JPS5997242A - 音声信号符号化方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の分野〕 本発明は音声信号を符号化する方法、更に詳細に説明す
れば、比較的低いビット速度で音声をディジタル的に符
号化する方法に関連する。

〔先行技術の説明〕

時間とともに変化する信号を記録、送信または修正する
ため前記信号に加えられる必要な処理ステップはアナロ
グ的またはディジタル的のどちら　　−でも実行可能で
ある。一般に、アナログ処理の実行は扱いにくい高価な
装置の使用を伴なう。ディジタル処理は処理される信号
を事前にディジタル値に変換することを意味するけれど
も、ディジタル処理の適用の方がよい場合がしばしばあ
る。この変換を実行するため、信号はサンプリングされ
た後に量子化され、２進コードのディジタル値で表現さ
れる。もちろん、前記プロセスによってディジタル化さ
れた信号は、後に復号されて人間が理解し５るアナログ
信号に戻されることになっている。しかし、符号化およ
び復号は雑音、例えば量子化雑音を拾うことによって情
報を変化させる。

前記雑音は量子化動作をできるだけ正確に実行すること
によって減少可能である。しかし、量子化動作を実行し
ているとき、振幅が連続する２つの振幅レベルの間にあ
るサンプルはすべて、同じディジタル値として現われる
。もちろん、それによって記録に不正確さを伴なう。こ
れは信号を符号化するのに使用できるディジタル値の数
が少なくなるに従って重要になってくる。従って、前記
符号化を改善するためには、よシ速い符号化ビット速度
を用いてディジタル値の数を増すことが必要と見られる
。しかし、これは、状況によって、ビットを伝送するた
めの通信路、ビットを記憶するためのメモリ、あるいは
ビットを処理するための回路でビットの流れが渋滞する
ことがあるので適当ではない。

必要なビット数すなわちビット速度を抑えながら符号化
を改善するため種々のプロセスが考案された。それを実
行するのに、在来の方法で前もって符号化された信号を
遅いビット速度で記録し、次いでその情報を圧縮する方
法がとられている。

更に、この場合、人間の音声の特性が都合よく用いられ
るので、これらのプロセスは音声圧縮に特に適合するこ
とがある。

本発明に特に関連する音声圧縮プロセスの中で、本明細
書に参照として示す米国特許第４２１６５５４号におい
て、原信号は最初に冗長性のないものにされて残留信号
を与え、その低周波数すなわちベースバンドはいくつか
のサブバンドに分割され、その内容が動的に再量子化さ
れる。

同様なプロセスはまた、”　Ｉ　Ｅ　Ｅ　ＥＰｒｏｃｅ
ｅｄｉｎｇｓｏｆ　　　ｔｈｅ　　　Ｉｎｔｅｒｎａｔ
ｉｏｎａｌ　　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎ　Ａｃｏｕｓ
ｔｉｃｓ　　５ｐｅｅｃｈ　　ａｎｄ　　Ｓｉｇｎａｌ
Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ”、　Ｔｕｌｓａ、Ｏｋ］、ａｈ
ｏｍａ。

Ａｐｒｉｌｌｏ−２３，１９７８において”９．６／７
．２Ｋｂｐｓ　　Ｖｏｉｃｅ　　Ｅｘｃｉｔｅｄ　　Ｐ
ｒｅｄｉｃｔｊｖｅＣｏｄｅｒ　　（ＶＥＰＣ）　　”
と題してり、ＥＳＴＥＢＡＮ、Ｃ，ＧＡＬＡＮＤ、Ｄ、
ＭＡＵＤＵＩＴおよびＪ、ＭＥＮＥＺによって説明され
ている。

更に、米国特許出願第３９９３８５号（１９８２年７月
１９日）も注目する必要がある。これには、ベースバン
ドを適切に細分割することによって、重要な相関を示す
信号が各々のサブバンドで得られ、従って前記信号は相
対的におそいビット速度によって符号化可能であること
が述べられている。

また、各々のサブバンドで高い相関を有する信号を与え
る別のプロセスがパリのＩＣＡＳＳＰ１９８２で行なわ
れた講演で、”　ＡｄａｐｔｉｖｅＰｒｅｄｉｃｔｉｖ
ｅ　　Ｃｏｄｉｎｇ（ＡＰＣ）ｏｆ　　Ｂａ５ｅ−Ｂａ
ｎｄ　　５ｐｅｅｃｈ　　ｓｉｇｎａｌｓ”　　と題し
て、Ｃ６ＧＡＬＡＮＤ、に、ＤＡＵＬＡＳＩＭおよびり
。

ＥＳＴＥＢＡＮによって述べられている。各々のサブバ
ンドの信号は残留ベースバンド信号で動作する予測コー
ダによって符号化される。このプロセスは、相対的に短
かい音声信号部分（３０ミＩＪ秒よりも短かい）に適用
されるという条件で許容しうる結果を与える。

〔本発明の説明〕

本発明は１９８２年のＩ　ＣＡ、　Ｓ　Ｓ　Ｐで述べら
れた符号化方式の質を大幅に改善し、処理される信号が
音声であるか、または音声でないかを公式に決定しなく
ても、音声および非音声の信号をどちらも処理できるコ
ーダを与える。当業者は、音声信号が音声か非音声かを
決定する場合に実際に出会う難しさを理解しているから
、本発明の各種の利点を十分に評価するであろう。もっ
と正確にいえば、本発明によって、音声信号符号化方法
が与えられ、前記信号はまっ先に処理されて、それから
残留ベースバンド信号が取出され、次いで前記残留信号
はいくつかのサブバンドに分割された後、量子化ビット
の動的割当による信号の同時直接（例えば、ＰＣＭ）お
よび差動（例えばＡＰＣ）の再符号化、および最少の再
符号化エラーを含む再コーダ出力の動的選択を含むプロ
セスによって各々のサブバンド知再符号化される。

〔詳細な説明〕

第１Ａ図は前記先行技術、更に詳細に説明すれば米国特
許第４２１６３５４号ならびに’Ｉ’ｕｌｓａで行なわ
れた講演において説明された種類の予測コーター（ｖＥ
ｐｃ）を含む送信機を示す。もちろん、高い効率の符号
化システムを与えるためコータのいくつかの特徴は僅か
に変更されている。

音声信号はコータの入力として加えられ、低域フィルタ
（ＦＴ）１０を介してフィルタされ、いわゆる「電話」
周波数バンド（３４００Ｈｚ以下の周波数）内にある信
号をＡ／Ｄコンバータ１２ニ送ル。Ａ／Ｄコンバータ１
２において、信号は８ＫＨｚでサンプリングされ、１２
ビツトのＰＣＭ符号化が行なわれてから、ＰＣＭ符号化
されたサンプルは記録される。そのため、前記サンプル
は第一にパラメータ予測器１４、減算器１６および逆フ
ィルタ１８に送られる。パラメータ予測器１４はそれに
加えられた信号から、逆フィルタ１８を調節するのに用
いられる、いわゆる部分的自己相関係数、すなわちＰＡ
ＲＣＯＲ（Ｋ）係数のグループを推論する。逆フィルタ
１８はＪ、　　Ｄ。

ＭＡＲＫＥＬ他が”　Ｌｉｎｅａｒ　Ｐｒｅｄｉｃｔｉ
ｏｎｏ　ｆ　　Ｓ　ｐ　ｅ　ｅ　ｃ　ｈ　　”と題する
著書の５．４項において定義した格子ネットワークに似
ている。事実、逆フィルタ１８によって与えられた信号
は音声信号の予測可能部分を表わす。Ａ／Ｄコンバータ
１２によって与えられた信号から、逆フィルタ１８によ
って送られた信号を減する減算器１６は、原始音声信号
の冗長部分のなり１いわゆる残留信号ｅ（ｎ）を与える
。残留信号ｅ（ｎ）は低域フィルタ・デシスイタ２０（
ＬＰＥｌ））によってフィルタされる。低域フィルタ・
デシスイタ２０は、一方では、そのスペクトルが例えば
、６００〜１０００Ｈｚの周波数バンド内に維持される
、いわゆる残留ベースバンド信号のサンプルＸ（ｎ）を
与え、他方では、低域フィルタ・デシスイタ２０によっ
て抑圧された高周波数バンドに含まれた信号のエネルギ
に関連する情報を与える。ベースバンド残留信号は、量
子化ピットの動的割当によって量子化動作を実行Ｌ２て
信号情報を送るＳＢＣ装置２２でサブバンド符号化され
る。残留信号の高周波数バンド（例えば、Ｉ　Ｄ　ＯＯ
〜３４００Ｈｚ　）のエネルギはＱ　Ａ’　１装置２４
において再量子化される。ＰＡＲＣＯＲ係数とも呼ばれ
る部分的自己相関係数はＱＡ２装置２６において再量子
化の上、記録され、係数（またはＫ）情報を与える。こ
れらの３種類の情報、すなわち係数（Ｋ）、エネルギ（
Ｅ）および信号は符号化された表現を構成して、コータ
の入力に加えられた音声信号の特徴を十分に表わし、マ
ルチプレクサ２８によシラインＬを介して送信される。

システムがＢＣＰＣＭモードで動作するから、音声信号
は２０ミリ秒の連続する信号セグメントを表わすサンプ
ルのブロックによって処理される。

パラメータ予測器１４は前記米国特許第４２１６３５４
号に詳細に説明されておシ、その動作方法はＪ、ＬＥ　
　ＲＯＵＸおよびＣ，ＧＵＥＧＵＥＮｌｒＫ”　Ｔｒａ
ｎｓａｃｔｉｏｎｓ　ｏｎ　Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ。

５ｐｅａｃｈ　　ａｎｄ　　Ｓｉｇｎａｌ　　Ｐｒｏｃ
ｅｓｓｉｎｇ”Ｉ　ＥＥＥ、　Ｊｕｎｅ　１９７７で提
案したアルゴリズムを用いている。

低域フィルタ・デシメイメ２ｏは上限周波数がＩＱＯＯ
Ｈｚ以下の低域ディジタル・フィルタを含む。従って、
サンプルＸ（ｎ）で表示されたベースバンド残留信号は
２ＫＨ２で再びサンプリング可能である。実際には、周
期的にいくつかのサンプルを落すことから成る、いわゆ
るデシメイション動作を実行することにより、前記再サ
ンプリングは確実に実行される。更に、低域フィルタ・
デシスイタ２ＤＫは、その低域フィルタによって抑圧さ
れた１０００〜３４００１Ｈｚの高い周波数に含まれた
エネルギ（Ｅ）を測定する手段が含まれる。

低域フィルタ・デシスイタ２ｏの実施例は前記米国特許
第４２１６３５４号に示されている（第２図ン。それに
は更Ｋ、信号のサンプリング周波数を最初の周波数より
も低い値にするデシメイション装置が設けられている点
に注目する必要がある。

第１Ｂ図は、ラインＬの他端に位置し、原音声信号を再
構成する受信機を表わす。デマルチプレフサ１１は、エ
ネルギ、信号および係数の各構成要素を互いに分離する
ように、受取った情報を処理する。信号のデータはＳＢ
下１３において復号されてから内挿器１５に送られ、信
号のサンプリング周波数が最初の値に戻される。それと
同時に、係数およびエネルギのデータはそれぞれ、ＤＥ
ＣＯ装置１７およびＤＥＣ１装置１９において復号され
る。内挿器１５によって出力されたデータおよびＤＥＣ
１装置１９において復号されたデータを用いて、低域フ
ィルタ・デシスイタ２０によって抑圧されている高い周
波数バンドがＨＢＧＥＮ２１において再構成される。Ｄ
ＥＣＯ装置１７によって供給された係数を用いて逆フィ
ルタ２６が同調され、その出力は加算器２５で、内挿器
１５および高帯域発生器すなわち）（ＢＧＥＮ２１から
供給されたデータに加えられる。加算器２５の出力デー
タはアナログ形式（図示せず）に変換された後、圧縮さ
れていない原音声信号を再生する。

第２図は、サンプルＸ（ｎ）を受取る、フィルタ・セッ
ト、すなわちＦＢ３０が設けられているサブバンド・コ
ーダ、すなわちＳＢＣ装置２２の概要を示す。ＦＢ３０
は残留ベースバンド信号の通過帯域を隣接する８個のサ
ブバンド１〜８に分割し、そのうちサブバンド２〜７だ
けが本発明に必要なものとして保持される。ＦＢ３０か
ら出力するサブバンド信号のサンプルはＸ　、　　、　
と呼ばれ（］、ｊ） る。ただしｊ＝２．３、・・・・、７はサブバンドの指
標であり、ｊ＝１．２、・・・・、ＮはＮサンプルのブ
ロック内で考慮されるサンプルの階級を定義する。各々
のサブバンドのサンプルは、２つの機能を有する特性項
コータ″３１に送られる。その第１の機能は各々のサブ
バンドのサンプルを分類し、Ｃ＝ＭＡＸ（ｌｘ　　、　
　　Ｉ）　　　　（１）（ｉ）　　　　　　　　（ｌ、
ｊ） ただし、ｊ＝１．２、・・・・、Ｎ （１９７４年、Ｚｕｒｉｃｈ　で開催されたディジタル
通信に関する国際セミナで、”　ＰｒｏｇｒｅＢｓｉｎ
　　　ＰＣＭ　　　　Ｄｅｌｔａ　　　Ｍｏｄｕｌａｔ
ｉｏｎ　　二ＢｌａｃｋＣｏｎｐａｎｄｅｄ　　Ｃｏｄ
ｉｎｇ　　ｏｆ　　５ｐｅｅｃｈ　　Ｓｉｇｎａｌ（Ｂ
ＣＰＣＭ）と題してＡ、ＣＲＯＩＳＩＥＲが行なった講
演を参照されたい。）特性項コーダ３１の第２の機能は
、対数関数によって定義された変換表を用いて、１２ビ
ツトの項Ｃ６）を４ピツトにコード変換することから成
る。コード変換されたＣ（ｉ）はｅ。）で表わされる。

特性項は動的ビット割当装置、すなわちＤＡＢ−３３に
よって処理される。実際には、ＤＡＢ３３はデコーダ６
５で復号されたテ（１）と呼ばれる項を用いる。ＤＡＢ
　３３は処理されたサンプルのブロックごとにｉ番目の
サブバンド・サンプルを再量子化する★め（Ｃ＄１１当
てられるべきビット速度ｎ（、）を下記の関係式を用い
て決定する。

ただし、Ｍはｐ＝６サブバンドにわたって分布される全
ビット数を表わす。一般に、この関係式はｎ（１）の非
整数値を与え、負になることもある。従って、これらの
値は前１＃　　　　　記米国特許第４２１６３５４号に
記述されたアルゴリズムのような再割当アルゴリズムを
用いて調節されなければならない。

次に、Ｘ　、　、　の項は、量子化器３７によ（１、コ
　） って更に合理的に再量子化可能である。再量子化、特に
Ｘ　、　　、　の符号化を改善するため、本発（ｔｓ、
＋） 明の実施例では、第３図に示すように、これらの項は同
時に２つのコーダで処理さ渇。第１の、いわゆる「直接
」型のコーダであるＢＣＰＣＭコーダ３コー下記の関係
式を適用してサブバンドのサンプルを再量子化する。

ただし、ｊ＝１、・・・・、Ｎ １＝２、・・・・、７ １１　・　１１　は縦棒の間の項が最小整数に切捨てら
れることを意味する。

第２のコータ４１は差動型であって、本実施例では、い
わゆる適応予測コータ（ＡＰＣ）が用いられる。コータ
３９および４１の出力は比較器４３で常に比較される。

この比較によって出力スイッチ４５に接続されるコータ
が選択される。

以上の動作により、音声／非音声の格づけに厳しく制約
されずに、且つ音声信号を非音声信号から有効に弁別す
る必要なしに、音声信号と非音声信号の間の差異が十分
に利用されている。実際には、サブバンド信号が音声の
分析から生じる場合、２次子測符号化の実行によって与
えられた利得は非常に重要である。そして、サブバンド
信号が、例えば、非音声の場合のように、あまり相関を
有しないときは前記利得は理論的にはゼロである。

サブバンドの予測利得は、周波数が限界周波数の１つに
接近している信号を前記サブバンドが含んでいるときに
も非常に低くなることがある。この場合、再サンプリン
グ（デンメイション）後の信号周波数はナイキスト周波
数に接近していることがあり、その場合、再サンプリン
グされた信号は低い１次相関を示す。予測利得が低くな
りすぎると、（ＢＣＰＣＭによる）信号の直接量子化に
関して予測器の使用から生じる符号化利得が負になるこ
とがある。これは（例えば、１〜３の）少ないビット数
で量子化器が用いられる場合に特に当てはまる。この場
合、直接符号化の使用が望ましい。後に明らかになるよ
うに、ＤＡＢ３３によって割轟てられたが、差動モード
で動作するサブバンドコータ（ＡＰＣ）によっては使用
されなかった量子化ピットを、（ＢＣＰＣＭによって）
直接処理されるサブバンドに再割当することによって、
符号化の質を更に改善することが可能である。

第６図に示された動作と逆の動作を実行する装置（図示
せず）は、もちろん、本発明のプロセスによって圧縮さ
れた信号から原音声信号を再構成するのに必要である。

第４図も第６図のコータの別の実施例、ならびに復号す
る際、量子化器３７で実行された動作と逆の動作を実行
する装置を示す。第３図のコータと第４図のコータの間
の相違は次の事実によるものである。すなわち、第４図
では、コータ３９および４１で処理される前に、符号化
される信号は、ＥＮＶ装置４９の使用によって決定され
た包絡線を用いてＥＱ装置４７で振幅等化される。この
ように、差動符号化の効率は殊更に改善される。例えば
、伝送線の受信端で現実の信号を再構成する場合、スイ
ッチ４５−１にデコーダ３９−１および４１−１が関連
するだけではなく、ＥＮＶ装置４９−１も信号包絡線を
再計算するとともに、信号がτ頁装置４７−１で変調さ
れる。構成ブロックの機能表示に付された横線は、復号
の際にこれらのブロックで実行される動作か符号化で実
行される動作と逆の動作であることを示している。ＢＣ
ＰＣＭで符号化されたサンプルの復号は次の関係式に従
う。

ただし、ｊ−１、・・・・、Ｎ ｉ　＝　２、・・・・、７ ＢＣＰＣＭの符号化および復号の詳細は前記米国特許第
４２１６３５４号に記載されている。

例えば、下記の値をパラメータに与えて符号化を実行す
ることができる。

・サンプル・ブロックを与える各信号部分の長さ：２Ｄ
ｍｓ ・有用なサブバンド数：ｐ＝６ ・サブバンドおよびブロック毎のサンプル数：Ｎ＝５ ・６サブバンドの各々のサンプルを符号化する場合に分
配されるビット数：Ｍ＝１５ ・サブバンドのサンプル当シの平均ビット数：〈・（ｉ
）＞　”　Ｍ　／　Ｐ　”　２・５適応予測符号化およ
び同復号に関しては、第５図および第８図の回路によっ
て実行される。符号化の場合、各々のサブバンドで、再
量子化される−１から出力する信号は逆量子化器５５お
よびアダプタ５７で処理される。逆量子化器５５の出力
はアダプタ５７と加算器５９に送られる。加算器５９の
も５１つの入力は予測器６１の出力に接剤され、予測器
６１の入力の１つは加算器５９のｄ力に接続されている
。加算器５９の出力はまたフダプタ５７の入力の１つに
接続されている。予拌器６１の出力はまた減算器５３の
負の入力に接設されている。アダプタ５７は量子化器５
１−１：ｉよび予測器６１を適応させる情報を与える。

第５図に示す符号化装置の動作は、Ｄ、Ｃｏ）Ｎ　　ａ
ｎｄ　　Ｊ、ＭＥＬＳＡ”　Ｔｈｅ　　Ｒｅ５ｉｄｕａ
ｌＥｎｃｏｄｅｒ−Ａｎ　　、Ｉｎｐｒｏｖｅｄ　　Ａ
ＤＰＣＭＳｙｓｔｅｍ　　ｆｏｒ　　５ｐｅＣｃｈ　　
ＤｉｇｉｔｉｚａｔｉｏｎＩＥＥＥ　　Ｔｒａｎｓａｃ
ｔｉｏｎｓ　　Ｏｎ　　ＣｏｍｍｕｎｉｃＶｏＬ　Ｃｏ
ｍ−２３、扁９、Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ　　１９７４、ｐ
ｐ９３５−９４１の論文に詳細に記述でれた順次適応予
測方法に基づいている。この場ｆ予測器の係数は、ＶＥ
ＰＣで用いられた自己相国方法におけるようなサンプル
のブロック全体の先識からはもはや決定されないが、前
に予測したサンプルの再構成から得られた情報に従って
、サンプリング間隔ごとに適応される。従って、サンフ
Ｌ　　　ル順序指標「ｊ」は、ｊをＮに制限するブロッ
ク構成と無関係に考慮される。

第５図は予測されたサンプルｐ　　、　　　、　　ｆｔ
Ｅ減（１、Ｊ） １１　　　　算器５３で入力サンプルｘ　、　　、　が
ら差引が（ｌｓ、＋Ｊ 己　　　れ、予測された残留サブバンドのサンプルを与
える。

８（ｉｔ　ｊ）−Ｘ（１％　Ｊ）　−ｐ（１％　ｊ）　
　（４）情報ｅ（’、Ｊ）はまた予測誤差と呼ばれる。

この誤差は、量子化器５１−１で量子化された後、量子
化された残留サブバンド予測サンプル’（１１，＋）ｔ
ｔｉｏｎｓ＼を出力する。最初に、量子化器５１−１は
量子化されるサンプル・ブロックごとに決定されたステ
ップを有し、前記ステップは、前記米国特許第４２１６
６５４号に記述された方法に従ってＤＡＩ　　　Ｂ３乙
によって与えられる項ｎ（１）によって計算さＩ　　　
れるものとする。前記量子化された残留サンプル△゛ （０、ｊ）は、出カーイッチ４５ｄｒＡＰＣ４’１の出
力に接続されているときのサブバンドの「信号」情報を
構成する。更に、サンプルｅ（ｊｚｊ）は逆量子化器５
５に送られて逆量子化動作が実行され、再構成されたサ
ブバンド予測残留サンプル（１、ｊ）を与える。予測さ
れたサンプルｐ（ｉ、ｊ）に加えられたｅ　、　　、　
の項は再構成された入（１％Ｊ） カサンプルＸ　　　、　を与える。予測されたす（１、
Ｊ） ンプルｐ（１、ｊ）は次の関係式によって示される。

−２） （５） ただし、ａ　　、　　は１番目のすブバンドの（１％　
Ｊ％　ｋ） 瞬時ｊにおける予測器６１０に番目の 係数のｆ直を表わす。

これらの係数は標準傾斜手順によって、サンプルごとに
適応される。

次の関係式も成り立つ。

次の関係式は信号エネルギがあまりにも減少し過ぎた場
合に小さすぎる数による割算を避ける。

（６） 角速度ωの純正弦波に対しては、予測器の係数は次の値
に向って収束する。

（ｈｊ、１）＝２　°ｏｓ（ｃ＋Ｔ （ｈｊ、２）− ただし、Ｔは信号をサンプルする期間である。

サブバンド信号がベースバンドの分析から得られる本例
では、ａ（、，１，２）＝　　１を保持するとともに前
記（６）式を用いてａ（１１，ｂ　１）を適応させるこ
とによって、ずっと速かに収束に到達すると思われる。

実際には、下記（７）式の使用が推奨される。

且つ、係数ａ（ｊ、ｊ＋１．１）の得られた値は予測器
の安定性を確実にするように〔−２、＋２〕の間隔に制
限される。

係数α、β、γは実験的に決定され、前記（７）式の迅
速な収束を与えるもので、下記の値が用いられている。

α＝０．５ β＝００１ γ＝０７ そして、前記（５）式は次のように書くことができる。

ｐ（ｉ、１＋１）−・（・、汁１．１）°マ（ｉ、ｊ）
ミ（１％　ｊｌ）　（９）第６図はアダプタ５７の対応
する部分に関連する予測器６１を示す１．予測器６１の
動作は前記（７）式乃至（９）式に従って行なわれる。

第６図の破線で囲まれた部分は予測器６１の適応を受持
つアダプタ５７０部分を表わす。しかしながら、前記の
ように・　・（ｉ、ｊ＋１．１）の項はアダプ′５７の
出力から、その値を間隔〔−２、→−２〕に制限する回
路（図示せず）を介して供給されねばならない。

第６図の残９の部分は予測器６１に直属する。

サブバンド予測残留信号のサンプルは適応量子化器を用
いて量子化される。差動符号化の原理から、量子化ステ
ップは割当てられたビットｎ（１）の数によるだけでな
く、サンプリングするごとに適応されなければならない
。前記適応はアタプタ５７によって反彷して実行される
。言い換えれば、△ は値ｑ　　　、　　および予測残留サンプルｅ（１、ｊ
−１）（ｘＸ　Ｊ　１） の値に依存する。本例では、サンプルＸ（１、Ｊ）を与
える信号の周波数が急速に変化する場合には信号ｅ　　
　、　は重要な振幅変化を示すことが（１、Ｊ） あるから、２ビツトまたは６ビツトの量子化の場合に適
応が遅すぎないことを保証するように、量子化器適応パ
ラメータを選択する必要がある。

適応関数が次のように選択されている。

’−［Ｍ−ｑ ｑ（ｉ、　ｊ）　２　　　（ｉ％　ｊ−１）＋９（ｔ％
　ｊ−２）〕αＯただし、Ｍはｅ（ｘ、ｘ’）の項の値
および割当てられたビット数ｎ、の両者によって決まる
デ（、） イジタル値である。

従って・アターブタ５７はｎ　およびｅ（１、ｊ−１）
（ｉ） によってＭを与える表（例えば、下記第１表）を含む。

第１表 第７図は前記０１式および第を表によって”（ｉ）＝６
の場合にｑ、　　、　を与える特定の装置の（ｌＸ　Ｊ
） 実施例を示す。

第８図は第５図のコーグ４１に対応する予測型のデコー
ダ４１−１を示す。予測残留サンプルｅ。、は逆量子化
器６２に供給される。逆量子化動作を実行するのに必要
なパラメータはＤＡＢ　３３　（第２図）およびアダプ
タ６６によって与えられる。

逆量子化器６２は加算器６５にす′ブ″　（１、ｊ）を
与え、加算器６５は復号されたサブバンド信号サンプル
ｘ　、　、　を出力する。加算器６５の（１、Ｊ） もう１つの入力は予測器６７からｐ（４、ｊ）の項を受
取る。予測器６７にはＸ（ｉ、ｊ）が入力される。アダ
プタ６３および予測器６７は第５図に用いられたアダプ
タ５７および予測器６１にそれぞれ類似している。

第９図は第６図に示す特定の装置の実施例の詳細図であ
る。サブバンド・サンプルｘ（ｔｌ、＋）（第２図）は
同時に、ＡＰＣ型のコーグとＢＣＰＣＭ型のコーグにお
いて処理される。１番目のサブバンドに割当てられるビ
ット数ｎ。）は、第２図のＤＡＢ　３３に類似のＤＡＢ
装置（図示せず）を用いて九）の項から決定される。第
９図の上部に示されているＡＰＣ型のコーグは第５図に
関連し、）で説明されたコーグと同じ要素から成る。そ
の出、　　　〜（１） 力は再構成されたす／プルＸ　　、　　、　を比較（１
、Ｊ） 器４６に供給する。

第９図の下部に示されているＢＣＰＣＭ型のコーグは逆
量子化器５２で再構成されたサンプル、〜（２） すなわちＸ　　、　　、　を比較器４３に供給する。

（ｌ、ｊ） 比較器４ろはサブバンドごとに、各々の符号化タイプ（
ＡＰＣおよびＢＣＰＣＭ）による歪値を計算し、出力ス
イッチ４５で、最良の符号化タイプ１、すなわち歪を最
小にするモードを選択する。コーグごとに導入された歪
は、原信号Ｘ　、　、　と（ＩＸ　Ｊ） 再構成された信号Ｘ　　　、　の間に存在する差（ｌｓ
、＋） 異の大きさとして定義され、前記大きさは平均２乗誤差
標準に基づいている。サブバンドｉのサンプルのブロッ
ク毎にＡＰＣコーコーよって導入された差動歪項Ｄ１１
．は次の関係式によって定義される。

ＢＣＰＣＭコーダにコーて導入された直接歪項Ｄ　　、
は次のように定義される。

２．１ 比較器４６はＤ　　、とＤ　　、を比較し、もし１、１
　　２・　１ １）　　　、＜Ｄ　　　、であれば、差動モードが選択
１、１　　２、　ｌ 、される。

そうでない場合には、直接モードが選択される。

サブバンドごとに選択されたコーグを識別するため「信
号」情報に関連してモード・ビットカＳ使用される。

比較器４６は、出力スイッチ４５を、差動型のコーグ（
ＡＰＣ）に関連する量子化器５１−１の出力に切替えて
ｅ（ｉ、ｊ）の項を与える力）、またはＢＣＰＣＭ型の
コーグに関連する量子化器５１−２の出力に切替えて交
１．　　の項を与え（１％Ｊ） る。特性項Ｃ（ｔ）を「信号」情報に加えることも必要
である。最後に、モード・ピットも「信号」情報に組込
まれている。

第１０図は第９図の装置によって実行された動作と反対
の（すなわち、復号）動作を実行する特定のデコーダの
実施例を示す。この装置は第１Ｂ図の装置のデコーダ、
すなわち５ＢＣ１３に含まによって作動されたスイッチ
７３−１を介して、２つの逆量子化器６２−１および６
２−２の一方に送られ、その量子化ステップは動的に調
節される。

「信号」情報に含まれた特性項ｅ（□）は復号され、次
いで、送信（符号化）端で用いられたのと類似のＤＡＢ
装置（図示せず）を使用して、１番目のサブバンドに割
当てられるビット数ｎ。）を再計算するのに用いられる
。

逆量子化器６２−１は第８図のものに類似している。逆
量子化器６２−２は直接型である、すなわち次の関係式
に示す動作を実行する。

出力スイッチ７６は、モード・ビットの値によって第１
０図の上部のデコーダまたは下部のデコーダのどちらか
に切替えられる。

本発明のサブバンド・コーグは音声型の音に対する一定
のサブバンドの信号の強い相関を適切に用いる装置を設
けることによって、すぐれた性能が与えられているが、
それにも拘らず、前記性能は処理された信号の包絡線を
等化することによって更に改善することができる。先験
的に、前記等化動作はコーグに追加装置を設けることを
必要とし、前記追加装置は前記コーグの費用を増すとと
もにその動作速度を低下させる傾向があることが明白で
ある。これらの不利な点はコーグで使用できる装置を第
１１図に示すように適切に用いることによって減少され
ることがある。第１１図は第９図に類似している。第１
１図では、第９図に示す要素（同じ参照番号が用いられ
ている）に加えて、サブバンド信号から出されたＸ　、
　　　の（１、Ｊ） 項を等化するために遅延器７５、除算器７７および内挿
器７９が設けられている。遅延器７５は単にサンプルＸ
　、　　、　を遅延し、等化動作自身（１、Ｊ） の持続期間による効果に対して補償する。この等化動作
は除算器７７を用いる。除算器７７の除算係数は信号Ｘ
　、　　　の包絡線によって定義さく１、ｊ） れる。前記包絡線を決定する比較的簡単な装置が本実施
例で用いられており、それはデコーダ３５によって与え
られた特性係数Ｃ６）についての簡単な直線性の内挿器
７９にある。

第１２図は符号化が第１１図の装置によって実行された
とき復号動作を実行するのに用いられるデコーダを示す
。従って、このデコーダは第１０図に示されたものと同
じ要素を含む外、原信号、すなわち等化されない信号を
再構成する変調回路が設けられている。第一に、この変
調回路はデコーダ８５で特性項’　（ｉ）を復号して各
々のザブバンド信号の包絡線を再構成し、内挿器８７で
復号された項Ｃ６）を内挿してから、乗算器８９で、復
号されたサンプルＸ　、　　、　に前記包絡線を掛け（
ｚＸ　、＋） る。

前記のように、本発明のコーグは、差動モード（ＡＰＣ
）で処理されたサブバンドの、量子化器によって用いら
れないビットを再配分することにより、３６２６Ｍモー
ドで処理されたサブバンドへのより良好な割当を可能に
する。その方法はいくつか考えられる。例えば、ＡＰＣ
モードで処理された各々のサブバンドに割当てられたビ
ット数ｎ（１）は所定の値ｎｋＫ制限されるか、または
、もつとすぐれた方法として、これらのサブバンドのｎ
（１）はこの値ｎｋに強制されることがある。この場合
、ＤＡＢ装置によってｉ番目のサブバンドのために設定
された数ｎ。）かｎｋを越えるときはとの値ｎ　に強制
される。反対に、ＡＰＣサブパンに ドの数ｎ。）がｎｋｆりも低いときは、サブバンドは直
接コーグ（ＢＣＰＣＭ）に切替えられ、モード・ビット
は反転される。

第１３図は前記符号化プロセスの種々のステツプを理解
するのに用いうる概要図である。前記、特に第９図に関
連して、（２０ミリ秒の信号に対応する）各々のサンプ
ル・ブロックは、Ｃ（１）の項、特にＣ（、）の項の符
号化／復号によって得られたＣ６）の項をそこから取出
すために分類される。これらば次の関係式で示す演算を
解くことによって”（ｉ）の項（指標１は１番目の処理
が考慮されていることを表わす）が与えられる。

ｎｏ）の項はｉ番目のサブバンドに割当てられたコーグ
（ＢＣＰＣＭ１装置８２）の量子化ステップを調節する
。ＢＣＰＣＭ１装置８２で再量子化されたサンプルＸ　
、　　、　はまた、一定のビ（ｌＸ　Ｊ） ット数ｎ＝３が割当てられる（すなわちこの型に の符号化の場合、ｉの値にかかわらずｎ（□）−３とな
る）ＡＰＣ８４で差動的に符号化される。これは経験的
に、期待できる最良の符号化利得（漸近的利得）が６ビ
ツトによって実際に得られるという事実によるものであ
る。

しかしながら、比枳器が２つのコーグからの選択を行な
い、選択されたコーダに装置出方を切替える第９図関連
で示す処理の代υに、第１６図の場合には、必要があれ
ば、差動モードで動作するザブバンド・コーダ（ＡＰＣ
）によって保管された量子化ビットを再割轟する装置（
図示せず）を用いて、比較器８６けコーダを介するサン
プルｘ（ｉのもう−１つの経路を準備する。

次の動作の理解を容易にするため１つの例を用いる。コ
ーダを経由する最初の経路によって下記の情報が与えら
れているものとする。

第２表 モード・ビットは、Ａ、ＰＣココーがサブバンド２．６
および４の場合に選択されへるが、サブバンド５．６お
よび７の場合にはＢＣＰＣＭコーダがコーされることを
表わす。

ｉ　＝　２の場合、ＡＰＣコーコー実際にはｎｌ（２）
＝ｎｋ−６の値を割当てられる。

他方、ｉ　＝　５および１−４ではｎ（ｉ）〈６のため
、ＢＣＰＣＭ符号化が望ましい。対応するモード・ビッ
トは０にセットされる。

言い換えれば、モード・ビットのグループは（１０００
００）となシ、モード（２）ワードと呼ばれる０ ２番目のサブバンドに対してＡＰＣコーコー選択すると
、５−３＝２の符号化ビットが使用可能になる。更に、
Ｃ（２）は送る必要がないから、Ｃ（２）の４つの符号
化ビットも使用可能にな、Ｑ、Ｎ＝５のサンプル・ブロ
ックにわたる分配後、Ｂ８の追加ピッ）（４／Ｎ）に対
応する。従って、２＋０゜８−２８の追加ビットは、モ
ード（２）ビットが０に等しい５つのサブバンド（Ｐ’
＝５）の間の各サンプリング時に再分配される。よって
、８０２６Ｍ型のコーダを介してＸ　、　　　の項の２
度目（ｔｓ　　Ｊ） の走行の場合に使用可能な量子化ビット数Ｍ′は次の関
係式で得られる。

Ｍ’＝Ｍ−ｎ−直圧＝Ｍ＋（μ−ｎ）ｐ″　　（６）ｋ
　　　　　　　Ｎ　　　　　　　　Ｎｋただし、ｐ″は
１に等しいモード（２）ビットの合計数に等しい、すな
わち前記の例て・はｐ／／＝、である。

従って、前記の例では ｙｒ′＝１５＋（ｊ−−３）＝１２．８この計算は第１
３図の動的ビット割当装置、すなわちＤＡ、Ｂ２装置８
８で実行できる。そこがら、ＤＡＢ２装置８８は、下記
関係式を用いて、サブハンド６．４．５．６および７の
ＢＣＰＣＭコータ、すなわちＢＣＰＣＭ２装置９ｏに割
当てられるビットを再定義する。

ただし、ｉ　＝　３．４．５．６．７ ｐ’＝ｐ−Ｌｐ″＝５°　（前例の場合）また、前に示
した特許に記述された方法を使用なく、使用可能になっ
た２８の追加ビットをサブバンド３〜７の間に再分配す
ることも可能である。

もちろん、受信端で同じモードを用いてｎ（２）の項（
ｉ） を決定する必要がある。

得られた新しい項 ｎ（２）ｎ（２）ｎ（２）ｎ（２）およびｎ（２）（３
）’　　（４）ゝ　し）ゝ　（６）　　　　　（７）は
サブバンド３〜７のサンプルを再量子化するのに用いら
れる。この２度目の符号化の実行は第１３図の２番目の
コーダ、すなわちＢＣＰＣＭ２装置９０によって行なわ
れる。実際には、同じコ前記２度目の符号化によって得
られた交（ｉ、ｊの項はモード　ビットを表わす新しい
６ビツト・（２） ワード（１ｏｏｏｏｏ）によって制御された出力スイッ
チ４５に加えられるが、出力スイッチ４５はＡＰＣ８４
のコーダからｅ（、、ｊ）の項を受取る。第１３図にお
いて、インノζ−タＩおよびゲ−）Ｇは、０に等しいモ
ード（２）ビットがＤ　ＡＢ　２装置８日の効果をサブ
バンド６−７に制限することを示す。

更に、注目すべき点として、差動コーダ（ＡＰＣ）は一
定のサブバンド（上の例ではｉ　＝　３〜７）に対して
は使用されないが、それらの係数ａ（ｘｌ、＋１）を再
調節する必要がある。この再調節は、一方では、最初の
走行前に第６図および第７図の遅延セル（Ｔ）に含まれ
ていた情報をそれらに再び加えることによって実行され
、他方では、ＡＰＣ型のコーダを動作し、保持されてい
る各々のサブバンドを、対応するＢＣＰＣＭ２装置９０
のコーダから与えられたサンプルＸ　、　　、　につい
て、ＢＣＰＣ（ｌＸ　Ｊ） Ｍモードで処理することによって実行される。従って、
前記Ｘ　、　、　の項一逆量子化器から（１、Ｊ） も得られる（第１２図参照）−一はアダプタ６３を調節
する場合と同じように使用されることがある。これが、
Ｘ　、　　、　の項を与えるＢＣＰＣ（ｌＸ　、＋） Ｍ２装置９０の出力が対応するＡＰＣコーコー入力にフ
ィードバックされている理由である。このフィードバッ
クは比較器８６から与えられたモード　ビットによって
制御されたＡＮＤゲートＡＩ（２） を経由する。ＡＮＤゲー）ＡＩの後にあるＯＲゲート０
１は入力として、ＢＣＰＣＭ２装置９０で再構成された
Ｘ（ｉ、ｊ）の項か、またはサンフ“（１、ｊ）のどち
らかを受取る。

第１４図は２０ミリ秒の符号化された音声信号ｋＷわす
サンプル・ブロックごとにマルチプレクサ２８（第１Ａ
図）から出力されたビットのフ゛ロックのフォーマツ）
ｋ示す。第一に、このフォーマットには、１０ミリ秒ご
との情報速度で「エネルギ」チャンネルによって与えら
れた２つのエネルギ情報を表わす、各４ピツトの２ワー
）”　（ＥｌおよびＥ２）が含まれる。次に、「係数」
チャンネル上でパラメータ予測器１４によって与えられ
たＰＡＲＣＯＲ係数（全部で２８ビツト）力（含まれる
。そして、６個のモード・ビット（サブ゛〕くンド２〜
７のそれぞれに１ビツト）、続いて、ＢＣＰＣＭモード
で符号化されたサブ゛・くンド特性項舎。

（、） （各４ビツト）、最後に、状況によって交（１、Ｊ）ま
たはｅ（１、ｊ）のサンプルが含まれる。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図は音声励起予測コーダ（ｖＥｐｃ　）を用いる
先行技術の送信機を示すブロック図、第１Ｂ図は第１Ａ
図の送信機に関連する受信機を示すブロック図、 第２図は本発明によって提供される、第１Ａ図に示すコ
ーダの部分のブロック図、 第６図および第４図は本発明の種々の実施例の概要を示
すブロック図、 第５図乃至第８図は第３図および第４図に示す装置で与
えられるＡＰＣコーコーよびデコーダの各種の実施例な
らびにそれらの構成要素のいくつかを示すブロック図、 第９図および第１０図は第３図および第４図の要素６７
および６７−１の各種の実施例の概要を示すブロック図
、 第１１図および第１２図は要素３７および６７−１の他
の実施例を示すブロック図、 第１６図は本発明の別の実施例のブロック図、第１４図
は本発明によって送信機の出力に得られたビットの配列
を示す図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 音声信号をディジタル的に符号化する方法であって、 前記信号から残留ベースバンド信号を取出し、前記残留
   ベースバンド信号を複数のサブバンドに分割し、 第１および第２の型の符号化を各々のサブバンドの信号
   に対して同時に適用し、 サブバンドごとに、前記第１および第２の型の符号化の
   結果を比較して歪情報を取出し、サブバンドごとに、前
   記歪情報が最小の符号化された信号を選択する ステップを含むことを特徴とする音声信号符号化方法。