JPH11503240A - フェーザ測定用単一側波帯フィルタバンクの効率的実施装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 推定されたスペクトルパワー及び位相の正確な測定値が、臨界的にサンプリングすることによって発生される１以上の入力信号の各々の２つのスペクトル記号から得られる。得られた測定値は、知覚符号化システムにおける適応ビット割当て等の各種の用途で用いることができる。臨界サンプリングされた特殊な単一側波帯フィルタバンクの効率的な一実施例が開示される。

Description

【発明の詳細な説明】 フェーザ測定用単一側波帯フィルタバンクの効率的実施装置技術分野 概して本発明は信号処理に関し、特に各種の信号処理に用いることができる単 一側波帯信号分析フィルタバンクの効率的実施に関する。 以下の論議及び特に背景技術論議を通して、オーディオ符号化用途に特に言及 しているが、本発明は他の用途にも適用できることを理解されたい。背景技術 多くのデジタル信号処理（ＤＳＰ）用途では、入力信号を十分に表すために要 する情報量の低減が試みられている。情報容量要件を下げることによって、信号 記号は、より小さい帯域幅チャンネルを通して伝送するか又はより少ないスペー スを用いて媒体に記憶することができる。 符号化では、信号内の冗長成分又は無関係な成分を除去することによって入力 信号の情報容量要件を低減できる。いわゆる知覚符号化方法及びシステムではし ばしばフィルタバンクを用いて、入力信号をスペクトル成分の基本セットに脱相 関させることによって冗長性を低減させ、またスペクトルパワー、即ち、スペク トル量の推定値に基づく心理・知覚基準による適応ビット割当によって無関係性 を低減させている。時々共同ステレオ符号化及び多重チャンネル接続と呼ばれる 他の技術では、チャンネル間の冗長性を低減させようとしている。以下に説明す る通り、知覚符号化及び多重チャンネル符号化は共に、最適性能を達成するため にスペクトル量及び位相の正確な測定値を必要とする。 例えば、オーディオ符号化では、スペクトルマスキング、即ち、隠蔽をスペク トルパワーと関連づける、E．Zwickerの著書『心理音響学』1981に基づく心理音 響モデルがしばしば用いられる。スペクトル量に基づく心理音響モデルの例は、 M．Schroeder他の『人の耳の隠蔽特性を利用したデジタルスピーチコーダの最適 化』(J．Acoust．Soc．Am.，Dec．1979，pp．1647-1652)で論じられている。 多くのデジタル知覚符号化システムは、上記 Schroeder他で述べられているよ うな知覚モデルを用いている。これらのモデルでは、信号中のすべてのスペクト ル成分の周波数及び大きさから信号内の各スペクトル成分の可聴性を予想するこ とを試みている。聴取できないと想定されるスペクトル成分は無関係と見なされ 、符号化される信号に含める必要はない。他のスペクトル成分は、量子化誤差又 は『量子化ノイズ』が他の成分によって聴取されなくなることを確保するのに丁 度十分なビットを用いて量子化することができる。知覚モデルによる正確な予測 値は、知覚コーダを通して各スペクトル成分に最適数のビットを割り当てること を可能にさせる。不正確な予測値を与えることが知られているモデルを用いるコ ーダでは、符号化される信号の聴取可能な劣化を避けるために概して追加ビット を割り当てなければならない。Schroeder 他で既に述べたようなZwicker の著書 に基づく知覚モデルはスペクトル量に基づいている。従って、正確なモデル予測 にはスペクトル量の正確な測定値が必要である。 ２つの一般的知覚符号化技術は、サブバンド（小帯域）符号化及び変換符号化 である。サブバンド及び変換符号化の双方におけるフィルタバンクは、幾つかの 時間領域対周波数領域変換のうち任意のもので実施してもよい。J. Tribolet a nd R．Crochiereの『スピーチの周波数領域符号化』(IEEE Trans．Acoust.，Spe ech，and Signal Proc.，ASSP-27，Oct．1979，pp．512-30)を参照のこと。１以 上の近接変換係数は、個々の変換係数帯域幅の和である有効帯域幅を有する『サ ブバンド』を定めるために共にグループ化してもよい。 多くの符号化システムは、単一側波帯（ＳＳＢ）フィルタバンクを用いている 。R．Crochiere及びL．Rabinerの『多重レートデジタル信号処理』(Pretice-Hal l,1983，pp．366-376)で論じられているように、単一側波帯フィルタバンクでは 、真価の入力信号サンプルに応答して純粋に真又は架空の成分値を有するスペク トル記号が発生される。符号化用途で一定のＳＳＢフィルタバンクを用いること は、それにより完全再構成されかつ臨界的にサンプリングされるフィルタバンク が実施できるのでしばしば魅力的である。完全再構成とは、有限の精度によって 生じる誤差のない状態で入力信号を再構成するための分析・合成フィルタバンク 対の特性を指す。臨界サンプリングとは、入力信号を伝えるのに用いられるサン プル数より少ない数のスペクトル成分を発生させる分析フィルタバンクの特性を 指す。臨界サンプリングの概念については説明を要する。例えば、ＤＦＴは 多くの符号化用途において信号サンプルブロック内の各サンプルにつき１つのス ペクトル成分を発生させるが、ＤＦＴに基づく分析・合成フィルタバンクは、臨 界サンプリングでは入力信号を完全に再構成することはできない。それは変換が 一連の重複する信号サンプルブロックに適用されるからである。重複は、分析フ ィルタバンク周波数特性を改良しかつブロック化に伴う人工物を除く、非長方形 状窓関数の使用を可能にするが、臨界サンプリングでの完全な再構成を妨げる。 その理由は、分析フィルタバンクが入力信号サンプル数より多くの係数値を発生 させなければならないからである。臨界サンプリングのこの損失は、符号化され る信号の情報容量を増加させる。 重複ブロック変換によって実施される２つの公知のＳＳＢ分析フィルタバンク は、時間領域エイリアシング相殺（ＴＤＡＣ）を用いる臨界サンプリングでの完 全な再構成を可能にする。一フィルタバンクがJ．Pricen and A．Bradleyの『時 間領域エイリアシング相殺に基づく分析・合成フィルタバンクデザイン』（IEEE Trans．on Acoust.，Speech，Signal Proc,．ASSP-34，1986，pp．1153-1161） に記載されている。同フィルタバンクは、修正された離散余弦変換（ＤＣＴ）と 修正された離散正弦変換（ＤＳＴ）との交互適用とから成り、偶数積重ねされ、 臨界サンプリングされる単一側波帯分析・合成システムの時間領域同等物として 記載されている。修正されたＤＣＴ及びＤＳＴは、本明細書では偶数積重ね時間 領域エイリアシング相殺（Ｅ−ＴＤＡＣ）として一まとめにして言及する。J．P ricen，A．Johnson，and A．Bradley の『時間領域エイリアシング相殺に基づく フィルタバンクデザインを用いるサブバンド・変換符号化』（ICASSP 1987 Conf ．Proc.，May 1987，pp．1261-64）に記載されている第２フィルタバンクは、単 一修正ＤＣＴによって実施され、奇数積重ねされ、臨界サンプリングされる単一 側波帯分析・合成システムの時間領域同等物として記載されている。ここでは奇 数積重ね時間領域エイリアシング相殺（Ｏ−ＴＤＡＣ）として言及する。ＴＤＡ Ｃ分析フィルタバンクの各々は、ブロック長の半分だけ重複する信号サンプルブ ロックに適用されが、臨界的サンプリングで変換係数の半分を効率的に捨てるこ とによって完全な再構成を達成している。失われる係数は相手の合成フィルタバ ンクにおける時間領域エイリアシングを発生させるが、その エイリアシングは重複すること及び合成フィルタバンクによって発生されるブロ ックを加えることによって相殺される。 ＴＤＡＣフィルタバンクのようなＳＳＢフィルタバンクは、重複するブロック 変換を用いた完全な再構成を可能にするので、多くの符号化用途で非常に魅力的 であり、臨界的にサンプリングされ、適度に効率的な方法を用いて実施すること ができる。例えば、幾つかの効率的な実施例が以下の文献に開示されている。即 ち、S．Cramer and R．Gluthの『修正Ｏ²ＤＦＴに基づく効率計算真値フィルタ バンク』(Signal Processing V: Theories and Application，Elsevier Publish ers B.V.，1990，pp．585-588)、H，Malvar の『効率的変換・サブバンド符号化 のための重複変換』（IEEE Trans．Acoust.，Speech，and Signal Pric.,ASSP-3 8，June 1990，pp．969-78）、R．Glth の『ＤＣＴ・ＤＳＴに基づく多位相フィ ルタバンクのための正則ＦＥＴ関連変換核』(ICASSP 1991 Conf．Proc.，vol．3 ，May 1991，pp．2205-2208)、P．Duhamel，Y．Mahieux，and J．Petitの『時間 領域エイリアシングに基づくフィルタバンク実施のための高速アルゴリズム』(I CASSP 1991 Conf．Proc.，vol．3，May 1991，pp．2209-2212)及びM．Antill an d G．Davidson の『ＵＳ 第５,２９７,２３６号』(1994年5月発行)。 ＳＳＢ ＴＤＡＣフィルタバンクを用いるデジタルオーディオ符号化システム の例がY．Mahieuxの『ＵＳ 第５,２９７,２３６号』（1993年9月発行）に開示さ れている。同システムは、スペクトル成分を量子化するためにZwicker の著書に 基づくモデルによりビットを適応的に割り当てている。不幸にして、ＴＡＤＣフ ィルタバンクを用いる符号化システムの知覚モデルの精度は概して最適ではない 。その理由は、ＳＳＢフィルタバンクを実施するために用いる変換ではスペクト ル量の正確な予測値を得るのに十分な情報が発生されないからである。ＴＤＡＣ フィルタバンクによって発生されるスペクトル記号からは、正確な量の測定値は 得れれないので、ＴＡＤＣフィルタバンクを用いる符号化システムの多くの知覚 モデルは、もしよりよい推定量がいられるなら可能であるような正確な予測値を 与えない。 正確な測定を得る一技術がＩＳＯ１１１７２−３の『約１.５Ｍbit/s までの デジタル記憶媒体に対する映画および関連オーディオの符号化』(ISO/IEC JTCI/ CS29/WG11，Part3 Audio，draft，June 2，1994)この技術によると、符号化のた めのスペクトル記号を発生させるためにＳＳＢフィルタバンクが用いられ、また ビット割当てのためのスペクトル量の正確な測定値を得るために追加のＦＦＴに 基づくフィルタバンクが用いられる。この技術は、これらの測定値を得るために 必要な追加のフィルタバンクを実施するために多大な資金を必要とするので魅力 的ではない。 またＩＳＯ文書は、共同・ステレオ符号化と呼ぶ多重チャンネル符号化技術を 開示している。この技術によると、単一サブバンド信号を得るために２チャンネ ルの各々におけるそれぞれのサブバンド信号が加算される。各チャンネルにおけ る原サブバンド信号の近似値を発生させるために、合計された信号に対する各チ ャンネルの貢献度を推定する副情報が合計信号と共にデコーダに送られる。不幸 にして、同副情報はチャンネルパワーの正確な測定値よりはむしろピークサンプ ル値に基づくために、それは必ずしもチャンネルからの貢献度を示すよい測定値 を与えるとは限らない。さらに、もし２つのそれぞれのサブバンド信号が幾分相 関関係を有するが互いに著しく位相を異にするなら、それらは破壊的に結合して ２チャンネルの音響効果を総体的に誤って表現する。位相の正確な測定値が得ら れないので、このような位相の異なる状況を正確に検出するのは困難である。 完全な再構成を可能にする臨界サンプリングフィルタバンクを実施しかつスペ クトル量及び位相の正確な測定値を与えるための十分な情報を提供する効率的技 術が必要とされる。発明の開示 本発明の目的は、完全な再構成を可能にしかつスペクトル量及び位相の正確な 測定値を与える臨界サンプリングフィルタバンクを規定することである。 本発明の教示による単一チャンネル処理方法は、入力信号を受信して一連の信 号サンプルブロックを形成し、一連の信号サンプルブロックの第１スペクトル記 号を発生させ、一連の信号サンプルブロックの第２スペクトル記号を発生させ、 第１及び第２スペクトル記号からスペクトル量及び位相の測定値を入手し、入手 した量、位相の測定値に応答して適応されるプロセスを用いて第１スペクトル記 号を処理することによって出力信号を発生させることから成る。 一実施形態において第１スペクトル記号は、Ｎ入力信号サンプルを１／２Ｎ結 合サンプルの組になるように重ねるか又は結合し、結合されたサンプルの順序を １／４Ｎ複素値サンプルの組に混ぜるか若しくは再配置し、複素値サンプルに複 素回転関数を適用し、回転された複素値サンプルにブロック変換関数を適用する ことによって１／４Ｎ中間変換係数を発生させ、中間変換係数に複素回転関数を 適用し、回転された係数を１／２Ｎ真スペクトル値の組になるように混ぜること によって第１スペクトル記号を発生させることからなる。第２スペクトル記号は ほぼ同一のプロセスによって発生されるが、第１の混ぜる段階は時間逆転された 入力信号サンプルの組につき行われ、最後の混ぜる段階ではスペクトル記号の数 値の半分の符号が選択的に逆転される点で異なる。 本発明の各面は、多重チャンネル入力信号を処理するのに適用されかつ線形回 路及びマイクロプロセッサ制御ＤＳＰ装置等の各種の技術によって実施される装 置で実現され得る。各種の特徴及びその代わりの特徴は、以下の論文に記載され 、また同一要素には同一参照番号を付した添付図で例示される。以下の論文及び 図面の内容は例としてのみ述べられたもので、本発明の範囲に対する制限を示す ものでないことを理解されたい。本発明は特にオーディオ符号化用途につき述べ られているが、本発明はより広範で他の用途に適用できることを理解されたい。図面の簡単な説明 図１は、本発明の各種の面を組み入れた単一チャンネル装置の機能構成図であ る。 図２ａ−２ｂは、信号サンプルのブロックを形成するブロック発生器の２つの 実施形態を示す構成図である。 図３は、本発明の各種の面を組み入れた２チャンネル装置の機能構成図である 。 図４ａ−４ｃは、一般化されたＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクを実施するために 用いる回路の構成図である。発明の実施形態 Ｉ 基本実施形態 図１は、本発明の一面による単一チャンネル装置に組み入れた基本機能を例示 する。ブロック発生器１０は、入力信号路１から受信する入力信号を一連の信号 サンプルブロック内へ一時記憶する。フィルタバンク２０は、路１１から受信す る一連の信号サンプルブロックの第１スペクトル記号を路２１に沿って発生させ る。フィルタバンク３０は、路１２から受信する一連の信号サンプルブロックの 第２スペクトル記号を路３１に沿って発生させる。フェーザ４０は、それぞれ路 ２１及び３１から受信する第１及び第２スペクトル記号から入力信号スペクトル 成分量の測定値を引き出す。プロセッサ５０は、路４１から受信する得られたス ペクトル量の測定値に応答して適応化されるプロセスを用いて、路２１から受信 する第１スペクトル記号に応答して路５１に沿って出力信号を発生させる。 例えば、デジタル信号符号化用途ではプロセッサ５０はエンコーダであり、得 られたスペクトル量の測定値に応答して適応的に割り当てられるビット数を用い て第１スペクトル記号を量子化することによって符号化された信号を発生させ、 符号化された情報を伝送又は記憶に適した出力信号にアセンブルする。他の用途 においてプロセッサ５０は適応グラフィックイコライザであり、帯域幅を横切っ て所望の大きさのレベルを有する出力オーディオ信号を得るために、得られたス ペクトル量の測定値に応じて第１スペクトル記号の成分に可変利得を適用する。 これらの２つの例は、本発明が広範な用途に適用できることを示す。 実施上代わりのものが可能である。例えば、一代替例では、フィルタバンク２ ０及び３０は共に単一複素変換によって実施され、そこでは真出力は一スペクト ル記号を与え、仮想出力は他のスペクトル記号を与える。他の代替例では、各フ ィルタバンクは別個の変換によって実施される。フェーザ４０は、以下に述べる ようにスペクトル量及び位相の両測定値を引き出してもよい。符号化用途におい てプロセッサ５０は、路４１から受信する得られた量、位相の測定値を符号化し てもよい。 代わりに実施形態を論じる前に、本発明の基本的実施形態の一部詳細につき紹 介する。入力信号は、オーディオ信号を表す信号サンプルを含む。基本実施形態 のデジタル実施例では、入力信号は離散値サンプルを含む。アナログ実施例にお ける入力信号は、処与の範囲に亘って連続的に変わり得る振幅を有するアナログ 信号を含む。信号サンプルは各々がＮサンプルの一連のブロックに形成される。 フィルタバンクは１以上のＮ点変換によって実施される。 Ａ ブロック発生器 ブロック発生器１０は、入力信号を受信して一連の信号サンプルブロックにグ ループ化する。信号サンプルは、アナログ信号のサンプリングから、アナログ信 号を表すか若しくはそれをシミュレートする発生されたサンプルから又は時間領 域信号に相当するあらゆるサンプル源から受信してもよい。信号サンプルブロッ クは、もし所望なら、任意の適切な量だけ重複させてもよい。 変換によって実施されるフィルタバンクを組み入れた多くの実用システムは、 慎重に設計された分析窓（ウインドー）機能を用いて各入力信号サンプルのサン プルを重みづけすること及び重複する信号サンプルブロックにフィルタバンク変 換を適用することによって、フィルタバンク性能の改良を求めている。ブロック 重複の長さは、分析窓機能の適用によって生じる一時的変調が相殺されるように 選ばれる。 変換操作の中には分析窓機能を用いることを要しないものもある。しかし、上 記及び以下に述べるＯ−ＴＤＡＣ及びＥ−ＴＤＡＣ変換操作は、一対の分析・合 成窓機能を用いることを必要とする。合成窓機能は、分析フィルタバンクの適用 に先立って適用され、分析窓機能は合成フィルタバンクの適用後に適用される。 本明細書では、一時記憶された信号サンプルは要求又は所望により分析窓によっ て重みづけされる。入力信号サンプルは、本発明の範囲から逸脱することなく、 ブロック発生器１０で受信される前又は後に分析窓機能によって加重してもよい 。加重は、デジタル実施ではデジタル乗算回路又はマイクロプロセッサによって 、またアナログ実施ではアンプによって加重してもよい。 ブロック発生器１０の実施方法は、本発明の実施にとって決定的ではない。図 ２ａは、ブロック発生器１０を実施するために用いられる回路を機能的に例示す る。路１から受信される信号サンプルは、バッファ１０１に記憶され、ブロック 内の各サンプル値は路１１と総称される路１１−１乃至１１−Ｎの各々の１つに 沿って得られる。路１１−１から得られる値は、ブロック内の最も古いサンプル を表し、路１１−Ｎから得られる値は、ブロック内の最も新しいサンプルを表す 。路１から受信される信号サンプルは同様にバッファ１０２に記憶され、ブロッ ク ０内の各サンプル値は路１２と総称される路１２−１乃至１２−Ｎの各々の１つ に沿って得られる。路１２−１から得られる値は、ブロック内の最も古いサンプ ルを表し、路１２−Ｎから得られる値は、ブロック内の最も新しいサンプルを表 す。この特殊な実施形態におけるブロック発生器１０は、路１１に沿って正常時 間順序でサンプルを通し、路１２に沿って逆時間順序でサンプルを通す。以下に 述べるようにサンプルを逆時間順序にすることでフィルタバンク実施上一定の効 率を考慮している。 図２ｂは、ブロック発生器１０を実施するために用いられる他の回路を機能的 に例示する。路１から受信される信号サンプルは、バッファ１０１に記憶され、 ブロック内の各サンプル値は２つの路のいずれかに沿って得られる。路１１と総 称される路１１−１乃至１１−Ｎから得られる値は、正常時間順序であり、路１ ２と総称される路１２−１乃至１２−Ｎ路から得られる値は、逆時間順序である 。 図示されていない他の実施形態では、ブロック発生器１０は１つのバッファを 含み、路１１及び１２は同一である。時間反転を与える路はない。この実施形態 は、時間反転サンプルがフィルタバンク実施上の利点を与えない場合望ましい。 望ましい実施形態においてブロック発生器は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡ Ｍ）によって従来の方法で実施される。数値は、マイクロプロセッサ又はデジタ ル信号プロセッサ（ＤＳＰ）制御下でアドレスによって特定されたＲＡＭ内の位 置に記憶されて取り出される。 Ｂ フィルタバンク フィルタバンク２０は、各種の技術で実施できるＳＳＢフィルタバンクである 。１つの適切な選択は、下記一連の信号サンプルブロックに適用される修正され たＤＣＴによって実施されるＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクである。 ここで 式１に対し０≦ｋ＜Ｎ／２ Ｃ₀(m,k)＝信号サンプルブロックｍのスペクトル成分ｋ ｘ（ｎ）＝窓処理された真値信号サンプルｎ ｎ₀＝1/4Ｎ＋1/2 フィルタバンク２０はＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクでもよく、修正されたＤＣ Ｔ（ＭＤＣＴ）及び修正されたＤＳＴ（ＭＤＳＴ）を一連の信号サンプルブロッ クに交互に適用することによって実施される。 ここで 式２に対し０≦ｋ＜Ｎ／２ 式３に対し０＜ｋ≦Ｎ／２ Ｃ_Em,k)＝信号サンプルブロックｍのＭＤＣＴスペクトル成分ｋ Ｓ_Em,k)＝信号サンプルブロックｍのＭＤＳＴスペクトル成分ｋ ｎ₀＝1/4Ｎ＋1/2 Ｅ−ＴＤＡＣフィルタバンクは、一連の信号サンプルブロックに応答してスペク トル成分Ｃ_E(m,k)及びＳ_E(m,k)の組を交互に発生させる。 Ｏ−ＴＤＡＣ及びＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクは、スペクトル成分の半分を捨 てることによって臨界的サンプリングを達成している。これらの成分の損失は合 成フィルタバンクの時間領域エイリアシングを発生させるが、このエイリアシン グは合成フィルタバンクによって回復されるブロックを重複及び加算することに よって相殺される。 ＴＤＡＣフィルタバンクが臨界的にサンプリングされるので、知覚符号化シス テムのような多くの符号化用途で用いられる。デジタル知覚コーダは、心理知覚 モデルによりスペクトル成分を量子化するためにビットを適応的に割り当てる。 これらのモデルは、スペクトル量及び時々位相の関数として表される経験的デー タからしばしば得られる。不幸にして、ＴＤＡＣではスペクトル量、位相の正確 な測定値が得られるスペクトル成分の組は発生されない。いずれかのＴＤＡＣフ ィルタバンクを用いる知覚符号化システムでは、ビット割り当てはスペクトル成 分自体の値に基づかなければならない。しかし、発明者は、ＴＤＡＣスペクトル 成分値がスペクトル量の好ましくない測定値を与えかつスペクトル位相の測定値 は与えないことを確認している。 フィルタバンク３０は、スペクトル成分の組を発生させるＳＳＢフィルタバン クであり、フィルタバンク２０によって発生されるスペクトル成分と共に取り出 されるとスペクトル量、位相の正確な測定値を得ることができる。フィルタバン ク３０の実施については以下に述べる。 Ｃ フェーザ ＳＳＢフィルタバンクで発生されるスペクトル成分からスペクトル量、位相の 正確な推定値を引き出す技術は、上記ＴＤＡＣフィルタバンクのようなＳＳＢフ ィルタバンクは、より一般的に『一般化された』フィルタバンクで表し得ること を先ず認識することによって開発できる。一般化されたＴＤＡＣフィルタバンク は、従来のＴＤＡＣフィルタバンクと同等である。なぜならば一般化されたＴＤ ＡＣでは、対応するＴＤＡＣフィルタバンクによって発生されるものと同等の絶 対値成分を有するスペクトル記号が発生されるが、スペクトル成分の中には反転 された符号のものがあるからである。符号の反転は、相補的合成フィルタバンク で当該信号を正しく再構成できるので、実際上殆ど重要ではない。フィルタバン クの一般化された式は、ブロック間で変わらず、従って、以下の論議ではブロッ ク番号ｍの表示は除かれる。論議を簡単にするために、Ｏ−ＴＤＡＣ及びＥ−Ｔ ＤＡＣの一般化された形はそれぞれＧＯ−ＴＤＡＣ及びＧＥ−ＴＤＡＣフィルタ バンクと呼び、一般化されたＴＤＡＣフィルタバンクの双方をＧ−ＴＤＡＣフィ ルタバンクと総称する。Ｇ−ＴＤＡＣフィルタバンクを実施する変換体は下式で 表し得る。 Ｇ−ＴＤＡＣフィルタバンクから得られるスペクトル成分は以下のように表され る。 Ｃ_GO(k)=Re{X(k)}，ｋ₀=1/2ｎ₀=1/4Ｎ+1/2，０≦ｋ1/2 Ｎ （5a） Ｃ_GO(k)=Re{X(k)}，ｋ₀=0 ｎ₀=1/4Ｎ+1/2， （5b） Ｓ_GO(k)=Im{X(k)}，ｋ₀=0 ｎ₀=1/4Ｎ+1/2，０≦ｋ1/2 Ｎ （5c） ここでＣ_GO(k)=ＧＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクのＭＤＣＴスペクトル成分ｋ Ｃ_GO(k)=ＧＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクのＭＤＣＴスペクトル成分ｋ Ｓ_GO(k)=ＧＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクのＭＤＳＴスペクトル成分ｋ Re{X(k)}= 複素関数X(k)の真部分 Im{X(k)}= 複素関数X(k)の仮想部分 以下の式が成立する。 ここでＸ_R(k)＝Re{X(k)}、Ｘ₁＝Im{X(k)}である。この式はｋ₀又はｎ₀値に何等 の制限もなくパーセバル(Parseval)恒等式が当てはまることを示す。 Ｘ（Ｎ−ｋ−２ｋ₀）は、２ｋ₀=iに対する複素回転Ｘ(k)から得られることが 示される。ここでｉは整数又は下式で表される。 これによってｋ₀＝０又はｋ₀＝1/2 に対して｛Ｘ(0)，...Ｘ(1/2Ｎ-1)｝から列{ Ｘ(1/2N),...Ｘ(N-1)}が得られる。 さらに、下式のように表されるＧＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクに対してパーセ バル恒等式が真であることを示すことができる。 ここでｋ₀＝1/2であり、下式で表されるＧＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクに対して パーセバル恒等式が真であることが示される。 ここでｋ₀＝０である。 これらの諸関係の結果は以下に帰着する。 Ｐ(k)=Ｘ(k)・Ｘ^*(k) （9a） ここでＰ(k)=スペクトル成分ｋの推定量の測定値 Φ(k)=スペクトル成分ｋの推定位相の測定値 推定されたスペクトル量及び位相の測定値は、スペクトル成分Ｘ(k)を含むス ペクトル記号を発生するフィルタバンクから得ることができる。これらの成分は 、上記式４の複素変換によって実施されるＧ−ＴＤＡＣフィルタバンク又は別個 の変換体によって実施される２つのフィルタバンクから得ることができる。これ らのフィルタバンクを実施するための効率的技術は以下に論じる。 スペクトル記号から得られる量及び位相の測定値は推定値に過ぎない。これは 本発明によって用いられる技術のいかなる欠陥も原因とはならず、むしろ空間的 又は時間的測定の分解能とスペクトル測定の分解能との間の避けられない兼合い が原因となる。信号サンプルブロック又はフィルタバンクの長さが減少するにつ れて、量測定の時間的分解能は増加するがスペクトル測定の分解能は減少する。 これらの不確実性にもかかわらず、本発明の重複ブロック変換によって実施され る臨界サンプリングフィルタバンクを組み入れたシステムは、他の方法を用いる システムよりも大幅に正確な量及び位相の測定値を引き出すことができる。得ら れた測定値の精度は多くの用途に対して十分である。 Ｄ プロセッサ 符号化用途におけるプロセッサ５０では、フィルタバンク２０によって発生さ れるスペクトル記号を符号化することによって符号化された信号が発生される。 その代わりの実施形態のプロセッサ５０は、フェーザ４０によって引き出される 量、位相の測定値を符号化してもよい。フィルタバンク３０によって発生される スペクトル記号は、望ましい実施形態では符号化されない。本発明の実施上プロ セッサ５０の特別な実施形態は決定的ではない。概して、単一チャンネル符号化 システムで必要とされるのはスペクトル量の測定値のみである。スペクトル位相 の測定値は、以下で論じる多重チャンネル符号化システムでより有効である。 符号化用途におけるプロセッサ５０は、符号化された信号を伝送又は記憶に適 した出力信号にアセンブルしてもよい。デコーダによって必要とされる追加の副 情報も出力信号内にアセンブルしてもよい。フレーム同期ビット及び誤差検出・ 訂正コードも伝送に要するものとして用いてもよい。データベースポインタまた はキーも記憶に要するものとして追加してもよい。 II 代替実施形態 Ａ 多重チャンネルコーダ 図３は、本発明の別の面による２チャンネル装置に組み入れられる基本的機能 を例示する。２チャンネルのみを例として以下論じるが、本発明は３チャンネル 以上の装置に組み込み得ることを理解されたい。ブロック発生器１０ａは、第１ チャンネル信号路１ａから受信する入力信号を一連の信号サンプルブロックにグ ループ化する。フィルタバンク２０ａは、路１１ａから受信する一連の信号サン プルブロックの第１スペクトル記号を路２１ａに沿って発生させる。フィルタバ ンク３０ａは、路１２ａから受信する一連の信号サンプルブロックの第２スペク トル記号を路３１ａに沿って発生させる。フェーザ４０ａは、それぞれ路２１ａ 及び３１ａから受信する第１及び第２スペクトル記号からの第１チャンネル入力 信号内のスペクトル量及び位相の測定値を取り出し、得られた測定値を路４１ａ に沿って送る。 ブロック発生器１０ｂは，第２チャンネル信号路１ｂから受信する入力信号を 一連の信号サンプルブロックにグループ化する。フィルタバンク２０ｂは、路 １１ｂから受信する一連の信号サンプルブロックの第１スペクトル記号を路２１ ｂに沿って発生させる。フィルタバンク３０ｂは、路１２ｂから受信する一連の 信号サンプルブロックの第２スペクトル記号を路３１ｂに沿って発生させる。フ ェーザ４０ｂは、それぞれ路２１ｂ及び３１ｂから受信する第１及び第２スペク トル記号からの第１チャンネル入力信号内のスペクトル量及び位相の測定値を取 り出し、得られた測定値を路４１ｂに沿って送る。 結合器２０ｃは、路２１ａ及び２１ｂから受信する第１及び第２入力信号の第 １スペクトル記号を結合することによって第１の結合されたスペクトル記号を発 生させる。結合器３０ｃは、路３１ａ及び３１ｂから受信する第１及び第２入力 信号の第１スペクトル記号を結合することによって第２の結合されたスペクトル 記号を発生させる。フェーザ４０ｃは、それぞれ路２１ｃ及び３１ｃから受信す る第１及び第２結合スペクトル記号からの第１チャンネル入力信号内のスペクト ル量及び位相の測定値を取り出し、得られた測定値を路４１ｃに沿って送る。結 合されたスペクトル位相の測定値も同様に得られるが、多くの用途において不必 要である。 プロセッサ５０′は、路４１ａ、４１ｂ及び４１ｃから受信する得られた測定 値に応答して適応されるプロセスを用いて、路２１ａ、２１ｂ及び２１ｃから受 信する第１スペクトル記号に応答して路５１に沿って出力信号を発生させる。 既に述べた単一信号チャンネル装置のためのものを含む多くの代替物は、今述 べたばかりの図３に例示したような多重チャンネルに適用できる。 ブロック発生器、フィルタバンク及びフェーザによって行われる機能は、上記 単一チャンネル装置につい述べたものとほぼ同一である。以下の論議では、図３ に示すような多重チャンネル装置に適切な付加的かつ代替的機能を取り上げる。 Ｂ 結合器 結合器２０ｃ及び３０ｃは、結合されたスペクトル記号を形成するために多重 入力信号のスペクトル記号を結合する。この結合スペクトル記号は、事実上入力 信号を結合することによって造ることができる信号のスペクトル構成を表す。簡 単な実施形態における結合は、単に信号成分を共に加えることによって達成され るが、位相が異なる成分が破壊的に結合されることは明らかに当然なことである 。 例えば、１８０度位相が異なる等しい大きさの成分は結合されると相殺されるで あろう。この問題の詳細は以下に述べる。論議を簡単にするために、等しくない 位相を有する信号を結合することによって生じる振幅の誤差は、ここでは単に『 相殺』と呼ぶ。 Ｃ プロセッサ 符号化用途におけるプロセッサ５０′は、路２１ａ、２１ｂ及び２１ｃから受 信するスペクトル記号を符号化することによって符号化された信号を発生させる 。プロセッサ５０′は、路４１ａ、４１ｂ及び４１ｃから受信する量、位相の測 定値も符号化し、路３１ａ、３１ｂ及び３１ｃから受信するスペクトル記号を表 す若干の情報をも符号化し得る。符号化された信号は、単一チャンネルコーダに ついて既に述べたのと同様な方法で伝送又は記憶に適した出力信号にアセンブル される。 多重符号化システムは、結合又はその他の方法で多重チャンネルを共に符号化 することによって個々のチャンネル間の冗長性を下げるように試みてもよい。高 周波サブバンド信号のみが結合されるのが望ましい。その理由は、結合又は合同 符号化の影響はより高い周波数に対するようには聴取できないことが経験的に立 証されているからである。多重チャンネル符号化技術の例は、国際特許出願ＷＯ ９２／１２６０７（1992年７月発行）及び『ＩＳＯ１１１７２−３両立性低ビッ トレート多重チャンネルオーディオ符号化システム』（ISO/IEC JTC/SC29/WG11, draft dated March 31，1993）に記載されている。 上記の多重チャンネル符号化技術は、各々が多くの個々のチャンネルの周波数 サブバンドを表す合成又は結合された信号を発生すること及び結合されたサブバ ンドの個々のチャンネルのレプリカを再構成するのに要する副情報を発生するこ とを含むという点で類似している。例えば、結合された信号は個々のチャンネル サブバンド信号の平均から形成され、副情報は、結合されたサブバンドの各個々 のチャンネルのピークスペクトル振幅を表すものから発生される。不幸にして、 既に簡単に触れた通り、位相の異なるスペクトル成分は破壊的に結合し、また副 情報はスペクトル量よりはむしろサブバンド信号振幅から得られるので、副情報 は概して各個々のチャンネルサブバンド信号の結合信号に対する貢献度を誤って 表すであろう。本発明の各種の面を組み入れた符号化システムでは、相殺の問題 を回避する結合チャンネルが形成されかつ各個々のチャンネルの真の貢献度をよ り正確に表す副情報を発生させることができる。ここでは若干の技術につき論じ るのみでその他の技術は明らかになるであろう。 １ 量 知覚符号化システムでは量の正確な測定値が必要であり、それによってエンコ ーダの最適ビット割当を可能にしかつデコーダが結合された記号から個々のスペ クトル成分を適切に再構成できるようにする。結合された記号への割当は、結合 された記号の大きさ、即ち、量に基づいて行うか又は結合された記号に含まれる 個々のチャンネルからの最大スペクトル成分の量に基づいて行うことができる。 結合された記号からの個々のスペクトル成分の再構成は、結合された記号内に 含まれる個々のスペクトル成分の相対的量を用いて行ってもよい。一実施形態に おける符号化された信号は、結合された記号の合計量に対する個々の各スペクト ル成分量の比を表す情報を含む。 ２ 位相 一技術によるプロセッサ５０′では、符号化された信号が約４５度を越える位 相差を有するあらゆるスペクトル成分の結合された記号を含まないことを確保す ることによって相殺を回避している。 他の技術によるプロセッサ５０′では、結合すべきスペクトル係数を確認しか つ第１及び第２入力信号内の成分間の位相差を検査している。９０度を越える位 相差の検出に応答してプロセッサ５０′は、合計を取るよりはむしろ対応するス ペクトル成分間の差を取るように結合器２０ｃに指令する。この反転を伝える副 情報が符号化された信号に含まれ、デコーダで補償できるようにしてもよい。こ のようにして位相差が決して９０度を越えないようにすることができる。しかし 、若し位相差が９０度のいずれかの側に変動するなら、位相反転におけるおびた だい変化によって可聴人工物が発生され得る。この影響は、９０度における１つ の閾値の代わりに９０度の両側に２つの閾値を用い、スペクトル成分を反転させ る決定に多少のヒステリシス（履歴現象）を課することによって減少させてもよ い。 さらに他の技術によるプロセッサ５０′では、結合すべきスペクトル係数を識 別し、第１及び第２チャンネル入力信号の成分間の位相差が検査される。もし位 相差が例えば５０乃至１００ｍｓｅｃの一定期間に亘ってほぼ一定なら、位相差 が零に収束するようにこれらのスペクトル成分の一方又は双方の位相が調節され る。収束の速度は可聴人口物を避けるように制限される。この技術は、第１及び 第２チャンネル信号のスペクトル成分が高度に相関している状況では非常に有効 である。例えば、多重マイクロホンによって独奏楽器又はソロ音声が録音される 場合この状態が起こる。 III フィルタバンクの効率的実施 従来のＴＤＡＣフィルタバンクは、上記引用文献に開示されたような技術を用 いて効率的に実施することができる。Ｇ−ＴＤＡＣフィルタバンクも同様に効率 的に実施可能であるが、量又は位相の測定値を得るためには２つのスペクトル記 号が必要である。 第１スペクトル記号を発生させる一実施例でもＧＯ−ＴＤＡＣフィルタバンク を実施している。同実施例は、１）1/4 Ｎ複素値サンプルy(n)を形成するために Ｎ真値入力信号サンプルx(n)のブロックを『組合せ』かつ『混ぜ』、２）1/4 Ｎ 回転されたサンプルz(n)を形成するために複素平面内の複素値サンプルを回転さ せ、３）回転されたサンプルを1/4 Ｎ中間変換係数Z(k)に変換し、４）1/4 Ｎ回 転された変換係数Y(k)を形成するために中間変換係数を回転させ、５）ブロック 1/2 ＮスペクトルＣ_GO(k)を形成するために複素値回転された変換係数を混ぜる ことを含む。図１及び３を参照すると、Ｃ_GO(k)値はフィルタバンク２０、２０ ａ及び２０ｂによって発生される第１スペクトル記号を表す。 対応する第２スペクトル記号を発生させる技術は、段階１）及び５）における こまかい差を除けば上記と同一の段階を含む。一実施例の段階１）は、入力信号 サンプルx(n)の順序を反転させることを除けば、同一方法で行われる。他の実施 例における入力信号サンプルは、僅かに異なった方法で組み合わされかつ混ぜら れ、時間反転、組合せ及び混合の効果が効率的に組み合わされる。 第１スペクトル記号を発生させるフィルタバンクに対し、1/4 Ｎ複素値サンプ ルy(n)を形成するためにＮ真値入力信号サンプルx(n)のブロックを組み合わせか つ混ぜることは下式で表すことができる。 ここでｙ_R(n)＝複素値サンプルｙ(n)の真部 ｙ_I(n)＝仮数値サンプルｙ(n)の仮数部 既に指摘した通り、第２スペクトル記号を発生させるフィルタバンクに対し、 もし各サンプルブロックの入力信号サンプルｘ(n)の順序がまず時間順序で反転 されるなら、これらの同一式により組み合わせかつ混ぜ合わせを行ってもよい。 その代わりに、下式により時間反転なしに組み合わせかつ混ぜ合わせを行っても よい。 複素値サンプルの回転は次式で表すことができる。 回転されたサンプルに高速フーリエ変換を適用することによって発生される中 間変換係数は次式で表すことができる。 中間変換係数の回転は次式で表せる。 回転された係数は、２つのスペクトル記号を形成するために混ぜられる。第１ スペクトル記号のスペクトル値は、ＧＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクによって発生 されるスペクトル値に相当する。奇数スペクトル値は次式で表せる。 また、偶数スペクトル値は次式で表せる。 第２スペクトル記号のスペクトル値Ｃ_GO(2k)は同様な方法で得られる。奇数ス ペクトル値は次式で表せる。 また、偶数スペクトル値は次式で表せる。 式５ａからＣ_GO(k)=Ｘ_R(k)であることが分かり、これはＣ_GO(k)=Ｘ_I(k)と表す ことができる。従って、上記式９ａ及び９ｂから、推定されたスペクトル量及び 位相はそれぞれ次の２式から得ることができる。 Ｐ(k)=(Ｃ_GO(k))²＋(Ｓ_GO(k))² （17） 図４ａ−４ｃは、Ｃ_GO(k)値を表すスペクトル信号を発生させる回路を例示す る略図である。例及び論議を簡単にするために、図示の回路は８点変換を実施す るものである。例えば４から１６点への短変換はビデオ４符号化変換用途でしば しば用いられるが、例えば、１２８から４０９６点への変換は、オーディオ符号 化変換用途で用いられる。同回路が各種の長さの変換を実施するために拡張でき ることは明らかである。 図４ａを参照すると、８つの信号サンプルｘ(n)が路１１−１乃至１１−８に 沿ってバッファから受信される。入力信号サンプルの組合せ及び混合は、必要な 符号反転を行うインバータ２０２ａ乃至２０２ｄ及び２つの信号を１つに結合す る結合器２０４ａ乃至２０４ｄによって行われる。結合器２０４ａ及び２０４ｂ によって送られる信号はそれぞれ複素値信号ｙ(0)の真及び仮想部分を表し、結 合器２０４ｃ及び２０４ｄによって送られる信号はそれぞれ複素値信号ｙ(1)の 真及び仮想部分を表す。 複素値信号の回転は、アンプ２０６ａ乃至２０６ｈ及び結合器２０８ａ乃至２ ０８ｄによって送られる。結合器２０８ａ及び２０８ｂによって送られる信号は それぞれ複素値信号ｚ(0)の真及び仮想部分を表し、結合器２０８ｃ及び２０８ ｄによって送られる信号はそれぞれ複素値信号ｚ(1)の真及び仮想部分を表す。 アンプの利得は、式１２から決定し得る。この例では、アンプ２０６ａ乃至２０ ６ｄは、それぞれｃｏｓθ₀、−ｓｉｎθ₀、ｃｏｓθ₀及びｓｉｎθ₀で、 ここではθ₀＝（２π／６４）ラジアンである。アンプ２０６ｅ乃至２０６ｈは 、それぞれｃｏｓθ₁、−ｓｉｎθ₁、ｃｏｓθ₁及びｓｉｎθ₁で、ここではθ₁ ＝２π（６５／６４）ラジアンである。 図４ｂを参照すると、路２１０ａ乃至２１０ｄから受信される回転された複素 値信号は、２点ＦＦＴによって変換される。変換の蝶形回路はインバータ２１２ ａ及び２１２ｂ、結合器２１４ａ乃至２１４ｄによって実施され、複素乗算はア ンプ２１６ａ乃至２１６ｄ、結合器２１８ａ及び２１８ｂによって実施される。 これらの回路要素は、周波数デシメーションＦＦＴを実施する。上記式１３によ ると、1/4 Ｎの縮尺因数もまた信号にに適用すべきである。この縮尺は、例示し た回路に追加のアンプを導入するか若しくはアンプ２０６ａ乃至２０６ｈ、２２ ２ａ乃至２２２ｈの利得を調節することによって行うことができる。縮尺を行う かどうか及びどのように行うかは、本発明にとって決定的ではない。図示の回路 は、ＦＦＴの他の実施形態で代行させてもよい。 図４ｃを参照すると、路２２０ａ及び２２０ｂから受信される信号は、それぞ れ中間変換係数ｚ(0)を表す複素値信号の真及び仮想部分を表し、路２２０ｃ及 び２２０ｄから受信される信号は、それぞれ中間変換係数ｚ(1)を表す複素値信 号の真及び仮想部分を表す。これらの信号の回転は、アンプ２２２ａ乃至２２２ ｈ及び結合器２２４ａ乃至２２４ｄによって与えられる。これらのアンプの利得 は式１４から決定し得る。この例では、アンプ２２２ａ乃至２２２ｄは、それぞ れｃｏｓθ₀、−ｓｉｎθ₀、ｃｏｓθ₀及びｓｉｎθ₀、ここではθ₀（２π／６ ４）ラジアンである。アンプ２２２ｅ乃至２２２ｈは、それぞれｃｏｓθ₁、− ｓｉｎθ₁、ｃｏｓθ₁及びｓｉｎθ₁で、ここではθ₁＝２π（６５／６４）ラジ アンである。結合器２２４ａ及び２２４ｂによって送られる信号は、それぞれ複 素値信号ｙ(0)の真及び仮想部分を表し、結合器２２４ｃ及び２２４ｄによって 送られる信号は、それぞれ複素値信号ｙ(1)の真及び仮想部分を表す。 その後回転された変換信号は、必要とされる第１スペクトル記号のＣ_GO(k)値 を表すスペクトル信号を与えるために、符号の組合せ及び混合が行われる。イン バータ２２６ａ及び２２６ｂは、結合器２２４ｂ及び２２４ｄから受信される２ つの信号を反転させる。信号の組合わせは、信号ｙ(0)の真及び仮想部分がそ れぞれ路２２８ｄ及び２２８ａに沿って送られ、信号ｙ(1)の真及び仮想部分が それぞれ路２２８ｂ及び２２８ｃに沿って送られるように行われる。上記式１５ ａ及び１５ｂを参照すると、路２２８ａ乃至２２８ｄに沿って与えられる４つの 信号が、それぞれスペクトル値Ｃ_GO(0)乃至Ｃ_GO(3)に相当するすることが分かる 。 図４ａ乃至４ｃに例示するものと類似する回路は、Ｓ_GO(k)値を表すスペクト ル信号を発生させるために用いてもよい。図４ａを参照すると、路１１−１乃至 １１−８は、それぞれ路１２−８乃至１２−１に相当するであろう。図４ｃを参 照するとインバータ２２６ａ及び２２６ｂは、は不要であろう。上記式１６ａ及 び１６ｂから、路２２８ａ乃至２２８ｄに沿って与えられる４つの信号は、それ ぞれスペクトル値Ｓ_GO(0)乃至Ｓ_GO(3)に相当する。 図示していないが、スペクトル量及び位相の測定値を表す信号を発生させるた めに、スペクトル信号が上記式１７及び１８の乗算及び割算を実施する電圧制御 アンプに供給できることが明らかであろう。 図４ａ乃至４ｃに例示する回路はアナログ実施例を表す。デジタル値の和、差 、積及び商を計算するデジタル回路又はこれらと同一機能を行うソフトウエア制 御プロセッサを用いてデジタル実施形態で実施してもよい。 『ＤＳＰ原理』(Studio Sound，1994年4 月，pp．73-78)で論じられているよ うに、適応性及びコストの点で有利なので、MotorolaのＤＳＰ５６００１のよう なＤＳＰチップによる実施は魅力的である。フィルタバンク及びＤＳＰチップに よって実施される符号化プロセスを含むエンコーダの一例が、１９９２年４月２ ８日発行されたFielder and Davison の米国特許第５,１０９,４１７に開示され ている。 プロセッサに基礎づけられた実施例においては、効率を改良するために各種の 計算を組み合わせかつ計算過剰を避けるために中間計算の尺度化が望ましいであ ろう。例えば、MotorolaのＤＳＰ５６００１プロセッサを用いた一実施形態にお いては、分析窓関数の適用のための乗算と入力信号サンプルの組合わせ及び混合 のための加減算とを同時に行うことによって効率を改良することができる。別の 例では、組合わせ及び混合中又はその後の計算中に計算過剰が起こらないことを 確保するために、入力信号サンプルは半分に縮小することができる。例えば、符 号化しシステムの望ましい実施形態において窓処理された入力信号サンプルは、 組合わせ及び混合の前又はそれと同時に半分に縮小される。また縮小の補償は、 相補的合成フィルタバンクによって回復される信号ブロックの重複加算中又はそ の後で行われる。浮動小数点計算を用いるような他の実施形態には異なった考慮 が適用される。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】１９９７年６月２０日 【補正内容】 請求の範囲 １ オーディオ情報を表す入力信号サンプルを含む入力信号を処理する装置であ って、 複数の前記入力信号サンプルを受信して信号サンプルブロックを形成するバ ッファ装置と、 前記一連の信号サンプルブロックに第１単一側波帯フィルタバンクを適用す ることによって第１スペクトル記号を発生させ、前記一連の信号サンプルブロッ クに第２単一側波帯フィルタバンクを適用することによって第２スペクトル記号 を発生させるスペクトル装置と、 前記第１及び第２スペクトル記号に応答して前記オーディオ情報内のスペク トル成分の量、位相の測定値を引出すフェーザ装置と、 伝送又は記憶に適した出力信号を発生させるために、前記スペクトル成分の 量、位相の測定値に応答するようにされた、前記第１スペクトル記号を処理する プロセッサ装置とから成る入力信号処理装置。 ２ 前記一連の信号サンプルブロック内の連続ブロックが互いに重複し、前記第 １及び第２単一側波帯フィルタバンクが離散変換によって実施される、請求項１ の装置。 ３ 前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる 、請求項２の装置。 ４ 前記第１単一側波帯フィルタバンクが、 それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第１の結合さ れたサンプル対に組合わせる装置と、 前記第１結合サンプルの順序を第１複素値サンプル対に混ぜ合わせる装置と 、 前記第１複素値サンプルに第１複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第１複素値サンプルに第１変換関数を適用することによって 第１中間変換係数を発生させる装置と、 前記第１中間変換係数に第２複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第１中間変換係数をそれぞれの第１スペクトル記号に混合さ せる装置とから成り、前記第２単一側波帯フィルタバンクが、 それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第２の結合さ れたサンプル対に組合わせる装置と、 前記第２結合サンプルの順序を第２複素値サンプル対に混ぜ合わせる装置と 、 前記第２複素値サンプルに第３複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第２複素値サンプルに第２変換関数を適用することによって 第２中間変換係数を発生させる装置と、 前記第２中間変換係数に第４複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第２中間変換係数をそれぞれの第２スペクトル記号に混合さ せる装置とから成る、請求項３の装置。 ５ 前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる 、請求項１の装置。 ６ 前記スペクトル量の測定値に応答して適応的に割り当てられるビット数を用 いて前記第１スペクトル記号を符号化することによって、前記プロセッサ装置が 符号化された信号を発生させかつ前記符号化された信号を前記出力信号にアセエ ンブルする、請求項１の装置。 ７ オーディオ情報を表す入力信号サンプルを含む２つ以上の入力信号を処理す る装置であって、 前記それぞれの入力信号を表す複数の前記入力信号サンプルを受信して信号 サンプルブロックを形成するバッファ装置と、 前記一連の信号サンプルブロックに第１単一側波帯フィルタバンクを適用す ることによって第１スペクトル記号を発生させ、前記一連の信号サンプルブロッ クに第２単一側波帯フィルタバンクを適用することによって第２スペクトル記号 を発生させるスペクトル装置と、 前記第１及び第２スペクトル記号に応答して前記それぞれの入力信号内のス ペクトル成分の量、位相の測定値を引出すフェーザ装置と、 伝送又は記憶に適した出力信号を発生させるために、前記入力信号の各々に 対応するスペクトル成分の量、位相の測定値に応答するようにされる、各それぞ れの入力信号に対して第１スペクトル記号を処理するプロセッサ装置とから 成る入力信号処理装置。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ オーディオ情報を表す入力信号サンプルを含む入力信号を処理する装置であ って、 複数の前記入力信号サンプルを受信して信号サンプルブロックを形成するバ ッファ装置と、 第１単一側波帯フィルタバンクを前記一連の信号サンプルブロックに適用す ることによって第１スペクトル記号を発生させ、第２単一側波帯フィルタバンク を前記一連の信号サンプルブロックに適用することによって第２スペクトル記号 を発生させるスペクトル装置と、 前記第１及び第２スペクトル記号に応答して前記オーディオ情報内のスペク トル成分の量、位相の測定値を引出すフェーザ装置と、 転送又は記憶に適した出力信号を発生させるために、前記スペクトル成分の 量、位相の測定値に応答するようにされた、前記第１スペクトル記号を処理する プロセッサ装置とから成る入力信号処理装置。 ２ 前記一連の信号サンプルブロックの連続ブロックが互いに重複し、前記第１ 及び第２単一側波帯フィルタバンクが離散変換によって実施される、請求項１の 装置。 ３ 前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる 、請求項２の装置。 ４ 前記第１単一側波帯フィルタバンクが、 それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第１の結合さ れたサンプル対に組合わせる装置と、 前記第１結合サンプルの順序を第１複素値サンプル対に混ぜ合わせる装置と 、 前記第１複素値サンプルに第１複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第１複素値サンプルに第１変換関数を適用することによって 第１中間変換係数を発生させる装置と、 前記第１中間変換係数に第２複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第１中間変換係数をそれぞれの第１スペクトル記号に混合さ せる装置とから成り、前記第２単一側波帯フィルタバンクが、 それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第２の結合さ れたサンプル対に組合わせる装置と、 前記第２結合サンプルの順序を第２複素値サンプル対に混ぜ合わせる装置と 、 前記第２複素値サンプルに第３複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第２複素値サンプルに第２変換関数を適用することによって 第２中間変換係数を発生させる装置と、 前記第２中間変換係数に第４複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第２中間変換係数をそれぞれの第２スペクトル記号に混合さ せる装置とから成る、請求項３の装置。 ５ 前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる 、請求項１の装置。 ６ 前記プロセッサ装置が、前記スペクトル量の測定値に応答して適応的に割り 当てられるビット数を用いて前記第１スペクトル記号を符号化することによって 符号化された信号を発生させかつ前記符号化された信号を前記出力信号にアセエ ンブルする、請求項１の装置。 ７ オーディオ情報を表す入力信号サンプルを含む２つ以上の入力信号を処理す る装置であって、 前記それぞれの入力信号を表す複数の前記入力信号サンプルを受信して信号 サンプルブロックを形成するバッファ装置と、 第１単一側波帯フィルタバンクを前記一連の信号サンプルブロックに適用す ることによって第１スペクトル記号を発生させ、第２単一側波帯フィルタバンク を前記一連の信号サンプルブロックに適用することによって第２スペクトル記号 を発生させるスペクトル装置と、 前記第１及び第２スペクトル記号に応答して前記それぞれの入力信号内のス ペクトル成分の量、位相の測定値を引出すフェーザ装置と、 転送又は記憶に適した出力信号を発生させるために、各それぞれの入力信号 につき、前記入力信号の各々に対応するスペクトル成分の量、位相の測定値に応 答するようにされた、第１スペクトル記号を処理するプロセッサ装置とから 成る入力信号処理装置。 ８ それぞれの入力信号につき、前記一連の信号サンプルブロックの連続ブロッ クが互いに重複し、前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが離散変換によ って実施される、請求項７の装置。 ９ 前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる 、請求項８の装置。 10 前記第１単一側波帯フィルタバンクが、 それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第１の結合さ れたサンプル対に組合わせる装置と、 前記第１結合サンプルの順序を第１複素値サンプル対に混ぜ合わせる装置と 、 前記第１複素値サンプルに第１複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第１複素値サンプルに第１変換関数を適用することによって 第１中間変換係数を発生させる装置と、 前記第１中間変換係数に第２複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第１中間変換係数をそれぞれの第１スペクトル記号に混合さ せる装置とから成り、前記第２単一側波帯フィルタバンクが、 それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第２の結合さ れたサンプル対に組合わせる装置と、 前記第２結合サンプルの順序を第２複素値サンプル対に混ぜ合わせる装置と 、 前記第２複素値サンプルに第３複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第２複素値サンプルに第２変換関数を適用することによって 第２中間変換係数を発生させる装置と、 前記第２中間変換係数に第４複素回転関数を適用する装置と、 前記回転された第２中間変換係数をそれぞれの第２スペクトル記号に混合さ せる装置とから成る、請求項９の装置。 11 前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる 、請求項７の装置。 12 前記プロセッサ装置が、前記スペクトル量の測定値に応答して適応的に割り 当てられるビット数を用いて前記第１スペクトル記号を符号化することによっ て符号化された信号を発生させかつ前記符号化された信号を前記出力信号にアセ エンブルする、請求項７の装置。 13 前記プロセッサ装置が、 前記２以上の入力信号に相当する第１スペクトル記号のスペクトル成分を結 合することによって結合されたスペクトル記号を発生させる結合装置と、 前記結合されたスペクトル記号内に表させるスペクトル成分の相対的スペク トル量を表す副情報を発生させる副装置と、 前記スペクトル量の測定値に応答して適応的に割り当てられたビット数を用 いて前記結合されたスペクトル記号を符号化することによって符号化された信号 を発生させる符号化装置と、 前記符号化された信号及び前記副情報を前記出力信号にアセンブルするフォ ーマット装置とを含む、請求項７の装置。 14 前記結合装置が、相殺を避けるようにするために前記位相測定値に応答して 前記結合を適応化させる、請求項１３の装置。 15 オーディオ情報を表す入力信号サンプルを含む入力信号を処理する方法であ って、 複数の前記入力信号サンプルを受信して信号サンプルブロックを形成し、 第１単一側波帯フィルタバンクを前記一連の信号サンプルブロックに適用す ることによって第１スペクトル記号を発生させ、第２単一側波帯フィルタバンク を前記一連の信号サンプルブロックに適用することによって第２スペクトル記号 を発生させ、 前記第１及び第２スペクトル記号に応答して前記オーディオ情報内のスペク トル成分の量、位相の測定値を引出し、 転送又は記憶に適した出力信号を発生させるために、前記スペクトル成分の 量、位相の測定値に応答するようにされた、前記第１スペクトル記号を処理する ことから成る入力信号処理方法。 16 前記一連の信号サンプルブロックの連続ブロックが互いに重複し、前記第１ 及び第２単一側波帯フィルタバンクが離散変換によって実施される、請求項１５ の方法。 17 前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる 、請求項１６の方法。 18 前記第１単一側波帯フィルタバンクが、 それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第１の結合さ れたサンプル対に組合わせ、 前記第１結合サンプルの順序を第１複素値サンプル対に混ぜ合わせ、 前記第１複素値サンプルに第１複素回転関数を適用し、 前記回転された第１複素値サンプルに第１変換関数を適用することによって 第１中間変換係数を発生させ、 前記第１中間変換係数に第２複素回転関数を適用し、 前記回転された第１中間変換係数をそれぞれの第１スペクトル記号に混合さ せることから成り、前記第２単一側波帯フィルタバンクが、 それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第２の結合さ れたサンプル対に組合わせ、 前記第２結合サンプルの順序を第２複素値サンプル対に混ぜ合わせ、 前記第２複素値サンプルに第３複素回転関数を適用し、 前記回転された第２複素値サンプルに第２変換関数を適用することによって 第２中間変換係数を発生させ、 前記第２中間変換係数に第４複素回転関数を適用し、 前記回転された第２中間変換係数をそれぞれの第２スペクトル記号に混合さ せることから成る、請求項１７の方法。 19 前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる 、請求項１５の方法。 20 前記プロセッサ操作が、前記スペクトル量の測定値に応答して適応的に割り 当てられるビット数を用いて前記第１スペクトル記号を符号化することによって 符号化された信号を発生させかつ前記符号化された信号を前記出力信号にアセエ ンブルする、請求項１５の方法。