JPH045200B2 - - Google Patents

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JPH045200B2
JPH045200B2 JP58223856A JP22385683A JPH045200B2 JP H045200 B2 JPH045200 B2 JP H045200B2 JP 58223856 A JP58223856 A JP 58223856A JP 22385683 A JP22385683 A JP 22385683A JP H045200 B2 JPH045200 B2 JP H045200B2
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    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/06—Determination or coding of the spectral characteristics, e.g. of the short-term prediction coefficients

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  • Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は音声符号化方式に係り、特には周波数
帯域制限や送信電力の制限のきびしい通信システ
ムに適用して有効な音声符号化方式に関する。
（背景技術） デイジタル海事衛星通信システムやSCPCによ
るデイジタル・ビジネス衛星通信システムなどの
ように周波数帯域の制限や送信電力の制限のきび
しいシステムにあつては、低ビツトレートであつ
て高品質な符号化処理音声が得られ、しかも、伝
送符号誤りの影響が非常に少ない音声符号化方式
が要求される。
このような背景から、従来より、16KBPS適応
予測音声符号化方式が他の符号化方式に比較して
品質のよい符号化処理音声が得られるものとして
注目され、提案がなされている。
第１図は、この種の従来例であつて、プリエン
フアシス・デイエンフアシス法と呼ばれ、音声信
号の広域部分の量子化雑音を音声信号成分より小
さくしてヒス雑音を低減し、符号化処理音声の品
質を改善しようとするものである。第１図の従来
例は次のように動作する。
アナログ・バンド・パス・フイルタとＡ／Ｄ変
換器とを介して入力されたデイジタル音声帯域信
号は、符号入力端子１よりプリエンフアシス器２
に入力され、広域部分の強勢がなされる。この出
力信号をスペクトラム分析器３を用いてフレーム
毎にスペクトル分析し、短時間スペクトラム予測
器４の予測フイルタ係数を求める。短時間スペク
トラム予測器４においては、フレーム毎に新しく
設定された予測係数を用いて、プリエンフアシス
器２の出力のサンプル値に対する予測値を計算
し、プリエンフアシス器の出力から引算器５によ
り残差信号をとりだし、これを適応量子化器６を
用いて量子化し、符号化する。更に、この符号化
された信号を適用逆量子化器７を用いて、量子化
された残差信号をとりだし、これに前記予測値を
加算器８を用いて加算し、次の予測値を得るため
に予測器４に入力する。一方、符号化された信号
は予測係数の情報と多重化のための多重回路９を
介して符号器出力端子１０から送出する。復号器
においては、符号器から送られてきた信号を復号
器入力端子１１を介して多重分離回路１２に入力
し、予測係数に関する信号と残差信号に関する符
号化信号とに分離する。残差信号に関する符号化
信号から適応逆量子化器１３を用いて、量子化さ
れた残差信号を得、これに加算器１５を用いて予
測器１４からの出力である予測値を加算する。こ
れを更に１６のデイエンフアシス器に通して復号
化された音声帯域信号を復号器出力端子１８から
得る。この信号をＡ／Ｄ変換器とアナログフイル
タに通すことにより符号化処理されたアナログ音
声帯域信号が得られる。プリエンフアシス器２
は、プリエンフアシス用デイジタルフイルタ２′
と引算器２″からなり、１６のデイエンフアシス
器はデイエンフアシス用デイジタルフイルタ１
６′と加算器１７から構成されている。
本従来例の特徴は、これらのプリエンフアシ
ス、デイエンフアシス器によつて符号化処理され
た音声の品質を改善している。すなわち、音声帯
域信号の高域の量子化雑音成分を小さくし、高域
ヒス雑音をおさえ、品質を向上している。しかし
ながら、このプリエンフアシス、デイエンスフア
シス器内のデイジタルフイルタ２，１６の係数は
一般に固定であることから、常に音声信号に適応
した特性を得ることができず、大幅な品質改善は
得られないという欠点を持つている。
なお、本従来例においては残差信号の符号化の
ために２ビツト、予測係数に関する情報の符号化
のために28ビツト程度を用いるのが一般的であ
る。
第２図は他の従来例であつて、雑音整形フイル
タを用いて、量子化雑音に音声信号に適応した周
波数特性を持たせ、音声信号の高域でのヒス雑音
をおさえ、音声品質の改善を行つている。
すなわち、適応量子化器５の出力から適応逆量
子化器６を介して量子化された残差信号を得、こ
れから適応量子化器５の入力を引算器２１を用い
て差引き、量子化雑音を求め、雑音整形フイルタ
２２に入力する。
雑音整形フイルタ２２は、デイジタルフイルタ
で構成されており、量子化雑音のスペクトラム分
布を整形するもので、その伝達関数のＺ変換を Ｆ（ｚ）＝N 〓i=1 airiZ-i で与える。
ここで、Ｎは予測器のタツプ数、ａはｉタツプ
目の予測係数、ｒは０＜ｒ＜１の一定定数で音声
品質が良くなるように選択される。これにより符
号化処理された音声信号の主観的な音声品質を改
善している。しかし量子化雑音などによる音声品
質劣化を十分に小さくすることはできない。この
理由は２２の雑音整形フイルタを導入しているた
め、この雑音整形フイルタ２２を介して量子化雑
音が帰還されることになり、適応量子化器５の入
力信号の振幅分布や電力が用意されている適応量
子化器５の量子化特性からずれるため、大きな量
子化雑音を発生することになるからである。ま
た、この量子化雑音や符号器と復号器との間の伝
送路で発生する伝送符号誤りによつて加算器１５
と復号器１４とが構成している巡回形デイジタル
フイルタが発振状態あるいは発振状態に近くな
り、音声品質が著しく劣化する欠点を持つてい
る。なお、第２図の基本的動作は第１図と同様で
あるので詳細は省略した。
（発明の課題） 本発明は、上述した従来技術の欠点を解決する
ためになされたもので、ビツトレートに変更する
ことなく低ビツトレートで、かつ高品質の符号化
処理音声を得ることのできる音声符号化方式を提
供することを目的とする。
（発明の構成および作用） 第３図Ａ及びＢは本発明の一実施例である。
先ず、動作を説明する。デイジタル入力信号は
符号化入力端子３４を介してフレーム毎に短時間
スペクトラム分析（LPC分析）を行ない、LPC
パラメータをLPCパラメータ符号器３６に介し
て符号化し、多重回路６２を介して受信側の復号
器へ伝送する。
更に、これをLPCパラメータ復号器３７を介
して予測係数を得る。これに短時間スペクトル予
測器３８を構成するデイジタルフイルタのタツプ
毎に異なつた荷重を行ない、新たにこれを予測係
数とする。すなわち、予測フイルタ３８のＺ変換
された伝達関数をＰ（ｚ）＝N 〓i=1 aiZ-i とし、 ai＝αiβi とする。ここで、Ｎはタツプ数、aiはｉタツプ目
の予測係数で、αiはLPC分析の結果の後、符号復
号化によつてよられた予測係数である。βは荷重
を示す一定定数で０＜β＜１の範囲の値である。
なお、aiの予測係数は局部復号用のスペクトル予
測器５５，５６および雑音整形フイルタに対して
も使用する。ai（ｉ＝１〜Ｎ）を係数とする短時
間予測器３８の予測出力を入力信号から引算器４
３を介して差引き、短時間スペクトル残差信号を
得る。ここでの残差信号はピツチ周期以外の単時
間での相関が取り除かれている。この信号を基に
ピツチ分析器３９を介し、ピツチパラメータ符号
器は、音声に対してピツチ周期Npとピツチ周期
に対応した相関を求め、長時間スペクトル予測器
４２のための予測係数を計算する。長時間スペク
トル予測器４２においては、音声信号がピツチ周
期に対応してほぼ同一の波形がくり返されること
を利用して、ピツチ周期と予測係数と短時間予測
器３８の出力信号を用いて予測値を計算する。以
上の短時間予測値と長時間予測値を入信号から差
引くことにより、引算器４４の出力における残差
信号を理想的に白色化することができる。なお、
ピツチパラメータ符号器４０で符号化されたピツ
チ周期と予測係数は多重回路６２を介して受信側
に伝送される。
白色化された引算器４４の出力信号からは、雑
音整形フイルタ５１の出力を引算器４９を用いて
差引き、最終残差信号としてこれを適応量子化器
４９で量子化し符号化する。この適応量子化器４
９には最終残差信号の分散が１である時に最適な
すなわち、量子化雑音を最小とする量子化ステツ
プサイズを基本ステツプサイズとして有する。従
つて、最終残差信号の分散が１でない時には量子
化特性を劣化させることとなる。この劣化を補償
するのが、RMK計算回路４５であり、ここで計
算されたRMS値を基本ステツプサイズに掛け合
せればそのRMS値に最適な量子化ステツプサイ
ズを求められるし、このRMS値を参照して分散
が１となるように最終残差信号を制御してもよ
い。基本ステツプサイズとしてはガウス分布やラ
プラス分布など最終残差信号の振幅分布の性質を
考慮して複数種類用意することが品質向上の上で
望ましい。しかしながら、引算器４８の出力点に
おける最終残差信号は、白色化された信号から、
周波数特性を有する雑音整形フイルタ５１の出力
信号が差引かれた形となつているから、理想的な
分布はしていない。したがつて、最適な量子化ス
テツプサイズを求めるには以降の一連の処理が必
要となる。
ここでは、サブフレーム毎に量子化ステツプサ
イズを更新することとする。
サブフレーム更に残差信号のRMS値を４５の
RMS計算回路を介して得、更にこれをRMS値符
号器４６、RMS値復号器４７を通し、量子化さ
れたRMS値を求める。この時のRMS値符号器４
６の出力レベルをこの基準レベルとし、併せて近
傍のレベルを符号器内に記憶しておく。まず、こ
の基準レベルに対応した量子化されたRMS値を
基準RMS値とし、適応量子化器４８のステツプ
サイズを決定する。この後に、残差信号から雑音
整形フイルタ５１の出力を引算器４９を用いて差
引き、最終残差信号としてこれを適応量子化器４
８で量子化し、符号化する。更に符号化された信
号を適応逆量子化器５０に通し、量子化された最
終残差信号を得、これから、量子化される前の最
終残差信号を引算器５２を介して差引き、量子化
雑音を得る。これを雑音整形フイルタ５１に入力
する。更に、この量子化された最終残差信号に局
部復号用長時間スペクトル予測器５５の出力を加
算器５３を介して加算する。更に、これを５５に
入力するとともに局部復号用短時間スペクトル予
測器５６の出力を加算器５４を介して加算し、こ
れを５６に入力する。局部復号信号端子５７には
局部的に復号された入力信号が得られる。これと
入力信号との差を誤差信号として引算器５８を介
して求める。サブフレーム間に渡つて、この誤差
信号の電力を５９の誤差信号電力比較器内で計算
する。ここで、同様な一連の動作をあらかじめ用
意されている全ての基本ステツプ・サイズに対し
て、その各々に対応した誤差信号電力を５９で計
算し、記憶しておく。更に、基準RMSレベルの
近傍のあらかじめ決められた数のすべてのRMS
レベルに対して各々ステツプサイズを求め、これ
を適応量子化器４８に設定し、再度基本ステツプ
サイズの場合と同様に前記の一連の処理を実施
し、各々の場合に対応した誤差信号電力を計算
し、記憶しておく。あらかじめ決められた基準お
よびその近傍のRMS値と用意されている基本ス
テツプのすべての組み合わせに対応して得られた
誤差信号電力のうち、最小なものを与えるRMS
値と基本ステツプサイズとから、これらを最適量
子化パラメータとし、RMS値符号器４６を介し
て多重回路６２から受信側の復号器へ送信する。
また、基本ステツプサイズに対しては、これに対
応した符号語をステツプサイズ符号器を介して多
重回路６２から受信側の復号器へ送信する。
一方、復号器では従来の方式と同様に動作させ
ればよく、復号器入力端子６４を介して最終残差
信号に関する信号、RMS値に関する信号、基本
ステツプサイズに関する信号およびピツチ・パラ
メータに関する信号とに多重分離回路６５を用い
て分離する。RMS値復号器６７を用いてRMS値
を復号し、これと基本ステツプサイズ信号復号器
６６を介して得られた基本スデツプサイズとを適
応逆量子化器６８に設定する。これをもとに受信
された最終残差信号に関する信号を適応逆量子化
器６８を用いて復号し、量子化された最終残差信
号を得る。一方、LPCパラメータ復号器７０を
介して得られた予測係数を短時間スペクトル予測
器７４を設定し、更に、ピツチパラメータに関す
る信号に対しては、ピツチパラメータ復号器６９
を介して、ピツチ周期と予測係数を得、これを長
時間スペクトル予測器７３に設定する。長時間ス
ペクトル予測器７３からの予測出力を適応逆量子
化器６８の出力に加算器７１を介して加算し、予
測器７３に入力すると共にこれに更に短時間スペ
クトル予測器７４の予測出力を加算器７２を介し
て加算し、復号された音声帯域信号を得る。
これを予測器７４に入力すると共にＤ／Ａ変換
し、アナログ音声帯域フイルタに通ずることによ
つて符号化処理された音声信号が得られる。この
ように入力信号と局部復号化された信号との誤差
信号の電力をサブフレーム内で最小となるよう適
応量子化パラメータを選択していることから適応
量子化器４８は復号化された時に雑音が最小とな
るよう最適な量子化特性を与え、雑音電力は最小
と押えられ、旦も雑音整形フイルタ５１によりそ
の雑音スペクトラムが音声品質に主観的な劣化を
与えないよう制御されていることになる。この結
果、符号化処理された音声品質は従来の方式に比
較して著しく改善される。
この効果は、16KBPSのビツトレートでのシミ
ユレーシヨンによつても確められている。尚、こ
この説明では、適応量子化パラメータとして
RMS値と基本ステツプサイズを仮定して説明し
たか、どちらか一方だけをパラメータとして可変
し、誤差信号電力を求め、これを最小とする最適
なパラメータの値を求めてもよい。また、局部復
号用予測器の予測係数も可変して、各々の場合に
対応した誤差信号の内の最小値を与える予測係数
として符号器で用いるとともに受信側復号器に伝
送してもよい。また、サブフレーム毎に適応量子
化器パラメータの選択ならびに誤差電力を最小と
したが、これをフレーム毎に行なつてもよい。
上記の説明のごとく、符号器側で復号後の誤差
信号電力が最小となるよう最適量子化されている
こと、予測係数はタツプ位置とともに小さな値と
なる荷重が付けられていることから、伝送符号誤
りに帰因した残差信号内雑音が復号器内短時間ス
ペクトル予測器７４と加算器７２とで構成する巡
回形デイジタルフイルタに加わつても発振状態は
発生せず、非常に安定した符号化処理音声を得る
ことができる。旦も従来の符号誤りにより発生し
た雑音に対して、等価的に主観評価改善のための
フイルタとして作用することから、本方式では従
来の伝送誤りによる雑音の音声品質に与える影響
に比較して、十分にその影響が小さくなつてい
る。尚、10-3の伝送符号誤り率を持つた伝送符号
誤りの影響を16Kbit／ｓ符号化速度のシミユレ
ーシヨンしてみると、この符号誤りによる劣化は
ほとんど感じられないことが確認された。この結
果、本方式により従来にない高い品質の符号化処
理音声が得られ、旦も海事衛星通信システムのよ
うなフエージングのために伝送符号誤り率が著し
く劣化し、10-3あるいはこれ以上となる系におい
ても安定した音声品質が得られることから、この
ようなデジシタル回線を用いた電話伝送のために
非常に有効で、旦もその効果は大である。
第４図は本発明の第２の実施例を示すものであ
る。前記の第３図における最終残差信号を得る過
程までは同一であるので説明を省略する。また、
復号器は第３図の復号器と同一の構成でよいので
これについて構成と説明は省略する。第２の実施
例の第１の実施例との相異点は局部復号を行なわ
ず適応量子化器から量子化雑音のみを図４の９８
からとりだし、量子化雑音電力を計算する量子化
雑音電力検出器８０を設けた点にある。すなわ
ち、適応量子化パラメータである基準RMS値と
その近傍のRMS値及びあらかじめ用意された複
数の種類の基本ステツプサイズの組み合せに対し
て、各々量子化雑音電力を80で計算し、量子化雑
音電力を最小とするRMS値及び基本ステツプサ
イズを６０にて選択し、そのRMS値を４６及び
多重回路６２を介して受信側復号器へ送信する。
更に、基本ステツプサイズに対しては６１のステ
ツプサイズ信号符号器と多重回路６２を介して符
号器出力端子６３から受信側復号器へ伝送する。
このパラメータで対応量子化された４８の出力の
符号化信号を多重回路６２を介して端子６３から
受信側復号器へ送出する。
上記に説明したように適応量子化器に対して量
子化雑音が最小となるよう適応量子化パラメータ
を選択して量子化しており、従来の方式の欠点を
除くことができる。第３図の実施例に比較すると
局部復号しない為、回路構成は簡単になるが符号
化処理された音声品質は第３図の実施例に比較し
てわずかに劣る。
本発明の実施例をもとに説明したように、局部
復号化された信号を入力信号との誤差信号の電力
を最小とするかあるいは適応量子化器の量子化雑
音電力を最小とするよう適応量子化パラメータを
選択することにより非常に高品質な符号化処理音
声が得られる。また、この時、予測器にタツプ毎
に異なる荷重をかけた予測係数を用いることによ
り、伝送符号誤りに強い適応予測符号化方式が実
現でき、海事衛星通信システムなどへの応用にお
いてその効果は非常に大となる。
【図面の簡単な説明】
第１図は従来の適応予測符号化方式においてプ
リエンフアシス・デイエンフアシスを用いた原理
ブロツク図、第２図は従来の適応予測符号化方式
において雑音整形フイルタを内蔵させた場合の原
理ブロツク図、第３図Ａ及びＢは本発明の実施例
を示すブロツク図、第４図は本発明の他の実施例
を示すブロツク図である。 （符号の説明）、３４……符号器入力端子、３
５……LPC分析器、３６……LPCパラメータ符
号器、３７……LPCパラメータ復号器、３８…
…短時間スペクトル予測器、３９……ピツチ分析
器、４０……ピツチパラメータ符号器、４１……
ピツチパラメータ復号器、４２……長時間スペク
トル予測器、４３……引算器、４４……引算器、
４５……RMS計算回路、４６……RMS値符号
器、４７……RMS値復号器、４８……適応量子
化器、４９……引算器、５０……適応逆量子化
器、５１……雑音整形フイルタ、５２……引算
器、５３……加算器、５４……加算器、５５……
局部復号用長時間スペクトル予測器、５６……局
部復号用短時間スペクトル予測器、５７……局部
復号信号端子、５８……引算器、５９……最小誤
差電力検出器、６０……RMS値基本ステツプサ
イズ選択器、６１……基本ステツプサイズ信号符
号器、６２……多重化回路、６３……符号器出力
端子、６４……復号器入力端子、６５……多重分
離回路、６６……基本ステツプサイズ信号復号
器、６７……RMS値復号器、６８……適応逆量
子化器、６９……ピツチパラメータ復号器、７０
……LPCパラメータ復号器、７１……加算器、
７２……加算器、７３……長時間スペクトル予測
器、７４……短時間スペクトル予測器、７５……
復号器出力、８０……最小量子化雑音電力検出
器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 符号化器入力信号Sjの予測値を作成する少な
    くとも１個の予測器３８，４２と、 該予測値と前記入力信号との差分信号を引算器
    ４３，４４により求め、該差分信号を符号化する
    量子化器４８と、 該量子化器４８の出力を逆量子化して前記差分
    信号に相当する信号を復元する逆量子化器５０
    と、 該逆量子化器５０の出力と前記量子化器４８の
    入力信号との差分９８を量子化雑音として抽出
    し、該量子化雑音をスペクトラム整形して前記量
    子化器４８の入力に引算器４９を介して帰還する
    ための雑音整形フイルタ５１と、 前記量子化雑音の電力が最小となるよう前記量
    子化器４８の量子化ステツプサイズを適応的に選
    択する手段４５，４６，４７，６０，６１とを少
    なくとも有することを特徴とする音声符号化装
    置。 ２ 前記入力信号の予測器の予測係数が前記入力
    信号をスペクトラム分析した結果求められた予測
    係数に重み付けがなされていることを特徴とする
    特許請求の範囲第１項記載の音声符号化装置。 ３ 符号化器入力信号Sjの予測値を作成する少な
    くとも１個の予測器３８，４２と、 該予測値と前記入力信号との差分信号を引算器
    ４３，４４により求め、該差分信号を符号化する
    量子化器４８と、 該量子化器４８の出力を逆量子化して前記差分
    信号に相当する信号を復元する逆量子化器５０
    と、 該逆量子化器５０の出力と前記量子化器４８の
    入力信号との差分９８を量子化雑音として抽出
    し、該量子化雑音をスペクトラム整形して前記量
    子化器４８の入力に引算器４９を介して帰還する
    ための雑音整形フイルタ５１と、 前記逆量子化器５０の出力を用いて局部復号す
    る局部復号用の少なくとも１個の予測器５５，５
    ６と、 該予測器５５，５６から得られる予測値と前記
    逆量子化器５０の出力との和を与える加算器５
    ３，５４の出力と、符号化器入力信号Sjとの差を
    与える引算器５８と、 該引算器５８の出力からなる誤差信号の電力が
    最小となるよう前記量子化器の量子化ステツプサ
    イズを適応的に選択する手段４５，４６，４７，
    ６０，６１とを少なくとも有することを特徴とす
    る音声符号化装置。 ４ 前記入力信号の予測器及び局部復号用予測器
    の予測係数が前記入力信号をスペクトラム分析し
    た結果求められた予測係数に重み付けがなされて
    いることを特徴とする特許請求の範囲第３項記載
    の音声符号化装置。 ５ 符号化器において符号化器入力信号の短時間
    スペクトルをもとにLPCパラメータを求める
    LPC分析器３５と、該LPCパラメータを符号化
    するLPCパラメータ符号器３６と、復号化する
    LPCパラメータ復号器３７と、該LPCパラメー
    タ復号器出力をもとに得られた予測係数に重み付
    けして該入力信号の予測値を得る短時間スペクト
    ル予測器３８と、該予測値と前記入力信号との差
    分信号を引算器４３により求め、該差分信号を量
    子化し符号化する量子化器４８とを少なくとも有
    する符号化器と、 復号化器において伝送されてきたLPCパラメ
    ータを復号化するLPCパラメータ復号器７０と、
    該LPCパラメータ復号器出力をもとに得られた
    予測係数に重み付けして予測値を得る短時間スペ
    クトル予測器７４と、伝送されてきた量子化され
    た差分信号を逆量子化する逆量子化器６８と、該
    予測値と該逆量子化器出力とを加算して該符号化
    器入力信号を再生するための加算器７２とを少な
    くとも有することを特徴とする音声符号化装置。
JP58223856A 1983-11-28 1983-11-28 音声符号化装置 Granted JPS60116000A (ja)

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