JPH047616B2

JPH047616B2 -

Info

Publication number: JPH047616B2
Application number: JP58188581A
Authority: JP
Inventors: Doorashimu Kyanfutsuku; Jeran Kuroodo
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1982-11-26
Filing date: 1983-10-11
Publication date: 1992-02-12
Also published as: DE3276651D1; EP0111612A1; JPS5997242A; EP0111612B1; US4677671A

Description

【発明の詳細な説明】

〔発明の分野〕本発明は音声信号を符号化する方法、更に詳細
に説明すれば、比較的低いビツト速度で音声をデ
イジタル的に符号化する方法に関連する。〔先行技術の説明〕時間とともに変化する信号を記録、送信または
修正するため前記信号に加えられる必要な処理ス
テツプはアナログ的またはデイジタル的のどちら
でも実行可能である。一般に、アナログ処理の実
行は扱いにくい高価な装置の使用を伴なう。デイ
ジタル処理は処理される信号を事前にデイジタル
値に変換することを意味するけれども、デイジタ
ル処理の適用の方がよい場合がしばしばある。こ
の変換を実行するため、信号はサンプリングされ
た後に量子化され、２進コードのデイジタル値で
表現される。もちろん、前記プロセスによつてデ
イジタル化された信号は、後に復号されて人間が
理解しうるアナログ信号に戻されることになつて
いる。しかし、符号化および復号は雑音、例えば
量子化雑音を拾うことによつて情報を変化させ
る。前記雑音は量子化動作をできるだけ正確に実
行することによつて減少可能である。しかし、量
子化動作を実行しているとき、振幅が連続する２
つの振幅レベルの間にあるサンプルはすべて、同
じデイジタル値として現われる。もちろん、それ
によつて記録に不正確さを伴なう。これは信号を
符号化するのに使用できるデイジタル値の数が少
なくなるに従つて重要になつてくる。従つて、前
記符号化を改善するためには、より速に符号化ビ
ツト速度を用いてデイジタル値の数を増すことが
必要と見られる。しかし、これは、状況によつ
て、ビツトを伝送するための通信路、ビツトを記
憶するためのメモリ、あるいはビツトを処理する
ための回路でビツトの流れが渋滞することがある
ので適当ではない。必要なビツト数すなわちビツト速度を抑えなが
ら符号化を改善するため種々のプロセスが考案さ
れた。それを実行するのに、在来の方法で前もつ
て符号化された信号を遅いビツト速度で記録し、
次いでその情報を圧縮する方法がとられている。
更に、この場合、人間の音声の特性が都合よく用
いられるので、これらのプロセスは音声圧縮に特
に適合することがある。本発明に特に関連する音声圧縮プロセスの中
で、本明細書に参照として示す米国特許第
4216354号において、原信号は最初に冗長性のな
いものにされて残留信号を与え、その低周波数す
なわちベースバンドはいくつかのサブバンドに分
割され、その内容が動的に再量子化される。同様なプロセスはまた、“IEEE Proceedings
of the International Conference on Acoustics
Speech and Signal Proceeding”、Tulsa、
Oklahoma、April 10−23、1978において
“9.6／7.2Kbps Voice Excited Predictive
Coder（VEPC）”と題してＤ、ESTEBAN、C.
GALAND、D.MAUDUITおよびJ.MENEZによ
つて説明されている。更に、癖国特許出願第399385号（1982年７月19
日）も注目する必要がある。これには、ベースバ
ンドを適切に細分割することによつて、重要な相
関を示す信号が各々のサブバンドで得られ、従つ
て前記信号は相対的におそいビツト速度によよつ
て符号化可能であることが述べられている。また、各々のサブバンドで高い相関を有する信
号を与える別のプロセスがパリのICASSP1982で
行なわれた講演で、“Adaptive Predictive
Coding（APC）of Base−Band speech signals”
と題して、C.GALAND、K.DAULASIMおよび
D.ESTEBANによつて述べられている。各々の
サブバンドの信号は残留ベースバンド信号で動作
する予測コーダによつて符号化される。このプロ
セスは、相対的に短かい音声信号部分（30ミリ秒
よりも短かい）に適用されるという条件で許容し
うる結果を与える。〔本発明の説明〕本発明は1982年のICASSPで述べられた符号化
方式の質を大幅に改善し、処理される信号が音声
であるか、または音声でないかを公式に決定しな
くても、音声および非音声の信号をどちらも処理
できるコーダを与える。当業者は、音声信号が音
声か非音声かを決定する場合に実際に出会う難し
さを理解しているから、本発明の各種の利点を十
分に評価するであろう。もつと正確にいえば、本
発明によつて、音声信号符号化方法が与えられ、
前記信号はまつ先に処理されて、それから残留ベ
ースバンド信号が取出され、次いで前記残留信号
はいくつかのサブバンドに分割された後、量子化
ビツトを動的割当して各々の残留サブバンド信号
自体を符号化する直接方式（例えば、PCM）お
よび各々のサブバンド信号に対する予測信号を当
該サブバンド信号から差引いた残留信号を符号化
する差動方式（例えば、APC）の再符号化、お
よび最少の再符号化エラーを含む再コーダ出力の
動的選択を含むプロセスによつて各々のサブバン
ドに再符号化される。〔詳細な説明〕第１Ａ図は前記先行技術、更に詳細に説明すれ
ば米国特許第4216354号ならびにTulsaで行なわ
れた講演において説明された種類の予測コーダ
（VEPC）を含む送信機を示す。もちろん、高い
効率の符号化システムを与えるためコーダのいく
つかの特徴は僅かに変更されている。音声信号はコーダの入力として加えられ、低域
フイルタ（FT）１０を介してフイルタされ、い
わゆる「電話」周波数バンド（3400Hz以下の周波
数）内にある信号をＡ／Ｄコンバータ１２に送
る。Ａ／Ｄコンバータ１２において、信号は8K
Hzでサンプリングされ、12ビツトのPCM符号化
が行なわれてから、PCM符号化されたサンプル
は再符号化される。そのため、前記サンプルは第
一にパラメータ予測器１４、減算器１６および逆
フイルタ１８に送られる。パラメータ予測器１４
はそれに加えられた信号から、逆フイルタ１８を
調節するのに用いられ、いわゆる部分的自己相関
係数、すなわちPARCOR（Ｋ）係数のグループを
推論する。逆フイルタ１８はJ.D.MARKEL他が
“Linear Prediction of Speech”と題する著書
の5.4項において定義した格子ネツトワークに似
ている。事実、逆フイルタ１８によつて与えられ
た信号は音声信号の予測可能部分を表わす。Ａ／
Ｄコンバータ１２によつて与えられた信号から、
逆フイルタ１８によつて送られた信号を減ずる減
算器１６は、原始音声信号の冗長部分のない、い
わゆる残留信号e_(o)を与える。残留信号e_(o)は低域
フイルタ・デシメイタ２０（LPED）によつてフ
イルタされる。低域フイルタ・デシメイタ２０
は、一方では、そのスペクトルが例えば、300〜
1000Hzの周波数バンド内に維持される、いわゆる
残留ベースバンド信号のサンプルX_(o)を与え、他
方では、低域フイルタ・デシメイタ２０によつて
抑圧された高周波数バンドに含まれた信号のエネ
ルギに関連する情報を与える。ベースバンド残留
信号は、量子化ビツトの動的割当によつて量子化
動作を実行して信号情報を送るSBC装置２２で
サブバンド符号化される。残留信号の高周波数バ
ンド（例えば、1000〜3400Hz）のエネルギQA1
装置２４において再量子化される。PARCOR係
数とも呼ばれる部分的実己相関係数はQA2装置
２６において再量子化の上、記録され、係数（ま
たはＫ）情報を与える。これらの３種類の情報、
すなわち係数(K)、エネルギ(E)および信号は符号化
された表現を構成して、コーダの入力に加えられ
た音声信号の特徴を十分に表わし、マルチプレク
サ２８によりラインＬを介して送信される。システムがBCPCMモードで動作するから、音
声信号は20ミリ秒の連続する信号セグメントを表
わすサンプルのブロツクによつて処理される。パラメータ予測器１４は前記米国特許第
4216354号に詳細に説明されており、その動作方
法はJ.LE ROUXおよびC.GUESUENが
“Transactions on Acoustics、Speach and
Signal Processing”IEEE、June 1977で提案し
たアルゴリズムを用いている。低域フイルタ・デシメイタ２０は上限周波数が
1000Hz以下の低域デイジタル・フイルタを含む。
従つて、サンプルX_(o)で表示されたベースバンド
残留信号は2KHzで再びサンプリング可能である。
実際には、周期的にいくつかのサンプルを落すこ
とから成る、いわゆるデシメイシヨン動作を実行
することにより、前記再サンプリングは確実に実
行される。更に、低域フイルタ・デシメイタ２０
には、その低域フイルタによつて抑圧された1000
〜3400Hzの高い周波数に含まれたエネルギ(E)を測
定する手段が含まれる。低域フイルタ・デシメイ
タ２０の実施例は前記米国特許第4216354号に示
されている（第２図）。それには更に、信号のサ
ンプリング周波数を最初の周波数よりも低い値に
するデシメイシヨン装置が設けられている点に注
目する必要がある。第１Ｂ図は、ラインＬの他端に位置し、原音声
信号を再構成する受信機を表わす。デマルチプレ
クサ１１は、エネルギ、信号および係数の各構成
要素を互いに分離するように、受取つた情報を処
理する。信号のデータは１３において復号
されてから内挿器１５に送られ、信号のサンプリ
ング周波数が最初の値に戻される。それと同時
に、係数およびエネルギのデータはそれぞれ、
DEC0装置１７およびDEC1装置１９において復
号される。内挿器１５によつて出力されたデータ
およびDEC1装置１９において復号されたデータ
を用いて、低域フイルタ・デシメイタ２０によつ
て抑圧されている高い周波数バンドがHBGEN２
１において再構成される。DEC0装置１７によつ
て供給された係数を用いて逆フイルタ２３が同調
され、その出力は加算器２５で、内挿器１５およ
び高帯域発生器すなわちHBGEN２１から供給さ
れたデータに加えられる。加算器２５の出力デー
タはアナログ形式（図示せず）に変換された後、
圧縮されていない原音声信号を再生する。第２図は、サンプルX_(o)を受取る、フイルタ・
セツト、すなわちFB３０が設けられているサブ
バンド・コーダ、すなわちSBC装置２２の概要
を示す。FB３０は残留ベースバンド信号の通過
帯域を隣接する８個のサブバンド１〜８に分割
し、そのうちサブバンド２〜７だけが本発明に必
要なものとして保持される。FB３０から出力す
るサブバンド信号のサンプルはX_(i,j)と呼ばれる。
ただしｉ＝２、３、……、７はサブバンドの指標
であり、ｊ＝１、２、……、ＮはＮサンプルのブ
ロツク内で考慮されるサンプルの階級を定義す
る。各々のサブバンドのサンプルは、２つの機能
を有する特性項コーダ３１に送られる。その第１
の機能は各々のサブバンドのサンプルを分類し、
BCPCM方法によつて定義された特性項C_(i)を推
論することから成る。これは次の関係式のように
表現される。 C_(i)＝MAX（｜x_(i,j)｜） (1) ただし、ｊ＝１、２、……、Ｎ（1974年、Zurichで開催されたデイジタル通信
に関する国際セミナで、“Progress in PCM
Delta Modulation：Black Conpanded Coding
of Speech Signal”（BCPCM）と題してA.
CROISIERが行なつた講演を参照されたい。）特
性項コーダ３１の第２の機能は、対数関数によつ
て定義された変換表を用いて、12ビツトの項C_(i)
を４ビツトにコード変換することから成る。コー
ド変換されたC_(i)はC^_(i)で表わされる。特性項は動
的ビツト割当装置、すなわちDAB３３によつて
処理される。実際には、DAB３３はデコーダ３
５で復号されたC^_(i)と呼ばれる項を用いる。DAB
３３は処理されたサンプルのブロツクごとにｉ番
目のサブバンド・サンプルを再量子化するために
割当てられるべきビツト速度n_(i)を下記の関係式
を用いて決定する。 n_(i)＝１／ｐ〔Ｍ−₇ 〓^j=2 log₂C〓_(j)〕＋log₂C〓_(i) ただし、Ｍはｐ＝６サブバンドにわたつて分布
される全ビツト数を表わす。一般に、こ
の関係式はn_(i)の非整数値を与え、負に
なることもある。従つて、これらの値は
前記米国特許第4216354号に記述された
アルゴリズムのような再割当アルゴリズ
ムを用いて調節されなければならない。次に、X_(i,j)の項は、量子化器３７によつて更に
合理的に量子化可能である。再量子化、特にX_(i,j)
の符号化を改善するため、本発明の実施例では、
第３図に示すように、これらの項は同時に２つの
コーダで処理される。第１の、いわゆる「直接」
型のコーダであるBCPCMコーダ３９は下記の関
係式を適用してサブバンドのサンプルを再量子化
する。 X^_(i,j)＝｜｜X_(i,j)／C_(i)・2^n(i)-1｜｜ (2) ただし、ｊ＝１、……、Ｎｉ＝２、……、７｜｜・｜｜は縦棒の間の項が最小整数に切捨て
られることを意味する。第２のコーダ４１は差動型であつて、本実施例
では、いわゆる適応予測コーダ（APC）が用い
られる。コーダ３９および４１の出力は比較器４
３で常に比較される。この比較によつて出力スイ
ツチ４５に接続されるコーダが選択される。以上
の動作により、音声／非音声の格づけに厳しく制
約されずに、且つ音声信号を非音声信号から有効
に弁別する必要なしに、音声信号と非音声信号の
間の差異が十分に利用されている。実際には、サ
ブバンド信号が音声の分析から生じる場合、２次
予測符号化の実行によつて与えられた利得は非常
に重要である。そして、サブバンド信号が、例え
ば、非音声の場合のように、あまり相関を有しな
いときは前記利得は理論的にはゼロである。サブ
バンドの予測利得は、周波数が限界周波数の１つ
に接近している信号を前記サブバンドが含んでい
るときにも非常に低くなることがある。この場
合、再サンプリング（デシメイシヨン）後の信号
周波数はナイキスト周波数に接近していることが
あり、その場合、再サンプリングされた信号は低
い１次相関を示す。予測利得が低くなりすぎる
と、（BCPCMによる）信号の直接量子化に関し
て予測器の使用から生じる符号化利得が負になる
ことがある。これは（例えば、１〜３）少ないビ
ツト数で量子化器が用いられる場合に特に当ては
まる。この場合、直接符号化の使用が望ましい。
後に明らかになるように、DAB３３によつて割
当てられたが、差動モードで動作するサブバンド
コーダ（APC）によつては使用されなかつた量
子化ビツトを、（BCPCMによつて）直接処理さ
れるサブバンドに再割当することによつて、符号
化の質を更に改善することが可能である。第３図に示された動作と逆の動作を実行する装
置（図示せず）は、もちろん、本発明のプロセス
によつて圧縮された信号から原音声信号を再構成
するのに必要である。第４図も第３図のコーダの別の実施例、ならび
に復号する際、量子化器３７で実行された動作と
逆の動作を実行する装置を示す。第３図のコーダ
と第４図のコーダの間の相違は次の事実によるも
のである。すなわち、第４図では、コーダ３９お
よび４１で処理される前に、符号化される信号
は、ENV装置４９の使用によつて決定された包
絡線を用いてEQ装置４７で振幅等化される。こ
の信号処理は、具体的には、ENV装置４９で符
号化される信号の包絡線を決定し、EQ装置４７
でこの包絡線を用いて符号化される信号を復調す
ることにより行われ、この処理を行うことによ
り、差動符号化の効率は殊更に改善される。例え
ば、伝送線の受信端で現実の信号を再構成する場
合、スイツチ４５−１でデコーダ３９−１および
４１−１が関連するだけではなく、装置４
９−１も信号包絡線を再計算するとともに、信号
が装置４７−１で変調される。構成ブロツク
の機能表示に付された横線は、復号の際にこれら
のブロツクで実行される動作が符号化で実行され
る動作と逆の動作であることを示している。
BCPCMで符号化されたサンプルの復号は次の関
係式に従う。 X〓_(i,j)＝〔C〓_(i)／2^n(i)-1〕・（X^_(i,j)＋0.5）(
3) ただし、ｊ＝１、……、Ｎｉ＝２、……、７ BCPCMの符号化および復号の詳細は前記米国
特許第4216354号に記載されている。例えば、下記の値をパラメータに与えて符号化
を実行することができる。 ●サンプル・ブロツクを与える各信号部分の長
さ：20ms ●有用なサブバンド数：ｐ＝６ ●サブバンドおよびブロツク毎のサンプル数：Ｎ
＝５ ●６サブバンドの各々のサンプルを符号化する場
合に分配されるビツト数：Ｍ＝15 ●サブバンドのサンプル当りの平均ビツト数：＜
n_(i)＞＝Ｍ／ｐ＝2.5 適応予測符号化および同復号に関しては、第５
図および第８図の回路によつて実行される。符号
化の場合、各々のサブバンドで、再量子化される
信号のサンプルX_(i,j)は減算器５３によつて量子化
器５１−１に加えられる。量子化器５１−１から
出力する信号は逆量子化器５５およびアダプタ５
７で処理される。逆量子化器５５の出力はアダプ
タ５７と加算器５９に送られる。加算器５９のも
う１つの入力は予測器６１の出力に接続され、予
測器６１の入力の１つは加算器５９の出力に接続
されている。加算器５９の出力はまたアダプタ５
７の入力の１つに接続されている。予測器６１の
出力はまた減算器５３の負の入力に接続されてい
る。アダプタ５７は量子化器５１−１および予測
器６１を適応させる情報を与える。第５図に示す符号化装置の動作は、D.COHN
and J.MELSA“The Residual Encoder−An
Inproved ADPCM System for Speech
Digitization”、IEEE Transaction On
Communications、Vol.Com−23、No.９、
September 1974、pp935−941の論文に詳細に記
述された順次適応予測方法に基づいている。この
場合、予測器の係数は、VEPCで用いられた自己
相関方法におけるようなサンプルのブロツク全体
の知識からはもはや決定されないが、前に予測し
たサンプルの再構成から得られた情報に従つて、
サンプリング間隔ごとに適応される。従つて、サ
ンプル順序指標「ｊ」は、ｊをＮに制限するブロ
ツク構成と無関係に考慮される。第５図は予測されたサンプルp_(i,j)が減算器５３
で入力サンプルX_(i,j)から差引かれ、予測された残
留サブバンドのサンプルを与える。 e_(i,j)＝X_(i,j)−p_(i,j) (4) 情報e_(i,j)はまた予測誤差と呼ばれる。この誤差
は、量子化器５１−１で量子化された後、量子化
された残留サブバンド予測サンプルe^_(i,j)を出力す
る。最初に、量子化器５１−１は量子化されるサ
ンプル・ブロツクごとに決定されたステツプを有
し、前記ステツプは、前記米国特許第4216354号
に記述された方法に従つてDAB３３によつて与
えられる項n_(i)によつて計算されるものとする。
前記量子化された残留サンプルe^_(i,j)は、出力スイ
ツチ４５がAPC４１の出力に接続されていると
きのサブバンドの「信号」情報を構成する。更
に、サンプルe^_(i,j)は逆量子化器５５に送られて逆
量子化動作が実行され、再構成されたサブバンド
予測残留サンプルe^_(i,j)を与える。予測されたサン
プルp_(i,j)に加えられたe^_(i,j)の項は再構成された入
力サンプルe^_(i,j)を与える。予測されたサンプル
p_(i,j)は次の関係式によつて示される。 p_(i,j)＝₂ 〓^K=1 a_(i,j,k)・X〓_(i,j-k) ＝a_(i,j,1)・X〓_(i,j-1)＋a_(i,j,2)・X〓_(i,j-2) (5) ただし、a_(i,j,k)はｉ番目のサブバンドの瞬時ｊ
における予測器６１のｋ番目の係数の値
を表わす。これらの係数は標準傾斜手順によつて、サンプ
ルごとに適応される。 a_(i,j+1,k)a_(i,j,k)−α′・∂e〓² _(i,j)／∂a_(i,j,k
) 次の関係式も成り立つ。 ∂e〓² _(i,j)／∂a_(i,j,k)＝−2X〓_(i,j-k)・e〓_(i,j) 次に関係式は信号エネルギがあまりにも減少し
過ぎた場合に小さすぎる数による割算を避ける。角速度ωの純正弦波に対しては、予測器の係数
は次の値に向つて収束する。 a_(i,j,1)＝2cosωT a_(i,j,2)＝−１ただし、Ｔは信号をサンプルする期間である。サブバンド信号がベースバンドの分析から得ら
れる本例では、a_(i,j,2)＝−１を保持するとともに
前記(6)式を用いてa_(i,j,1)を適応させることによつ
て、ずつと速かに収束に到達すると思われる。実際には、下記(7)式の使用が推奨される。 a_(i,j,+1、₁₎＝a_(i,j,1)＋α・X〓_(i,j-1)・e〓_(i,j-
1)／β＋（１−γ）S_(i,j)(7) ただし、S_(i,j)＝γS_(i,j-1)＋X〓² _(i,j) (8) 且つ、係数a_(i,j+1、₁₎の得られた値は予
測器の安定性を確実にするように〔−
２，＋２〕の間隔に制限される。係数α、β、γは実験的に決定され、前記(7)式
の迅速な収束を与えるので、下記の値が用いられ
ている。 α＝0.3 β＝0.01 γ＝0.7 そして、前記(5)式は次のように書くことができ
る。 p_(i,j+1)＝a_(i,j+1、₁₎・X〓_(i,j)−X〓_(i,j-1) (9) 第６図はアダプタ５７の対応する部分に関連す
る予測器６１を示す。予測器６１の動作は前記(7)
式乃至(9)式に従つて行なわれる。第６図の破線で
囲まれた部分は予測器６１の適応を受持つアダプ
タ５７の部分を表わす。しかしながら、前記のよ
うに、a_(i,j+1,1)の項はアダプタ５７の出力から、
その値を間隔〔−２，＋２〕に制限する回路（図
示せず）を介して供給されねばならない。第６図
の残りの部分は予測器６１に直属する。サブバンド予測残留信号のサンプルは適応量子
化器を用いて量子化される。差動符号化の原理か
ら、量子化ステツプは割当てられたビツトn_(i)の
数によるだけでなく、サンプリングするごとに適
応されなければならない。前記適応はアダプタ５
７によつて反復して実行される。言い換えれば、
ｉ番目のサブバンドの量子化ステツプq_(i,j)は値
q_(i,j-1)および予測残留サンプルe^_(i,j-1)の値に依存
す
る。本例では、サンプルX_(i,j)を与える信号の周波
数が急速に変化する場合には信号e_(i,j)は重要な振
幅変化を示すことがあるから、２ビツトまたは３
ビツトの量子化の場合に適応が遅すぎないことを
保証するように、量子化器適応パラメータを選択
する必要がある。適応関数が次のように選択されている。 q_(i,j)＝１／２〔Ｍ・q_(i,j-1)＋q_(i,j-2)〕(10) ただし、Ｍはe^_(i,j-1)の項の値および割当てられ
たビツト数n_(i)の両者によつて決まるデイジタル
値である。従つて、アダプタ５７はn_(i)およびe^_(i,j-1)によつ
てＭを与える表（例えば、下記第１表）を含む。

【表】第７図は前記(10)式および第１表によつて、n_(i)
＝３の場合にq_(i,j)を与える特定の装置の実施例を
示す。第８図は第５図のコーダ４１に対応する予測型
のデコーダ４１−１を示す。予測残留サンプル
e^_(i,j)は逆量子化器６２に供給される。逆量子化動
作を実行するのに必要なパラメータはDAB３３
（第２図）およびアダプタ６３によつて与えられ
る。逆量子化器６２は加算器６５にサンプルX〓_(i,j)
を与え、加算器６５は復号されたサブバンド信号
サンプルX〓_(i,j)を出力する。加算器６５のもう１つ
の入力は予測器６７からp_(i,j)の項を受取る。予測
器６７にはX〓_(i,j)が入力される。アダプタ６３およ
び予測器６７は第５図に用いられたアダプタ５７
および予測器６１にそれぞれ類似している。第９図は第３図に示す特定の装置の実施例の詳
細図である。サブバンド・サンプルX_(i,j)（第２図）
は同時に、APC型のコーダとBCPCM型のコーダ
において処理される。ｉ番目のサブバンドに割当
てられるビツト数n_(i)は、第２図のDAB３３に類
似のDAB装置（図示せず）を用いてC〓_(i)の項から
決定される。第９図の上部に示されているAPC
型のコーダは第５図に関連して説明されたコーダ
と同じ要素から成る。その出力は再構成されたサ
ンプルX〓⁽¹⁾ _(i,j)を比較器４３に供給する。第９図の下部に示されているBCPCM型のコー
ダは逆量子化器５２で再構成されたサンプル、す
なわちX〓⁽²⁾ _(i,j)を比較器４３に供給する。比較器４
３はサブバンドごとに、各々の符号化タイプ
（APCおよびBCPCM）による歪値を計算し、出
力スイツチ４５で、最良の符号化タイプ、すなわ
ち歪を最小にするモードを選択する。コーダごと
に導入された歪は、原信号X_(i,j)と再構成された信
号X〓_(i,j)の間に存在する差異の大きさとして定義さ
れ、前記大きさは平均２乗誤差標準に基づいてい
る。サブバンドｉのサンプルのブロツク毎に
APCコーダによつて導入された差動歪項D_1,iは次
の関係式によつて定義される。 D_1,i＝_N 〓^j=1 〔X_(i,j)−X〓⁽¹⁾ _(i,j)〕² BCPCMコーダによつて導入された直接歪項
D_2,iは次のように定義される。 D_2,iN 〓^j=1 〔X_(i,j)−X〓⁽²⁾ _(i,j)〕² 比較器４３はD_1,iとD_2,iを比較し、もしD_1,i＜D_2,i
であれば、差動モードが選択される。そうでない場合には、直接モードが選択され
る。サブバンドごとに選択されたコーダを識別する
ため「信号」情報に関連してモード・ビツトが使
用される。比較器４３は、出力スイツチ４５を、差動型の
コーダ（APC）に関連する量子化器５１−１の
出力に切替えてe^_(i,j)の項を与えるか、または
BCPCM型のコーダに関連する量子化器５１−２
の出力に切替えてX^_(i,j)の項を与える。特性項C_(i)
を「信号」情報に加えることも必要である。最後
に、モード・ビツトも「信号」情報に組込まれて
いる。第１０図は第９図の装置によつて実行された動
作と反対の（すなわち、復号）動作を実行する特
定のデコーダの実施例を示す。この装置は第１Ｂ
図の装置のデコーダ、すなわち１３に含ま
れるべきものである。e^_(i,j)、X^_(i,j)およびC^_(i)で
構成
されるデータはモード・ビツトによつて作動され
たスイツチ７３−１を介して、２つの逆量子化器
６２−１および６２−２の一方に送られ、その量
子化ステツプは動的に調節される。「信号」情報に含まれた特性項C^_(i)は復号され、
次いで、送信（符号化）端で用いられたのと類似
のDAB装置（図示せず）を使用して、ｉ番目の
サブバンドに割当てられるビツト数n_(i)を再計算
するのに用いられる。逆量子化器６２−１は第８図のものに類似して
いる。逆量子化器６２−２は直接型である、すな
わち次の関係式に示す動作を実行する。 X〓_(i,j)＝〔C〓_(i)／2^n(i)-1〕・〔X^_(i,j)＋0.5〕(
11) 出力スイツチ７３は、モード・ビツトの値によ
つて第１０図の上部のデコーダまたは下部のデコ
ーダのどちらかに切替えられる。本発明のサブバンド・コーダは音声型の音に対
する一定のサブバンドの信号の強い相関を適切に
用いる装置を設けることによつて、すぐれた性能
が与えられているが、それにも拘らず、前記性能
は処理された信号の包絡線を等化することによつ
て更に改善することができる。先験的に、前記等
化動作はコーダに追加装置を設けることを必要と
し、前記追加装置は前記コーダの費用を増すとと
もにその動作速度を低下させる傾向があることが
明白である。これらの不利な点はコーダで使用で
きる装置を第１１図に示すように適切に用いるこ
とによつて減少されることがある。第１１図は第
９図に類似している。第１１図では、第９図に示
す要素（同じ参照番号が用いられている）に加え
て、サブバンド信号から出されたX_(i,j)の項を等化
するために遅延器７５、除算器７７および内挿器
７９が設けられている。遅延器７５は単にサンプ
ルX_(i,j)を遅延し、等化動作自身の持続期間による
効果に対して補償する。この等化動作は除算器７
７を用いる。除算器７７の除算係数は信号X_(i,j)の
包絡線によつて定義される。前記包絡線を決定す
る比較的簡単な装置が本実施例で用いられてお
り、それはデコーダ３５によつて与えられた特性
係数C〓_(i)についての簡単な直線性の内挿器７９に
ある。第１２図は符号化が第１１図の装置によつて実
行されたとき復号動作を実行するのに用いられる
デコーダを示す。従つて、このデコーダは第１０
図に示されたものと同じ要素を含む外、原信号、
すなわち等化されない信号を再構成する変調回路
が設けられている。第一に、この変調回路はデコ
ーダ８５で特性項C〓_(i)を復号して各々のサブバン
ド信号の包絡線を再構成し、内挿器８７で復号さ
れた項C〓_(i)を内挿してから、乗算器８９で、復号
されたサンプルX〓_(i,j)に前記包絡線を掛ける。前記のように、本発明のコーダは、差動モード
（APC）で処理されたサブバンドの、量子化器に
よつて用いられないビツトを再配分することによ
り、BCPCMモードで処理されたサブバンドへの
より良好な割当を可能にする。その方法はいくつ
か考えられる。例えば、APCモードで処理され
た各々のサブバンドに割当てられたビツト数n_(i)
は所定の値n_(k)に制限されるか、または、もつと
すぐれた方法として、これらのサブバンドのn_(i)
はこの値n_(k)に強制されることがある。この場合、
DAB装置によつてｉ番目のサブバンドのために
設定された数n_(i)がn_kを越えるときはこの値n_kに
強制される。反対に、APCサブバンドの数n_(i)が
n_kよりも低いときは、サブバンドは直接コーダ
（BCPCM）に切替えられ、モード・ビツトは反
転される。第１３図は前記符号化プロセスの種々のステツ
プを理解するのに用いうる概要図である。前記、
特に第９図に関連して、（20ミリ秒の信号に対応
する）各々のサンプル・ブロツクは、C_(i)の項、
特にC_(i)の項の符号化／復号によつて得られたC〓_(i)
の項をそこから取出すために分類される。これら
のC〓_(i)の項はDAB1装置８０で使用され、例えば
次の関係式で示す演算を解くことによつて、n¹ _(i)
の項（指標１は１番目の処理が考慮されているこ
とを表わす）が与えられる。 n¹ _(i)＝１／６〔15−_o 〓^j=2 log₂C〓_(j)〕＋log₂C〓_(i) n¹ _(i)の項はｉ番目のサブバンドに割当てられた
コーダ（BCPCM1装置８２）の量子化ステツプ
を調節する。BCPCM1装置８２で再量子化され
たサンプルX_(i,j)はまた、一定のビツト数n_k＝３が
割当てられる（すなわちこの型の符号化の場合、
ｉの値にかかわらずn_(i)＝３となる）APC８４で
差動的に符号化される。これは経験的に、期待で
きる最良の符号化利得（漸近的利得）が３ビツト
によつて実際に得られるという事実によるもので
ある。しかしながら、比較器が２つのコーダからの選
択を行ない、選択されたコーダに装置出力を切替
える第９図関連で示す処理の代りに、第１３図の
場合には、必要があれば、差動モードで動作する
サブバンド・コーダ（APC）によつて保管され
た量子化ビツトを再割当する装置（図示せず）を
用いて、比較器８６はコーダを介するサンプル
X_(i,j)のもう１つの経路を準備する。次の動作の理解を容易にするため１つの例を用
いる。コーダを経由する最初の経路によつて下記
の情報が与えられているものとする。

【表】モード・ビツトは、APCコーダがサブバンド
２，３および４の場合に選択されるが、サブバン
ド５，６および７の場合にはBCPCMコーダが保
持されることを表わす。ｉ＝２の場合、APCコーダは実際にはn¹ ₍₂₎＝n_k
＝３の値を割当てられる。他方、ｉ＝３およびｉ＝４ではn_(i)＜３のため、
BCPCM符号化が望ましい。対応するモード・ビ
ツトは０にセツトされる。言い換えれば、モード・ビツトのグループは
（100000）となり、モード(2)ワードと呼ばれる。２番目のサブバンドに対してAPCコーダを選
択すると、５−３＝２の符号化ビツトが使用可能
になる。更に、C₍₂₎は送る必要がないから、C₍₂₎の
４つの符号化ビツトも使用可能になり、Ｎ＝５の
サンプル・ブロツクにわたる分配後、0.8の追加
ビツト（４／Ｎ）に対応する。従つて、２＋0.8
＝2.8の追加ビツトは、モード₍₂₎ビツトが０に等
しい５つのサブバンド（p′＝５）の間の各サンプ
リング時に再分配される。よつて、BCPCM型の
コーダを介してX_(i,j)の項の２度目の走行の場合に
使用可能な量子化ビツト数M′は次の関係式で得
られる。 M′＝Ｍ−n_k・p″＋4p″／Ｎ＝Ｍ＋（４／Ｎ−n_k）p
″(12) ただし、p″は１に等しいモード₍₂₎ビツトの合計
数に等しい、すなわち前記の例ではp″＝
１である。従つて、前記の例では M′＝15＋（４／５−３）＝12.8 この計算は第１３図の動的ビツト割当装置、す
なわちDAB2装置８８で実行できる。そこから、
DAB2装置８８は、下記関係式を用いて、サブバ
ンド３，４，５，６および７のBCPCMコーダ、
すなわちBCPCM2装置９０に割当てられるビツ
トを再定義する。 n⁽²⁾ _(i)＝１／p′〔M′−₇ 〓^j=3 log₂C〓_(j)〕＋log₂X〓_(i) （13） n⁽²⁾ _(i)＝１／５〔12.8−₇ 〓^j=3 log₂C〓_(j)〕＋log₂C〓_(i) （14）ただし、ｉ＝３、４、５、６、７ p′＝ｐ−p″＝５（前例の場合）また、前記米国特許第4216354号に記述された
方法を使用し、前記（14）式を用いてn⁽²⁾ _(i)の再計
算をすることなく、使用可能になつた2.8の追加
ビツトをサブバンド３〜７の間に再分配すること
も可能である。もちろん、受信端で同じモードを
用いてn⁽²⁾ _(i)の項を決定する必要がある。得られた新しい項 n⁽²⁾ ₍₃₎、n⁽²⁾ ₍₄₎、n⁽²⁾ ₍₅₎、n⁽²⁾ ₍₆₎およびn⁽²⁾ ₍₇₎ はサブバンド３〜７のサンプルを再量子化するの
に用いられる。この２度目の符号化の実行は第１
３図の２番目のコーダ、すなわちBCPCM2装置
９０によつて行なわれる。実際には、同じコーダ
が再使用されてBCPCM1装置８２および
BCPCM2装置９０の機能を確保する。前記２度目の符号化によつて得られたX〓_(i,j)の項
はモード₍₂₎ビツトを表わす新しい６ビツト・ワー
ド（100000）によつて制御された出力スイツチ４
５に加えられるが、出力スイツチ４５はAPC８
４のコーダからe^_(i,j)の項を受取る。第１３図にお
いて、インバータＩおよびゲートＧは、０に等し
いモード₍₂₎ビツトがDAB2装置８８の効果をサブ
バンド３−７に制限することを示す。更に、注目すべき点として、差動コーダ
（APC）は一定のサブバンド（上の例ではｉ＝３
〜７）に対しては使用されないが、それらの係数
a_(i,j-1)を再調節する必要がある。この再調節は、
一方では、最初の走行前に第６図および第７図の
遅延セルＴに含まれていた情報をそれらに再び加
えることによつて実行され、他方では、APC型
のコーダを動作し、保持されている各々のサブバ
ンドを、対応するBCPCM2装置９０のコーダか
ら与えられたサンプルX〓_(i,j)について、BCPCMモ
ードで処理することによつて実行される。従つ
て、前記X〓_(i,j)の項―逆量子化器からも得られる
（第１２図参照）―はアダプタ６３を調節する場
合と同じように使用されることがある。これが、
X〓_(i,j)の項を与えるBCPCM2装置９０の出力が対
応するAPCコーダの入力にフイードバツクされ
ている理由である。このフイードバツクは比較器
８６から与えられたモード₍₂₎ビツトによつて制御
されたANDゲートＡ１を経由する。ANDゲート
Ａ１の後にあるORゲートＯ１は入力として、
BCPCM2装置９０で再構成されたX〓_(i,j)の項か、
またはサンプルX_(i,j)のどちらかを受取る。第１４図は20ミリ秒の符号化された音声信号を
表わすサンプル・ブロツクごとにマルチプレクサ
２８（第１Ａ図）から出力されたビツトのブロツ
クのフオーマツトを示す。第一に、このフオーマ
ツトには、10ミリ秒ごとの情報速度で「エネル
ギ」チヤンネルによつて与えられた２つのエネル
ギ情報を表わす、各４ビツトの２ワード（Ｅ１お
よびＥ２）が含まれる。次に、「係数」チヤンネ
ル上でパラメータ予測器１４によつて与えられた
PARCOR係数（全部で28ビツト）が含まれる。
そして、６個のモード・ビツト（サブバンド２〜
７のそれぞれに１ビツト）、続いて、BCPCMモ
ードで符号化されたサブバンド特性項C^_(i)（各４ビ
ツト）、最後に、状況によつてX^_(i,j)またはe^_(i,j)の
サ
ンプルが含まれる。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図は音声励起予測コーダ（VEPC）を用
いる先行技術の送信機を示すブロツク図、第１Ｂ
図は第１Ａ図の送信機に関連する受信機を示すブ
ロツク図、第２図は本発明によつて提供される、
第１Ａ図に示すコーダの部分のブロツク図、第３
図および第４図は本発明の種々の実施例の概要を
示すブロツク図、第５図乃至第８図は第３図およ
び第４図に示す装置で与えられるAPCコーダお
よびデコーダの各種の実施例ならびにそれらの構
成要素のいくつかを示すブロツク図、第９図およ
び第１０図は第３図および第４図の要素３７およ
び３７−１の各種の実施例の概要を示すブロツク
図、第１１図および第１２図は要素３７および３
７−１の他の実施例を示すブロツク図、第１３図
は本発明の別の実施例のブロツク図、第１４図は
本発明によつて送信機の出力に得られたビツトの
配列を示す図である。

Claims

【特許請求の範囲】１音声信号をデイジタル的に符号化する方法で
あつて、前記音声信号をPCM符号化して音声PCM信号
とし、前記音声PCM信号と逆フイルタ出力との差信
号をとり、当該差信号を低域フイルタリングおよ
びデシメイシヨンして残留ベースバンド信号を取
出し、前記残留ベースバンド信号を複数のサブバンド
に分割し、量子化ビツトを動的割当した直接方式および差
動方式の符号化を各々のサブバンド信号に対して
同時に適用し、前記サブバンドごとに、前記直接方式および差
動方式の符号化の結果と、これらの符号化を施し
ていないサブバンド信号とを比較して歪情報を取
出し、サブバンドごとに、前記歪情報が最小の符号化
された信号を選択するステツプを含むことを特徴とする音声信号符号
化方法。