JP3420250B2 - 離散信号のコード化およびコード化された離散信号のデコード化のための各方法および各装置 - Google Patents
離散信号のコード化およびコード化された離散信号のデコード化のための各方法および各装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M5/00—Conversion of the form of the representation of individual digits
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- G—PHYSICS
- G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
- G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
- G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
- G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
- G10L19/16—Vocoder architecture
- G10L19/18—Vocoders using multiple modes
- G10L19/24—Variable rate codecs, e.g. for generating different qualities using a scalable representation such as hierarchical encoding or layered encoding
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Description
【発明の詳細な説明】
本願発明は、離散信号のコード化およびコード化され
た離散信号のデコード化のための各方法および各装置に
関し、特に、基準化可能なオーディオコーダの効果的な
差分コーディングの実行に関する。
た離散信号のデコード化のための各方法および各装置に
関し、特に、基準化可能なオーディオコーダの効果的な
差分コーディングの実行に関する。
基準化可能なオーディオコーダは、モジュール構造の
コーダである。たとえば8kHzでサンプリングが行われた
信号を処理し、毎秒4.8から８キロビットのデータレー
トを出力することが可能な現存のスピーチコーダを使用
しようという努力がなされている。たとえば専門家に知
られているG.729、G.723、FS1016およびCELP等のこれら
公知のコーダは、通常8kHzでサンプリングされた信号向
けに設計されており、最高4kHzの可聴バンド幅しかコー
ド化できないため、主に話声信号をコード化するのに役
立つのであり、概してより高い音質の音楽信号のコード
化には適していない。しかしながら、該してそれらはよ
り速いオペレーションおよび低い演算消費量を示す。
コーダである。たとえば8kHzでサンプリングが行われた
信号を処理し、毎秒4.8から８キロビットのデータレー
トを出力することが可能な現存のスピーチコーダを使用
しようという努力がなされている。たとえば専門家に知
られているG.729、G.723、FS1016およびCELP等のこれら
公知のコーダは、通常8kHzでサンプリングされた信号向
けに設計されており、最高4kHzの可聴バンド幅しかコー
ド化できないため、主に話声信号をコード化するのに役
立つのであり、概してより高い音質の音楽信号のコード
化には適していない。しかしながら、該してそれらはよ
り速いオペレーションおよび低い演算消費量を示す。
音楽信号のオーディオコーディングについて、たとえ
ばHIFI品質またはCD品質を得るために、基準化可能なコ
ーダは、スピーチコーダと、たとえば48kHzのより高い
サンプリングレートで信号をコード化することが可能な
オーディオコーダとを結合させたものを使用する。もち
ろん上記のスピーチコーダを、たとえばMPEG1、MPEG2ま
たはMPEG3の標準に従うミュージック／オーディオコー
ダといった別のコーダに置き換えることも可能である。
ばHIFI品質またはCD品質を得るために、基準化可能なコ
ーダは、スピーチコーダと、たとえば48kHzのより高い
サンプリングレートで信号をコード化することが可能な
オーディオコーダとを結合させたものを使用する。もち
ろん上記のスピーチコーダを、たとえばMPEG1、MPEG2ま
たはMPEG3の標準に従うミュージック／オーディオコー
ダといった別のコーダに置き換えることも可能である。
そのようなスピーチコーダとよりグレードの高いオー
ディオコーダとのカスケード接続は、通常、時間ドメイ
ンにおける差分コーディングの方法を使用する。たとえ
ば48kHzのサンプリングレートを有する入力信号は、ダ
ウンサンプリングフィルタによってスピーチコーダに適
したサンプリング周波数にダウンサンプリングされる。
ダウンサンプリングされた信号は、その後コード化され
る。コード化された信号は、その送信のために、ビット
ストリームフォーマッティング手段に直接供給されるこ
とが可能である。しかし、それは最高でたとえば4kHzの
バンド幅の信号しか含まない。さらに、コード化された
信号は、再びデコード化されアップサンプリングフィル
タによってアップサンプリングされる。しかし、ダウン
サンプリングフィルタのために、そのようにして得られ
た信号は、たとえば4kHzのバンド幅の有用な情報しか含
まない。さらに、コーダは該してコーディング時エラー
を持ち込むので、アップサンプリングされコード化／デ
コード化された信号の4kHzまでのより低いバンド域にお
けるスペクトルの内容は、48kHzでサンプリングされた
入力信号の最初の4kHzバンドに正確に対応しないことが
注目される（“First Ideas on Scalable Audio C
oding",K.Brandenburg,B.Grill,97th AES−Conventio
n,San Francisco、1994、Preprint 3924参照）。
ディオコーダとのカスケード接続は、通常、時間ドメイ
ンにおける差分コーディングの方法を使用する。たとえ
ば48kHzのサンプリングレートを有する入力信号は、ダ
ウンサンプリングフィルタによってスピーチコーダに適
したサンプリング周波数にダウンサンプリングされる。
ダウンサンプリングされた信号は、その後コード化され
る。コード化された信号は、その送信のために、ビット
ストリームフォーマッティング手段に直接供給されるこ
とが可能である。しかし、それは最高でたとえば4kHzの
バンド幅の信号しか含まない。さらに、コード化された
信号は、再びデコード化されアップサンプリングフィル
タによってアップサンプリングされる。しかし、ダウン
サンプリングフィルタのために、そのようにして得られ
た信号は、たとえば4kHzのバンド幅の有用な情報しか含
まない。さらに、コーダは該してコーディング時エラー
を持ち込むので、アップサンプリングされコード化／デ
コード化された信号の4kHzまでのより低いバンド域にお
けるスペクトルの内容は、48kHzでサンプリングされた
入力信号の最初の4kHzバンドに正確に対応しないことが
注目される（“First Ideas on Scalable Audio C
oding",K.Brandenburg,B.Grill,97th AES−Conventio
n,San Francisco、1994、Preprint 3924参照）。
既に指摘されたように、基準化可能なコーダは、公知
のスピーチコーダと、より高いサンプリングレートで信
号処理が可能なオーディオコーダの両方を含む。4kHzよ
り高い周波数を有する入力信号の信号成分を送信するこ
とを可能にするために、各々個々の時間離散サンプリン
グ値に関し、8kHzの入力信号およびコード化／デコード
化されアップサンプリングされたスピーチコーダの出力
信号の差が形成される。この差は、専門家に知られるよ
うに、その後、量子化され、公知のオーディオコーダに
よってコード化されてよい。ここで、より高いサンプリ
ングレートでの信号のコード化が可能なオーディオコー
ダに供給される差分信号は、スピーチコーダのコーディ
ング時エラーは別として、より低い周波数帯域において
実質的にゼロであることが注目される。スピーチコーダ
のアップサンプリングされコード化／デコード化された
出力信号のバンド幅より上のスペクトル域において、差
分信号は、48kHzで実質的に真の入力信号に相当する。
のスピーチコーダと、より高いサンプリングレートで信
号処理が可能なオーディオコーダの両方を含む。4kHzよ
り高い周波数を有する入力信号の信号成分を送信するこ
とを可能にするために、各々個々の時間離散サンプリン
グ値に関し、8kHzの入力信号およびコード化／デコード
化されアップサンプリングされたスピーチコーダの出力
信号の差が形成される。この差は、専門家に知られるよ
うに、その後、量子化され、公知のオーディオコーダに
よってコード化されてよい。ここで、より高いサンプリ
ングレートでの信号のコード化が可能なオーディオコー
ダに供給される差分信号は、スピーチコーダのコーディ
ング時エラーは別として、より低い周波数帯域において
実質的にゼロであることが注目される。スピーチコーダ
のアップサンプリングされコード化／デコード化された
出力信号のバンド幅より上のスペクトル域において、差
分信号は、48kHzで実質的に真の入力信号に相当する。
第１の段階、すなわちスピーチコーダの段階では、概
してコード化信号の非常に低いビットレートが焦点とな
っているので、低いサンプリング周波数のコーダが最も
よく使用される。現在、上述のコーダも含め、数キロビ
ット（２から８キロビットまたはそれ以上）のビットレ
ートで作動する数種のコーダが存在する。さらに、その
ような低いビットレートではより大きい可聴バンド幅は
いずれにしろ不可能であり、また低いサンプリング周波
数でのコード化は演算消費量に関してより有用であるの
で、前記コーダは、最高8kHzのサンプリング周波数を許
容する。最高可能可聴バンド幅は4kHzであり、実用化に
おいては約3.5kHzに制限される。その後、付加的な段
階、すなわちオーディオコーダを含む段階においてバン
ド幅の改良を達成しようとする場合、この付加的な段階
は、より高いサンプリング周波数で作動することを余儀
なくされるであろう。
してコード化信号の非常に低いビットレートが焦点とな
っているので、低いサンプリング周波数のコーダが最も
よく使用される。現在、上述のコーダも含め、数キロビ
ット（２から８キロビットまたはそれ以上）のビットレ
ートで作動する数種のコーダが存在する。さらに、その
ような低いビットレートではより大きい可聴バンド幅は
いずれにしろ不可能であり、また低いサンプリング周波
数でのコード化は演算消費量に関してより有用であるの
で、前記コーダは、最高8kHzのサンプリング周波数を許
容する。最高可能可聴バンド幅は4kHzであり、実用化に
おいては約3.5kHzに制限される。その後、付加的な段
階、すなわちオーディオコーダを含む段階においてバン
ド幅の改良を達成しようとする場合、この付加的な段階
は、より高いサンプリング周波数で作動することを余儀
なくされるであろう。
サンプリング周波数の整合のために、間引きおよび内
挿フィルタが、各々ダウンサンプリングおよびアップサ
ンプリングに使用される。有用な相挙動を得るために、
概してFIRフィルタ（FIR＝有限長インパルス応答）が使
用されるので、数百の係数または「タップ」のフィルタ
配置が、たとえば8kHzから48kHzの整合に必要とされ得
る。
挿フィルタが、各々ダウンサンプリングおよびアップサ
ンプリングに使用される。有用な相挙動を得るために、
概してFIRフィルタ（FIR＝有限長インパルス応答）が使
用されるので、数百の係数または「タップ」のフィルタ
配置が、たとえば8kHzから48kHzの整合に必要とされ得
る。
この先行技術から始まって、本願発明の目的は、複雑
なアップサンプリングフィルタなしで作動することが可
能な、離散信号のコード化およびコード化された離散信
号のデコード化各々のための方法および装置をもたらす
ことである。
なアップサンプリングフィルタなしで作動することが可
能な、離散信号のコード化およびコード化された離散信
号のデコード化各々のための方法および装置をもたらす
ことである。
この目的は、請求項１によるコード化の方法、請求項
13によるデコード化の方法、請求項14によるコード化の
ための装置、および請求項15によるデコード化のための
装置によって達成される。
13によるデコード化の方法、請求項14によるコード化の
ための装置、および請求項15によるデコード化のための
装置によって達成される。
本願発明の利点は、本願発明による少なくとも２つの
別個のコーダを含むコード化用装置（基準化可能なオー
ディオコーダ）では、第２のコーダが心理音響学モデル
を考慮して最適な方法で作動可能であることに存する。
別個のコーダを含むコード化用装置（基準化可能なオー
ディオコーダ）では、第２のコーダが心理音響学モデル
を考慮して最適な方法で作動可能であることに存する。
本願発明は、スペクトル域内でコード化またはデコー
ド化を行うオーディオコーダまたはデコーダが各々使用
される場合、並びにより低いオーダーのコーダまたはデ
コーダのコード化／デコード化された出力信号とオリジ
ナルの入力信号との各々差および逆差の形成、またはそ
れに基づく信号のスペクトル表示が各々周波数ドメイン
において高いサンプリング周波数で実行される場合、多
くの計算時間を伴うアップサンプリングフィルタを使用
せずにすむという洞察に基づく。それゆえ、より低いオ
ーダーのコーダのコード化／デコード化された出力信号
を、伝統的なアップサンプリングフィルタでアップサン
プリングする必要はもはやなく、たった２つのフィルタ
バンク、すなわちまさにより低いオーダーのコーダのコ
ード化／デコード化された出力信号そのもののための１
つのフィルタバンク、そして高いサンプリング周波数の
オリジナルの入力信号のための１つのフィルタバンクの
みが必要とされる。
ド化を行うオーディオコーダまたはデコーダが各々使用
される場合、並びにより低いオーダーのコーダまたはデ
コーダのコード化／デコード化された出力信号とオリジ
ナルの入力信号との各々差および逆差の形成、またはそ
れに基づく信号のスペクトル表示が各々周波数ドメイン
において高いサンプリング周波数で実行される場合、多
くの計算時間を伴うアップサンプリングフィルタを使用
せずにすむという洞察に基づく。それゆえ、より低いオ
ーダーのコーダのコード化／デコード化された出力信号
を、伝統的なアップサンプリングフィルタでアップサン
プリングする必要はもはやなく、たった２つのフィルタ
バンク、すなわちまさにより低いオーダーのコーダのコ
ード化／デコード化された出力信号そのもののための１
つのフィルタバンク、そして高いサンプリング周波数の
オリジナルの入力信号のための１つのフィルタバンクの
みが必要とされる。
上述のフィルタバンクはともに、重みつきスペクトル
値を形成するために、出力信号として、好ましくは減算
手段の形態である適当な重み付け手段で重み付けされた
スペクトル値を伝送する。これらの重みつきスペクトル
値は、心理音響学モデルを考慮して、その後、量子化器
およびコーダによってコード化され得る。重みつきスペ
クトル値の量子化およびコード化から生ずるデータは、
適当な方法で多重化されて送信または記憶され得るよう
に、好ましくはより低いオーダーのコーダのコード化さ
れた信号とともに、ビットフォーマッティング手段に供
給され得る。
値を形成するために、出力信号として、好ましくは減算
手段の形態である適当な重み付け手段で重み付けされた
スペクトル値を伝送する。これらの重みつきスペクトル
値は、心理音響学モデルを考慮して、その後、量子化器
およびコーダによってコード化され得る。重みつきスペ
クトル値の量子化およびコード化から生ずるデータは、
適当な方法で多重化されて送信または記憶され得るよう
に、好ましくはより低いオーダーのコーダのコード化さ
れた信号とともに、ビットフォーマッティング手段に供
給され得る。
ここで、計算時間の節約は、実際のところ莫大である
ことが注目される。上述の例では、スピーチコーダは8k
Hzでサンプリングされた信号を処理し、さらには、48kH
zでサンプリングされた信号がコード化されることにな
っていたが、アップサンプリングFIRフィルタは、サン
プリングされた値またはサンプル毎に、100より多い乗
算を必要とするが、一方、専門家には公知のようにMDCT
によって実行可能なフィルタバンクは、サンプリングさ
れた値毎に、単に十から数十（たとえば約30）の乗算し
か必要としない。
ことが注目される。上述の例では、スピーチコーダは8k
Hzでサンプリングされた信号を処理し、さらには、48kH
zでサンプリングされた信号がコード化されることにな
っていたが、アップサンプリングFIRフィルタは、サン
プリングされた値またはサンプル毎に、100より多い乗
算を必要とするが、一方、専門家には公知のようにMDCT
によって実行可能なフィルタバンクは、サンプリングさ
れた値毎に、単に十から数十（たとえば約30）の乗算し
か必要としない。
ここで、本願発明による基準化可能なオーディオコー
ダでは、第１および第２の段階における２つのコーダが
２つの異なるサンプリング周波数向けに設計されている
かぎり、スピーチコーダもまたMPEG1からMPEG3の標準に
従う任意のコーダによって置き換えられてもよいという
ことが指摘される。
ダでは、第１および第２の段階における２つのコーダが
２つの異なるサンプリング周波数向けに設計されている
かぎり、スピーチコーダもまたMPEG1からMPEG3の標準に
従う任意のコーダによって置き換えられてもよいという
ことが指摘される。
本願発明による実施例が、添付の図面を参照しながら
以下詳細に説明される。
以下詳細に説明される。
図１は、本願発明によるコード化のための装置のブロ
ック図を示す。
ック図を示す。
図２は、コード化された離散時間信号をデコード化す
るための装置のブロック図を示す。
るための装置のブロック図を示す。
図３は、図１の量子化器／コーダの詳細なブロック図
を示す。
を示す。
図１は、本願発明による（基準化可能なオーディオコ
ーダの）時間離散信号をコード化するための装置の主要
なブロック図を示す。たとえば48kHzの第１のサンプリ
ングレートでサンプリングされた離散時間信号x1が、ダ
ウンサンプリングフィルタ12の手段で、第１のサンプリ
ングレートよりも低い、たとえば8kHzの第２のサンプリ
ングレートにもたらされる。第１および第２のサンプリ
ングレートは、整数値の比を構成するのが好ましい。間
引きフィルタとして実行されてよいダウンサンプリング
フィルタ12の出力信号は、第一のコーディングアルゴリ
ズムに従って入力信号をコード化するコーダ／デコーダ
14に入力される。上述のように、コーダ／デコーダ14
は、たとえばG.729、G.723、FS1016、MPEG−４、CELP等
のより低いオーダーのスピーチコーダでよい。そのよう
なコーダは、毎秒4.8キロビットのデータレート（FS101
6）から毎秒８キロビットのデータレート（G.729）で作
動する。それらは全て8kHzのサンプリング周波数でサン
プリングされた信号を処理する。しかしながら、他のデ
ータレートおよびサンプリング周波数を各々利用する、
任意の他のコーダを使用してよいということは、専門家
にとっては自明である。
ーダの）時間離散信号をコード化するための装置の主要
なブロック図を示す。たとえば48kHzの第１のサンプリ
ングレートでサンプリングされた離散時間信号x1が、ダ
ウンサンプリングフィルタ12の手段で、第１のサンプリ
ングレートよりも低い、たとえば8kHzの第２のサンプリ
ングレートにもたらされる。第１および第２のサンプリ
ングレートは、整数値の比を構成するのが好ましい。間
引きフィルタとして実行されてよいダウンサンプリング
フィルタ12の出力信号は、第一のコーディングアルゴリ
ズムに従って入力信号をコード化するコーダ／デコーダ
14に入力される。上述のように、コーダ／デコーダ14
は、たとえばG.729、G.723、FS1016、MPEG−４、CELP等
のより低いオーダーのスピーチコーダでよい。そのよう
なコーダは、毎秒4.8キロビットのデータレート（FS101
6）から毎秒８キロビットのデータレート（G.729）で作
動する。それらは全て8kHzのサンプリング周波数でサン
プリングされた信号を処理する。しかしながら、他のデ
ータレートおよびサンプリング周波数を各々利用する、
任意の他のコーダを使用してよいということは、専門家
にとっては自明である。
コーダ14によってコード化された信号、すなわちコー
ド化された第２の信号x2cは、コーダ14に依存するビッ
トストリームであって、上述のビットレートのうちの１
つで存在しており、ライン16を介して、機能については
後ほど記述するビットフォーマッティング手段18に供給
される。ダウンサンプリングフィルタ12とともにコーダ
／デコーダ14は、本願発明による基準化可能なオーディ
オコーダの第１の段階を構成する。
ド化された第２の信号x2cは、コーダ14に依存するビッ
トストリームであって、上述のビットレートのうちの１
つで存在しており、ライン16を介して、機能については
後ほど記述するビットフォーマッティング手段18に供給
される。ダウンサンプリングフィルタ12とともにコーダ
／デコーダ14は、本願発明による基準化可能なオーディ
オコーダの第１の段階を構成する。
ライン16上に出力されるコード化された第２の時間信
号x2cは、さらに、コード化／デコード化された第２の
時間信号x2cdをライン20上に生成するために、再び第１
のコーダ／デコーダ14においてデコード化される。コー
ド化／デコード化された第２の時間信号x2cdは、第１の
離散時間信号x1と比較して、減少されたバンド幅を有す
る時間離散信号である。上述の数値的な例において、第
１の離散時間信号x1は、サンプリング周波数が48kHzな
ので、最高で24kHzのバンド幅を有する。コード化／デ
コード化された第２の時間信号x2cdはダウンサンプリン
グフィルタ12が間引きによって第１の時間信号x1を8kHz
のサンプリング周波数に変換したので、最高で4kHzのバ
ンド幅を有する。ゼロから4kHzまでのバンド幅内で、信
号x1およびxcdは、コーダ／デコーダ14によって持ちこ
まれたコーディング時エラーを除けば同一である。
号x2cは、さらに、コード化／デコード化された第２の
時間信号x2cdをライン20上に生成するために、再び第１
のコーダ／デコーダ14においてデコード化される。コー
ド化／デコード化された第２の時間信号x2cdは、第１の
離散時間信号x1と比較して、減少されたバンド幅を有す
る時間離散信号である。上述の数値的な例において、第
１の離散時間信号x1は、サンプリング周波数が48kHzな
ので、最高で24kHzのバンド幅を有する。コード化／デ
コード化された第２の時間信号x2cdはダウンサンプリン
グフィルタ12が間引きによって第１の時間信号x1を8kHz
のサンプリング周波数に変換したので、最高で4kHzのバ
ンド幅を有する。ゼロから4kHzまでのバンド幅内で、信
号x1およびxcdは、コーダ／デコーダ14によって持ちこ
まれたコーディング時エラーを除けば同一である。
ここで、コーダ14によって持ちこまれたコーディング
時エラーは、常に小さなエラーとはかぎらず、たとえば
非常に過渡的な信号が第１のコーダにおいてコード化さ
れる場合などに、これらは容易に有用な信号の振幅のオ
ーダーに達し得るということが指摘される。この理由
で、以下に説明するように、差分コーディングがそもそ
も意味があるのかどうかについて試験が行われる。
時エラーは、常に小さなエラーとはかぎらず、たとえば
非常に過渡的な信号が第１のコーダにおいてコード化さ
れる場合などに、これらは容易に有用な信号の振幅のオ
ーダーに達し得るということが指摘される。この理由
で、以下に説明するように、差分コーディングがそもそ
も意味があるのかどうかについて試験が行われる。
信号x2cdとともに信号x1は、各々フィルタバンクFB1
22およびフィルタバンクFB2 24に供給される。フィ
ルタバンクFB1 22は、信号xcdの周波数ドメインの表示
を構成するスペクトル値X2cdを生成する。それとは対照
的に、フィルタバンクFB2は、オリジナルの、第１の時
間信号x1の周波数ドメインの表示を構成するスペクトル
値X1を生成する。両方のフィルタバンクの出力信号は、
加算手段26において減算される。より厳密に言えば、フ
ィルタバンクFB1 22の出力スペクトル値X2cdは、フィ
ルタバンクFB2 24の出力スペクトル値から減算され
る。加算手段26の下流に接続されるのは、入力信号とし
て加算手段26の出力信号Xdおよびフィルタバンク224の
出力信号X1、すなわち以下においてスペクトル値X2と呼
ばれる第１の時間信号のスペクトル表示の両方を受信す
る、切り換えモジュールSM28である。
22およびフィルタバンクFB2 24に供給される。フィ
ルタバンクFB1 22は、信号xcdの周波数ドメインの表示
を構成するスペクトル値X2cdを生成する。それとは対照
的に、フィルタバンクFB2は、オリジナルの、第１の時
間信号x1の周波数ドメインの表示を構成するスペクトル
値X1を生成する。両方のフィルタバンクの出力信号は、
加算手段26において減算される。より厳密に言えば、フ
ィルタバンクFB1 22の出力スペクトル値X2cdは、フィ
ルタバンクFB2 24の出力スペクトル値から減算され
る。加算手段26の下流に接続されるのは、入力信号とし
て加算手段26の出力信号Xdおよびフィルタバンク224の
出力信号X1、すなわち以下においてスペクトル値X2と呼
ばれる第１の時間信号のスペクトル表示の両方を受信す
る、切り換えモジュールSM28である。
切り換えモジュール28は、専門家には知られているよ
うに、心理音響学モジュール32によって記号で示される
心理音響学モデルを考慮した量子化を行う量子化／コー
ド化手段30に供給する。２つのフィルタバンク22、24、
加算手段26、切り換えモジュール28、量子化器／コーダ
30および心理音響学モジュール32は、本願発明による基
準化可能なオーディオコーダの第２の段階を構成する。
うに、心理音響学モジュール32によって記号で示される
心理音響学モデルを考慮した量子化を行う量子化／コー
ド化手段30に供給する。２つのフィルタバンク22、24、
加算手段26、切り換えモジュール28、量子化器／コーダ
30および心理音響学モジュール32は、本願発明による基
準化可能なオーディオコーダの第２の段階を構成する。
本願発明の基準化可能なオーディオコーダの第３の段
階は、量子化器／コーダ30によって実行された処理を逆
転する再量子化器34を含む。再量子化器34の出力信号X
cdbは、負符号付きで付加加算手段36に供給され、一方
切り換えモジュール28の出力信号Xbは、正符号付きで付
加加算手段36に供給される。付加加算手段36の出力信号
X'dは、心理音響学モジュール32に存在する心理音響学
モデルを考慮して、付加量子化器／コーダ38で量子化お
よびコード化され、その結果それはライン40上のビット
フォーマッティング手段18にも達する。ビットフォーマ
ッティング手段18はさらに、第１の量子化器／コーダ30
の出力信号Xcbを受信する。ライン44上に存在している
ビットフォーマッティング手段18の出力信号xOUTは、図
１から推測できるように、コード化された第２の時間信
号x2c、第１の量子化器／コーダ30の出力信号Xcbおよび
付加量子化器／コーダ38の出力信号X'cdを含む。
階は、量子化器／コーダ30によって実行された処理を逆
転する再量子化器34を含む。再量子化器34の出力信号X
cdbは、負符号付きで付加加算手段36に供給され、一方
切り換えモジュール28の出力信号Xbは、正符号付きで付
加加算手段36に供給される。付加加算手段36の出力信号
X'dは、心理音響学モジュール32に存在する心理音響学
モデルを考慮して、付加量子化器／コーダ38で量子化お
よびコード化され、その結果それはライン40上のビット
フォーマッティング手段18にも達する。ビットフォーマ
ッティング手段18はさらに、第１の量子化器／コーダ30
の出力信号Xcbを受信する。ライン44上に存在している
ビットフォーマッティング手段18の出力信号xOUTは、図
１から推測できるように、コード化された第２の時間信
号x2c、第１の量子化器／コーダ30の出力信号Xcbおよび
付加量子化器／コーダ38の出力信号X'cdを含む。
以下において、図１による基準化可能なオーディオコ
ーダの作動が説明される。第１のサンプリングレートで
サンプリングされた離散的な第１の時間信号x1は、上述
のように、バンド幅が第２のサンプリングレートに相当
する第２の時間信号x2を生成するために、ダウンサンプ
リングフィルタ12に供給され、このとき第２のサンプリ
ングレートは第１のサンプリングレートよりも低い。コ
ーダ／デコーダ14は、第２の時間信号x2から、第２のコ
ード化された時間信号x2cを第１のコーディングアルゴ
リズムに従って生成し、また続くデコード化操作により
第１のコーディングアルゴリズムに従ってコード化／デ
コード化された第２の時間信号x2cdを生成する。コード
化／デコード化された第２の時間信号x2cdは、その周波
数ドメインの表示を構成する第２のスペクトル値X2cdを
生成するために、第１のフィルタバンクFB1 22によっ
て周波数ドメインに変換される。
ーダの作動が説明される。第１のサンプリングレートで
サンプリングされた離散的な第１の時間信号x1は、上述
のように、バンド幅が第２のサンプリングレートに相当
する第２の時間信号x2を生成するために、ダウンサンプ
リングフィルタ12に供給され、このとき第２のサンプリ
ングレートは第１のサンプリングレートよりも低い。コ
ーダ／デコーダ14は、第２の時間信号x2から、第２のコ
ード化された時間信号x2cを第１のコーディングアルゴ
リズムに従って生成し、また続くデコード化操作により
第１のコーディングアルゴリズムに従ってコード化／デ
コード化された第２の時間信号x2cdを生成する。コード
化／デコード化された第２の時間信号x2cdは、その周波
数ドメインの表示を構成する第２のスペクトル値X2cdを
生成するために、第１のフィルタバンクFB1 22によっ
て周波数ドメインに変換される。
ここで、コード化／デコード化された第２の時間信号
x2cdは、第２のサンプリング周波数、すなわち例におい
ては8kHzを有する時間信号である。これらの信号の周波
数ドメインの表示、並びに第１の、すなわち高いサンプ
リング周波数を有する第１の時間信号x1から第２のフィ
ルタバンクFB2 24によって生成される第１のスペクト
ル値X1は、今や重み付けされている。時間と周波数に関
して同一の分解能を有する比較信号を得るために、8kHz
の信号、すなわち第２のサンプリング周波数を有する信
号が、第１のサンプリング周波数を有する信号に変換さ
れなければならない。
x2cdは、第２のサンプリング周波数、すなわち例におい
ては8kHzを有する時間信号である。これらの信号の周波
数ドメインの表示、並びに第１の、すなわち高いサンプ
リング周波数を有する第１の時間信号x1から第２のフィ
ルタバンクFB2 24によって生成される第１のスペクト
ル値X1は、今や重み付けされている。時間と周波数に関
して同一の分解能を有する比較信号を得るために、8kHz
の信号、すなわち第２のサンプリング周波数を有する信
号が、第１のサンプリング周波数を有する信号に変換さ
れなければならない。
このことは、特定の数のゼロの値が信号x2cdの個々の
時間離散サンプリング値の間に導入されることにおいて
実行可能である。ゼロの値の数は、第１および第２のサ
ンプリング周波数間の比から計算される。第１の（高
い）サンプリング周波数対第２の（低い）サンプリング
周波数の比は、アップサンプリング因子と呼ばれる。専
門家の間では公知であるように、ゼロの導入は、非常に
低い演算消費量で可能であるが、信号x2cdにおいて、全
体ではゼロが導入される回数だけ信号x2cdの低い周波数
または有用なスペクトルが繰り返されるという効果を持
つエイリアシングエラーを引き起こす。その後、エイリ
アシングエラーを受けた信号x2cdは、第２のスペクトル
値X2cdを生成するために、第１のフィルタバンクFB1に
よって周波数ドメインに変換される。
時間離散サンプリング値の間に導入されることにおいて
実行可能である。ゼロの値の数は、第１および第２のサ
ンプリング周波数間の比から計算される。第１の（高
い）サンプリング周波数対第２の（低い）サンプリング
周波数の比は、アップサンプリング因子と呼ばれる。専
門家の間では公知であるように、ゼロの導入は、非常に
低い演算消費量で可能であるが、信号x2cdにおいて、全
体ではゼロが導入される回数だけ信号x2cdの低い周波数
または有用なスペクトルが繰り返されるという効果を持
つエイリアシングエラーを引き起こす。その後、エイリ
アシングエラーを受けた信号x2cdは、第２のスペクトル
値X2cdを生成するために、第１のフィルタバンクFB1に
よって周波数ドメインに変換される。
たとえば５つのゼロがコード化／デコード化された第
２の信号x2cdの各サンプリング値の間に挿入されること
によって、最初から信号の６番目毎のサンプリング値が
ゼロではないと分かっている信号が形成される。このこ
とは、この信号をフィルタバンクまたはMDCTによって、
または任意のフーリエ変換によって、周波数ドメインに
変換する際に利用され得る、なぜなら、たとえば単純FF
T中で起きる特定の加算が省かれることが可能だからで
ある。変換される信号の構造が前もって分かっているこ
とは、それゆえに、前記信号の周波数ドメインへの変換
において計算時間を節約するために有効に使用され得
る。
２の信号x2cdの各サンプリング値の間に挿入されること
によって、最初から信号の６番目毎のサンプリング値が
ゼロではないと分かっている信号が形成される。このこ
とは、この信号をフィルタバンクまたはMDCTによって、
または任意のフーリエ変換によって、周波数ドメインに
変換する際に利用され得る、なぜなら、たとえば単純FF
T中で起きる特定の加算が省かれることが可能だからで
ある。変換される信号の構造が前もって分かっているこ
とは、それゆえに、前記信号の周波数ドメインへの変換
において計算時間を節約するために有効に使用され得
る。
第２のスペクトル値X2cdは、より低い部分においての
み、コード化／デコード化された第２の時間信号x2cdの
正確な表示であり、これがフィルタバンクFB1の出力
で、全体のスペクトル線X2cdのうちせいぜい1/アップサ
ンプリング因子という分数ぐらいしか用いられない理由
である。ここで、使用されるスペクトル線X2cdの数は、
コード化／デコード化された第２の時間信号x2cdへのゼ
ロの挿入のために、エイリアシングエラーのない第１の
時間信号x1の周波数表示を構成する第１のスペクトル値
X1と同じ時間および周波数分解能を有することが指摘さ
れる。２つの信号X2cdおよびx1は、重みつきスペクトル
値XbまたはX1を形成するために、減算手段26においてと
ともに切り換えモジュール28において重み付けされる。
その後、切り換えモジュール28は、いわゆるサイマルキ
ャスト−差分切り換え動作を実行する。
み、コード化／デコード化された第２の時間信号x2cdの
正確な表示であり、これがフィルタバンクFB1の出力
で、全体のスペクトル線X2cdのうちせいぜい1/アップサ
ンプリング因子という分数ぐらいしか用いられない理由
である。ここで、使用されるスペクトル線X2cdの数は、
コード化／デコード化された第２の時間信号x2cdへのゼ
ロの挿入のために、エイリアシングエラーのない第１の
時間信号x1の周波数表示を構成する第１のスペクトル値
X1と同じ時間および周波数分解能を有することが指摘さ
れる。２つの信号X2cdおよびx1は、重みつきスペクトル
値XbまたはX1を形成するために、減算手段26においてと
ともに切り換えモジュール28において重み付けされる。
その後、切り換えモジュール28は、いわゆるサイマルキ
ャスト−差分切り換え動作を実行する。
第２の段階において差分コーディングを使用するのが
常に有益とはかぎらない。これは、たとえば差分信号、
すなわち加算手段26の出力信号が、第２のフィルタバン
クの出力信号X1より高いエネルギーを示す場合に当ては
まる。さらに、任意のコーダが第１の段階のコーダ／デ
コーダ14に使用されてもよいことから、コーダが、第２
の段階においてコード化が困難な特定の信号成分を生成
するということも起こり得る。コーダ／デコーダ14は、
それによってコード化された信号の相情報を維持するこ
とが好ましく、それは専門家の間では「波形コーディン
グ」または「信号形状コーディング」と呼ばれている。
差分コーディングとサイマルキャストコーディングのど
ちらを使用するかに関する第２の段階の切り換えモジュ
ール28における決定は、周波数に従ってなされる。
常に有益とはかぎらない。これは、たとえば差分信号、
すなわち加算手段26の出力信号が、第２のフィルタバン
クの出力信号X1より高いエネルギーを示す場合に当ては
まる。さらに、任意のコーダが第１の段階のコーダ／デ
コーダ14に使用されてもよいことから、コーダが、第２
の段階においてコード化が困難な特定の信号成分を生成
するということも起こり得る。コーダ／デコーダ14は、
それによってコード化された信号の相情報を維持するこ
とが好ましく、それは専門家の間では「波形コーディン
グ」または「信号形状コーディング」と呼ばれている。
差分コーディングとサイマルキャストコーディングのど
ちらを使用するかに関する第２の段階の切り換えモジュ
ール28における決定は、周波数に従ってなされる。
「差分コーディング」とは、第２のスペクトル値X2cd
および第１のスペクトル値X1との差のみがコード化され
るという意味である。しかしながら、もしそのような差
分コーディングが、差分信号のエネルギーの内容が第１
のスペクトル値X1のエネルギーの内容よりも高いために
都合が悪いならば、差分コーディングは差し控えられ
る。差分コーディングが差し控えられる場合、例におい
ては48kHzでサンプリングされた、時間信号x1の第１の
スペクトル値X1は、切り換えモジュール28によってつな
がれ、切り換えモジュールSM28の出力信号として使用さ
れる。
および第１のスペクトル値X1との差のみがコード化され
るという意味である。しかしながら、もしそのような差
分コーディングが、差分信号のエネルギーの内容が第１
のスペクトル値X1のエネルギーの内容よりも高いために
都合が悪いならば、差分コーディングは差し控えられ
る。差分コーディングが差し控えられる場合、例におい
ては48kHzでサンプリングされた、時間信号x1の第１の
スペクトル値X1は、切り換えモジュール28によってつな
がれ、切り換えモジュールSM28の出力信号として使用さ
れる。
差の形成が周波数ドメインで起きるということのため
に、両方の信号X1およびX2cdとの差がいずれにしても計
算されるので、サイマルキャストまたは差分コーディン
グの周波数選択的選択が容易に実行され得る。それゆ
え、スペクトルにおける差の形成は、差分コーディング
を受けるべき周波数ドメインの単純な周波数選択的選択
を可能にする。差分コーディングからサイマルキャスト
コーディングへの切り換えは、基本的に各スペクトル値
に対して個別に起こり得る。しかし、これはあまりにも
多くのサイド情報を必要とし、絶対的に必要でもない。
それゆえ、たとえば周波数グループの形で、差分スペク
トル値および第１のスペクトル値とのエネルギーの比較
を行うことが好ましい。代わりの方法として、最初から
特定の周波数バンド、たとえば各々500Hz幅の８バンド
と決めておくことも可能であり、それは時間信号x2が4k
Hzのバンド幅を有する場合、再び信号X2cdのバンド幅と
いう結果になる。周波数バンドの決定に際しての妥協
は、送信されるべきサイド情報の量、すなわちある周波
数バンドにおいて差分コーディングが活性か否かについ
て、可能な限り頻繁に差分コーディングが行われること
から生ずる利益に対して、比較考量することにある。
に、両方の信号X1およびX2cdとの差がいずれにしても計
算されるので、サイマルキャストまたは差分コーディン
グの周波数選択的選択が容易に実行され得る。それゆ
え、スペクトルにおける差の形成は、差分コーディング
を受けるべき周波数ドメインの単純な周波数選択的選択
を可能にする。差分コーディングからサイマルキャスト
コーディングへの切り換えは、基本的に各スペクトル値
に対して個別に起こり得る。しかし、これはあまりにも
多くのサイド情報を必要とし、絶対的に必要でもない。
それゆえ、たとえば周波数グループの形で、差分スペク
トル値および第１のスペクトル値とのエネルギーの比較
を行うことが好ましい。代わりの方法として、最初から
特定の周波数バンド、たとえば各々500Hz幅の８バンド
と決めておくことも可能であり、それは時間信号x2が4k
Hzのバンド幅を有する場合、再び信号X2cdのバンド幅と
いう結果になる。周波数バンドの決定に際しての妥協
は、送信されるべきサイド情報の量、すなわちある周波
数バンドにおいて差分コーディングが活性か否かについ
て、可能な限り頻繁に差分コーディングが行われること
から生ずる利益に対して、比較考量することにある。
たとえば各バンドについて８ビット、差分コーディン
グまたはその他の適切なコーディングについてのオン／
オフビット等のサイド情報は、ビットストリームにおい
て送信されることが可能であり、そのような情報は、特
定の周波数バンドが差分コーディングされたか否かを示
している。後述のデコーダにおいては、第１のコーダの
相当する部分的なバンドのみが、その後、再構成の際、
それに応じて加えられる。
グまたはその他の適切なコーディングについてのオン／
オフビット等のサイド情報は、ビットストリームにおい
て送信されることが可能であり、そのような情報は、特
定の周波数バンドが差分コーディングされたか否かを示
している。後述のデコーダにおいては、第１のコーダの
相当する部分的なバンドのみが、その後、再構成の際、
それに応じて加えられる。
それゆえ、第１のスペクトル値X1および第２のスペク
トル値X2cdの重み付けステップは、差分スペクトル値Xd
を得るために、第１のスペクトル値X1から第２のスペク
トル値X2cdの減算を含むことが好ましい。さらに、たと
えば8kHzの例における500Hz等のあらかじめ決定された
バンドにおける数個のスペクトル値のエネルギーが、た
とえば加算および２乗による公知の方法で、差分スペク
トル値Xdおよび第１のスペクトル値X1についてその後計
算される。そのときの各エネルギーの周波数選択比較が
各々の周波数バンドにおいて実行される。差分スペクト
ル値Xdの特定の周波数バンドにおけるエネルギーが、あ
らかじめ決定された因子ｋによって乗算された第１のス
ペクトル値X1のエネルギーを超える場合、重みつきスペ
クトル値Xbは第１のスペクトル値X1である旨の決定がな
される。そうでなければ、差分スペクトル値Xdが重みつ
きスペクトル値X1である旨の決定がなされる。因子ｋ
は、たとえば約0.1から10に渡る値を有してよい。１よ
り低いｋの値では、差分信号がオリジナルの信号よりも
低いエネルギーを有するときには、サイマルキャストコ
ーディングが既に使用されている。それとは対照的に、
たとえ差分信号のエネルギーの内容が、第１のコーダに
おいてコード化されなかったオリジナルの信号のそれを
既に上回っていても、１より大きいｋの値では差分コー
ディングが継続して使用される。サイマルキャストコー
ディングが重み付けされる場合、切り換えモジュール28
は、第２のフィルタバンク24の出力信号を、いわゆる直
接的につなぐ。上述の差の形成の代わりとして、たとえ
ば上述の２つの信号の比または乗算またはその他の連結
が実行されるという重み付け処理が実行されることも可
能である。
トル値X2cdの重み付けステップは、差分スペクトル値Xd
を得るために、第１のスペクトル値X1から第２のスペク
トル値X2cdの減算を含むことが好ましい。さらに、たと
えば8kHzの例における500Hz等のあらかじめ決定された
バンドにおける数個のスペクトル値のエネルギーが、た
とえば加算および２乗による公知の方法で、差分スペク
トル値Xdおよび第１のスペクトル値X1についてその後計
算される。そのときの各エネルギーの周波数選択比較が
各々の周波数バンドにおいて実行される。差分スペクト
ル値Xdの特定の周波数バンドにおけるエネルギーが、あ
らかじめ決定された因子ｋによって乗算された第１のス
ペクトル値X1のエネルギーを超える場合、重みつきスペ
クトル値Xbは第１のスペクトル値X1である旨の決定がな
される。そうでなければ、差分スペクトル値Xdが重みつ
きスペクトル値X1である旨の決定がなされる。因子ｋ
は、たとえば約0.1から10に渡る値を有してよい。１よ
り低いｋの値では、差分信号がオリジナルの信号よりも
低いエネルギーを有するときには、サイマルキャストコ
ーディングが既に使用されている。それとは対照的に、
たとえ差分信号のエネルギーの内容が、第１のコーダに
おいてコード化されなかったオリジナルの信号のそれを
既に上回っていても、１より大きいｋの値では差分コー
ディングが継続して使用される。サイマルキャストコー
ディングが重み付けされる場合、切り換えモジュール28
は、第２のフィルタバンク24の出力信号を、いわゆる直
接的につなぐ。上述の差の形成の代わりとして、たとえ
ば上述の２つの信号の比または乗算またはその他の連結
が実行されるという重み付け処理が実行されることも可
能である。
重みつきスペクトル値Xbは、切り換えモジュール28に
よって決定されたように、差分スペクトル値Xdまたは第
１のスペクトル値X1のいずれかであるが、専門家に公知
の、心理音響学モデル32に設けられている心理音響学モ
デルを考慮して、第１の量子化器／コーダ30によって量
子化され、それから好ましくはたとえばハフマンテーブ
ルを用いた冗長度抑圧コーディングによってコード化さ
れる。さらに専門家に公知であるように、心理音響学モ
デルが時間信号から計算され、図１に示されるように、
これが高いサンプリングレートの第１の時間信号x1が直
接心理音響学モジュール32に供給される理由である。量
子化器／コーダ30の出力信号Xcbがライン42上で直接ビ
ットフォーマッティング手段18へと送られ、出力信号x
OUTに書き込まれる。
よって決定されたように、差分スペクトル値Xdまたは第
１のスペクトル値X1のいずれかであるが、専門家に公知
の、心理音響学モデル32に設けられている心理音響学モ
デルを考慮して、第１の量子化器／コーダ30によって量
子化され、それから好ましくはたとえばハフマンテーブ
ルを用いた冗長度抑圧コーディングによってコード化さ
れる。さらに専門家に公知であるように、心理音響学モ
デルが時間信号から計算され、図１に示されるように、
これが高いサンプリングレートの第１の時間信号x1が直
接心理音響学モジュール32に供給される理由である。量
子化器／コーダ30の出力信号Xcbがライン42上で直接ビ
ットフォーマッティング手段18へと送られ、出力信号x
OUTに書き込まれる。
以上、第１の段階および第２の段階を有する基準化可
能なオーディオコーダが記述された。発明の有益な観点
に従って、基準化可能なオーディオコーダの進歩的概念
は、２段階以上を継続することが可能である。それゆ
え、デコード化後に電話の通話品質に大体相当する信号
品質を得るために、たとえば、48kHzでサンプリングさ
れた入力信号x1に関して、第１のコーダ／デコーダ14に
おいて、サンプリングレートの減少によって、スペクト
ルの最初の4kHzをコード化することが可能であろう。第
２の段階において、量子化器／コーダ30による実行によ
って、HIFI品質に大体相当する音質を得るために、12kH
zまでのバンド幅コーディングが実行できるであろう。
専門家にとって、48kHzでサンプリングされた信号x1は2
4kHzのバンド幅を持ち得ることは自明である。その後第
３の段階では、付加量子化器／コーダ38による実行によ
って、コンパクトディスク（CD）のそれに大体相当する
音質を得るために、最高24kHz、または実例ではたとえ
ば20kHzのバンド幅のコーディングが実行できるであろ
う。
能なオーディオコーダが記述された。発明の有益な観点
に従って、基準化可能なオーディオコーダの進歩的概念
は、２段階以上を継続することが可能である。それゆ
え、デコード化後に電話の通話品質に大体相当する信号
品質を得るために、たとえば、48kHzでサンプリングさ
れた入力信号x1に関して、第１のコーダ／デコーダ14に
おいて、サンプリングレートの減少によって、スペクト
ルの最初の4kHzをコード化することが可能であろう。第
２の段階において、量子化器／コーダ30による実行によ
って、HIFI品質に大体相当する音質を得るために、12kH
zまでのバンド幅コーディングが実行できるであろう。
専門家にとって、48kHzでサンプリングされた信号x1は2
4kHzのバンド幅を持ち得ることは自明である。その後第
３の段階では、付加量子化器／コーダ38による実行によ
って、コンパクトディスク（CD）のそれに大体相当する
音質を得るために、最高24kHz、または実例ではたとえ
ば20kHzのバンド幅のコーディングが実行できるであろ
う。
第３の段階を実行するに当たり、切り換えモジュール
28の出力における重みつき信号Xbが、付加加算手段36に
供給される。さらに、本例においては12kHzのバンド幅
を有するコード化された重みつきスペクトル値Xcbは、
例においては同じく12kHzのバンド幅を有するコード化
／デコード化された重みつきスペクトル値Xcdbを得るた
めに、再量子化手段34で再びデコード化される。第２の
加算手段36において差を形成することによって、付加差
分スペクトル値X'dが計算される。その後、付加差分ス
ペクトル値X'dは、採用される例が続行される場合、4kH
zから12kHzの範囲内での量子化器／コーダ30のコーディ
ング時エラーとともに、12kHzおよび20kHz間の範囲内で
全てのスペクトルの内容を含んでもよい。それから、付
加差分スペクトル値X'dは、ビットフォーマッタ18にも
供給されてよい付加コード化差分スペクトル値X'cdを得
るために、第３の段階の付加量子化器／コーダ38におい
て量子化およびコード化されるが、これは実質的に第２
の段階の量子化器／コーダ30と同じ方法で実行され、ま
た同じく心理音響学モデルによって制御される。コード
化されたデータストリームxOUTは、送信されるサイド情
報に加えて、以下の信号により構成される。すなわち、 − コード化された第２の信号x2c（０から4kHzの全ス
ペクトル）； − コード化された重みつきスペクトル値Xcb（サイマ
ルキャストコーディングで０から12kHzの全スペクトル
または差分コーディングでコーダ14の０から4kHzのコー
ディング時エラーおよび4kHzから12kHzの全スペクト
ル）； − 付加コード化差分値X'cd（コーダ／デコーダ14およ
び量子化器／コーダ30の０から12kHzのコーディング時
エラーおよび12kHzから20kHzの全スペクトル内容または
サイマルキャスト方式の場合の０から12kHzの量子化手
段／コーダ30のコーディング時エラーおよび12kHzから2
0kHzの全スペクトル）である。
28の出力における重みつき信号Xbが、付加加算手段36に
供給される。さらに、本例においては12kHzのバンド幅
を有するコード化された重みつきスペクトル値Xcbは、
例においては同じく12kHzのバンド幅を有するコード化
／デコード化された重みつきスペクトル値Xcdbを得るた
めに、再量子化手段34で再びデコード化される。第２の
加算手段36において差を形成することによって、付加差
分スペクトル値X'dが計算される。その後、付加差分ス
ペクトル値X'dは、採用される例が続行される場合、4kH
zから12kHzの範囲内での量子化器／コーダ30のコーディ
ング時エラーとともに、12kHzおよび20kHz間の範囲内で
全てのスペクトルの内容を含んでもよい。それから、付
加差分スペクトル値X'dは、ビットフォーマッタ18にも
供給されてよい付加コード化差分スペクトル値X'cdを得
るために、第３の段階の付加量子化器／コーダ38におい
て量子化およびコード化されるが、これは実質的に第２
の段階の量子化器／コーダ30と同じ方法で実行され、ま
た同じく心理音響学モデルによって制御される。コード
化されたデータストリームxOUTは、送信されるサイド情
報に加えて、以下の信号により構成される。すなわち、 − コード化された第２の信号x2c（０から4kHzの全ス
ペクトル）； − コード化された重みつきスペクトル値Xcb（サイマ
ルキャストコーディングで０から12kHzの全スペクトル
または差分コーディングでコーダ14の０から4kHzのコー
ディング時エラーおよび4kHzから12kHzの全スペクト
ル）； − 付加コード化差分値X'cd（コーダ／デコーダ14およ
び量子化器／コーダ30の０から12kHzのコーディング時
エラーおよび12kHzから20kHzの全スペクトル内容または
サイマルキャスト方式の場合の０から12kHzの量子化手
段／コーダ30のコーディング時エラーおよび12kHzから2
0kHzの全スペクトル）である。
例では第１のコーダ／デコーダ14から量子化手段／コ
ーダ30への遷移である4kHzから4kHzよりも大きい値への
遷移の際に、遷移干渉が生じ得る。これらの遷移干渉
は、ビットストリームxOUT中に書き込まれる誤りスペク
トル値の形で姿を現わす。全体のコーダ／デコーダはそ
の後、たとえば1/アップサンプリング因子−ｘ（ｘ＝1,
2,3）までの周波数ラインのみが使用されるように、特
定されることが可能である。これは、第２のサンプリン
グ周波数によって到達可能な最高バンド幅の端での信号
X2cdの最終スペクトル線は考慮に入れられないという効
果を有する。それゆえ、重み付け機能は内密に使用さ
れ、上述の場合では、特定の周波数値より上はゼロであ
り、それより下は１の値を有するという矩形機能であ
る。その代わりとして、遷移干渉を示しているスペクト
ル線の振幅抑制を行う「よりソフトな」重み付け機能を
使用することも可能であり、それによって振幅抑制され
たスペクトル線がやはり同じように考慮される。
ーダ30への遷移である4kHzから4kHzよりも大きい値への
遷移の際に、遷移干渉が生じ得る。これらの遷移干渉
は、ビットストリームxOUT中に書き込まれる誤りスペク
トル値の形で姿を現わす。全体のコーダ／デコーダはそ
の後、たとえば1/アップサンプリング因子−ｘ（ｘ＝1,
2,3）までの周波数ラインのみが使用されるように、特
定されることが可能である。これは、第２のサンプリン
グ周波数によって到達可能な最高バンド幅の端での信号
X2cdの最終スペクトル線は考慮に入れられないという効
果を有する。それゆえ、重み付け機能は内密に使用さ
れ、上述の場合では、特定の周波数値より上はゼロであ
り、それより下は１の値を有するという矩形機能であ
る。その代わりとして、遷移干渉を示しているスペクト
ル線の振幅抑制を行う「よりソフトな」重み付け機能を
使用することも可能であり、それによって振幅抑制され
たスペクトル線がやはり同じように考慮される。
ここで、遷移干渉は、デコーダにおいて再び除去され
るので、可聴ではないということが指摘される。しかし
ながら、遷移干渉は、過剰な差分信号という結果に陥る
かもしれず、そのために差分コーディングによるコーデ
ィング利得が減少される。上述のように、重み付け機能
によって重み付けすることにより、コーディング利得の
喪失は、限界内に抑えられることが可能である。矩形機
能とは異なる重み付け機能は、付加的なサイド情報を必
要としない、というのはこの機能は、矩形機能と同様
に、コーダおよびデコーダにアプリオリに適合されるこ
とが可能だからである。
るので、可聴ではないということが指摘される。しかし
ながら、遷移干渉は、過剰な差分信号という結果に陥る
かもしれず、そのために差分コーディングによるコーデ
ィング利得が減少される。上述のように、重み付け機能
によって重み付けすることにより、コーディング利得の
喪失は、限界内に抑えられることが可能である。矩形機
能とは異なる重み付け機能は、付加的なサイド情報を必
要としない、というのはこの機能は、矩形機能と同様
に、コーダおよびデコーダにアプリオリに適合されるこ
とが可能だからである。
図２は、図１による基準化可能なオーディオコーダに
よりコード化されたデータをデコード化するためのデコ
ーダの実施例を示す。図１のビットフォーマッタ18の出
力データストリームは、図１に関しては前記データスト
リームxOUTからライン42、40および16上に存在する信号
を得るために、デマルチプレクサ46に供給される。コー
ド化された第２の信号x2cは、遅延部材48に供給され、
前記遅延部材48はデータ中へ遅延を導入し、これはシス
テムのその他の観察からおそらく必要であって、本願発
明を構成しない。
よりコード化されたデータをデコード化するためのデコ
ーダの実施例を示す。図１のビットフォーマッタ18の出
力データストリームは、図１に関しては前記データスト
リームxOUTからライン42、40および16上に存在する信号
を得るために、デマルチプレクサ46に供給される。コー
ド化された第２の信号x2cは、遅延部材48に供給され、
前記遅延部材48はデータ中へ遅延を導入し、これはシス
テムのその他の観察からおそらく必要であって、本願発
明を構成しない。
遅延の後、コード化された第２の信号x2cは、図２に
示されるようにライン52を介して出力され得るコード化
／デコード化された第２の時間信号xcd2を生成するため
に、図１のコーダ／デコーダ14においても実行される第
１のコーディングアルゴリズムによってデコード化を実
施するデコーダ50に供給される。コード化された重みつ
きスペクトル値Xcbは、重みつきスペクトル値Xbを得る
ために、再量子化手段34と同一であってもよい再量子化
手段54によって再量子化される。図１のライン40上に存
在する付加コード化差分値X'cdはまた、付加差分スペク
トル値X'dを得るために、再量子化手段54および再量子
化手段34（図１）と同一であってもよい再量子化手段56
によって再量子化される。ビットストリーム中で送信さ
れたサイド情報に基づく逆切り換えモジュール60の決定
にしたがって、サイマルキャストコーディングが使用さ
れた場合には、加算手段58は、既に第１の時間信号x1の
スペクトル値X1に相当しているスペクトル値XbおよびX'
dの合計を出す。
示されるようにライン52を介して出力され得るコード化
／デコード化された第２の時間信号xcd2を生成するため
に、図１のコーダ／デコーダ14においても実行される第
１のコーディングアルゴリズムによってデコード化を実
施するデコーダ50に供給される。コード化された重みつ
きスペクトル値Xcbは、重みつきスペクトル値Xbを得る
ために、再量子化手段34と同一であってもよい再量子化
手段54によって再量子化される。図１のライン40上に存
在する付加コード化差分値X'cdはまた、付加差分スペク
トル値X'dを得るために、再量子化手段54および再量子
化手段34（図１）と同一であってもよい再量子化手段56
によって再量子化される。ビットストリーム中で送信さ
れたサイド情報に基づく逆切り換えモジュール60の決定
にしたがって、サイマルキャストコーディングが使用さ
れた場合には、加算手段58は、既に第１の時間信号x1の
スペクトル値X1に相当しているスペクトル値XbおよびX'
dの合計を出す。
差分コーディングが使用された場合、加算手段58の出
力信号は、差分コーディングを取り消すために、加算手
段60に供給される。差分コーディングが逆切り換えモジ
ュール60に信号伝達された場合、これは図２における上
部の入力ブランチを閉鎖し、下部の入力ブランチにつな
がれ、その結果第１のスペクトル値X1が出力される。
力信号は、差分コーディングを取り消すために、加算手
段60に供給される。差分コーディングが逆切り換えモジ
ュール60に信号伝達された場合、これは図２における上
部の入力ブランチを閉鎖し、下部の入力ブランチにつな
がれ、その結果第１のスペクトル値X1が出力される。
ここで、図２に示されるように、コード化／デコード
化された第２の時間信号は、第２のスペクトル値X2cdを
得るために、フィルタバンク64によって周波数ドメイン
に変換されなければならないことが指摘される。なぜな
ら加算手段62の加算は、スペクトル値の加算だからであ
る。フィルタバンク64は、適当なバッファを使用する
際、様々な信号が連続的に供給されるのにただ１つの手
段が実行される必要があるように、フィルタバンクFB1
22およびFB2 24と同一であることが好ましい。代わ
りとして、適当な異なるフィルタバンクが使用されても
よい。
化された第２の時間信号は、第２のスペクトル値X2cdを
得るために、フィルタバンク64によって周波数ドメイン
に変換されなければならないことが指摘される。なぜな
ら加算手段62の加算は、スペクトル値の加算だからであ
る。フィルタバンク64は、適当なバッファを使用する
際、様々な信号が連続的に供給されるのにただ１つの手
段が実行される必要があるように、フィルタバンクFB1
22およびFB2 24と同一であることが好ましい。代わ
りとして、適当な異なるフィルタバンクが使用されても
よい。
上述のように、スペクトル値の量子化に使用される情
報は、心理音響学モジュール32によって、第１の時間信
号x1から引き出される。特に、送信されるデータの量を
縮小するという意味で、できるだけ粗くスペクトル値を
量子化するための努力がなされる。他方、量子化によっ
て持ちこまれた干渉は、可聴であるべきではない。心理
音響学モジュール32に存在するそれ自体公知のモデル
が、どの干渉も可聴でないように、量子化によって持ち
こまれるかもしれない許容可能な干渉エネルギーの計算
に使用される。公知の量子化器／コーダにおける制御ユ
ニットは、許容可能な干渉よりも小さいかまたはそれに
等しい量子化干渉を持ちこむ量子化オペレーションを行
うために、量子化器を制御する。これは、たとえばブロ
ック30に含まれる量子化器により量子化される信号が、
再び反量子化されるという方法で、公知のシステムにお
いて継続的に監視される。量子化器における入力信号を
量子化／反量子化された信号と比較することによって、
量子化によって実際に持ちこまれる干渉エネルギーが計
算される。量子化／反量子化された信号の実際の干渉エ
ネルギーは、制御ユニットにおいて許容可能な干渉エネ
ルギーと比較される。実際の干渉エネルギーが許容可能
な干渉エネルギーよりも高ければ、量子化器における制
御ユニットは、より細かい量子化に調節する。許容可能
な干渉エネルギーと実際のものとの比較は、典型的に各
心理音響学周波数バンドについて起こる。この方法は公
知であり、サイマルキャストコーディングが使用される
際に、本願発明による基準化可能なオーディオコーダに
よって使用される。
報は、心理音響学モジュール32によって、第１の時間信
号x1から引き出される。特に、送信されるデータの量を
縮小するという意味で、できるだけ粗くスペクトル値を
量子化するための努力がなされる。他方、量子化によっ
て持ちこまれた干渉は、可聴であるべきではない。心理
音響学モジュール32に存在するそれ自体公知のモデル
が、どの干渉も可聴でないように、量子化によって持ち
こまれるかもしれない許容可能な干渉エネルギーの計算
に使用される。公知の量子化器／コーダにおける制御ユ
ニットは、許容可能な干渉よりも小さいかまたはそれに
等しい量子化干渉を持ちこむ量子化オペレーションを行
うために、量子化器を制御する。これは、たとえばブロ
ック30に含まれる量子化器により量子化される信号が、
再び反量子化されるという方法で、公知のシステムにお
いて継続的に監視される。量子化器における入力信号を
量子化／反量子化された信号と比較することによって、
量子化によって実際に持ちこまれる干渉エネルギーが計
算される。量子化／反量子化された信号の実際の干渉エ
ネルギーは、制御ユニットにおいて許容可能な干渉エネ
ルギーと比較される。実際の干渉エネルギーが許容可能
な干渉エネルギーよりも高ければ、量子化器における制
御ユニットは、より細かい量子化に調節する。許容可能
な干渉エネルギーと実際のものとの比較は、典型的に各
心理音響学周波数バンドについて起こる。この方法は公
知であり、サイマルキャストコーディングが使用される
際に、本願発明による基準化可能なオーディオコーダに
よって使用される。
差分コーティングが決定された場合、差分スペクトル
値Xb以外のスペクトル値が量子化されることはないの
で、公知の方法は使用できない。心理音響学モデルは、
許容可能な干渉エネルギーEPMを各心理音響学周波数バ
ンドについて伝送するのであって、それは差分スペクト
ル値との比較には適さない。
値Xb以外のスペクトル値が量子化されることはないの
で、公知の方法は使用できない。心理音響学モデルは、
許容可能な干渉エネルギーEPMを各心理音響学周波数バ
ンドについて伝送するのであって、それは差分スペクト
ル値との比較には適さない。
図３は、図１の量子化器／コーダ30または38の詳細な
ブロック図を示す。重みつきスペクトル値Xbは、量子化
された重みつきスペクトル値Xqbを伝送する量子化器30a
に送られる。量子化された重みつきスペクトル値はその
後、量子化／反量子化された重みつきスペクトル値Xqdb
をもたらすために、反量子化器30bにおいて逆に量子化
される。後者は、心理音響学モジュール38から周波数バ
ンド毎に許容可能な干渉エネルギーEPMを受容する制御
ユニット30cに供給される。心理音響学モジュールの出
力と比較可能な信号をもたらすために、差を示す信号X
qdbに加えられるのは、信号X2cdである。制御ユニット3
0cにおいて、ある周波数バンドについての実際の干渉エ
ネルギーETSが、以下の式によって計算される： ETS＝Σ（X1［ｉ］−（Xqdb＋X2cd））２ 実際の干渉エネルギーETSを許容可能な干渉エネルギ
ーEPMと比較することによって、実際の干渉が許容可能
な干渉よりも小さくなるように量子化器30aの量子化処
理をライン30dを介して調節するために、制御ユニット
は量子化が細かすぎるか粗すぎるかを確認する。あるス
ペクトル値のエネルギーがその２乗によって計算される
こと、およびある周波数バンドのエネルギーはスペクト
ルバンドにおいて存在するスペクトル値の２乗を加える
ことによって決定されることは、専門家にとっては自明
である。さらに、差分コーディングにおいて使用される
周波数バンドの幅は、心理音響学周波数バンド（すなわ
ち周波数グループ）の幅と異なるかもしれないことを指
摘しておくのは重要である、というのは概してそれが実
情だからである。差分コーディングにおいて使用される
周波数バンドは、効果的なコーディングを得るために決
定され、一方で心理音響学周波数バンドまたは周波数グ
ループは、人間の耳、すなわち心理音響学モデルによる
観察に基づいて決定される。
ブロック図を示す。重みつきスペクトル値Xbは、量子化
された重みつきスペクトル値Xqbを伝送する量子化器30a
に送られる。量子化された重みつきスペクトル値はその
後、量子化／反量子化された重みつきスペクトル値Xqdb
をもたらすために、反量子化器30bにおいて逆に量子化
される。後者は、心理音響学モジュール38から周波数バ
ンド毎に許容可能な干渉エネルギーEPMを受容する制御
ユニット30cに供給される。心理音響学モジュールの出
力と比較可能な信号をもたらすために、差を示す信号X
qdbに加えられるのは、信号X2cdである。制御ユニット3
0cにおいて、ある周波数バンドについての実際の干渉エ
ネルギーETSが、以下の式によって計算される： ETS＝Σ（X1［ｉ］−（Xqdb＋X2cd））２ 実際の干渉エネルギーETSを許容可能な干渉エネルギ
ーEPMと比較することによって、実際の干渉が許容可能
な干渉よりも小さくなるように量子化器30aの量子化処
理をライン30dを介して調節するために、制御ユニット
は量子化が細かすぎるか粗すぎるかを確認する。あるス
ペクトル値のエネルギーがその２乗によって計算される
こと、およびある周波数バンドのエネルギーはスペクト
ルバンドにおいて存在するスペクトル値の２乗を加える
ことによって決定されることは、専門家にとっては自明
である。さらに、差分コーディングにおいて使用される
周波数バンドの幅は、心理音響学周波数バンド（すなわ
ち周波数グループ）の幅と異なるかもしれないことを指
摘しておくのは重要である、というのは概してそれが実
情だからである。差分コーディングにおいて使用される
周波数バンドは、効果的なコーディングを得るために決
定され、一方で心理音響学周波数バンドまたは周波数グ
ループは、人間の耳、すなわち心理音響学モデルによる
観察に基づいて決定される。
第１のサンプリングレートは48kHzであり第２のサン
プリング周波数は8kHzである本例が、単に例示的なもの
に過ぎないことは、専門家には明らかである。第２の低
い方のサンプリング周波数に8kHzよりも低い周波数を使
用することもまた可能である。全体のシステムについて
のサンプリング周波数としては、48kHz、44.1kHz、32kH
z、24kHz、22.05kHz、16kHz、8kHzまたはその他のあら
ゆる適当なサンプリング周波数が使用されてよい。第１
の段階のコーダ／デコーダ14のビットレートの範囲は、
上述のように、毎秒4.8kbitから毎秒8kbitでよい。第２
の段階における第２のコーダのビットレートの範囲は、
48、44.1、32、24、16および8kHzの各々サンプリングレ
ートで毎秒０から64、69.659、96、128、192または256k
bitでよい。第３の段階のコーダのビットレートの範囲
は、全てのサンプリングレートについて毎秒8kbitから
毎秒448kbitでよい。
プリング周波数は8kHzである本例が、単に例示的なもの
に過ぎないことは、専門家には明らかである。第２の低
い方のサンプリング周波数に8kHzよりも低い周波数を使
用することもまた可能である。全体のシステムについて
のサンプリング周波数としては、48kHz、44.1kHz、32kH
z、24kHz、22.05kHz、16kHz、8kHzまたはその他のあら
ゆる適当なサンプリング周波数が使用されてよい。第１
の段階のコーダ／デコーダ14のビットレートの範囲は、
上述のように、毎秒4.8kbitから毎秒8kbitでよい。第２
の段階における第２のコーダのビットレートの範囲は、
48、44.1、32、24、16および8kHzの各々サンプリングレ
ートで毎秒０から64、69.659、96、128、192または256k
bitでよい。第３の段階のコーダのビットレートの範囲
は、全てのサンプリングレートについて毎秒8kbitから
毎秒448kbitでよい。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 ブランデンブルク カールハインツ
ドイツ連邦共和国 Ｄ―91054 エアラ
ンゲン ハーグシュトラーセ 32
(56)参考文献 特開 平９−127987（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−263096（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−64749（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−95698（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G10L 19/02
G10L 19/00
Claims (15)
- 【請求項１】第１のサンプリングレートでサンプリング
された離散的な第１の時間信号（x1）をコード化するた
めの方法であって、前記方法は以下のステップを含む： 第１の時間信号（x1）から、第１のサンプリングレート
よりも低い第２のサンプリングレートに相当するバンド
幅を有する第２の時間信号（x2）を生成するステップ； 第２の信号（x2c）を得るために、第１のコーディング
アルゴリズムに従って第２の時間信号（x2）をコード化
するステップ： 第２のサンプリング周波数に相当するバンド幅を有する
コード化／デコード化された第２の時間信号（x2cd）を
得るために、第１のコーディングアルゴリズムに従って
コード化された第２の信号（x2c）をデコード化するス
テップ； 第１のスペクトル値（X1）を得るために、第１の時間信
号（x1）を周波数ドメインに変換するステップ； 周波数ドメインにおけるコード化／デコート化された第
２の時間信号（x2cd）の表示であり、実質的に第１のス
ペクトル値（X1）に等しい時間および周波数分解能を有
する第２のスペクトル値（X2cd）を、コード化／デコー
ド化された第２の時間信号（x2cd）から生成するステッ
プ； 数において第１のスペクトル値（X1）の数に相当する重
みつきスペクトル値（Xb）を得るために、第２のスペク
トル値（X2cd）によって第１のスペクトル値（X1）を重
み付けするステップ；および コード化された重みつきスペクトル値（Xcd）を得るた
めに、第２のコーディングアルゴリズムに従って、重み
つきスペクトル値（Xb）をコード化するステップ。 - 【請求項２】請求項１に記載の方法であって、第２のス
ペクトル値（X2cd）を生成するステップは以下のステッ
プを含む： 修正されコード化／デコード化された第２の信号を得る
ために、第１のサンプリングレート対第２のサンプリン
グレート−１の比に等しい数のゼロ値を、コード化／デ
コード化された第２の時間信号（x2cd）の各離散値の間
に挿入するステップ； 修正されたスペクトル値を得るために、修正されコード
化／デコード化された第２の信号を周波数ドメインに変
換するステップ； 第２のスペクトル値（X2cd）を得るための修正されたス
ペクトル値の範囲を選択するステップであり、前記範囲
は、最低周波数でのスペクトル値から第２の時間信号
（x2）のバンド幅の値と実質的に等しい周波数値のスペ
クトル値まで及ぶ。 - 【請求項３】請求項１に記載の方法であって、第２のス
ペクトル値（X2cd）を生成するステップは以下のステッ
プを含む： 修正されコード化／デコード化された第２の信号を得る
ために、第１のサンプリング周波数対第２のサンプリン
グ周波数−１の比に等しい数のゼロ値を各コード化／デ
コード化された第２の時間信号（x2cd）の間に挿入する
ステップ； 修正されコード化／デコード化された第２の信号からス
ペクトル値の範囲のみを計算するステップであり、前記
範囲は、最低の周波数のスペクトル値から第２の時間信
号（x2）のバンド幅の値に等しい周波数のスペクトル値
にまで及ぶ。 - 【請求項４】第２の時間信号（x2）のバンド幅の値に相
当する周波数周辺の少数のスペクトル線は選択されない
か、または重み付け機能によって重み付けされてから選
択される、請求項２または３に記載の方法。 - 【請求項５】先行するいずれかの請求項に記載の方法で
あって、重み付けのステップは以下のステップを含む： 差分スペクトル値（Xd）を得るために、第１のスペクト
ル値（X1）から第２のスペクトル値（X2cd）を減算する
ステップ； 差分スペクトル値（Xd）のエネルギーを計算するステッ
プ； 第１のスペクトル値（X1）のエネルギーを計算するステ
ップ； 差分スペクトル値（Xd）および第１のスペクトル値
（X1）のエネルギーを周波数選択比較するステップ； ある周波数区分において、差分スペクトル値（Xd）のエ
ネルギーが、0.1および10の間の因子ｋによって乗算さ
れた第１のスペクトル値（X1）のエネルギーを超えてい
る場合、 第１のスペクトル値（X1）を重みつきスペクトル値とし
て決定するステップ；および そうでなければ、差分スペクトル値（Xd）を重みつきス
ペクトル値（Xb）として決定するステップ。 - 【請求項６】前記周波数選択比較は周波数グループの形
で実行される、請求項５に記載の方法。 - 【請求項７】第２のコーディングアルゴリズムによる重
みつきスペクトル値（Xb）のコード化が、心理音響学モ
デルを考慮して実行される、先行の請求項のいずれかに
記載の方法。 - 【請求項８】請求項７に記載の方法であって、コード化
は以下のステップを含む： 心理音響学モデルを考慮して、第１の時間信号（x1）か
らある周波数バンドにおける許容可能な干渉エネルギー
（EPM）を計算するステップ； 前記周波数バンドにおいて重みつきスペクトル値（Xb）
を量子化するステップ； 前記周波数バンドにおいて量子化された重みつきスペク
トル値（Xqb）を反量子化するステップ； 前記周波数バンドにおける実際の干渉エネルギー
（ETS）を以下の式によって計算するステップであっ
て、 ETS＝Σ（X1［ｉ］−（Xqdb＋X2cd））２ この式におけるX1は第１のスペクトル値を表し、Xqdbは
量子化／反量子化された重みつきスペクトル値を表し、
X2cdは第２のスペクトル値を表し、ｉはスペクトル値の
加算指数を表し、ｉは周波数バンドの第１のスペクトル
値から周波数バンドの最後のスペクトル値まで及ぶステ
ップ； 実際の干渉エネルギー（ETS）を前記周波数バンドにお
ける許容可能な干渉エネルギー（EPM）と比較するステ
ップ； 前記周波数バンドにおいて実際の干渉エネルギー
（ETS）が許容可能な干渉エネルギー（EPM）よりも高い
場合、周波数バンドにおいてより細かい量子化でコード
化するステップ；および そうでなければ、周波数バンドにおいてより粗い量子化
でコード化するステップ。 - 【請求項９】第２のコーディングアルゴリズムによるコ
ーディングは、冗長度抑圧のためのハフマンコーディン
グを含む、先行する請求項のいずれかに記載の方法。 - 【請求項１０】先行するいずれかの請求項に記載の方法
であって、さらに以下のステップを含む： 送信可能なデータストリーム（xOUT）を得るために、コ
ード化された第２の信号（x2c）およびコード化された
重みつき信号（Xcb）をフォーマットするステップ。 - 【請求項１１】請求項１から８のいずれかに記載の方法
であって、重みつきスペクトル値（Xb）のコーディング
のステップに続いて以下のステップを含む： コード化／デコード化された重みつきスペクトル値（X
cdb）を得るために、重み付けされコード化されたスペ
クトル値（Xcb）をデコード化するステップ； 付加差分スペクトル値（X'd）を得るために、重みつき
スペクトル値（Xb）からコード化／デコード化された重
みつきスペクトル値（Xcdb）を減算するステップ； コード化された付加スペクトル値（X'cd）を得るため
に、第２のコーディングアルゴリズムに従って付加差分
スペクトル値（X'd）をコード化するステップ。 - 【請求項１２】請求項10に記載の方法であって、さらに
以下のステップを含む： 送信可能なデータストリーム（xOUT）を得るために、コ
ード化された第２の信号（X2c）、コード化された重み
つきスペクトル値（Xb）およびコード化された付加差分
スペクトル値（X'cd）をフォーマットするステップ。 - 【請求項１３】コード化された離散信号をデコード化す
るための方法であって、以下のステップを含む： コード化／デコード化された第２の離散時間信号
（x2cd）を得るために、第１のコーディングアルゴリズ
ムによって、コード化された第２の信号（x2c）をデコ
ード化するステップ； 重みつきスペクトル値（Xb）を得るために、第２のコー
ディングアルゴリズムによって、コード化された重みつ
きスペクトル値（xcb）をデコード化するステップ； 第２のスペクトル値（X2cd）を得るために、コード化／
デコード化された第２の離散時間信号（x2）を周波数ド
メインに変換するステップ； 第１のスペクトル値（X1）を得るために、重みつきスペ
クトル値（Xb）および第２のスペクトル値（X2cd）を逆
に重み付けするステップ；および 第１の離散時間信号（x1）を得るために、第１のスペク
トル値（X1）を時間ドメインに再変換するステップ。 - 【請求項１４】第１のサンプリングレートでサンプリン
グされた離散的な第１の時間信号（x1）をコード化する
ための装置であって、以下を含む： 第１のサンプリングレートよりも低い第２のサンプリン
グレートに相当するバンド幅を有する第２の時間信号
（x2）を、第１の時間信号（x1）から、生成する手段
（12）； コード化された第２の信号（x2c）を得るために、第１
のコーディングアルゴリズムに従って第２の時間信号
（x2）をコード化する手段（14）； 第２のサンプリング周波数に相当するバンド幅を有する
コード化／デコード化された第２の時間信号（x2cd）を
得るために、第１のコーディングアルゴリズムに従って
コード化された第２の信号（x2c）をデコード化する手
段（14）； 第１のスペクトル値（X1）を得るために、第１の時間信
号（X1）を周波数ドメインに変換する手段（24）； 周波数ドメインにおいてコード化／デコード化された第
２の時間信号（x2cd）の表示であり、第１のスペクトル
値（X1）と実質的に等しい時間および周波数分解能を有
する第２のスペクトル値（X2cd）を、コード化／デコー
ド化された第２の時間信号（x2cd）から生成する手段
（22）； 数において第１のスペクトル値（X1）の数に相当する重
みつきスペクトル値（Xb）を得るために、第２のスペク
トル値（X2cd）によって、第１のスペクトル値（X1）を
重み付けする手段（26、28）；および コード化された重みつきスペクトル値（Xcb）を得るた
めに、第２のコーディングアルゴリズムに従って、重み
つきスペクトル値（Xb）をコード化する手段（30）。 - 【請求項１５】コード化された時間離散信号をデコード
化するための装置であって、以下を含む： コード化／デコード化された第２の離散時間信号
（x2cd）を得るために、第１のコーディングアルゴリズ
ムによって、コード化された信号（x2c）をデコード化
する手段（50）； 重みつきスペクトル値（Xb）を得るために、第２のコー
ディングアルゴリズムによって、コード化された重みつ
きスペクトル値（Xcb）をデコード化する手段（54）； 第２のスペクトル値（X2cd）を得るために、コード化／
デコード化された第２の離散時間信号（x2）を周波数ド
メインに変換する手段（64）； 第１のスペクトル値（X1）を得るために、重みつきスペ
クトル値（Xb）および第２のスペクトル値（X2cd）を逆
に重み付けする手段；および 第１の離散時間信号（x1）を得るために、第１のスペク
トル値（X1）を時間ドメインに変換する手段（66）。
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