JP2000508091A - 離散信号のコード化およびコード化された離散信号のデコード化のための各方法および各装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 第１のサンプリングレートでサンプリングされた離散時間信号（ｘ₁）をコード化する方法において、第２の時間信号（ｘ₂）は、第１のサンプリングレートよりも低い第２のサンプリングレートに相当するバンド幅を有する第１の時間信号を用いて生成される。第２の時間信号は、第１のコーディングアルゴリズムに従ってコード化される。コード化された第２の信号（ｘ_2c）は、第２のサンプリング周波数に相当するバンド幅を有するコード化／デコード化された第２の時間信号（ｘ_2cd）を得るために、再びデコード化される。第１の時間信号は、周波数ドメイン変換によって、第１のスペクトル値（Ｘ₁）になる。第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）は、コード化／デコード化された第２の時間信号から生成され、第２のスペクトル値は、周波数ドメインにおけるコード化／デコード化された時間信号の表示である。重みつきスペクトル値を得るために、第１のスペクトル値は、第２のスペクトル値によって重み付けされ、第１および第２のスペクトル値は、同じ周波数および時間分解能を有する。重みつきスペクトル値（Ｘ_b）は、心理音響学モデルを考慮して第２のコーディングアルゴリズムに従ってコード化され、ビットストリーム中に書き込まれる。

Description

【発明の詳細な説明】 離散信号のコード化およびコード化された離散信号のデコード化のための各方 法および各装置 本願発明は、離散信号のコード化およびコード化された離散信号のデコード化 のための各方法および各装置に関し、特に、基準化可能なオーディオコーダの効 果的な差分コーディングの実行に関する。 基準化可能なオーディオコーダは、モジュール構造のコーダである。たとえば ８ｋＨｚでサンプリングが行われた信号を処理し、毎秒４．８から８キロビット のデータレートを出力することが可能な現存のスピーチコーダを使用しようとい う努力がなされている。たとえば専門家に知られているＧ．７２９、Ｇ．７２３ 、ＦＳ１０１６およびＣＥＬＰ等のこれら公知のコーダは、通常８ｋＨｚでサン プリングされた信号向けに設計されており、最高４ｋＨｚの可聴バンド幅しかコ ード化できないため、主に話声信号をコード化するのに役立つのであり、概して より高い音質の音楽信号のコード化には適していない。しかしながら、該してそ れらはより速いオペレーションおよび低い演算消費量を示す。 音楽信号のオーディオコーディングについて、たとえばＨＩＦＩ品質またはＣ Ｄ品質を得るために、基準化可能なコーダは、スピーチコーダと、たとえば４８ ｋＨｚのより高いサンプリングレートで信号をコード化することが可能なオーデ ィオコーダとを結合させたものを使用する。もちろん上記のスピーチコーダを、 たとえばＭＰＥＧ１、ＭＰＥＧ２またはＭＰＥＧ３の標準に従うミュージック／ オーディオコーダといった別のコーダに置き換えることも可能である。 そのようなスピーチコーダとよりグレードの高いオーディオコーダとのカスケ ード接続は、通常、時間ドメインにおける差分コーディングの方法を使用する。 たとえば４８ｋＨｚのサンプリングレートを有する入力信号は、ダウンサンプリ ングフィルタによってスピーチコーダに適したサンブリング周波数にダウンサン プリングされる。ダウンサンプリングされた信号は、その後コード化される。コ ード化された信号は、その送信のために、ビットストリームフォーマッティング 手段に直接供給されることが可能である。しかし、それは最高でたとえば４ｋＨ ｚのバンド幅の信号しか含まない。さらに、コード化された信号は、再びデコー ド化されアップサンプリングフィルタによってアップサンプリングされる。しか し、ダウンサンプリングフィルタのために、そのようにして得られた信号は、た とえば４ｋＨｚのバンド幅の有用な情報しか含まない。さらに、コーダは該して コーディング時エラーを持ちこむので、アップサンプリングされコード化／デコ ード化された信号の４ｋＨｚまでのより低いバンド域におけるスペクトルの内容 は、４８ｋＨｚでサンプリングされた入力信号の最初の４ｋＨｚバンドに正確に 対応しないことが注目される（“Ｆｉｒｓｔ Ｉｄｅａｓ ｏｎ Ｓｃａｌａｂ ｌｅ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ”，Ｋ．Ｂｒａｎｄｅｎｂｕｒｇ，Ｂ．Ｇｒｉ ｌｌ，９７ｔｈ ＡＥＳ−Ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ，Ｓａｎ Ｆｒａｎｃｉｓｃｏ ，１９９４，Ｐｒｅｐｒｉｎｔ ３９２４参照）。 既に指摘されたように、基準化可能なコーダは、公知のスピーチコーダと、よ り高いサンプリングレートで信号処理が可能なオーディオコーダの両方を含む。 ４ｋＨｚより高い周波数を有する入力信号の信号成分を送信することを可能にす るために、各々個々の時間離散サンプリング値に関し、８ｋＨｚの入力信号およ びコード化／デコード化されアップサンプリングされたスピーチコーダの出力信 号の差が形成される。この差は、専門家に知られるように、その後、量子化され 、公知のオーディオコーダによってコード化されてよい。ここで、より高いサン プリングレートでの信号のコード化が可能なオーディオコーダに供給される差分 信号は、スピーチコーダのコーディング時エラーは別として、より低い周波数帯 域において実質的にゼロであることが注目される。スピーチコーダのアップサン プリングされコード化／デコード化された出力信号のバンド幅より上のスペクト ル域において、差分信号は、４８ｋＨｚで実質的に真の入力信号に相当する。 第１の段階、すなわちスピーチコーダの段階では、概してコード化信号の非常 に低いビットレートが焦点となっているので、低いサンプリング周波数のコーダ が最もよく使用される。現在、上述のコーダも含め、数キロビット（２から８キ ロビットまたはそれ以上）のビットレートで作動する数種のコーダが存在する。 さらに、そのような低いビットレートではより大きい可聴バンド幅はいずれにし ろ不可能であり、また低いサンプリング周波数でのコード化は演算消費量に関し てより有用であるので、前記コーダは、最高８ｋＨｚのサンプリング周波数を許 容する。最高可能可聴バンド幅は４ｋＨｚであり、実用化においては約３．５ｋ Ｈｚに制限される。その後、付加的な段階、すなわちオーディオコーダを含む段 階においてバンド幅の改良を達成しようとする場合、この付加的な段階は、より 高いサンプリング周波数で作動することを余儀なくされるであろう。 サンプリング周波数の整合のために、間引きおよび内挿フィルタが、各々ダウ ンサンプリングおよびアップサンプリングに使用される。有用な相挙動を得るた めに、概してＦＩＲフィルタ（ＦＩＲ＝有限長インパルス応答）が使用されるの で、数百の係数または「タップ」のフィルタ配置が、たとえば８ｋＨｚから４８ ｋＨｚの整合に必要とされ得る。 この先行技術から始まって、本願発明の目的は、複雑なアップサンプリングフ ィルタなしで作動することが可能な、離散信号のコード化およびコード化された 離散信号のデコード化各々のための方法および装置をもたらすことである。 この目的は、請求項１によるコード化の方法、請求項１３によるデコード化の 方法、請求項１４によるコード化のための装置、および請求項１５によるデコー ド化のための装置によって達成される。 本願発明の利点は、本願発明による少なくとも２つの別個のコーダを含むコー ド化用装置（基準化可能なオーディオコーダ）では、第２のコーダが心理音響学 モデルを考慮して最適な方法で作動可能であることに存する。 本願発明は、スペクトル域内でコード化またはデコード化を行うオーディオコ ーダまたはデコーダが各々使用される場合、並びにより低いオーダーのコーダま たはデコーダのコード化／デコード化された出力信号とオリジナルの入力信号と の各々差および逆差の形成、またはそれに基づく信号のスペクトル表示が各々周 波数ドメインにおいて高いサンプリング周波数で実行される場合、多くの計算時 間を伴うアップサンプリングフィルタを使用せずにすむという洞察に基づく。そ れゆえ、より低いオーダーのコーダのコード化／デコード化された出力信号を、 伝統的なアップサンプリングフィルタでアップサンプリングする必要はもはやな く、たった２つのフィルタバンク、すなわちまさにより低いオーダーのコーダの コード化／デコード化された出力信号そのもののための１つのフィルタバンク、 そして高いサンプリング周波数のオリジナルの入力信号のための１つのフィルタ バンクのみが必要とされる。 上述のフィルタバンクはともに、重みつきスペクトル値を形成するために、出 力信号として、好ましくは減算手段の形態である適当な重み付け手段で重み付け されたスペクトル値を伝送する。これらの重みつきスペクトル値は、心理音響学 モデルを考慮して、その後、量子化器およびコーダによってコー-ド化され得る 。重みつきスペクトル値の量子化およびコード化から生ずるデータは、適当な方 法で多重化されて送信または記憶され得るように、好ましくはより低いオーダー のコーダのコード化された信号とともに、ビットフォーマッティング手段に供給 され得る。 ここで、計算時間の節約は、実際のところ莫大であることが注目される。上述 の例では、スピーチコーダは８ｋＨｚでサンプリングされた信号を処理し、さら には、４８ｋＨｚでサンプリングされた信号がコード化されることになっていた が、アップサンプリングＦＩＲフィルタは、サンプリングされた値またはサンプ ル毎に、１００より多い乗算を必要とするが、一方、専門家には公知のようにＭ ＤＣＴによって実行可能なフィルタバンクは、サンプリングされた値毎に、単に 十から数十（たとえば約３０）の乗算しか必要としない。 ここで、本願発明による基準化可能なオーディオコーダでは、第１および第２ の段階における２つのコーダが２つの異なるサンプリング周波数向けに設計され ているかぎり、スピーチコーダもまたＭＰＥＧ１からＭＰＥＧ３の標準に従う任 意のコーダによって置き換えられてもよいということが指摘される。 本願発明による実施例が、添付の図面を参照しながら以下詳細に説明される。 図１は、本願発明によるコード化のための装置のブロック図を示す。 図２は、コード化された離散時間信号をデコード化するための装置のブロック 図を示す。 図３は、図１の量子化器／コーダの詳細なブロック図を示す。 図１は、本願発明による（基準化可能なオーディオコーダの）時間離散信号を コード化するための装置の主要なブロック図を示す。たとえば４８ｋＨｚの第１ のサンプリングレートでサンプリングされた離散時間信号ｘ₁が、ダウンサンプ リングフィルタ１２の手段で、第１のサンプリングレートよりも低い、たとえば ８ｋＨｚの第２のサンプリングレートにもたらされる。第１および第２のサンプ リングレートは、整数値の比を構成するのが好ましい。間引きフィルタとして実 行されてよいダウンサンプリングフィルタ１２の出力信号は、第１のコーディン グアルゴリズムに従って入力信号をコード化するコーダ／デコーダ１４に入力さ れる。上述のように、コーダ／デコーダ１４は、たとえばＧ．７２９、Ｇ．７２ ３、ＦＳ１０１６、ＭＰＥＧ−４、ＣＥＬＰ等のより低いオーダーのスピーチコ ーダでよい。そのようなコーダは、毎秒４．８キロビットのデータレート（ＦＳ １０１６）から毎秒８キロビットのデータレート（Ｇ．７２９）で作動する。そ れらは全て８ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングされた信号を処理する 。しかしながら、他のデータレートおよびサンプリング周波数を各々利用する、 任意の他のコーダを使用してよいということは、専門家にとっては自明である。 コーダ１４によってコード化された信号、すなわちコード化された第２の信号 ｘ_2cは、コーダ１４に依存するビットストリームであって、上述のビットレート のうちの１つで存在しており、ライン１６を介して、機能については後ほど記述 するビットフォーマッティング手段１８に供給される。ダウンサンプリングフィ ルタ１２とともにコーダ／デコーダ１４は、本願発明による基準化可能なオーデ ィオコーダの第１の段階を構成する。 ライン１６上に出力されるコード化された第２の時間信号ｘ_2cは、さらに、コ ード化／デコード化された第２の時間信号ｘ_2cdをライン２０上に生成するため に、再び第１のコーダ／デコーダ１４においてデコード化される。コード化／デ コード化された第２の時間信号ｘ_2cdは、第１の離散時間信号ｘ₁と比較して、減 少されたバンド幅を有する時間離散信号である。上述の数値的な例において、第 １の離散時間信号ｘ₁は、サンプリング周波数が４８ｋＨｚなので、最高で２４ ｋＨｚのバンド幅を有する。コード化／デコード化された第２の時間信号ｘ_2cd は、ダウンサンプリングフィルタ１２が間引きによって第１の時間信号ｘ₁を８ ｋＨｚのサンプリング周波数に変換したので、最高で４ｋＨｚのバンド幅を有す る。ゼロから４ｋＨｚまでのバンド幅内で、信号ｘ₁およびｘ_cdは、コーダ／デ コーダ１４によって持ちこまれたコーディング時エラーを除けば同一である。 ここで、コーダ１４によって持ちこまれたコーディング時エラーは、常に小さ なエラーとはかぎらず、たとえば非常に過渡的な信号が第１のコーダにおいてコ ード化される場合などに、これらは容易に有用な信号の振幅のオーダーに達し得 るということが指摘される。この理由で、以下に説明するように、差分コーディ ングがそもそも意味があるのかどうかについて試験が行われる。 信号ｘ_2cdとともに信号ｘ₁は、各々フィルタバンクＦＢ１ ２２およびフィル タバンクＦＢ２ ２４に供給される。フィルタバンクＦＢ１ ２２は、信号ｘ_cd の周波数ドメインの表示を構成するスペクトル値Ｘ_2cdを生成する。それとは対 照的に、フィルタバンクＦＢ２は、オリジナルの、第１の時間信号ｘ₁の周波数 ドメインの表示を構成するスペクトル値Ｘ₁を生成する。両方のフィルタバンク の出力信号は、加算手段２６において減算される。より厳密に言えば、フィルタ バンクＦＢ１ ２２の出力スペクトル値Ｘ_2cdは、フィルタバンクＦＢ２ ２４ の出力スペクトル値から減算される。加算手段２６の下流に接続されるのは、入 力信号として加算手段２６の出力信号Ｘ_dおよびフィルタバンク２２４の出力信 号Ｘ₁、すなわち以下においてスペクトル値Ｘ₂と呼ばれる第１の時間信号のスペ クトル表示の両方を受信する、切り換えモジュールＳＭ２８である。 切り換えモジュール２８は、専門家には知られているように、心理音響学モジ ュール３２によって記号で示される心理音響学モデルを考慮した量子化を行う量 子化／コード化手段３０に供給する。２つのフィルタバンク２２、２４、加算手 段２６、切り換えモジュール２８、量子化器／コーダ３０および心理音響学モジ ュール３２は、本願発明による基準化可能なオーディオコーダの第２の段階を構 成する。 本願発明の基準化可能なオーディオコーダの第３の段階は、量子化器／コーダ ３０によって実行された処理を逆転する再量子化器３４を含む。再量子化器３４ の出力信号Ｘ_cdbは、負符号付きで付加加算手段３６に供給され、一方切り換え モジュール２８の出力信号Ｘ_bは、正符号付きで付加加算手段３６に供給される 。付加加算手段３６の出力信号Ｘ’_dは、心理音響学モジュール３２に存在する 心理音響学モデルを考慮して、付加量子化器／コーダ３８で量子化およびコード 化され、その結果それはライン４０上のビットフォーマッティング手段１８にも 達する。ビットフォーマッティング手段１８はさらに、第１の量子化器／コーダ ３０の出力信号Ｘ_cdを受信する。ライン４４上に存在しているビットフォーマッ ティング手段１８の出力信号Ｘ_OUTは、図１から推測できるように、コード化さ れた第２の時間信号ｘ_2c、第１の量子化器／コーダ３０の出力信号X_cbおよび付 加量子化器／コーダ３８の出力信号Ｘ’_cdを含む。 以下において、図１による基準化可能なオーディオコーダの作動が説明される 。第１のサンプリングレートでサンプリングされた離散的な第１の時間信号ｘ₁ は、上述のように、バンド幅が第２のサンプリングレートに相当する第２の時間 信号ｘ₂を生成するために、ダウンサンプリングフィルタ１２に供給され、この とき第２のサンプリングレートは第１のサンプリングレートよりも低い。コーダ ／デコーダ１４は、第２の時間信号ｘ₂から、第２のコード化された時間信号ｘ_{2 c} を第１のコーディングアルゴリズムに従って生成し、また続くデコード化操作 により第１のコーディングアルゴリズムに従ってコード化／デコード化された第 ２の時間信号ｘ_2cdを生成する。コード化／デコード化された第２の時間信号ｘ_{2 cd} は、その周波数ドメインの表示を構成する第２のスペクトル値Ｘ_2cdを生成す るために、第１のフィルタバンクＦＢ１ ２２によって周波数ドメインに変換さ れる。 ここで、コード化／デコード化された第２の時間信号ｘ_2cdは、第２のサンプ リング周波数、すなわち例においては８ｋＨｚを有する時間信号である。これら の信号の周波数ドメインの表示、並びに第１の、すなわち高いサンプリング周波 数を有する第１の時間信号ｘ₁から第２のフィルタバンクＦＢ２ ２４によって 生成される第１のスペクトル値Ｘ₁は、今や重み付けされている。時間と周波数 に関して同一の分解能を有する比較信号を得るために、８ｋＨｚの信号、すなわ ち第２のサンプリング周波数を有する信号が、第１のサンプリング周波数を有す る信号に変換されなければならない。 このことは、特定の数のゼロの値が信号ｘ_2cdの個々の時間離散サンプリング 値の間に導入されることにおいて実行可能である。ゼロの値の数は、第１および 第２のサンプリング周波数間の比から計算される。第１の（高い）サンプリング 周波数対第２の（低い）サンプリング周波数の比は、アップサンプリング因子と 呼ばれる。専門家の間では公知であるように、ゼロの導入は、非常に低い演算消 費量で可能であるが、信号ｘ_2cdにおいて、全体ではゼロが導入される回数だけ 信号ｘ_2cdの低い周波数または有用なスペクトルが繰り返されるという効果を持 つエイリアシングエラーを引き起こす。その後、エイリアシングエラーを受けた 信号ｘ_2cdは、第２のスペクトル値Ｘ_2cdを生成するために、第１のフィルタバン クＦＢＩによって周波数ドメインに変換される。 たとえば５つのゼロがコード化／デコード化された第２の信号ｘ_2cdの各サン プリング値の間に挿入されることによって、最初から信号の６番目毎のサンプリ ング値がゼロではないと分かっている信号が形成される。このことは、この信号 をフィルタバンクまたはＭＤＣＴによって、または任意のフーリエ変換によって 、周波数ドメインに変換する際に利用され得る、なぜなら、たとえば単純ＦＦＴ 中で起きる特定の加算が省かれることが可能だからである。変換される信号の構 造が前もって分かっていることは、それゆえに、前記信号の周波数ドメインへの 変換において計算時間を節約するために有利に使用され得る。 第２のスペクトル値Ｘ_2cdは、より低い部分においてのみ、コード化／デコー ド化された第２の時間信号ｘ_2cdの正確な表示であり、これがフィルタバンクＦ Ｂ１の出力で、全体のスペクトル線Ｘ_2cdのうちせいぜい１／アップサンプリン グ因子という分数ぐらいしか用いられない理由である。ここで、使用されるスペ クトル線Ｘ_2cdの数は、コード化／デコード化された第２の時間信号ｘ_2cdへのゼ ロの挿入のために、エイリアシングエラーのない第１の時間信号ｘ₁の周波数表 示を構成する第１のスペクトル値Ｘ₁と同じ時間および周波数分解能を有するこ とが指摘される。２つの信号Ｘ_2cdおよびｘ₁は、重みつきスペクトル値Ｘ_bまた はＸ₁を形成するために、減算手段２６においてとともに切り換えモジュール２ ８において重み付けされる。その後、切り換えモジュール２８は、いわゆるサイ マルキャスト−差分切り換え動作を実行する。 第２の段階において差分コーディングを使用するのが常に有益とはかぎらない 。これは、たとえば差分信号、すなわち加算手段２６の出力信号が、第２のフィ ルタバンクの出力信号Ｘ₁より高いエネルギーを示す場合に当てはまる。さらに 、任意のコーダが第１の段階のコーダ／デコーダ１４に使用されてもよいことか ら、コーダが、第２の段階においてコード化が困難な特定の信号成分を生成する ということも起こり得る。コーダ／デコーダ１４は、それによってコード化され た信号の相情報を維持することが好ましく、それは専門家の間では「波形コーデ ィング」または「信号形状コーディング」と呼ばれている。差分コーディングと サイマルキャストコーディングのどちらを使用するかに関する第２の段階の切り 換えモジュール２８における決定は、周波数に従ってなされる。 「差分コーディング」とは、第２のスペクトル値Ｘ_2cdおよび第１のスペクト ル値Ｘ₁との差のみがコード化されるという意味である。しかしながら、もしそ のような差分コーディングが、差分信号のエネルギーの内容が第１のスペクトル 値Ｘ₁のエネルギーの内容よりも高いために都合が悪いならば、差分コーディン グは差し控えられる。差分コーディングが差し控えられる場合、例においては４ ８ｋＨｚでサンプリングされた、時間信号ｘ₁の第１のスペクトル値Ｘ₁は、切り 換えモジュール２８によってつながれ、切り換えモジュールＳＭ２８の出力信号 として使用される。 差の形成が周波数ドメインで起きるということのために、両方の信号Ｘ₁およ びＸ_2cdとの差がいずれにしても計算されるので、サイマルキャストまたは差分 コーディングの周波数選択的選択が容易に実行され得る。それゆえ、スペクトル における差の形成は、差分コーディングを受けるべき周波数ドメインの単純な周 波数選択的選択を可能にする。差分コーディングからサイマルキャストコーディ ングへの切り換えは、基本的に各スペクトル値に対して個別に起こり得る。しか し、これはあまりにも多くのサイド情報を必要とし、絶対的に必要でもない。そ れゆえ、たとえば周波数グループの形で、差分スペクトル値および第１のスペク トル値とのエネルギーの比較を行うことが好ましい。代わりの方法として、最初 から特定の周波数バンド、たとえば各々５００Ｈｚ幅の８バンドと決めておくこ とも可能であり、それは時間信号ｘ₂が４ｋＨｚのバンド幅を有する場合、再び 信号Ｘ_2cdのバンド幅という結果になる。周波数バンドの決定に際しての妥協は 、送信されるべきサイド情報の量、すなわちある周波数バンドにおいて差分コー ディングが活性か否かについて、可能な限り頻繁に差分コーディングが行われる ことから生ずる利益に対して、比較考量することにある。 たとえば各バンドについて８ビット、差分コーディングまたはその他の適切な コーディングについてのオン／オフビット等のサイド情報は、ビットストリーム において送信されることが可能であり、そのような情報は、特定の周波数バンド が差分コーディングされたか否かを示している。後述のデコーダにおいては、第 １のコーダの相当する部分的なバンドのみが、その後、再構成の際、それに応じ て加えられる。 それゆえ、第１のスペクトル値Ｘ₁および第２のスペクトル値Ｘ_2cdの重み付け ステップは、差分スペクトル値Ｘ_dを得るために、第１のスペクトル値Ｘ₁から第 ２のスペクトル値Ｘ_2cdの減算を含むことが好ましい。さらに、たとえば８ｋＨ ｚの例における５００Ｈｚ等のあらかじめ決定されたバンドにおける数個のスペ クトル値のエネルギーが、たとえば加算および２乗による公知の方法で、差分ス ペクトル値Ｘ_dおよび第１のスペクトル値Ｘ₁についてその後計算される。そのと きの各エネルギーの周波数選択比較が各々の周波数バンドにおいて実行される。 差分スペクトル値Ｘ_dの特定の周波数バンドにおけるエネルギーが、あらかじめ 決定された因子ｋによって乗算された第１のスペクトル値Ｘ₁のエネルギーを超 える場合、重みつきスペクトル値Ｘ_bは第１のスペクトル値Ｘ₁である旨の決定が なされる。そうでなければ、差分スペクトル値Ｘ_dが重みつきスペクトル値Ｘ₁で ある旨の決定がなされる。因子ｋは、たとえば約０．１から１０に渡る値を有し てよい。１より低いｋの値では、差分信号がオリジナルの信号よりも低いエネル ギーを有するときには、サイマルキャストコーディングが既に使用されている。 それとは対照的に、たとえ差分信号のエネルギーの内容が、第１のコーダにおい てコード化されなかったオリジナルの信号のそれを既に上回っていても、１より 大きいｋの値では差分コーディングが継続して使用される。サイマルキャストコ ーディングが重み付けされる場合、切り換えモジュール２８は、第２のフィルタ バンク２４の出力信号を、いわゆる直接的につなぐ。上述の差の形成の代わりと して、たとえば上述の２つの信号の比または乗算またはその他の連結が実行され るという重み付け処理が実行されることも可能である。 重みつきスペクトル値Ｘ_bは、切り換えモジュール２８によって決定されたよ うに、差分スペクトル値Ｘ_dまたは第１のスペクトル値Ｘ₁のいずれかであるが 、専門家に公知の、心理音響学モデル３２に設けられている心理音響学モデルを 考慮して、第１の量子化器／コーダ３０によって量子化され、それから好ましく はたとえばハフマンテーブルを用いた冗長度抑圧コーディングによってコード化 される。さらに専門家に公知であるように、心理音響学モデルが時間信号から計 算され、図１に示されるように、これが高いサンプリングレートの第１の時間信 号ｘ₁が直接心理音響学モジュール３２に供給される理由である。量子化器／コ ーダ３０の出力信号Ｘ_cbがライン４２上で直接ビットフォーマッティング手段１ ８へと送られ、出力信号Ｘ_OUTに書き込まれる。 以上、第１の段階および第２の段階を有する基準化可能なオーディオコーダが 記述された。発明の有益な観点に従って、基準化可能なオーディオコーダの進歩 的概念は、２段階以上を縦続することが可能である。それゆえ、デコード化後に 電話の通話品質に大体相当する信号品質を得るために、たとえば、４８ｋＨｚで サンプリングされた入力信号ｘ₁に関して、第１のコーダ／デコーダ１４におい て、サンプリングレートの減少によって、スペクトルの最初の４ｋＨｚをコード 化することが可能であろう。第２の段階において、量子化器／コーダ３０による 実行によって、ＨＩＦＩ品質に大体相当する音質を得るために、１２ｋＨｚまで のバンド幅コーディングが実行できるであろう。専門家にとって、４８ｋＨｚで サンプリングされた信号ｘ₁は２４ｋＨｚのバンド幅を持ち得ることは自明であ る。その後第３の段階では、付加量子化器／コーダ３８による実行によって、コ ンパクトディスク（ＣＤ）のそれに大体相当する音質を得るために、最高２４ｋ Ｈｚ、または実例ではたとえば２０ｋＨｚのバンド幅のコーディングが実行でき るであろう。 第３の段階を実行するに当たり、切り換えモジュール２８の出力における重み つき信号Ｘ_bが、付加加算手段３６に供給される。さらに、本例においては１２ ｋＨｚのバンド幅を有するコード化された重みつきスペクトル値Ｘ_cbは、例にお いては同じく１２ｋＨｚのバンド幅を有するコード化／デコード化された重みつ きスペクトル値Ｘ_cdbを得るために、再量子化手段３４で再びデコード化される 。第２の加算手段３６において差を形成することによって、付加差分スペクトル 値Ｘ’_dが計算される。その後、付加差分スペクトル値Ｘ’_dは、採用される例 が続行される場合、４ｋＨｚから１２ｋＨｚの範囲内での量子化器／コーダ３０ のコーディング時エラーとともに、１２ｋＨｚおよび２０ｋＨｚ間の範囲内で全 てのスペクトルの内容を含んでもよい。それから、付加差分スペクトル値Ｘ’_d は、ビットフォーマッタ１８にも供給されてよい付加コード化差分スペクトル値 Ｘ’_cdを得るために、第３の段階の付加量子化器／コーダ３８において量子化お よびコード化されるが、これは実質的に第２の段階の量子化器／コーダ３０と同 じ方法で実行され、また同じく心理音響学モデルによって制御される。コード化 されたデータストリームｘ_OUTは、送信されるサイド情報に加えて、以下の信号 により構成される。すなわち、 − コード化された第２の信号ｘ_2c（０から４ｋＨｚの全スペクトル）； − コード化された重みつきスペクトル値Ｘ_cb（サイマルキャストコーディング で0から１２ｋＨｚの全スペクトルまたは差分コーディングでコーダ１４の０か ら４ｋＨｚのコーディング時エラーおよび４ｋＨｚから１２ｋＨｚの全スペクト ル）； − 付加コード化差分値Ｘ’_cd（コーダ／デコーダ１４および量子化器／コーダ ３０の０から１２ｋＨｚのコーディング時エラーおよび１２ｋＨｚから２０ｋＨ Ｚの全スペクトル内容またはサイマルキャスト方式の場合の０から１２ｋＨｚの 量子化手段／コーダ３０のコーディング時エラーおよび１２ｋＨｚから２０ｋＨ Ｚの全スペクトル）である。 例では第１のコーダ／デコーダ１４から量子化手段／コーダ３０への遷移であ る４ｋＨｚから４ｋＨｚよりも大きい値への遷移の際に、遷移干渉が生じ得る。 これらの遷移干渉は、ビットストリームＸ_OUT中に書き込まれる誤りスペクトル 値の形で姿を現わす。全体のコーダ／デコーダはその後、たとえば１／アップサ ンプリング因子−ｘ（ｘ＝１，２，３）までの周波数ラインのみが使用されるよ うに、特定されることが可能である。これは、第２のサンプリング周波数によっ て到達可能な最高バンド幅の端での信号Ｘ_2cdの最終スペクトル線は考慮に入れ られないという効果を有する。それゆえ、重み付け機能は内密に使用され、上述 の場合では、特定の周波数値より上はゼロであり、それより下は１の値を有する という矩形機能である。その代わりとして、遷移干渉を示しているスペクトル線 の振幅抑制を行う「よりソフトな」重み付け機能を使用することも可能であり、 それによって振幅抑制されたスペクトル線がやはり同じように考慮される。 ここで、遷移干渉は、デコーダにおいて再び除去されるので、可聴ではないと いうことが指摘される。しかしながら、遷移干渉は、過剰な差分信号という結果 に陥るかもしれず、そのために差分コーディングによるコーディング利得が減少 される。上述のように、重み付け機能によって重み付けすることにより、コーデ ィング利得の喪失は、限界内に抑えられることが可能である。矩形機能とは異な る重み付け機能は、付加的なサイド情報を必要としない、というのはこの機能は 、矩形機能と同様に、コーダおよびデコーダにアプリオリに適合されることが可 能だからである。 図２は、図１による基準化可能なオーディオコーダによりコード化されたデー タをデコード化するためのデコーダの実施例を示す。図１のビットフォーマッタ １８の出力データストリームは、図１に関しては前記データストリームＸ_OUTか らライン４２、４０および１６上に存在する信号を得るために、デマルチプレク サ４６に供給される。コード化された第２の信号ｘ_2cは、遅延部材４８に供給さ れ、前記遅延部材４８はデータ中へ遅延を導入し、これはシステムのその他の観 点からおそらく必要であって、本願発明を構成しない。 遅延の後、コード化された第２の信号ｘ_2cは、図２に示されるようにライン５ ２を介して出力され得るコード化／デコード化された第２の時間信号ｘ_cd2を生 成するために、図１のコーダ／デコーダ１４においても実行される第１のコーデ ィングアルゴリズムによってデコード化を実施するデコーダ５０に供給される。 コード化された重みつきスペクトル値Ｘ_cdは、重みつきスペクトル値Ｘ_bを得る ために、再量子化手段３４と同一であってもよい再量子化手段５４によって再量 子化される。図１のライン４０上に存在する付加コード化差分値Ｘ' _cdはまた、 付加差分スペクトル値Ｘ’_dを得るために、再量子化手段５４および再量子化手 段３４（図１）と同一であってもよい再量子化手段５６によって再量子化される 。ビットストリーム中で送信されたサイド情報に基づく逆切り換えモジュール６ ０の決定にしたがって、サイマルキャストコーディングが使用された場合には、 加算手段５８は、既に第１の時間信号ｘ₁のスペクトル値Ｘ₁に相当しているス ペクトル値Ｘ_bおよびＸ’_dの合計を出す。 差分コーディングが使用された場合、加算手段５８の出力信号は、差分コーデ ィングを取り消すために、加算手段６０に供給される。差分コーディングが逆切 り換えモジュール６０に信号伝達された場合、これは図２における上部の入力ブ ランチを閉鎖し、下部の入力ブランチにつながれ、その結果第１のスペクトル値 Ｘ₁が出力される。 ここで、図２に示されるように、コード化／デコード化された第２の時間信号 は、第２のスペクトル値Ｘ_2cdを得るために、フィルタバンク６４によって周波 数ドメインに変換されなければならないことが指摘される。なぜなら加算手段６ ２の加算は、スペクトル値の加算だからである。フィルタバンク６４は、適当な バッファを使用する際、様々な信号が連続的に供給されるのにただ１つの手段が 実行される必要があるように、フィルタバンクＦＢ１ ２２およびＦＢ２ ２４ と同一であることが好ましい。代わりとして、適当な異なるフィルタバンクが使 用されてもよい。 上述のように、スペクトル値の量子化に使用される情報は、心理音響学モジュ ール３２によって、第１の時間信号ｘ₁から引き出される。特に、送信されるデ ータの量を縮小するという意味で、できるだけ粗くスペクトル値を量子化するた めの努力がなされる。他方、量子化によって持ちこまれた干渉は、可聴であるべ きではない。心理音響学モジュール３２に存在するそれ自体公知のモデルが、ど の干渉も可聴でないように、量子化によって持ちこまれるかもしれない許容可能 な干渉エネルギーの計算に使用される。公知の量子化器／コーダにおける制御ユ ニットは、許容可能な干渉よりも小さいかまたはそれに等しい量子化干渉を持ち こむ量子化オペレーションを行うために、量子化器を制御する。これは、たとえ ばブロック３０に含まれる量子化器により量子化される信号が、再び反量子化さ れるという方法で、公知のシステムにおいて継続的に監視される。量子化器にお ける入力信号を量子化／反量子化された信号と比較することによって、量子化に よって実際に持ちこまれる干渉エネルギーが計算される。量子化／反量子化され た信号の実際の干渉エネルギーは、制御ユニットにおいて許容可能な干渉エネル ギーと比較される。実際の干渉エネルギーが許容可能な干渉エネルギーよりも高 ければ、量子化器における制御ユニットは、より細かい量子化に調節する。許容 可能な干渉エネルギーと実際のものとの比較は、典型的に各心理音響学周波数バ ンドについて起こる。この方法は公知であり、サイマルキャストコーディングが 使用される際に、本願発明による基準化可能なオーディオコーダによって使用さ れる。 差分コーディングが決定された場合、差分スペクトル値Ｘ_b以外のスペクトル 値が量子化されることはないので、公知の方法は使用できない。心理音響学モデ ルは、許容可能な干渉エネルギーＥ_PMを各心理音響学周波数バンドについて伝送 するのであって、それは差分スペクトル値との比較には適さない。 図３は、図１の量子化器／コーダ３０または３８の詳細なブロック図を示す。 重みつきスペクトル値Ｘ_bは、量子化された重みつきスペクトル値Ｘ_qbを伝送す る量子化器３０ａに送られる。量子化された重みつきスペクトル値はその後、量 子化／反量子化された重みつきスペクトル値Ｘ_qdbをもたらすために、反量子化 器３０ｂにおいて逆に量子化される。後者は、心理音響学モジュール３８から周 波数バンド毎に許容可能な干渉エネルギーＥ_PMを受容する制御ユニット３０ｃに 供給される。心理音響学モジュールの出力と比較可能な信号をもたらすために、 差を示す信号Ｘ_qdbに加えられるのは、信号Ｘ_2cdである。制御ユニット３０ｃに おいて、ある周波数バンドについての実際の干渉エネルギーＥ_TSが、以下の式に よって計算される： Ｅ_TS＝Σ（Ｘ₁［ｉ］−（Ｘ_qdb＋Ｘ_2cd））² 実際の干渉エネルギーＥ_TSを許容可能な干渉エネルギーＥ_PMと比較することに よって、実際の干渉が許容可能な干渉よりも小さくなるように量子化器３０ａの 量子化処理をライン３０ｄを介して調節するために、制御ユニットは量子化が細 かすぎるか粗すぎるかを確認する。あるスペクトル値のエネルギーがその２乗に よって計算されること、およびある周波数バンドのエネルギーはスペクトルバン ドにおいて存在するスペクトル値の２乗を加えることによって決定されることは 、専門家にとっては自明である。さらに、差分コーディングにおいて使用される 周波数バンドの幅は、心理音響学周波数バンド（すなわち周波数グループ）の幅 と異なるかもしれないことを指摘しておくのは重要である、というのは概してそ れが実情だからである。差分コーディングにおいて使用される周波数バンドは、 効果的なコーディングを得るために決定され、一方で心理音響学周波数バンドま たは周波数グループは、人間の耳、すなわち心理音響学モデルによる観察に基づ いて決定される。 第１のサンプリングレートは４８ｋＨｚであり第２のサンプリング周波数は８ ｋＨｚである本例が、単に例示的なものに過ぎないことは、専門家には明らかで ある。第２の低い方のサンプリング周波数に８ｋＨｚよりも低い周波数を使用す ることもまた可能である。全体のシステムについてのサンプリング周波数として は、４８ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚ、３２ｋＨｚ、２４ｋＨｚ、２２．０５ｋＨｚ 、１６ｋＨｚ、８ｋＨｚまたはその他のあらゆる適当なサンプリング周波数が使 用されてよい。第１の段階のコーダ／デコーダ１４のビットレートの範囲は、上 述のように、毎秒４．８ｋｂｉｔから毎秒８ｋｂｉｔでよい。第２の段階におけ る第２のコーダのビットレートの範囲は、４８、４４．１、３２、２４、１６お よび８ｋＨｚの各々サンプリングレートで毎秒０から６４、６９．６５９、９６ 、１２８、１９２または２５６ｋｂｉｔでよい。第３の段階のコーダのビットレ ートの範囲は、全てのサンプリングレートについて毎秒８ｋｂｉｔから毎秒４４ ８ｋｂｉｔでよい。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ブランデンブルク カールハインツ ドイツ連邦共和国 Ｄ―91054 エアラン ゲン ハーグシュトラーセ 32 【要約の続き】 デルを考慮して第２のコーディングアルゴリズムに従っ てコード化され、ビットストリーム中に書き込まれる。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．第１のサンプリングレートでサンプリングされた離散的な第１の時間信号（ ｘ₁）をコード化するための方法であって、前記方法は以下のステップを含む： 第１の時間信号（ｘ₁）から、第１のサンプリングレートよりも低い第２のサ ンプリングレートに相当するバンド幅を有する第２の時間信号（ｘ₂）を生成す るステップ； 第２の信号（ｘ_2c）を得るために、第１のコーディングアルゴリズムに従って 第２の時間信号（ｘ₂）をコード化するステップ： 第２のサンプリング周波数に相当するバンド幅を有するコード化／デコード化 された第２の時間信号（ｘ_2cd）を得るために、第１のコーディングアルゴリズ ムに従ってコード化された第２の信号（ｘ_2c）をデコード化するステップ； 第１のスペクトル値（Ｘ₁）を得るために、第１の時間信号（ｘ₁）を周波数ド メインに変換するステップ； 周波数ドメインにおけるコード化／デコード化された第２の時間信号（ｘ_2cd ）の表示であり、実質的に第１のスペクトル値（Ｘ₁）に等しい時間および周波 数分解能を有する第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）を、コード化／デコード化され た第２の時間信号（ｘ_2cd）から生成するステップ； 数において第１のスペクトル値（Ｘ₁）の数に相当する重みつきスペクトル値 （Ｘ_b）を得るために、第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）によって第１のスペクトル 値（Ｘ₁）を重み付けするステップ；および コード化された重みつきスペクトル値（Ｘ_cd）を得るために、第２のコーディ ングアルゴリズムに従って、重みつきスペクトル値（Ｘ_b）をコード化するステ ップ。 ２．請求項１に記載の方法であって、第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）を生成する ステップは以下のステップを含む： 修正されコード化／デコード化された第２の信号を得るために、第１のサンプ リングレート対第２のサンプリングレート−１の比に等しい数のゼロ値を、コー ド化／デコード化された第２の時間信号（ｘ_2cd）の各離散値の間に挿入するス テップ； 修正されたスペクトル値を得るために、修正されコード化／デコード化された 第２の信号を周波数ドメインに変換するステップ： 第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）を得るための修正されたスペクトル値の範囲を 選択するステップであり、前記範囲は、最低周波数でのスペクトル値から第２の 時間信号（ｘ₂）のバンド幅の値と実質的に等しい周波数値のスペクトル値まで 及ぶ。 ３．請求項１に記載の方法であって、第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）を生成する ステップは以下のステップを含む： 修正されコード化／デコード化された第２の信号を得るために、第１のサンプ リング周波数対第２のサンプリング周波数−１の比に等しい数のゼロ値を各コー ド化／デコード化された第２の時間信号（ｘ_2cd）の間に挿入するステップ； 修正されコード化／デコード化された第２の信号からスペクトル値の範囲のみ を計算するステップであり、前記範囲は、最低の周波数のスペクトル値から第２ の時間信号（ｘ₂）のバンド幅の値に等しい周波数のスペクトル値にまで及ぶ。 ４．第２の時間信号（ｘ₂）のバンド幅の値に相当する周波数周辺の少数のスペ クトル線は選択されないか、または重み付け機能によって重み付けされてから選 択される、請求項２または３に記載の方法。 ５．先行するいずれかの請求項に記載の方法であって、重み付けのステップは以 下のステップを含む： 差分スペクトル値（Ｘ_d）を得るために、第１のスペクトル値（Ｘ₁）から第２ のスペクトル値（Ｘ_2cd）を減算するステップ； 差分スペクトル値（Ｘ_d）のエネルギーを計算するステップ； 第１のスペクトル値（Ｘ₁）のエネルギーを計算するステップ； 差分スペクトル値（Ｘ_d）および第１のスペクトル値（Ｘ₁）のエネルギーを周 波数選択比較するステップ； ある周波数区分において、差分スペクトル値（Ｘ_d）のエネルギーが、０．１ および１０の間の因子ｋによって乗算された第１のスペクトル値（Ｘ₁）のエネ ルギーを超えている場合、 第１のスペクトル値（Ｘ₁）を重みつきスペクトル値として決定するステップ ；および そうでなければ、差分スペクトル値（Ｘ_d）を重みつきスペクトル値（Ｘ_b）と して決定するステップ。 ６．前記周波数選択比較は周波数グループの形で実行される、請求項５に記載の 方法。 ７．第２のコーディングアルゴリズムによる重みつきスペクトル値（Ｘ_b）のコ ード化が、心理音響学モデルを考慮して実行される、先行の請求項のいずれかに 記載の方法。 ８．請求項７に記載の方法であって、コード化は以下のステップを含む： 心理音響学モデルを考慮して、第１の時間信号（ｘ₁）からある周波数バンド における許容可能な干渉エネルギー（Ｅ_PM）を計算するステップ； 前記周波数バンドにおいて重みつきスペクトル値（Ｘ_b）を量子化するステッ プ； 前記周波数バンドにおいて量子化された重みつきスペクトル値（Ｘ_qb）を反量 子化するステップ； 前記周波数バンドにおける実際の干渉エネルギー（Ｅ_TS）を以下の式によって 計算するステップであって、 Ｅ_TS＝Σ（Ｘ₁［ｉ］−（Ｘ_qdb＋Ｘ_2cd））² この式におけるＸ₁は第１のスペクトル値を表し、Ｘ_qdbは量子化／反量子化さ れた重みつきスペクトル値を表し、Ｘ_2cdは第２のスペクトル値を表し、ｉはス ペクトル値の加算指数を表し、ｉは周波数バンドの第１のスペクトル値から周波 数バンドの最後のスペクトル値まで及ぶステップ： 実際の干渉エネルギー（Ｅ_TS）を前記周波数バンドにおける許容可能な干渉エ ネルギー（Ｅ_PM）と比較するステップ； 前記周波数バンドにおいて実際の干渉エネルギー（Ｅ_TS）が許容可能な干渉エ ネルギー（Ｅ_PM）よりも高い場合、周波数バンドにおいてより細かい量子化でコ ード化するステップ；および そうでなければ、周波数バンドにおいてより粗い量子化でコード化するステッ プ。 ９．第２のコーディングアルゴリズムによるコーディングは、冗長度抑圧のため のハフマンコーディングを含む、先行する請求項のいずれかに記載の方法。 １０．先行するいずれかの請求項に記載の方法であって、さらに以下のステップ を含む： 送信可能なデータストリーム（ｘ_OUT）を得るために、コード化された第２の 信号（ｘ_2c）およびコード化された重みつき信号（Ｘ_cb）をフォーマットするス テップ。 １１．請求項１から８のいずれかに記載の方法であって、重みつきスペクトル値 （Ｘ_b）のコーディングのステップに続いて以下のステップを含む： コード化／デコード化された重みつきスペクトル値（Ｘ_cdb）を得るために、 重み付けされコード化されたスペクトル値（Ｘ_cb）をデコード化するステップ； 付加差分スペクトル値（Ｘ’_d）を得るために、重みつきスペクトル値（Ｘ_b） からコード化／デコード化された重みつきスペクトル値（Ｘ_cdb）を減算するス テップ； コード化された付加スペクトル値（Ｘ'_cd）を得るために、第２のコーディン グアルゴリズムに従って付加差分スペクトル値（Ｘ’_d）をコード化するステッ プ。 １２．請求項１０に記載の方法であって、さらに以下のステップを含む： 送信可能なデータストリーム（ｘ_OUT）を得るために、コード化された第２の 信号（Ｘ_2c）、コード化された重みつきスペクトル値（Ｘ_b）およびコード化さ れた付加差分スペクトル値（Ｘ'_cd）をフォーマットするステップ。 １３．コード化された離散信号をデコード化するための方法であって、以下のス テップを含む： コード化／デコード化された第２の離散時間信号（ｘ_2cd）を得るために、第 １のコーディングアルゴリズムによって、コード化された第２の信号（ｘ_2c）を デコード化するステップ； 重みつきスペクトル値（Ｘ_b）を得るために、第２のコーディングアルゴリズ ムによって、コード化された重みつきスペクトル値（ｘ_cb）をデコード化するス テツプ； 第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）を得るために、コード化／デコード化された第 ２の離散時間信号（ｘ₂）を周波数ドメインに変換するステップ； 第１のスペクトル値（Ｘ₁）を得るために、重みつきスペクトル値（Ｘ_b）およ び第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）を逆に重み付けするステップ；および 第１の離散時間信号（ｘ₁）を得るために、第１のスペクトル値（Ｘ₁）を時間 ドメインに再変換するステップ。 １４．第１のサンプリングレートでサンプリングされた離散的な第１の時間信号 （ｘ₁）をコード化するための装置であって、以下を含む： 第１のサンプリングレートよりも低い第２のサンプリングレートに相当するバ ンド幅を有する第２の時間信号（ｘ₂）を、第１の時間信号（ｘ₁）から、生成す る手段（１２）； コード化された第２の信号（ｘ_2c）を得るために、第１のコーディングアルゴ リズムに従って第２の時間信号（ｘ₂）をコード化する手段（１４）； 第２のサンプリング周波数に相当するバンド幅を有するコード化／デコード化 された第２の時間信号（ｘ_2cd）を得るために、第１のコーディングアルゴリズ ムに従ってコード化された第２の信号（ｘ_2c）をデコード化する手段（１４）； 第１のスペクトル値（Ｘ₁）を得るために、第１の時間信号（ｘ₁）を周波数ド メインに変換する手段（２４）： 周波数ドメインにおいてコード化／デコード化された第２の時間信号（ｘ_2cd ）の表示であり、第１のスペクトル値（Ｘ₁）と実質的に等しい時間および周波 数分解能を有する第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）を、コード化／デコード化され た第２の時間信号（ｘ_2cd）から生成する手段（２２）； 数において第１のスペクトル値（Ｘ₁）の数に相当する重み一つきスペクトル 値（Ｘ_b）を得るために、第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）によって、第１のスペク トル値（Ｘ₁）を重み付けする手段（２６、２８）；および コード化された重みつきスペクトル値（Ｘ_cd）を得るために、第２のコーディ ングアルゴリズムに従って、重みつきスペクトル値（Ｘ_b）をコード化する手段 （３０）。 １５．コード化された時間離散信号をデコード化するための装置であって、以下 を含む： コード化／デコード化された第２の離散時間信号（ｘ_2cd）を得るために、第 １のコーディングアルゴリズムによって、コード化された信号（ｘ_2c）をデコー ド化する手段（５０）； 重みつきスペクトル値（Ｘ_b）を得るために、第２のコーディングアルゴリズ ムによって、コード化された重みつきスペクトル値（Ｘ_cb）をデコード化する手 段（５４）； 第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）を得るために、コード化／デコード化された第 ２の離散時間信号（ｘ₂）を周波数ドメインに変換する手段（６４）； 第１のスペクトル値（Ｘ₁）を得るために、重みつきスペクトル値（Ｘ_b）およ び第２のスペクトル値（Ｘ_2cd）を逆に重み付けする手段；および 第１の離散時間信号（ｘ₁）を得るために、第１のスペクトル値（Ｘ₁）を時間 ドメインに変換する手段（６６）。