削減し、サンプル割り当てビット数を増やして、低
ビットレート時の音質を向上させることができる。
ダ出力ストリーム中のスケールファクタ割り当てビット
数を削減し、サンプル割り当てビット数を増やして、低
ビットレート時の音質を向上させることができる。
【０００９】また、不等帯域分割フィルタの帯域幅を、
聴覚特性に合わせた帯域幅とした。このように構成した
ことにより、聴覚特性に合わせて最適なサブバンド分割
数として、復号再生品質を向上できる。
聴覚特性に合わせた帯域幅とした。このように構成した
ことにより、聴覚特性に合わせて最適なサブバンド分割
数として、復号再生品質を向上できる。
【００１０】また、周波数帯域幅が等間隔でないＭ個
（Ｍは２以上の整数）の不等帯域分割フィルタで畳み込
み処理されたサブバンド信号を復号するサブバンド復号
方法を、周波数帯域幅が等間隔でないＭ個の各不等帯域
合成フィルタの係数を、可聴帯域を不等帯域合成フィル
タの全てのバンドにおける帯域幅以下のＴ個（ＴはＭを
超える整数）の等帯域に分割した等帯域合成フィルタの
連続するＮ個（Ｎは不等帯域分割フィルタごとに決めら
れる自然数）のフィルタの係数の和で構成し、量子化さ
れたサブバンド信号を逆量子化し、各サブバンド毎にＴ
／Ｎの補間率にて補間し、Ｍ個の不等帯域合成フィルタ
で畳み込み処理を行い、デジタル信号を再合成する構成
とした。
（Ｍは２以上の整数）の不等帯域分割フィルタで畳み込
み処理されたサブバンド信号を復号するサブバンド復号
方法を、周波数帯域幅が等間隔でないＭ個の各不等帯域
合成フィルタの係数を、可聴帯域を不等帯域合成フィル
タの全てのバンドにおける帯域幅以下のＴ個（ＴはＭを
超える整数）の等帯域に分割した等帯域合成フィルタの
連続するＮ個（Ｎは不等帯域分割フィルタごとに決めら
れる自然数）のフィルタの係数の和で構成し、量子化さ
れたサブバンド信号を逆量子化し、各サブバンド毎にＴ
／Ｎの補間率にて補間し、Ｍ個の不等帯域合成フィルタ
で畳み込み処理を行い、デジタル信号を再合成する構成
とした。
【００１１】このように構成したことにより、エンコー
ダ出力ストリーム中のスケールファクタ割り当てビット
数が削減されているので、サンプル割り当てビット数を
多く抽出することにより、低ビットレート時の音質を向
上できる。
ダ出力ストリーム中のスケールファクタ割り当てビット
数が削減されているので、サンプル割り当てビット数を
多く抽出することにより、低ビットレート時の音質を向
上できる。
【００１２】また、不等帯域合成フィルタの帯域幅を、
聴覚特性に合わせた帯域幅とした。このように構成した
ことにより、聴覚特性に合わせて最適なサブバンド合成
数として、復号再生品質を向上できる。
聴覚特性に合わせた帯域幅とした。このように構成した
ことにより、聴覚特性に合わせて最適なサブバンド合成
数として、復号再生品質を向上できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図１と図２を参照しながら詳細に説明する。
て、図１と図２を参照しながら詳細に説明する。
【００１４】（第１の実施の形態）本発明の第１の実施
の形態は、入力デジタルオーディオ信号を、周波数帯域
幅が等間隔でない14個の不等分割フィルタバンクで畳み
込み処理を行って符号化するサブバンドエンコーダであ
る。
の形態は、入力デジタルオーディオ信号を、周波数帯域
幅が等間隔でない14個の不等分割フィルタバンクで畳み
込み処理を行って符号化するサブバンドエンコーダであ
る。
【００１５】図１は、本発明の第１の実施の形態におけ
るサブバンドエンコーダの機能ブロック図である。図１
において、サブバンド分割処理部101は、入力信号のサ
ブバンドフィルタリング及び間引き処理を行う手段であ
り、サブバンド分割フィルタＧ0(ｚ)110〜Ｇ13(ｚ)12
3、ダウンサンプラ130〜143から構成されている。量子
化処理部102は、聴覚心理特性などを利用して間引きさ
れたサブバンド信号の量子化処理を行う手段である。
るサブバンドエンコーダの機能ブロック図である。図１
において、サブバンド分割処理部101は、入力信号のサ
ブバンドフィルタリング及び間引き処理を行う手段であ
り、サブバンド分割フィルタＧ0(ｚ)110〜Ｇ13(ｚ)12
3、ダウンサンプラ130〜143から構成されている。量子
化処理部102は、聴覚心理特性などを利用して間引きさ
れたサブバンド信号の量子化処理を行う手段である。
【００１６】上記のように構成された本発明の第１の実
施の形態におけるサブバンドエンコーダについて、図１
を用いてその動作を説明する。まず、最大間引き数×分
析フレーム分のデジタルオーディオデータが入力され、
各サブバンドフィルタと畳み込み処理が行われる。各サ
ブバンドフィルタＧ0(ｚ)110〜Ｇ13(ｚ)123の係数ｇ
0(ｎ)〜ｇ13(ｎ)は、ＭＰＥＧ１layer1などで使用され
ている各サブバンド分割フィルタの係数ｈ0(ｎ)〜ｈ
31(ｎ)を用いて、下記の式（１）で表すことができる。 ｇk(n)＝ｈk(n) （０≦ｋ≦９） ｇ10(n)＝h10(n)＋h11(n) ｇ11(n)＝h12(n)＋h13(n)＋h14(n)＋h15(n) ｇ12(n)＝h16(n)＋h17(n)＋h18(n)＋h19(n) ｇ13(n)＝h20(n)＋h21(n)＋h22(n)＋h23(n) ＋h24(n)＋h25(n)＋h26(n)＋h27(n) （１）
施の形態におけるサブバンドエンコーダについて、図１
を用いてその動作を説明する。まず、最大間引き数×分
析フレーム分のデジタルオーディオデータが入力され、
各サブバンドフィルタと畳み込み処理が行われる。各サ
ブバンドフィルタＧ0(ｚ)110〜Ｇ13(ｚ)123の係数ｇ
0(ｎ)〜ｇ13(ｎ)は、ＭＰＥＧ１layer1などで使用され
ている各サブバンド分割フィルタの係数ｈ0(ｎ)〜ｈ
31(ｎ)を用いて、下記の式（１）で表すことができる。 ｇk(n)＝ｈk(n) （０≦ｋ≦９） ｇ10(n)＝h10(n)＋h11(n) ｇ11(n)＝h12(n)＋h13(n)＋h14(n)＋h15(n) ｇ12(n)＝h16(n)＋h17(n)＋h18(n)＋h19(n) ｇ13(n)＝h20(n)＋h21(n)＋h22(n)＋h23(n) ＋h24(n)＋h25(n)＋h26(n)＋h27(n) （１）
【００１７】各サブバンド毎に、それぞれのフィルタ係
数との畳み込み処理後、ダウンサンプラ130〜143により
間引き処理が行われる。各サブバンド毎の間引き率Ｄk
は、式（１）のように表せる分割フィルタの場合、下記
の式（２）で示される値となる。 Ｄk＝32 （０≦ｋ≦９） Ｄ10＝16 Ｄ11＝８ Ｄ12＝８ Ｄ13＝４ （２）
数との畳み込み処理後、ダウンサンプラ130〜143により
間引き処理が行われる。各サブバンド毎の間引き率Ｄk
は、式（１）のように表せる分割フィルタの場合、下記
の式（２）で示される値となる。 Ｄk＝32 （０≦ｋ≦９） Ｄ10＝16 Ｄ11＝８ Ｄ12＝８ Ｄ13＝４ （２）
【００１８】間引き後の各サブバンド信号は、量子化処
理部102においてスケールファクタが算出され、聴覚心
理モデルを用いた適応ビット割り当てによる量子化処理
が行われ、ストリーム出力となって、エンコーダより出
力される。
理部102においてスケールファクタが算出され、聴覚心
理モデルを用いた適応ビット割り当てによる量子化処理
が行われ、ストリーム出力となって、エンコーダより出
力される。
【００１９】本発明の第１の実施の形態におけるストリ
ーム中のスケールファクタに割り当てるビット数は、す
べてのバンドにビット割り当てが生じた場合、スケール
ファクタのステップ単位を２ｄＢとすると、６bit×14b
and＝84bitとなる。従来のＭＰＥＧ１layer1でのスケー
ルファクタに割り当てるビット数は、６bit×32band＝1
92bitであるから、108bitもサンプルに割り当てるビッ
ト数が増加する。サンプル割り当てビットが増えたこと
で、聴覚特性上重要なサブバンドのサブバンド信号を復
号した精度が高くなり、結果的に音質が向上する。
ーム中のスケールファクタに割り当てるビット数は、す
べてのバンドにビット割り当てが生じた場合、スケール
ファクタのステップ単位を２ｄＢとすると、６bit×14b
and＝84bitとなる。従来のＭＰＥＧ１layer1でのスケー
ルファクタに割り当てるビット数は、６bit×32band＝1
92bitであるから、108bitもサンプルに割り当てるビッ
ト数が増加する。サンプル割り当てビットが増えたこと
で、聴覚特性上重要なサブバンドのサブバンド信号を復
号した精度が高くなり、結果的に音質が向上する。
【００２０】上記のように、本発明の第１の実施の形態
では、サブバンドエンコーダを、入力デジタルオーディ
オ信号を、周波数帯域幅が等間隔でない14個の不等分割
フィルタバンクで畳み込み処理を行って符号化する構成
としたので、サンプル割り当てビット数が増大し、復号
後の音質が向上する。
では、サブバンドエンコーダを、入力デジタルオーディ
オ信号を、周波数帯域幅が等間隔でない14個の不等分割
フィルタバンクで畳み込み処理を行って符号化する構成
としたので、サンプル割り当てビット数が増大し、復号
後の音質が向上する。
【００２１】（第２の実施の形態）本発明の第２の実施
の形態は、エンコーダの出力ストリームを受信し、14個
の不等帯域合成フィルタバンクによりデジタルオーディ
オ信号を復号するサブバンドデコーダである。
の形態は、エンコーダの出力ストリームを受信し、14個
の不等帯域合成フィルタバンクによりデジタルオーディ
オ信号を復号するサブバンドデコーダである。
【００２２】図２は、本発明の第２の実施の形態におけ
るサブバンドデコーダの機能ブロック図である。図２に
おいて、ビットストリーム分解・逆量子化処理部201
は、受信したストリームを分解し、スケールファクタや
ビット割り当て情報を抽出し、サブバンド信号の逆量子
化を行う手段である。サブバンド合成フィルタバンク20
2は、逆量子化されたサブバンド信号を、それぞれのサ
ブバンド毎のアップサンプラ210〜223で補間処理を行
い、合成フィルタＪ0(z)230〜Ｊ13(z)243で合成フィル
タリングを行う手段である。加算器203は、合成フィル
タリング後の信号を加算して、デジタルオーディオ信号
として出力する手段である。
るサブバンドデコーダの機能ブロック図である。図２に
おいて、ビットストリーム分解・逆量子化処理部201
は、受信したストリームを分解し、スケールファクタや
ビット割り当て情報を抽出し、サブバンド信号の逆量子
化を行う手段である。サブバンド合成フィルタバンク20
2は、逆量子化されたサブバンド信号を、それぞれのサ
ブバンド毎のアップサンプラ210〜223で補間処理を行
い、合成フィルタＪ0(z)230〜Ｊ13(z)243で合成フィル
タリングを行う手段である。加算器203は、合成フィル
タリング後の信号を加算して、デジタルオーディオ信号
として出力する手段である。
【００２３】上記ののように構成された本発明の第２の
実施の形態におけるサブバンドデコーダの動作を、図２
を参照しながら説明する。まず、分析フレーム分のスト
リームがデコーダに入力され、ビットストリーム分解・
逆量子化部201において、ビットアロケーションやスケ
ールファクタやサンプルが抽出され、サブバンド信号が
逆量子化される。逆量子化されたサブバンド信号は、サ
ブバンド合成フィルタバンク202のアップサンプラ210〜
223で、それぞれのサブバンド毎に補間処理が行なわれ
る。アップサンプラでのそれぞれの補間率Ｕkは、以下
の式（３）のような値となる。 Ｕk＝32 （０≦ｋ≦９） Ｕ10＝16 Ｕ11＝８ Ｕ12＝８ Ｕ13＝４ （３）
実施の形態におけるサブバンドデコーダの動作を、図２
を参照しながら説明する。まず、分析フレーム分のスト
リームがデコーダに入力され、ビットストリーム分解・
逆量子化部201において、ビットアロケーションやスケ
ールファクタやサンプルが抽出され、サブバンド信号が
逆量子化される。逆量子化されたサブバンド信号は、サ
ブバンド合成フィルタバンク202のアップサンプラ210〜
223で、それぞれのサブバンド毎に補間処理が行なわれ
る。アップサンプラでのそれぞれの補間率Ｕkは、以下
の式（３）のような値となる。 Ｕk＝32 （０≦ｋ≦９） Ｕ10＝16 Ｕ11＝８ Ｕ12＝８ Ｕ13＝４ （３）
【００２４】補間されたサブバンド信号は、合成フィル
タＪ0(z)230〜Ｊ13(z)243にて合成フィルタリング処理
が行われ、各サブバンド毎にオーディオデータが復号さ
れる。このとき、各サブバンドの合成フィルタＪ0(z)23
0〜Ｊ13(z)243の係数ｊ0(n)〜ｊ13(n)は、ＭＰＥＧ１la
yer1などで使用されている各サブバンド合成フィルタの
係数ｆ0(n)〜ｆ31(n)を用いて、以下の式（４）で表す
ことができる。 ｊk(n)＝fk(n) （０≦ｋ≦９） ｊ10(n)＝f10(n)＋f11(n) ｊ11(n)＝f12(n)＋f13(n)＋f14(n)＋f15(n) ｊ12(n)＝f16(n)＋f17(n)＋f18(n)＋f19(n) ｊ13(n)＝f20(n)＋f21(n)＋f22(n)＋f23(n) ＋f24(n)＋f25(n)＋f26(n)＋f27(n) （４）
タＪ0(z)230〜Ｊ13(z)243にて合成フィルタリング処理
が行われ、各サブバンド毎にオーディオデータが復号さ
れる。このとき、各サブバンドの合成フィルタＪ0(z)23
0〜Ｊ13(z)243の係数ｊ0(n)〜ｊ13(n)は、ＭＰＥＧ１la
yer1などで使用されている各サブバンド合成フィルタの
係数ｆ0(n)〜ｆ31(n)を用いて、以下の式（４）で表す
ことができる。 ｊk(n)＝fk(n) （０≦ｋ≦９） ｊ10(n)＝f10(n)＋f11(n) ｊ11(n)＝f12(n)＋f13(n)＋f14(n)＋f15(n) ｊ12(n)＝f16(n)＋f17(n)＋f18(n)＋f19(n) ｊ13(n)＝f20(n)＋f21(n)＋f22(n)＋f23(n) ＋f24(n)＋f25(n)＋f26(n)＋f27(n) （４）
【００２５】各サブバンド毎に復号されたオーディオデ
ータは、加算器203にて加算され、全バンド分のデジタ
ルオーディオデータとして出力される。
ータは、加算器203にて加算され、全バンド分のデジタ
ルオーディオデータとして出力される。
【００２６】本発明の第２の実施の形態におけるストリ
ーム中のスケールファクタにより抽出されるビット数
は、すべてのバンドにビット割り当てが生じた場合、ス
ケールファクタのステップ単位を２ｄＢとすると、６bi
t×14band＝84bitとなる。従来のＭＰＥＧ１layer1で抽
出されるスケールファクタ割り当てビット数は、６bit
×32band＝192bitであるから、108bitもサンプル割り当
てビットの抽出が可能となる。サンプル割り当てビット
が増えたことで、聴覚特性上、重要なサブバンド信号を
復号した精度が高くなり、結果的に音質が向上する。
ーム中のスケールファクタにより抽出されるビット数
は、すべてのバンドにビット割り当てが生じた場合、ス
ケールファクタのステップ単位を２ｄＢとすると、６bi
t×14band＝84bitとなる。従来のＭＰＥＧ１layer1で抽
出されるスケールファクタ割り当てビット数は、６bit
×32band＝192bitであるから、108bitもサンプル割り当
てビットの抽出が可能となる。サンプル割り当てビット
が増えたことで、聴覚特性上、重要なサブバンド信号を
復号した精度が高くなり、結果的に音質が向上する。
【００２７】上記のように、本発明の第２の実施の形態
では、サブバンドデコーダを、エンコーダの出力ストリ
ームを受信し、14個の不等帯域合成フィルタバンクで合
成フィルタリングを行なってデジタルオーディオ信号を
復号する構成としたので、サンプル割り当てビット数が
増大し、復号後の音質が向上する。
では、サブバンドデコーダを、エンコーダの出力ストリ
ームを受信し、14個の不等帯域合成フィルタバンクで合
成フィルタリングを行なってデジタルオーディオ信号を
復号する構成としたので、サンプル割り当てビット数が
増大し、復号後の音質が向上する。
【００２８】以上の説明では、エンコーダ・デコーダそ
れぞれＭＰＥＧ１layer1で使用される32個の分割・合成
フィルタを基に、不等帯域分割・合成フィルタのサブバ
ンドの数を14個で構成した例で説明したが、ＭＰＥＧ１
layer1の等帯域分割分割・合成フィルタの係数を用い
て、14以外の個数の不等帯域分割合成フィルタを構成し
て符号化・復号処理することも同様に可能である。ま
た、不等分割帯域幅として、聴覚特性の一つである臨界
帯域幅を用いてもよい。さらに、エンコーダにてビット
割当て情報(ビットアロケーション)をデコーダに送らず
に、エンコーダ、デコーダともにビット割り当て情報を
スケールファクタにて算出してもよい。
れぞれＭＰＥＧ１layer1で使用される32個の分割・合成
フィルタを基に、不等帯域分割・合成フィルタのサブバ
ンドの数を14個で構成した例で説明したが、ＭＰＥＧ１
layer1の等帯域分割分割・合成フィルタの係数を用い
て、14以外の個数の不等帯域分割合成フィルタを構成し
て符号化・復号処理することも同様に可能である。ま
た、不等分割帯域幅として、聴覚特性の一つである臨界
帯域幅を用いてもよい。さらに、エンコーダにてビット
割当て情報(ビットアロケーション)をデコーダに送らず
に、エンコーダ、デコーダともにビット割り当て情報を
スケールファクタにて算出してもよい。
【００２９】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
では、入力デジタルオーディオ信号を周波数帯域幅が等
間隔でないＭ個（Ｍは２以上の整数）の不等帯域分割フ
ィルタで畳み込み処理を行うサブバンド符号化方法を、
各不等帯域分割フィルタの係数を、可聴帯域を不等帯域
分割フィルタの全てのバンドにおける帯域幅以下のＴ個
（ＴはＭを超える整数）の等帯域に分割した等帯域分割
フィルタの連続するＮ個（Ｎは不等帯域分割フィルタご
とに決められる自然数）のフィルタの係数の和で構成
し、畳み込み処理後のサブバンド毎の信号をＴ／Ｎの間
引き率にて間引き処理を行う構成としたので、エンコー
ダ出力ストリーム中のスケールファクタ割り当てビット
数を削減し、ストリーム中の聴覚特性上重要なサブバン
ドへのサンプル割り当てビット数を増大し、低ビットレ
ート時の音質を向上させることができるという効果が得
られる。
では、入力デジタルオーディオ信号を周波数帯域幅が等
間隔でないＭ個（Ｍは２以上の整数）の不等帯域分割フ
ィルタで畳み込み処理を行うサブバンド符号化方法を、
各不等帯域分割フィルタの係数を、可聴帯域を不等帯域
分割フィルタの全てのバンドにおける帯域幅以下のＴ個
（ＴはＭを超える整数）の等帯域に分割した等帯域分割
フィルタの連続するＮ個（Ｎは不等帯域分割フィルタご
とに決められる自然数）のフィルタの係数の和で構成
し、畳み込み処理後のサブバンド毎の信号をＴ／Ｎの間
引き率にて間引き処理を行う構成としたので、エンコー
ダ出力ストリーム中のスケールファクタ割り当てビット
数を削減し、ストリーム中の聴覚特性上重要なサブバン
ドへのサンプル割り当てビット数を増大し、低ビットレ
ート時の音質を向上させることができるという効果が得
られる。
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるサブバンド
エンコーダの機能ブロック図、
エンコーダの機能ブロック図、
【図２】本発明の第２の実施の形態におけるサブバンド
デコーダの機能ブロック図、
デコーダの機能ブロック図、
【図３】従来のＭＰＥＧ１layer1符号化におけるエンコ
ーダの機能ブロック図、
ーダの機能ブロック図、
【図４】従来のＭＰＥＧ１layer1復号におけるデコーダ
の機能ブロック図、
の機能ブロック図、
【図５】従来のＭＰＥＧ１layer1エンコーダ出力のスト
リーム構成図である。
リーム構成図である。
100 エンコーダ 101 サブバンド分割フィルタバンク 102 量子化処理部 110〜123 サブバンド分割フィルタ 130〜143 ダウンサンプラ 200 デコーダ 201 ビットストリーム分解・逆量子化処理部 202 サブバンド合成フィルタバンク 203 加算器 210〜223 アップサンプラ 230〜243 サブバンド合成フィルタ 300 エンコーダ 301 サブバンド分割フィルタバンク 302 量子化処理部 310〜341 サブバンド分割フィルタ 350〜381 ダウンサンプラ 400 デコーダ 401 ビットストリーム 402 サブバンド合成フィルタバンク 403 加算器 410〜441 アップサンプラ 450〜481 サブバンド合成フィルタ 501 ヘッダ 502 アロケーション情報 503 スケールファクタ 504 サンプル
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5D045 DA20 5J064 AA01 BA13 BC02 BC08 BC12 BC16 BC18 BD01 5K041 AA04 AA08 CC01 EE31 FF36 HH01 HH11 HH41 JJ11 9A001 EE04 EE05 GG01 HH15 KK43
Claims (4)
- 【請求項１】 入力デジタルオーディオ信号を周波数帯
域幅が等間隔でないＭ個（Ｍは２以上の整数）の不等帯
域分割フィルタで畳み込み処理を行うサブバンド符号化
方法において、前記各不等帯域分割フィルタの係数を、
可聴帯域を前記不等帯域分割フィルタの全てのバンドに
おける帯域幅以下のＴ個（ＴはＭを超える整数）の等帯
域に分割した等帯域分割フィルタの連続するＮ個（Ｎは
前記不等帯域分割フィルタごとに決められる自然数）の
フィルタの係数の和で構成し、畳み込み処理後のサブバ
ンド毎の信号をＴ／Ｎの間引き率にて間引き処理を行う
ことを特徴とするサブバンド符号化方法。 - 【請求項２】 前記不等帯域分割フィルタの帯域幅を、
聴覚特性に合わせた帯域幅としたことを特徴とする請求
項１記載のサブバンド符号化方法。 - 【請求項３】 周波数帯域幅が等間隔でないＭ個（Ｍは
２以上の整数）の不等帯域分割フィルタで畳み込み処理
されたサブバンド信号を復号するサブバンド復号方法に
おいて、周波数帯域幅が等間隔でないＭ個の前記各不等
帯域合成フィルタの係数を、可聴帯域を前記不等帯域合
成フィルタの全てのバンドにおける帯域幅以下のＴ個
（ＴはＭを超える整数）の等帯域に分割した等帯域合成
フィルタの連続するＮ個（Ｎは前記不等帯域分割フィル
タごとに決められる自然数）のフィルタの係数の和で構
成し、量子化されたサブバンド信号を逆量子化し、各サ
ブバンド毎にＴ／Ｎの補間率にて補間し、前記Ｍ個の不
等帯域合成フィルタで畳み込み処理を行い、デジタル信
号を再合成することを特徴とするサブバンド復号方法。 - 【請求項４】 前記不等帯域合成フィルタの帯域幅を、
聴覚特性に合わせた帯域幅としたことを特徴とする請求
項３記載のサブバンド復号方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25852699A JP2001083995A (ja) | 1999-09-13 | 1999-09-13 | サブバンド符号化・復号方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25852699A JP2001083995A (ja) | 1999-09-13 | 1999-09-13 | サブバンド符号化・復号方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001083995A true JP2001083995A (ja) | 2001-03-30 |
Family
ID=17321447
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25852699A Pending JP2001083995A (ja) | 1999-09-13 | 1999-09-13 | サブバンド符号化・復号方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001083995A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002009092A1 (fr) * | 2000-07-21 | 2002-01-31 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Dispositif d'interpolation de frequences servant a interpoler une composante de frequence de signal et procede d'interpolation de frequences |
| WO2002009091A1 (fr) * | 2000-07-21 | 2002-01-31 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Dispositif d'amincissement de frequence et procede servant a comprimer des informations par amincissement de composantes de frequence du signal |
| WO2002035517A1 (fr) * | 2000-10-24 | 2002-05-02 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Appareil et procédé pour interpoler un signal |
| WO2003003345A1 (fr) * | 2001-06-29 | 2003-01-09 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Dispositif et procede d'interpolation des composantes de frequence d'un signal |
| JP2005233932A (ja) * | 2003-10-31 | 2005-09-02 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv | 広帯域不規則信号を解析する装置、広帯域信号を分解し表す装置、２つの広帯域不規則信号の間の偏移を確定する装置、物体検出装置、および解析装置の分離手段を作成する方法 |
-
1999
- 1999-09-13 JP JP25852699A patent/JP2001083995A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002009092A1 (fr) * | 2000-07-21 | 2002-01-31 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Dispositif d'interpolation de frequences servant a interpoler une composante de frequence de signal et procede d'interpolation de frequences |
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| US6879265B2 (en) | 2000-07-21 | 2005-04-12 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Frequency interpolating device for interpolating frequency component of signal and frequency interpolating method |
| US7184961B2 (en) | 2000-07-21 | 2007-02-27 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Frequency thinning device and method for compressing information by thinning out frequency components of signal |
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| WO2003003345A1 (fr) * | 2001-06-29 | 2003-01-09 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Dispositif et procede d'interpolation des composantes de frequence d'un signal |
| US7400651B2 (en) | 2001-06-29 | 2008-07-15 | Kabushiki Kaisha Kenwood | Device and method for interpolating frequency components of signal |
| JP2005233932A (ja) * | 2003-10-31 | 2005-09-02 | Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europa Bv | 広帯域不規則信号を解析する装置、広帯域信号を分解し表す装置、２つの広帯域不規則信号の間の偏移を確定する装置、物体検出装置、および解析装置の分離手段を作成する方法 |
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Legal Events
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| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060830 |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090803 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090818 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20091215 |