JPS63269829A - 並列型a/d変換器 - Google Patents
並列型a/d変換器Info
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- JPS63269829A JPS63269829A JP10513887A JP10513887A JPS63269829A JP S63269829 A JPS63269829 A JP S63269829A JP 10513887 A JP10513887 A JP 10513887A JP 10513887 A JP10513887 A JP 10513887A JP S63269829 A JPS63269829 A JP S63269829A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 28
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- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 206010011469 Crying Diseases 0.000 description 1
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はアナログ値をデジタル値に変換する並列型A/
D変換器に関するものである。
D変換器に関するものである。
従来の技術
従来の並列型A/D変換器は第5図に示すように入力信
号1を比較器列4の各比較器の一方の入力端に並列に入
力し、基準電圧2を基準抵抗列3により分圧して各参照
電圧を形成し、各比較器の他方の入力端に夫々順序良く
入力し、夫々の比較器は夫々の参照電圧と入力信号1を
比較増幅して比較結果を出力する。この比較出力は入力
信号1と夫々の比較器の参照電圧の電位差が最も近い比
較器を境界にしてそれより参照電圧の高い比較器は全て
ルベル、低い比較器は全て0レベルの比較出力を発生す
る。そこで論理回路列6Cにおいて臨接する比較器の夫
々の比較出力を入力として一方が正論理、他方が負論理
の論理積をとれば、比較出力が異なる2つの信号を入力
した論理回路の論理出力のみが1になり、残りの論理回
路の論理出力はOとなる。そこでこの論理出力をエンコ
ーダ回路6Dに入力すれば、論理出力が1のときのコ−
ドのみが選択されて2進出力が出力端7に出力され、ア
ナログ・デジタル変換が行われている。
号1を比較器列4の各比較器の一方の入力端に並列に入
力し、基準電圧2を基準抵抗列3により分圧して各参照
電圧を形成し、各比較器の他方の入力端に夫々順序良く
入力し、夫々の比較器は夫々の参照電圧と入力信号1を
比較増幅して比較結果を出力する。この比較出力は入力
信号1と夫々の比較器の参照電圧の電位差が最も近い比
較器を境界にしてそれより参照電圧の高い比較器は全て
ルベル、低い比較器は全て0レベルの比較出力を発生す
る。そこで論理回路列6Cにおいて臨接する比較器の夫
々の比較出力を入力として一方が正論理、他方が負論理
の論理積をとれば、比較出力が異なる2つの信号を入力
した論理回路の論理出力のみが1になり、残りの論理回
路の論理出力はOとなる。そこでこの論理出力をエンコ
ーダ回路6Dに入力すれば、論理出力が1のときのコ−
ドのみが選択されて2進出力が出力端7に出力され、ア
ナログ・デジタル変換が行われている。
発明が解決しようとする問題点
このような並列型A/D変換器は第1の問題点として比
較器のオフセット電圧ばらつきが大きくなると大きな変
換誤差を発生し易い。第2の問題点としてエンコーダ回
路6Bに入力される論理出力はただ1つのみが1で残り
は0であることが必要で、比較出力の変換遅れもしくは
ノイズ等によシ論理出力が1にならない場合は変換出力
が全て0になり、大きな変換誤差を生じ易い。第3の問
題点として、エンコーダ回路6Dの回路規模が大きく、
エンコーダ部での信号遅延が発生し易いなどがある。
較器のオフセット電圧ばらつきが大きくなると大きな変
換誤差を発生し易い。第2の問題点としてエンコーダ回
路6Bに入力される論理出力はただ1つのみが1で残り
は0であることが必要で、比較出力の変換遅れもしくは
ノイズ等によシ論理出力が1にならない場合は変換出力
が全て0になり、大きな変換誤差を生じ易い。第3の問
題点として、エンコーダ回路6Dの回路規模が大きく、
エンコーダ部での信号遅延が発生し易いなどがある。
第1の問題点に関してはやや複雑なので以下に説明を行
う。第6図のエラー発生の説明図において横軸に比較器
の番号を、縦軸に夫々の比較器の参照電圧をLSB (
最小ビット)単位で示している。第6図の従来例に示し
たようにvrnをn番目の比較器のオフセット電圧を含
んだ参照電圧とし、入力信号電圧をvi とする。各
比較器に対してその参照電圧は単調に増加するが、比較
器のオフセット電圧のばらつき等によシ、実際の参照電
圧は単調性がとれていない場合がある。そこで仮に比較
器番号8番の参照電圧■r8が理想的な参照電圧よりも
低く、比較器番号7番の参照電圧vr7と比較器番号6
番の参照電圧vreの中間にあり、LSB単位で6.5
になっているとして、これをvr8′ で表わす。
う。第6図のエラー発生の説明図において横軸に比較器
の番号を、縦軸に夫々の比較器の参照電圧をLSB (
最小ビット)単位で示している。第6図の従来例に示し
たようにvrnをn番目の比較器のオフセット電圧を含
んだ参照電圧とし、入力信号電圧をvi とする。各
比較器に対してその参照電圧は単調に増加するが、比較
器のオフセット電圧のばらつき等によシ、実際の参照電
圧は単調性がとれていない場合がある。そこで仮に比較
器番号8番の参照電圧■r8が理想的な参照電圧よりも
低く、比較器番号7番の参照電圧vr7と比較器番号6
番の参照電圧vreの中間にあり、LSB単位で6.5
になっているとして、これをvr8′ で表わす。
つまシ第6図のようにvr7までは比較器番号とともに
参照電圧が単調に増加し、理想的には点線で示したよう
に■r7から■r8へも単調に増加すべきであるが、実
線のようにvr7からvr8′にかけて単調性がとれな
い箇所がある場合を想定すると、従来の並列型A/D変
換器の入出力特性は第7図のようになる。
参照電圧が単調に増加し、理想的には点線で示したよう
に■r7から■r8へも単調に増加すべきであるが、実
線のようにvr7からvr8′にかけて単調性がとれな
い箇所がある場合を想定すると、従来の並列型A/D変
換器の入出力特性は第7図のようになる。
第7図はエラー発生の説明図で、従来の並列型A/D変
換器の入出力特性を示している。入力電圧が6までは正
常な変換を行うが、これ以上の入力電圧の場合の変換特
性は非常に大きな誤差を発生する。各比較器の変換はV
l 〉v rn (Vrnはn番目の比較器の参照電圧
)のときに1の比較出力を、■、<vrnのときに0の
比較出力を発生するので、入力端子が変化するときの各
比較器出力及び論理回路出力は第8図のようになる。
換器の入出力特性を示している。入力電圧が6までは正
常な変換を行うが、これ以上の入力電圧の場合の変換特
性は非常に大きな誤差を発生する。各比較器の変換はV
l 〉v rn (Vrnはn番目の比較器の参照電圧
)のときに1の比較出力を、■、<vrnのときに0の
比較出力を発生するので、入力端子が変化するときの各
比較器出力及び論理回路出力は第8図のようになる。
まず、vr6<■1<vr81のときは比較器出力の6
番と7番の間が出力状態が1.0となり論理回路出力は
6番のみが1を発生し残りは全て0となるので、エンコ
ーダ回路6Dにより6にコーディングされ変換出力とな
る。次にV、a りV t < v、□の場合はvt
> vre’ v、 <vr7+ v、 ””rs’な
ので比較器出力の6番と7番及び8番と9番の間の出力
状態が各々1,0となり、論理回路出力は6番と8番が
同時に1となるので、エンコーダ回路eD上のコーディ
ングは6番の0110と8番の1000の各ビットの論
理和がとられ、1110つまり14という変換値になっ
てしまい、大きな変換誤差を発生する。さらにvr7<
vi<v、9の、i合はvi〉vr□、■、〉vr8.
■□<vr9ナノで、論理回路出力は8番が1となり、
変換値は8となる。
番と7番の間が出力状態が1.0となり論理回路出力は
6番のみが1を発生し残りは全て0となるので、エンコ
ーダ回路6Dにより6にコーディングされ変換出力とな
る。次にV、a りV t < v、□の場合はvt
> vre’ v、 <vr7+ v、 ””rs’な
ので比較器出力の6番と7番及び8番と9番の間の出力
状態が各々1,0となり、論理回路出力は6番と8番が
同時に1となるので、エンコーダ回路eD上のコーディ
ングは6番の0110と8番の1000の各ビットの論
理和がとられ、1110つまり14という変換値になっ
てしまい、大きな変換誤差を発生する。さらにvr7<
vi<v、9の、i合はvi〉vr□、■、〉vr8.
■□<vr9ナノで、論理回路出力は8番が1となり、
変換値は8となる。
以上の考察により、A/D変換器の入出力特性は第7図
のように入力電圧が6.5から7までにおいて斜線で示
したように大きな誤差となる。また、同様に入力電圧が
7から8においては1LSB程度の誤差となる。特に入
力電圧が6.6から7の間で発生したような大きな誤差
は著しく変換特性を劣化させ、容認し得ないものである
。
のように入力電圧が6.5から7までにおいて斜線で示
したように大きな誤差となる。また、同様に入力電圧が
7から8においては1LSB程度の誤差となる。特に入
力電圧が6.6から7の間で発生したような大きな誤差
は著しく変換特性を劣化させ、容認し得ないものである
。
本発明はかかる点に鑑みてなされたもので、簡易な方法
で、誤差が少なく、高速な並列型A/D変換器を提供す
ることを目的としている。
で、誤差が少なく、高速な並列型A/D変換器を提供す
ることを目的としている。
問題点を解決するための手段
本発明は上記問題点を解決するため、基準電圧を抵抗分
圧して単調に増加する複数の参照電圧を発生する基準抵
抗列と、前記の各参照電圧と入力信号を比較する比較器
列と、この比較器列における各比較器に対し前記参照電
圧が単調増加する順序に前記各比較器の順序を(i)(
≧1)で表わすとき、(i)番目の比較器と(1+2)
番目の比較器の各々の比較出力を入力とする論理回路か
ら成る論理回路列と、この論理回路列の論理出力とする
エンコーダ回路を備え、(i)番目と(i+1)番目の
前記論理回路からの出力を前記エンコーダ回路に入力し
、このエンコーダ回路からの出力を用いてA/D変換値
の(i)又は(i+1)のいずれか一方の値を出力する
ことを特徴とする並列型A/D変換器である。
圧して単調に増加する複数の参照電圧を発生する基準抵
抗列と、前記の各参照電圧と入力信号を比較する比較器
列と、この比較器列における各比較器に対し前記参照電
圧が単調増加する順序に前記各比較器の順序を(i)(
≧1)で表わすとき、(i)番目の比較器と(1+2)
番目の比較器の各々の比較出力を入力とする論理回路か
ら成る論理回路列と、この論理回路列の論理出力とする
エンコーダ回路を備え、(i)番目と(i+1)番目の
前記論理回路からの出力を前記エンコーダ回路に入力し
、このエンコーダ回路からの出力を用いてA/D変換値
の(i)又は(i+1)のいずれか一方の値を出力する
ことを特徴とする並列型A/D変換器である。
作 用
A/D変換値(i)又は(i+1)を得るために、連続
した(i)番目と(i+1)番目の論理回路2つを用い
ており、このためこの出力を入力とするエンコーダ回路
の2ビット以上の上位ビットはこの論理回路の偶数番目
に対応する部分のみをコーディングし、奇数番目に対応
する部分は最下位ビア)のみをコーディングすることが
出来る。従って、従来のコーディングに比ベコーディン
グのドツト数を半減することができ、回路の消費電力の
低減、もしくけ高速化に寄与する。
した(i)番目と(i+1)番目の論理回路2つを用い
ており、このためこの出力を入力とするエンコーダ回路
の2ビット以上の上位ビットはこの論理回路の偶数番目
に対応する部分のみをコーディングし、奇数番目に対応
する部分は最下位ビア)のみをコーディングすることが
出来る。従って、従来のコーディングに比ベコーディン
グのドツト数を半減することができ、回路の消費電力の
低減、もしくけ高速化に寄与する。
さらに、前述した比較器出力の非単調性により発生する
大きな誤差に対しては、たとえこのような誤差が発生し
ても、偶数番目と奇数番目の論理回路に対応するエンコ
ーダ回路部分がアクティブになるので、上位ビットとの
混合が発生せず、大きな誤差にはならない。
大きな誤差に対しては、たとえこのような誤差が発生し
ても、偶数番目と奇数番目の論理回路に対応するエンコ
ーダ回路部分がアクティブになるので、上位ビットとの
混合が発生せず、大きな誤差にはならない。
実施例
第1図は本発明の並列型A/D変換器の第1の実施例を
示す回路図である。第1図において比較器列4の(i)
番目と(i+2)番目の比較器の比較出力は論理回路列
5Aの論理回路(i)に入力される。
示す回路図である。第1図において比較器列4の(i)
番目と(i+2)番目の比較器の比較出力は論理回路列
5Aの論理回路(i)に入力される。
この論理回路列6Aの出力(各々の論理回路の出力)は
エンコーダ回路6Aに入力される。ここで、(4n+1
)番目(n≧0)の論理回路の出力は、エンコーダ回
路6Aの第1ピツ)(I、SB)をアクティブにするよ
うに、又(2n)番目の論理回路の出力は(2n)に対
応するバイナリ−コードを発生するようにエンコーダ回
路6Aをコープする。
エンコーダ回路6Aに入力される。ここで、(4n+1
)番目(n≧0)の論理回路の出力は、エンコーダ回
路6Aの第1ピツ)(I、SB)をアクティブにするよ
うに、又(2n)番目の論理回路の出力は(2n)に対
応するバイナリ−コードを発生するようにエンコーダ回
路6Aをコープする。
更にこのエンコーダ回路6Aの出力の第1ピツト(LS
B)とこれに隣接する第2ビツトの出力は排他的論理和
回路で構成されたコード変換回路8Aに入力され、この
コード変換回路8Aの出力がA/D変換値の最下位ビッ
トを発生する。入力信号1.基準電圧2.基準抵抗列3
.比較器列4゜出力端7などは第6図に示した従来例と
同様である。
B)とこれに隣接する第2ビツトの出力は排他的論理和
回路で構成されたコード変換回路8Aに入力され、この
コード変換回路8Aの出力がA/D変換値の最下位ビッ
トを発生する。入力信号1.基準電圧2.基準抵抗列3
.比較器列4゜出力端7などは第6図に示した従来例と
同様である。
次に本実施例の動作を説明する。論理回路列6Aにおい
て、(0番の論理回路の出力をり。jで示すと、この(
i)番の論理回路の入力は0)番の比較器及び(j+2
)番の比較器の比較出力、Dij、Di(j+2)を入
力とするので、■、iを(5)番目の参照電圧として、
D 、がアクティブになる入力電圧viユは第(1)0
】 式で表わされる。
て、(0番の論理回路の出力をり。jで示すと、この(
i)番の論理回路の入力は0)番の比較器及び(j+2
)番の比較器の比較出力、Dij、Di(j+2)を入
力とするので、■、iを(5)番目の参照電圧として、
D 、がアクティブになる入力電圧viユは第(1)0
】 式で表わされる。
Doj” ” ■rjりvin (vr(1+2) −
−”11)第(1)式をグラフにしたものが第9図であ
る。図中線で囲んだ部分が論理回路出力がアクティブな
領域を示している。つまシ、この方法では、論理回路は
入力電圧vinの2LSBKまたがって同一出力を発生
する。従って、第9図からもわかるように入力電圧■i
nに対応した正してA/D変換値をにエンコーダ回路6
Aのコーディングを行う必要がある。
−”11)第(1)式をグラフにしたものが第9図であ
る。図中線で囲んだ部分が論理回路出力がアクティブな
領域を示している。つまシ、この方法では、論理回路は
入力電圧vinの2LSBKまたがって同一出力を発生
する。従って、第9図からもわかるように入力電圧■i
nに対応した正してA/D変換値をにエンコーダ回路6
Aのコーディングを行う必要がある。
たとえば第9図に於て、入力端子が6の場合は、論理回
路4と論理回路6の出力D04及びDo5が同時に1の
出力を出す。従って、このD04=1且つD06=1の
時このA/D変換値が6となるようにエンコーダ回路6
Aのコーディングする必要があるのである。
路4と論理回路6の出力D04及びDo5が同時に1の
出力を出す。従って、このD04=1且つD06=1の
時このA/D変換値が6となるようにエンコーダ回路6
Aのコーディングする必要があるのである。
これを一般的に表現すると以下のようになる。
第(1)式に於て、添字(j)と(i)を(j −1)
に変えた式(1)′を考えると、 D 、=1V 、<vin<vr(j+2) ・・
・・・・・・・・・・・・・(1)03
rl Do(j−1)”1vr(j−1)<vin<”r(j
+1)・・””(’)’ここでこの式(1)と(1)′
の論理積をとると、Do)・Do(j−1)−1vrj
<vin<vr(j+2)’・・・・・(2)となる。
に変えた式(1)′を考えると、 D 、=1V 、<vin<vr(j+2) ・・
・・・・・・・・・・・・・(1)03
rl Do(j−1)”1vr(j−1)<vin<”r(j
+1)・・””(’)’ここでこの式(1)と(1)′
の論理積をとると、Do)・Do(j−1)−1vrj
<vin<vr(j+2)’・・・・・(2)となる。
以上の式より、つまり(i)の値に対応するA/D変換
値はD ・とD −の出力間の演算により得01
oN 1) られる。なお、この例では論理積をとっているが必ずし
もこの演算のみに限るものではない。また第1図に示し
た本実施例では3番目、7番目、11番目の論理回路は
存在しないが、これは後で説明するように、これら論理
回路の出力のコーディングは全ビットoで良いことから
、存在しなくてもかまわないので省略しているが、以下
の説明では仮想的に存在するものとする。
値はD ・とD −の出力間の演算により得01
oN 1) られる。なお、この例では論理積をとっているが必ずし
もこの演算のみに限るものではない。また第1図に示し
た本実施例では3番目、7番目、11番目の論理回路は
存在しないが、これは後で説明するように、これら論理
回路の出力のコーディングは全ビットoで良いことから
、存在しなくてもかまわないので省略しているが、以下
の説明では仮想的に存在するものとする。
第1o図は論理回路の出力とエンコーダ回路6Aのコー
ディングの説明図である。各論理回路に対し、まず単純
にバイナリ−コーディングを行ったと仮定すると、第1
0図で示したように、バイナリ−コードの性質からnを
自然数(1,2,・・・・・・)として、(2n)と(
2n+1 )は最下位ビットを除き、2ビツト目以上の
上位ビットのコーディングは全く同一のコーディングに
なっている。このため、本発明の比較器列4と論理回路
列6Aの特有の接続方式のためにO)と(i−1)番の
論理回路が同時にアクティブになって(i)という値の
変換を行う場合、 (1) j=(2n+1)の場合 (2n+1 )と(2n)番の論理回路が同時にアクテ
ィブになシ、2ビツト目以上の上位ビットは全く重なる
ことから(2n+1)と(2n)番の2ビアh目以上の
コーディングはどちらか一方のみで良く、他はコーディ
ングの必要はない。
ディングの説明図である。各論理回路に対し、まず単純
にバイナリ−コーディングを行ったと仮定すると、第1
0図で示したように、バイナリ−コードの性質からnを
自然数(1,2,・・・・・・)として、(2n)と(
2n+1 )は最下位ビットを除き、2ビツト目以上の
上位ビットのコーディングは全く同一のコーディングに
なっている。このため、本発明の比較器列4と論理回路
列6Aの特有の接続方式のためにO)と(i−1)番の
論理回路が同時にアクティブになって(i)という値の
変換を行う場合、 (1) j=(2n+1)の場合 (2n+1 )と(2n)番の論理回路が同時にアクテ
ィブになシ、2ビツト目以上の上位ビットは全く重なる
ことから(2n+1)と(2n)番の2ビアh目以上の
コーディングはどちらか一方のみで良く、他はコーディ
ングの必要はない。
(2)j=2nの場合
(2n)と(2n−1)番の論理回路が同時にアクティ
ブになるとき2ビツト目以上の上位ビットのコーディン
グは異なるが、変換値としては(2n)の値が必要なの
で、(2n−1)番の論理回路の出力の2ビツト目以上
の上位ビットのコーディングは不要である。
ブになるとき2ビツト目以上の上位ビットのコーディン
グは異なるが、変換値としては(2n)の値が必要なの
で、(2n−1)番の論理回路の出力の2ビツト目以上
の上位ビットのコーディングは不要である。
以上2つの場合以外の状態は存在しないので、上記の条
件より、エンコーダ回路6Aのコーディングの2ビツト
目以上の上位ビットに関しては偶数番の論理回路に対応
するエンコーダ回路6Aのコーディングをバイナリ−コ
ードで行い、奇数番の論理回路の出力に対してはコーデ
ィングを行う必要はない。
件より、エンコーダ回路6Aのコーディングの2ビツト
目以上の上位ビットに関しては偶数番の論理回路に対応
するエンコーダ回路6Aのコーディングをバイナリ−コ
ードで行い、奇数番の論理回路の出力に対してはコーデ
ィングを行う必要はない。
また、1次にエンコーダ回路6Aの1ビツト目のコーデ
ィングに関して述べる。なお2ビツト目以上の上位ビッ
トのコーディングに関しては論理回路出力の偶数行を中
心に考えて来たので、ここでもやはり偶数行を中心に考
える。
ィングに関して述べる。なお2ビツト目以上の上位ビッ
トのコーディングに関しては論理回路出力の偶数行を中
心に考えて来たので、ここでもやはり偶数行を中心に考
える。
A/D変換値のjに対するエンコーダ回路6Aのコーデ
ィングは、前述の式(2)よシD。i −Do(i−1
)−’即ち論理回路列6Aのj番目とM−1)番目の出
力で規定されるようにコーディングする必要がある。ま
た、同様に変換値(i+1)に関しては、DO(j+1
)・Doj−1となるコーディングが必要である。そこ
でj = 2 nとすると、上の2つの式は、Do2n
−Do(2n−1)”1””” (2−’ )Do(
2n+1 )・Do2n=’ ””” (2−2
)となる。これらの2式で、D02nは共通であるので
、変換値が2nとなるか(2n+1 )となるかを区別
するためには、(2n−1)と(2n−z)の1ビツト
目のコーディングが異なる必要がある。
ィングは、前述の式(2)よシD。i −Do(i−1
)−’即ち論理回路列6Aのj番目とM−1)番目の出
力で規定されるようにコーディングする必要がある。ま
た、同様に変換値(i+1)に関しては、DO(j+1
)・Doj−1となるコーディングが必要である。そこ
でj = 2 nとすると、上の2つの式は、Do2n
−Do(2n−1)”1””” (2−’ )Do(
2n+1 )・Do2n=’ ””” (2−2
)となる。これらの2式で、D02nは共通であるので
、変換値が2nとなるか(2n+1 )となるかを区別
するためには、(2n−1)と(2n−z)の1ビツト
目のコーディングが異なる必要がある。
たとえば、第10図に於て今n = 1とすると、(2
n−1)−1と(2n−)−1)= 3の1ビツト(最
下位ビット)目のコーディングを1と0の異なるものに
するわけである。また、この時A/D変換値(2n+1
)−3の最下位ビットのコーディングが0であるため、
A/D変換値5の最下位ビットは1となる。
n−1)−1と(2n−)−1)= 3の1ビツト(最
下位ビット)目のコーディングを1と0の異なるものに
するわけである。また、この時A/D変換値(2n+1
)−3の最下位ビットのコーディングが0であるため、
A/D変換値5の最下位ビットは1となる。
即ち、一般的には、n=2m+1(m≧0)として(4
m−1)番目と(4m+1)番目の最下位コーディング
を異なるようにすれば良い。そこで今、(4m+1)番
目の最下位ビットをアクティブ(この例では1)にし、
(4m−1)番目の最下位ビットをインアクティブ(こ
の例でば0)にするエンコーダ回路6Aのコーディング
の書き換えを第10図で示している。
m−1)番目と(4m+1)番目の最下位コーディング
を異なるようにすれば良い。そこで今、(4m+1)番
目の最下位ビットをアクティブ(この例では1)にし、
(4m−1)番目の最下位ビットをインアクティブ(こ
の例でば0)にするエンコーダ回路6Aのコーディング
の書き換えを第10図で示している。
以上、エンコーダ回路6Aの2ビツト目以上の上位ピン
トのコーディングと、1ビツト目の最下位ビットのコー
ディングに関する考察から得られた本発明の第1の実施
例のコーディング第11図に示す。コーディングAは、
(4m41)番目の論理回路出力をアクティブにしたも
ので、コーディングBは、この(4m+1 )番目をイ
ンアクティブにし、(4m−1)番目の論理回路出力を
アクティブにしだものである。
トのコーディングと、1ビツト目の最下位ビットのコー
ディングに関する考察から得られた本発明の第1の実施
例のコーディング第11図に示す。コーディングAは、
(4m41)番目の論理回路出力をアクティブにしたも
ので、コーディングBは、この(4m+1 )番目をイ
ンアクティブにし、(4m−1)番目の論理回路出力を
アクティブにしだものである。
しかし、これらA、Bのいずれに関しても、そのままで
最下位ビットが入力電圧に対するバイナリ−コードを発
生しない。従って、最下位ビットに関しては更にエンコ
ーダ回路6Aからの出力を論理的に変換してやる必要が
ある。
最下位ビットが入力電圧に対するバイナリ−コードを発
生しない。従って、最下位ビットに関しては更にエンコ
ーダ回路6Aからの出力を論理的に変換してやる必要が
ある。
まずコーディングAの場合は、そのコーディングの2ビ
ツト目に着目すれば4m+2(m≧0)番目の論理回路
の出力に対するエンコーダ回路6Aのコーディングば1
.4m番目の論理回路の出力に対するコーディングは0
である。
ツト目に着目すれば4m+2(m≧0)番目の論理回路
の出力に対するエンコーダ回路6Aのコーディングば1
.4m番目の論理回路の出力に対するコーディングは0
である。
そこでA/D変換値が4mのときは最下位ビットをその
ままにしても正常な変換値を発生させることができるが
、A/D変換値が4m+2のときは最下位ビットを反転
する必要がある。この作用は2ビツト目の値をA1最下
位ビット(1ビツト目)をBとして論理変換して得られ
る値をCとすると第(3)式で表わされる。
ままにしても正常な変換値を発生させることができるが
、A/D変換値が4m+2のときは最下位ビットを反転
する必要がある。この作用は2ビツト目の値をA1最下
位ビット(1ビツト目)をBとして論理変換して得られ
る値をCとすると第(3)式で表わされる。
C=A@B+A、B ・・・・・・・・・(
3)これより、A/B変換値の最下位ビットはエンコー
ダ回路6Aの第1ピツトとこれに隣接する第2ビツトの
出力の排他的論理和から得られる。
3)これより、A/B変換値の最下位ビットはエンコー
ダ回路6Aの第1ピツトとこれに隣接する第2ビツトの
出力の排他的論理和から得られる。
具体的には、入力電圧vinが2 (=4m+2 、
m−0)の時は1番目と2番目の論理回路の出力が1と
なり、コーディングAでは、−1と0010が加わって
001M即ち、3の値がA/D変換値として出力されて
しまう。
m−0)の時は1番目と2番目の論理回路の出力が1と
なり、コーディングAでは、−1と0010が加わって
001M即ち、3の値がA/D変換値として出力されて
しまう。
従って、1番目の論理回路に対するエンコーダ回路eA
の最下位ビットを反転して、−〇にする必要があり、そ
こでA/D変換値の最下位ビットに関しては、エンコー
ダ回路6Aの最下位ビット(1ビツト目)と2ビツト目
を式(3)のように排他的論理和をとる必要がある。ま
た、入力電圧vinが3の時は、2番目と3番目の論理
回路の出力が1となり、−〇と0010が加わって、0
010即ち2となるが、最下位ビットに関してはエンコ
ーダ回路6Aの2ビツト目と最下位ビットの排他的論理
和がとられるため、1が出力され、結果とし−(A/D
変換値はooll (=3)となる。
の最下位ビットを反転して、−〇にする必要があり、そ
こでA/D変換値の最下位ビットに関しては、エンコー
ダ回路6Aの最下位ビット(1ビツト目)と2ビツト目
を式(3)のように排他的論理和をとる必要がある。ま
た、入力電圧vinが3の時は、2番目と3番目の論理
回路の出力が1となり、−〇と0010が加わって、0
010即ち2となるが、最下位ビットに関してはエンコ
ーダ回路6Aの2ビツト目と最下位ビットの排他的論理
和がとられるため、1が出力され、結果とし−(A/D
変換値はooll (=3)となる。
次にコーディング方法を、前述とは逆に4m+1番目を
インアクティブに、4m−1番目をアクティブにしたコ
ーディングBに関しても以下のようになる。この場合は
第(3)式と同様にして論理変換して得られる値Cは第
(4)式で表わされる。
インアクティブに、4m−1番目をアクティブにしたコ
ーディングBに関しても以下のようになる。この場合は
第(3)式と同様にして論理変換して得られる値Cは第
(4)式で表わされる。
C二A@B+A@B ・・・・・・・・・・・・(
4)これより必要なコード変換回路8Aは一致回路であ
る。
4)これより必要なコード変換回路8Aは一致回路であ
る。
次に第12図を用いて本発明の第1の実施例によるエラ
ー抑制効果について説明する。エラー発生のし方を第6
図〜第8図に示したように非単調性が1LSB以内で発
生したとして、比較器からの比較出力は第8図の上のほ
うへ示したのと全く同じ状態と仮定する。これに対し各
論理回路は第1図に示したように、(1)番と(j+2
)番の比較出力を入力とするから、各論理回路出力は第
12図の下図に示したような論理出力を発生する。図中
、A及びCの状態は正常でありBは異常であり、Bの状
態は論理回路6及び8の出力をアクティブにするが、偶
数番と奇数番の出力は上位ビットが重ならないため、9
という正常値7に非常に近い値を発生し、従来例のよう
な大きな変換誤差は発生しない。
ー抑制効果について説明する。エラー発生のし方を第6
図〜第8図に示したように非単調性が1LSB以内で発
生したとして、比較器からの比較出力は第8図の上のほ
うへ示したのと全く同じ状態と仮定する。これに対し各
論理回路は第1図に示したように、(1)番と(j+2
)番の比較出力を入力とするから、各論理回路出力は第
12図の下図に示したような論理出力を発生する。図中
、A及びCの状態は正常でありBは異常であり、Bの状
態は論理回路6及び8の出力をアクティブにするが、偶
数番と奇数番の出力は上位ビットが重ならないため、9
という正常値7に非常に近い値を発生し、従来例のよう
な大きな変換誤差は発生しない。
次に本発明の第2の実施例について説明する。
第2図は本発明の第2の実施例を示す回路図である。第
2図において論理回路列5Aは第1図に示した本発明の
第1の実施例と同一である。エンコーダ回路6Bは(4
m+1)(m≧0)番目の論理回路の出力がエンコーダ
回路6Bの最下位ピノ)(LSB)をアクティブ状態に
するように、また(2n)(n≧1)番目の論理出力は
最下位ビット(LSB)をインアクティブにし、隣接す
る第2ビット目以上のエンコーダラインを(2n)に対
応するグレイコードを発生するように構成されたエンコ
ーダ回路6Bであり、他の部分は従来例と同様である。
2図において論理回路列5Aは第1図に示した本発明の
第1の実施例と同一である。エンコーダ回路6Bは(4
m+1)(m≧0)番目の論理回路の出力がエンコーダ
回路6Bの最下位ピノ)(LSB)をアクティブ状態に
するように、また(2n)(n≧1)番目の論理出力は
最下位ビット(LSB)をインアクティブにし、隣接す
る第2ビット目以上のエンコーダラインを(2n)に対
応するグレイコードを発生するように構成されたエンコ
ーダ回路6Bであり、他の部分は従来例と同様である。
水筒2の実施例の動作を説明する。第13図はグレイコ
ードを用いて各論理回路番号に対応する変換出力を得る
ようにエンコーダ回路6Bをコーディングした場合の説
明図である。グレイコードの場合もバイナリ−コードと
同様に、nを0以上の自然数として、(2n)と(2n
+1)は最下位ビットを除き2ビット目以上の上位ビッ
トのコーディングは全く同一のコーディングになってい
る。
ードを用いて各論理回路番号に対応する変換出力を得る
ようにエンコーダ回路6Bをコーディングした場合の説
明図である。グレイコードの場合もバイナリ−コードと
同様に、nを0以上の自然数として、(2n)と(2n
+1)は最下位ビットを除き2ビット目以上の上位ビッ
トのコーディングは全く同一のコーディングになってい
る。
このため第1の実施例で述べたようにコーディングの2
ビット目以上の上位ビットは偶数番の論理回路の出力に
対応するグレイコードで行い、奇数番の論理回路の出力
に対するコーディングは行わなくても良い。
ビット目以上の上位ビットは偶数番の論理回路の出力に
対応するグレイコードで行い、奇数番の論理回路の出力
に対するコーディングは行わなくても良い。
次に最下位ビットのコーディングであるが、これも第1
の実施例にて述べたように、2n番目の論理回路出力を
共有しているため、(2n+1 )番目と(2n−1)
番目の論理回路出力に対するエンコーダ回路6Bのコー
ディングを異った状態にする必要がある。また、グレイ
コードの場合はバイナリ−コードと異なり、偶数番の最
下位ビットもアクティブになるので、これをインアクテ
ィブにしなければA/D変換値(2n−1−1)と(2
n−1)の判別ができない。そこでこの最下位ビットを
インアクティブにすると、(4m−1)番目と(4m+
1)番目の論理回路出力に対応する最下位ビットのコー
ディングはそれぞれ0と1になっており、第1の実施例
で述べたようにDO(2n+1 )とDo (2n −
1)は判別可能になる。
の実施例にて述べたように、2n番目の論理回路出力を
共有しているため、(2n+1 )番目と(2n−1)
番目の論理回路出力に対するエンコーダ回路6Bのコー
ディングを異った状態にする必要がある。また、グレイ
コードの場合はバイナリ−コードと異なり、偶数番の最
下位ビットもアクティブになるので、これをインアクテ
ィブにしなければA/D変換値(2n−1−1)と(2
n−1)の判別ができない。そこでこの最下位ビットを
インアクティブにすると、(4m−1)番目と(4m+
1)番目の論理回路出力に対応する最下位ビットのコー
ディングはそれぞれ0と1になっており、第1の実施例
で述べたようにDO(2n+1 )とDo (2n −
1)は判別可能になる。
以上の考察から得られた本発明の第2の実施例のコーデ
ィング図を第14図に示す。次にA/D変換値の最下位
ビットについての正しさについて検証すると、偶数番の
論理回路出力のうち4m(=2x2n)番目のものにつ
いては、前述のようにその最下位ビットはOにコーディ
ングされており、又(4m−1)番目のものも同様に0
であり、論理回路出力Do(4m)とDo(4m−1)
の論理演算(この場合は論理和)で与えられるA/D変
換値4mの最下位ビットは0.2ビット目以上の上位ビ
ットはグレーコードの壕まで出力されるので、結局A/
D変換値4mに対する正しいグレーコードが全ビットで
発生する。
ィング図を第14図に示す。次にA/D変換値の最下位
ビットについての正しさについて検証すると、偶数番の
論理回路出力のうち4m(=2x2n)番目のものにつ
いては、前述のようにその最下位ビットはOにコーディ
ングされており、又(4m−1)番目のものも同様に0
であり、論理回路出力Do(4m)とDo(4m−1)
の論理演算(この場合は論理和)で与えられるA/D変
換値4mの最下位ビットは0.2ビット目以上の上位ビ
ットはグレーコードの壕まで出力されるので、結局A/
D変換値4mに対する正しいグレーコードが全ビットで
発生する。
また、4m+2(=2(2n+1))番目の論理回路出
力に対するコーディングに関しては、前述のごとくエン
コーダ回路6Bの最下位ビットは0にコーディングされ
ているが、(4m+2)−1==4m+1番目の最下位
ビットが1にコーディングされているために、論理回路
出力D0(4m+2)とDo (4m+1 )の論理演
算で与えられるA/D変換値(4m+2)の最下位ビッ
トは1.2ビット目以上は(4m+2)番目のグレーコ
ードのままであるので、結局A/D変換値(4m+2)
に対しても正しいグレーコードが全ビットで出力される
。
力に対するコーディングに関しては、前述のごとくエン
コーダ回路6Bの最下位ビットは0にコーディングされ
ているが、(4m+2)−1==4m+1番目の最下位
ビットが1にコーディングされているために、論理回路
出力D0(4m+2)とDo (4m+1 )の論理演
算で与えられるA/D変換値(4m+2)の最下位ビッ
トは1.2ビット目以上は(4m+2)番目のグレーコ
ードのままであるので、結局A/D変換値(4m+2)
に対しても正しいグレーコードが全ビットで出力される
。
更に、A/D変換値の奇数(2n−1)のものは、上記
偶数のA/D変換値と最下位ビットのみが異なるものか
出力され、グレーコードが出力されることはいうまでも
ない。以上全ての入力に関してグレーコードによる正し
いA/D変換値が得られる。
偶数のA/D変換値と最下位ビットのみが異なるものか
出力され、グレーコードが出力されることはいうまでも
ない。以上全ての入力に関してグレーコードによる正し
いA/D変換値が得られる。
次に本発明の第3の実施例について説明する。
第3図は本発明の第3の実施例を示す回路図である。第
3図において、入力信号1.基準電圧2゜基準抵抗列3
.比較器4は本発明の第1の実施例と同一である。論理
回路列6Bは本発明の論理回路列であり、論理入力端の
接続は本発明の第1の実施例及び第2の実施例と同一で
あるが、第1及び第2の実施例のように(4n−1)番
目の論理回路を省くことを行わず、全ての番号の論理回
路を備えている。
3図において、入力信号1.基準電圧2゜基準抵抗列3
.比較器4は本発明の第1の実施例と同一である。論理
回路列6Bは本発明の論理回路列であり、論理入力端の
接続は本発明の第1の実施例及び第2の実施例と同一で
あるが、第1及び第2の実施例のように(4n−1)番
目の論理回路を省くことを行わず、全ての番号の論理回
路を備えている。
エンコーダ回路6Cは本発明の第2の実施例に示したグ
レイコードを基本とするもので、後述する並列型A/D
変換器のエラーレイトの低減のため、特別な構成となっ
ている。
レイコードを基本とするもので、後述する並列型A/D
変換器のエラーレイトの低減のため、特別な構成となっ
ている。
本発明の第3の実施例におけるコーディングを第16図
に示す。このコーディングの方法は、2n番目の論理回
路の出力に対するコーディングは本発明の第2の実施例
と全く同一であり、さらに(2n+1)番の奇数番目の
論理回路出力に対する第2ビット以上のコーディングに
関しては、(2n)番の論理回路出力に対するコーディ
ングと(2n+2)番目の論理回路出力に対するコーデ
ィングの各ビットにおける論理積によりコーディングす
る。第15図における1“はこのようにして形成された
ドツトである。たとえば、3 (=2n+1 。
に示す。このコーディングの方法は、2n番目の論理回
路の出力に対するコーディングは本発明の第2の実施例
と全く同一であり、さらに(2n+1)番の奇数番目の
論理回路出力に対する第2ビット以上のコーディングに
関しては、(2n)番の論理回路出力に対するコーディ
ングと(2n+2)番目の論理回路出力に対するコーデ
ィングの各ビットにおける論理積によりコーディングす
る。第15図における1“はこのようにして形成された
ドツトである。たとえば、3 (=2n+1 。
n−1)番目の論理回路の出力に対するエンコーダ回路
8Cのコーディングに関しては、2番目(=2n 。
8Cのコーディングに関しては、2番目(=2n 。
n−1)と4番目(= 2 n + 2 、 n =
1)の論理回路の出力に対するコーディング、(oo
lo)と(0110)を各ビット毎に論理積をとったも
の来 即ち、(○Q1o)となる。
1)の論理回路の出力に対するコーディング、(oo
lo)と(0110)を各ビット毎に論理積をとったも
の来 即ち、(○Q1o)となる。
以上のごとくコーディングすれば、(2n)番の論理回
路の出力と(2m+1)番の論理回路の出力によってコ
ーディングもしくは、(2n)番と(2n−1)番の論
理回路の出力対によってコーディングされたエンコーダ
回路6Cによる変換においても水温3の実施例において
新だに形成されだ1“は何ら不都合を生じないことは明
らかである。さらに本実施例によれば、エンコーダ回路
ecの2つの入力のうちどちらか一方の入力がインアク
ティブとなっても残りの他方の入力がグレイコードの機
能により正常値に対し極めて近い値を発生することから
、従来の並列型A/D変換器において発生するデータの
消失に対して、極めて有効である。
路の出力と(2m+1)番の論理回路の出力によってコ
ーディングもしくは、(2n)番と(2n−1)番の論
理回路の出力対によってコーディングされたエンコーダ
回路6Cによる変換においても水温3の実施例において
新だに形成されだ1“は何ら不都合を生じないことは明
らかである。さらに本実施例によれば、エンコーダ回路
ecの2つの入力のうちどちらか一方の入力がインアク
ティブとなっても残りの他方の入力がグレイコードの機
能により正常値に対し極めて近い値を発生することから
、従来の並列型A/D変換器において発生するデータの
消失に対して、極めて有効である。
並列型A/D変換器においては本質的にエラーを発生す
ることがペルンハルト・トーヤーなど(Bernhar
d Zojer etal、)からA 6− Bi
t/200−MHz Full Nyquist
A/D Converter、 ”アイ・イ・イΦ
イ・ジャーナル・ソリッドステイト−サーキット(IE
EE J、5olid−3tateCircuits
、)vol、5c−20,A3 pp780−786.
June1986、に述べられている。
ることがペルンハルト・トーヤーなど(Bernhar
d Zojer etal、)からA 6− Bi
t/200−MHz Full Nyquist
A/D Converter、 ”アイ・イ・イΦ
イ・ジャーナル・ソリッドステイト−サーキット(IE
EE J、5olid−3tateCircuits
、)vol、5c−20,A3 pp780−786.
June1986、に述べられている。
比較器が不感帯を有することから、エラーを発生させる
確率ptは Pcm(va/Vq)exp(−T/τ) −−−(
6)で表わされる、(5)式において、Vaは比較器の
入力換器不感電圧、Vqは単位量子化電圧、τは比較器
のストローブモードの時間、τはストローブ回路の時定
数である。
確率ptは Pcm(va/Vq)exp(−T/τ) −−−(
6)で表わされる、(5)式において、Vaは比較器の
入力換器不感電圧、Vqは単位量子化電圧、τは比較器
のストローブモードの時間、τはストローブ回路の時定
数である。
第16図において、16−Aは従来の並列型A/D変換
器のエラー発生を示す説明図である。各比較器のしきい
値電圧の近傍にはVaexp (−T/τ)で定義され
るエラー発生の領域がありこれを各比較器が受けもつ単
位量子化電圧Vqで割ったものがエラーレイトを与える
。このため通常の並列型A/D変換器においては10
程度のエラーが発せし、変換速度を上げるほどエラー発
生率が上昇し、高速変換における課題となっている。
器のエラー発生を示す説明図である。各比較器のしきい
値電圧の近傍にはVaexp (−T/τ)で定義され
るエラー発生の領域がありこれを各比較器が受けもつ単
位量子化電圧Vqで割ったものがエラーレイトを与える
。このため通常の並列型A/D変換器においては10
程度のエラーが発せし、変換速度を上げるほどエラー発
生率が上昇し、高速変換における課題となっている。
エラー発生の現れ方はいわゆるデータの2重発生やドロ
ップアウトをひきおこすと考えられるが、このうちデー
タの2重発生についてはグレイコードを用いることが効
果があり、すでに実施されている。しかしながらデータ
のドロップアウトに関しては、従来の並列型A/D変換
器はエンコーダ回路に入力されるデータが1つであるた
めこのデータがドロップアウトした場合、変換値がゼロ
になってしまい、大きなエラーを発生し、エラーレイト
も第(6)式で示されるような有限の値である。
ップアウトをひきおこすと考えられるが、このうちデー
タの2重発生についてはグレイコードを用いることが効
果があり、すでに実施されている。しかしながらデータ
のドロップアウトに関しては、従来の並列型A/D変換
器はエンコーダ回路に入力されるデータが1つであるた
めこのデータがドロップアウトした場合、変換値がゼロ
になってしまい、大きなエラーを発生し、エラーレイト
も第(6)式で示されるような有限の値である。
これに対し、本発明の第3の実施例においては隣接する
2つの入力により変換値を発生し、さらにどちらか一方
の入力がドロップアウトしても、残った他方の入力が最
大4LSB程度の誤差で変換値を発生させるので、大き
なエラーは発生しにくい。
2つの入力により変換値を発生し、さらにどちらか一方
の入力がドロップアウトしても、残った他方の入力が最
大4LSB程度の誤差で変換値を発生させるので、大き
なエラーは発生しにくい。
本発明の第3の実施例におけるエラー発生の様子を第1
6図における16−Bに示す。16−Bにおいて上下に
分かれているのは隣接する2つのエンコーダ回路6Cへ
の入力を示す。各入力のしきい値2Vqの大きさであり
、さらにVqだけシフトしている。このような状態で、
隣接する2つの入力が同時にドロップアウトするのはV
aexp(−T/τ)で表わされるエラー帯が重なる場
合であるので、本発明の第3の実施例における4LSB
以上のエラーを発生させるエラー確率は以下の第(6)
式で表わされる。
6図における16−Bに示す。16−Bにおいて上下に
分かれているのは隣接する2つのエンコーダ回路6Cへ
の入力を示す。各入力のしきい値2Vqの大きさであり
、さらにVqだけシフトしている。このような状態で、
隣接する2つの入力が同時にドロップアウトするのはV
aexp(−T/τ)で表わされるエラー帯が重なる場
合であるので、本発明の第3の実施例における4LSB
以上のエラーを発生させるエラー確率は以下の第(6)
式で表わされる。
P、=(Va/Vq)exp(−T/r)−1:が成立
しているので、極めて小さい発生率になると考えられる
。
しているので、極めて小さい発生率になると考えられる
。
以上で説明したごとく本発明によれば、データーの2重
発生に対してはグレイコードを用いて工ラーを減少し、
データーのドロップアウトに対しては2つの隣接する入
力データーでコーディングし、さらにどちらか一方の入
力がドロップアウトしても他方の入力のみで正常変換値
に極めて近い値を出力するので、エラー発生のいずれの
モードの場合も±4LSB以内のエラーにとどまり、従
来の並列型A/D変換器のように大きなエラーを発生す
る確率は極めて少ないという大きな効果を有する。
発生に対してはグレイコードを用いて工ラーを減少し、
データーのドロップアウトに対しては2つの隣接する入
力データーでコーディングし、さらにどちらか一方の入
力がドロップアウトしても他方の入力のみで正常変換値
に極めて近い値を出力するので、エラー発生のいずれの
モードの場合も±4LSB以内のエラーにとどまり、従
来の並列型A/D変換器のように大きなエラーを発生す
る確率は極めて少ないという大きな効果を有する。
次に本発明の第4の実施例について説明する。
第4図は本発明の第4の実施例を示す回路図である。第
4図において、入力信号1.基準電源2゜基準抵抗値列
3.比較器列は本発明の第1の実施例と同一であり、論
理回路列5Bは本発明の第3の実施例と同一である。エ
ンコーダ回路6Dは後述する方法でコーディングされる
。7は出力端、8Bはコード変換回路である。
4図において、入力信号1.基準電源2゜基準抵抗値列
3.比較器列は本発明の第1の実施例と同一であり、論
理回路列5Bは本発明の第3の実施例と同一である。エ
ンコーダ回路6Dは後述する方法でコーディングされる
。7は出力端、8Bはコード変換回路である。
本発明の第4の実施例におけるエンコーダの構成法を述
べる。エンコーダ回路6Bにおいて第3ビット以上のエ
ンコーダラインは本発明の第3の実施例のエンコーダ回
路6Cと全く同一にコーディングされる。つまシ、(2
n)番目の論理回路の出力は前記エンコーダ回路6Cの
第3ビット以上のエンコーダラインを(2n)に対応す
るグレイコードを発生する。また、(2n+1 )番目
の論理回路の出力に対するコーディングは、(2n)番
目と(2n+2)番目の論理回路の出力に対応するエン
コーダラインの各ビットにおける論理積を取るようにコ
ーディングされている。第2ビット以上は本発明の第1
の実施例と全く同一にコーディングされる。つまり、エ
ンコーダ回路6Dは(2n)番目の論理回路の出力によ
ってバイナリ−コードを発生するようにコーディングさ
れ、また(+n+1)番目の論理回路の論理出力によっ
て最下位ビットをアクティブにするようにコーディング
されてされている。さらにエンコーダ回路6Dの出力は
コード変換回路8Bでバイナリ−コードに変換され、出
力端7に出力される。
べる。エンコーダ回路6Bにおいて第3ビット以上のエ
ンコーダラインは本発明の第3の実施例のエンコーダ回
路6Cと全く同一にコーディングされる。つまシ、(2
n)番目の論理回路の出力は前記エンコーダ回路6Cの
第3ビット以上のエンコーダラインを(2n)に対応す
るグレイコードを発生する。また、(2n+1 )番目
の論理回路の出力に対するコーディングは、(2n)番
目と(2n+2)番目の論理回路の出力に対応するエン
コーダラインの各ビットにおける論理積を取るようにコ
ーディングされている。第2ビット以上は本発明の第1
の実施例と全く同一にコーディングされる。つまり、エ
ンコーダ回路6Dは(2n)番目の論理回路の出力によ
ってバイナリ−コードを発生するようにコーディングさ
れ、また(+n+1)番目の論理回路の論理出力によっ
て最下位ビットをアクティブにするようにコーディング
されてされている。さらにエンコーダ回路6Dの出力は
コード変換回路8Bでバイナリ−コードに変換され、出
力端7に出力される。
本実施例によれば、下位ビット(第2ビツト以下)がバ
イナリ−コードであっても上位ビット(第3ビット以上
)がグレイコードなので本発明の第3の実施例と同様、
データの2重発生やドロップアウトに対して大きな変換
エラーを発生せず、下位ビットのエラーレベルにとどま
る。さらに下位ビットがバイナリ−コードなので、コー
ド変換回路8Bの排他的論理和回路の接続段数を少くす
ることができる、例えば本実施例ではコード変換回路8
Bの遅延は論理回路一段であるが、図示はしないが全て
グレイコードで構成した場合は3段の遅れとなる。この
ため、本実施例は高速変換に対し、特に有効である。
イナリ−コードであっても上位ビット(第3ビット以上
)がグレイコードなので本発明の第3の実施例と同様、
データの2重発生やドロップアウトに対して大きな変換
エラーを発生せず、下位ビットのエラーレベルにとどま
る。さらに下位ビットがバイナリ−コードなので、コー
ド変換回路8Bの排他的論理和回路の接続段数を少くす
ることができる、例えば本実施例ではコード変換回路8
Bの遅延は論理回路一段であるが、図示はしないが全て
グレイコードで構成した場合は3段の遅れとなる。この
ため、本実施例は高速変換に対し、特に有効である。
なお本実施例においてはエンコーダ回路6Dの3ビット
以上のエンコーダラインに対してグレイコードを、それ
未満(2ビツト以下)に対しバイナリ−コードを適用し
たが任意のビットに対し適用できるのは言うまでもない
。
以上のエンコーダラインに対してグレイコードを、それ
未満(2ビツト以下)に対しバイナリ−コードを適用し
たが任意のビットに対し適用できるのは言うまでもない
。
発明の効果
以上各実施例で述べたように本発明によれば、エンコー
ダ回路の2ビット以上の上位ビットは偶数に対応する部
分のみをコーディングし、奇数に対応する部分が最下位
ビットのみをコーディングしたものは、従来のコーディ
ングに比べ、コーディングのドツト数を半減することが
でき、論理回路を%程度削減し得るので、消費電力の低
減、もしくは高速化に寄与する。
ダ回路の2ビット以上の上位ビットは偶数に対応する部
分のみをコーディングし、奇数に対応する部分が最下位
ビットのみをコーディングしたものは、従来のコーディ
ングに比べ、コーディングのドツト数を半減することが
でき、論理回路を%程度削減し得るので、消費電力の低
減、もしくは高速化に寄与する。
さらに上記の構成においては、比較器出力の非単調性に
より発生する大きな誤差に対してはたとえこのような状
態でも、論理回路の偶数番目と奇数番目が同時にアクテ
ィブになるので上位ビットでの混合が発生せず、大きな
誤差にはならないという効果を有する。
より発生する大きな誤差に対してはたとえこのような状
態でも、論理回路の偶数番目と奇数番目が同時にアクテ
ィブになるので上位ビットでの混合が発生せず、大きな
誤差にはならないという効果を有する。
また、グレイコードを用いて、奇数に対応する(2n−
1−1)番目の論理回路によるエンコーダ回路の2ビッ
ト目以上のコーディングを論理回路の(2n)番目によ
るコーディングと(2n+2)番目のコーディングの各
ビットの論理積によシ行ったものは、エンコーダ回路に
入力される2つの論理入力のうち一方がドロップアウト
しても、はぼ変換値に近い値を発生し、従来のように変
換値がゼロになるエラーレイトは非常に小さくなり、高
速変換時における変換の信頼性は大きく向上する。
1−1)番目の論理回路によるエンコーダ回路の2ビッ
ト目以上のコーディングを論理回路の(2n)番目によ
るコーディングと(2n+2)番目のコーディングの各
ビットの論理積によシ行ったものは、エンコーダ回路に
入力される2つの論理入力のうち一方がドロップアウト
しても、はぼ変換値に近い値を発生し、従来のように変
換値がゼロになるエラーレイトは非常に小さくなり、高
速変換時における変換の信頼性は大きく向上する。
さらに、エンコーダ回路の上位ビットをグレイコードで
、下位ビットをバイナリ−コードで構成したものは、全
てをグレイコードで構成したものよりもエラ一時に誤差
が若干大きいが、グレイコードからバイナリ−コードへ
の変換する排他的論理和回路の段数を低減でき、高速変
換に寄与するという効果を有しており、様々な端点から
多くの効果があり、きわめて有益な発明である。
、下位ビットをバイナリ−コードで構成したものは、全
てをグレイコードで構成したものよりもエラ一時に誤差
が若干大きいが、グレイコードからバイナリ−コードへ
の変換する排他的論理和回路の段数を低減でき、高速変
換に寄与するという効果を有しており、様々な端点から
多くの効果があり、きわめて有益な発明である。
第1図は本発明の第1の実施例における並列型A/D変
換器を示す回路図、第2図は本発明の第2の実施例にお
ける並列型A/’D変換器を示す回路図、第3図は本発
明の第3の実施例における並列型A/D変換器を示す回
路図、第4図は本発明の第4の実施例における並列型A
/D変換器を示す回路図、第5図は従来の並列型A/D
変換器を示す回路図、第6図は従来例におけるエラー発
生を説明する比較器番号と参照電圧の関係を示す説明図
、第7図は従来例におけるエラー発生を説明する入力電
圧と変換出力値を示す説明図、第8図は従来例における
エラー発生を説明する比較器出力と論理回路出力の状態
を示す説明図、第9図は本発明の第1の実施例における
入力電圧と論理回路出力を示す説明図、第10図は本発
明の第1の実施例を説明するためのコーディング図、第
11図は本発明の第1の実施例におけるコーディング図
、第12図は本発明の第1の実施例におけるエラー抑制
の説明図、第13図は本発明の第2の実施例におけるコ
ーディングの説明図、第14図は本発明の第2の実施例
のコーディング図、第16図は本発明の第3の実施例の
コーディング図、第16図はエラーレイトの説明図であ
る。 3・・・・・・基準抵抗列、4・・・・・・比較器列、
5A・・・・・・論理回路列、6A・・・・・・エンコ
ーダ回路、7・・・・・・出力端、8A・・・・・・コ
ード変換回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第1
図 砕WJ 貴理圓νl 第2図 第6図 比型り名にの1一つ 第 7 図 ・・[ 入力1lj12i:、(LSε) 第8図 qoo 。 Rと Ql + /7 F−「八 Fニー八 r−−
−々 一一一ノ −一一−ノ U U
第9図 入力電7玉 (tSε〕 第10図 檎理回堤蜀 コーシング 土佐ビット 1最下泣−ビット 第11図 101010/ θ / 0 デ □/ □θ 6 θ /10 θ / / θS
/ −0407θ 0 θ /
θ θ 、3−O/ 2 θ 0 / θ 66 / 。 / / □θ\−−J
′ 第12図 へ 巳 0 Δ」 −へ 5 l 1 1 □ し−J し−J −−J L−Jr7−
F−一 r−一 F−−90,00 QQ O U \−ju u 第13図 檎流回梵鵡ろ コーカング 10////−−◆ θ 7 0/ θ O−m−−θ 6 0101−→0 S O/ / /−−−−/4 0 /
/ θ−−−−θ 3 00 / θ−−−−θ / θ θ ρ / −−−−/ −辷、泣ビット 最下俊ヒレト (−m−) 第14図 /l□0 /Q/I/Q q −/ 7□0 5 □/ 3□0 20 θ 10 /□/ \−一ノ 第15図 補にコ鷲1う コー升ング ts7oO/ /210/ θ /I /″ θ /10 ?// θ 0 70どθθ 6 0 / θ 0 5 θ /1 θ / 4 0ii。 3 θ θ /1θ 2 0 θ / θ l 6 θ θ / (−一−1 第16図 V久exp (−吾)
換器を示す回路図、第2図は本発明の第2の実施例にお
ける並列型A/’D変換器を示す回路図、第3図は本発
明の第3の実施例における並列型A/D変換器を示す回
路図、第4図は本発明の第4の実施例における並列型A
/D変換器を示す回路図、第5図は従来の並列型A/D
変換器を示す回路図、第6図は従来例におけるエラー発
生を説明する比較器番号と参照電圧の関係を示す説明図
、第7図は従来例におけるエラー発生を説明する入力電
圧と変換出力値を示す説明図、第8図は従来例における
エラー発生を説明する比較器出力と論理回路出力の状態
を示す説明図、第9図は本発明の第1の実施例における
入力電圧と論理回路出力を示す説明図、第10図は本発
明の第1の実施例を説明するためのコーディング図、第
11図は本発明の第1の実施例におけるコーディング図
、第12図は本発明の第1の実施例におけるエラー抑制
の説明図、第13図は本発明の第2の実施例におけるコ
ーディングの説明図、第14図は本発明の第2の実施例
のコーディング図、第16図は本発明の第3の実施例の
コーディング図、第16図はエラーレイトの説明図であ
る。 3・・・・・・基準抵抗列、4・・・・・・比較器列、
5A・・・・・・論理回路列、6A・・・・・・エンコ
ーダ回路、7・・・・・・出力端、8A・・・・・・コ
ード変換回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名第1
図 砕WJ 貴理圓νl 第2図 第6図 比型り名にの1一つ 第 7 図 ・・[ 入力1lj12i:、(LSε) 第8図 qoo 。 Rと Ql + /7 F−「八 Fニー八 r−−
−々 一一一ノ −一一−ノ U U
第9図 入力電7玉 (tSε〕 第10図 檎理回堤蜀 コーシング 土佐ビット 1最下泣−ビット 第11図 101010/ θ / 0 デ □/ □θ 6 θ /10 θ / / θS
/ −0407θ 0 θ /
θ θ 、3−O/ 2 θ 0 / θ 66 / 。 / / □θ\−−J
′ 第12図 へ 巳 0 Δ」 −へ 5 l 1 1 □ し−J し−J −−J L−Jr7−
F−一 r−一 F−−90,00 QQ O U \−ju u 第13図 檎流回梵鵡ろ コーカング 10////−−◆ θ 7 0/ θ O−m−−θ 6 0101−→0 S O/ / /−−−−/4 0 /
/ θ−−−−θ 3 00 / θ−−−−θ / θ θ ρ / −−−−/ −辷、泣ビット 最下俊ヒレト (−m−) 第14図 /l□0 /Q/I/Q q −/ 7□0 5 □/ 3□0 20 θ 10 /□/ \−一ノ 第15図 補にコ鷲1う コー升ング ts7oO/ /210/ θ /I /″ θ /10 ?// θ 0 70どθθ 6 0 / θ 0 5 θ /1 θ / 4 0ii。 3 θ θ /1θ 2 0 θ / θ l 6 θ θ / (−一−1 第16図 V久exp (−吾)
Claims (1)
- 基準電圧を抵抗分圧して単調に増加する複数の参照電圧
を発生する基準抵抗列と、前記の各参照電圧と入力信号
を比較する比較器列と、この比較器列における各比較器
に対し前記参照電圧が単調増加する順序に前記各比較器
の順序を(i)(≧1)で表わすとき、(i)番目の比
較器と(i+2)番目の比較器の各々の比較出力を入力
とする(i)番目の論理回路から成る論理回路列と、こ
の論理回路列の論理出力を入力とするエンコーダ回路を
備え、(i)番目と(i+1)番目の前記論理回路から
の出力を前記エンコーダ回路に入力し、この入力による
エンコーダ回路からの出力を用いてA/D変換値の(i
)又は(i+1)のいずれか一方の値を出力することを
特徴とする並列型A/D変換器。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62105138A JP2638802B2 (ja) | 1987-04-28 | 1987-04-28 | 並列型a/d変換器 |
US07/187,642 US4963874A (en) | 1987-04-28 | 1988-04-28 | Parallel type A/D converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62105138A JP2638802B2 (ja) | 1987-04-28 | 1987-04-28 | 並列型a/d変換器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63269829A true JPS63269829A (ja) | 1988-11-08 |
JP2638802B2 JP2638802B2 (ja) | 1997-08-06 |
Family
ID=14399390
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62105138A Expired - Fee Related JP2638802B2 (ja) | 1987-04-28 | 1987-04-28 | 並列型a/d変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2638802B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03104419A (ja) * | 1989-09-19 | 1991-05-01 | Yokogawa Electric Corp | アナログ・ディジタル変換器 |
JPH07193509A (ja) * | 1993-11-04 | 1995-07-28 | Tektronix Inc | サーモメータ・バイナリ・エンコード方法 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57204633A (en) * | 1981-06-10 | 1982-12-15 | Toshiba Corp | Analog-to-digital converter |
JPS6310915A (ja) * | 1986-06-10 | 1988-01-18 | トムソン−セエスエフ | アナログ−デイジタルエンコ−ダ− |
-
1987
- 1987-04-28 JP JP62105138A patent/JP2638802B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS57204633A (en) * | 1981-06-10 | 1982-12-15 | Toshiba Corp | Analog-to-digital converter |
JPS6310915A (ja) * | 1986-06-10 | 1988-01-18 | トムソン−セエスエフ | アナログ−デイジタルエンコ−ダ− |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH03104419A (ja) * | 1989-09-19 | 1991-05-01 | Yokogawa Electric Corp | アナログ・ディジタル変換器 |
JPH07193509A (ja) * | 1993-11-04 | 1995-07-28 | Tektronix Inc | サーモメータ・バイナリ・エンコード方法 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2638802B2 (ja) | 1997-08-06 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |