JPS63266928A - デイジタル・アナログ変換器 - Google Patents
デイジタル・アナログ変換器Info
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- JPS63266928A JPS63266928A JP10091887A JP10091887A JPS63266928A JP S63266928 A JPS63266928 A JP S63266928A JP 10091887 A JP10091887 A JP 10091887A JP 10091887 A JP10091887 A JP 10091887A JP S63266928 A JPS63266928 A JP S63266928A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 13
- 238000003705 background correction Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003384 imaging method Methods 0.000 description 1
- 238000012886 linear function Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 1
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、ディジタル・データとリファレンス’miと
を入力してその積の値を電流として出力する乗算型のデ
ィジタル・アナログ変換器に関し、特にその分解能の向
上を図ったものである。
を入力してその積の値を電流として出力する乗算型のデ
ィジタル・アナログ変換器に関し、特にその分解能の向
上を図ったものである。
〈従来の技術〉
一般的に、第3図に示すようなディジタル・アナログ変
換器が知られている。
換器が知られている。
この図に示すディジタル・アナログ変換器は、乗算型の
ディジタル・アナログ変換部1と演算増幅W2より構成
される。
ディジタル・アナログ変換部1と演算増幅W2より構成
される。
ディジタル・アナ[1グ変換部1において、正リファレ
ンス端子Vr+には基準電圧Vuxから抵抗r1を介し
てリファレンス電流1rが与えられる一方、例えば8ビ
ツト・ディジタル・データDがうえられる。更に演算増
幅B2について、正入力端子はグラウンド、負入力端子
はディジタル・アナログ変換部1の出力端子と負帰還抵
抗r2が接続される。
ンス端子Vr+には基準電圧Vuxから抵抗r1を介し
てリファレンス電流1rが与えられる一方、例えば8ビ
ツト・ディジタル・データDがうえられる。更に演算増
幅B2について、正入力端子はグラウンド、負入力端子
はディジタル・アナログ変換部1の出力端子と負帰還抵
抗r2が接続される。
このようなディジタル・アナログ変換器は、変換すべき
ディジタル・データDとリファレンス電流1rとを乗算
し、演粋増幅器2側からその積に対応する出力電流値[
胛を引き込み、その出力端子Voutの電圧変化により
所望のディジタル・アナログ変換出力を得る。
ディジタル・データDとリファレンス電流1rとを乗算
し、演粋増幅器2側からその積に対応する出力電流値[
胛を引き込み、その出力端子Voutの電圧変化により
所望のディジタル・アナログ変換出力を得る。
このようなディジタル・アナログ変換器を用いて変換を
行なう場合、リファレンス1!流■rmち基準電圧V
tnの値を変化させることによって出力電圧Vautの
レンジを調節することができる。
行なう場合、リファレンス1!流■rmち基準電圧V
tnの値を変化させることによって出力電圧Vautの
レンジを調節することができる。
換言すると、この構成では、
出力電圧va−rr−D−r2
−Vtn″″D0r2/r+
で表わされ、あるリファレンス電流1rによって規定さ
れた出力電圧レンジに対して、与えられるディジタル・
データDはそのレンジ全体をカバーする。即ち、第4図
のグラフ■に示すように、基準電圧Vtnの値を変化さ
せることによりディジタル・データDo〜100%(8
ビツト・データの場合D−0〜255)に対応する出力
電圧Voutのレンジαを変えることができる。
れた出力電圧レンジに対して、与えられるディジタル・
データDはそのレンジ全体をカバーする。即ち、第4図
のグラフ■に示すように、基準電圧Vtnの値を変化さ
せることによりディジタル・データDo〜100%(8
ビツト・データの場合D−0〜255)に対応する出力
電圧Voutのレンジαを変えることができる。
ここで、ディジタル・データDについてその変化範囲を
例えば50〜100%の範囲とすれば充分な場合がある
。このような装置どして例えば、エリア・センサ、ライ
ン・センサ等が用いられる撮像装置のシェーディング補
正回路が挙げられる。
例えば50〜100%の範囲とすれば充分な場合がある
。このような装置どして例えば、エリア・センサ、ライ
ン・センサ等が用いられる撮像装置のシェーディング補
正回路が挙げられる。
このシェーディング補正回路は、エリア・センサ、ライ
ン・センサを構成する複数のセンサ素子について、出力
振幅の繰り返し波形を記憶し、その特性の不均一と光学
系のため発生する各々のセンサ素子の出力電圧の振幅の
歪みを補正するものである。
ン・センサを構成する複数のセンサ素子について、出力
振幅の繰り返し波形を記憶し、その特性の不均一と光学
系のため発生する各々のセンサ素子の出力電圧の振幅の
歪みを補正するものである。
このような回路において、光学系の光源の明るさの変動
等の外乱により、出力電圧Vcutもこの外乱に応じて
出力電圧レンジを調整する必要がある。
等の外乱により、出力電圧Vcutもこの外乱に応じて
出力電圧レンジを調整する必要がある。
このとき、基準電圧V tnを変化させれば出力電圧レ
ンジαも変化するが、このような回路では出力電圧レン
ジαがディジタル・データD−0〜100%に対応し、
ディジタル・データD−0〜50%(D−0〜128)
k:、対応する出力電圧V outのレンジαが全く
無駄となる。
ンジαも変化するが、このような回路では出力電圧レン
ジαがディジタル・データD−0〜100%に対応し、
ディジタル・データD−0〜50%(D−0〜128)
k:、対応する出力電圧V outのレンジαが全く
無駄となる。
これを解決するために、ディジタル・データD−50%
に対応する新たなディジタル・データD’−0%、D−
100%に対応するディジタル・データD’−100%
を作成し、演算増幅器2の正入力端子にバイアス電圧V
aを加え、適当に回路定数を設定すれば入力されたディ
ジタル・データD′について第4図のグラフ■に示すレ
ンジβが対応し、分解能を良くすることができる。
に対応する新たなディジタル・データD’−0%、D−
100%に対応するディジタル・データD’−100%
を作成し、演算増幅器2の正入力端子にバイアス電圧V
aを加え、適当に回路定数を設定すれば入力されたディ
ジタル・データD′について第4図のグラフ■に示すレ
ンジβが対応し、分解能を良くすることができる。
しかし、この場合、基準電圧Vurの値を変化させると
レンジβが変化するが、これとともにディジタル・デー
タo’ −oの出力電圧Vaも変化しなければならない
が、ディジタル・データD’−〇のとき、常にV戟−V
aである。
レンジβが変化するが、これとともにディジタル・デー
タo’ −oの出力電圧Vaも変化しなければならない
が、ディジタル・データD’−〇のとき、常にV戟−V
aである。
即ち、入力されるディジタル・データD′について全体
的な出力電圧レンジβを変えることができないという欠
点があった。
的な出力電圧レンジβを変えることができないという欠
点があった。
〈発明が解決しようとする問題点〉
本発明が解決しようとする問題は、乗算型ディジタル・
アナログ変換装訂を用いたディジタル・アナログ変換器
において、外乱に応じてリファレンス電流を変えた場合
にこれに対応して出力電圧レンジも変更できるようにす
ることであり、かつディジタル・アナログ変換動作の分
解能を向上させることを目的とする。
アナログ変換装訂を用いたディジタル・アナログ変換器
において、外乱に応じてリファレンス電流を変えた場合
にこれに対応して出力電圧レンジも変更できるようにす
ることであり、かつディジタル・アナログ変換動作の分
解能を向上させることを目的とする。
く問題を解決するための手段〉
以上の問題を解決した本発明は、基準電圧源に接続され
る第1の抵抗と第2の抵抗よりなる直列抵抗回路と、 この直列抵抗回路が正リファレンス端子に接続。
る第1の抵抗と第2の抵抗よりなる直列抵抗回路と、 この直列抵抗回路が正リファレンス端子に接続。
され、この正リファレンス端子に供給されるリファレン
ス電流と入力されるディジタル・データとを1tWして
その積に対応する電流を出力端子に引き込むディジタル
・アナ1コグ変換部と、正入力端子は前記第1の抵抗と
前記第2の抵抗との接続点に接続され、負入力端子は前
記ディジタル・アナログ変換部の出力端子と負帰還抵抗
とが接続され、前記入力されたディジタル・データに対
応する電圧を出力する演算増幅器とからなるディジタル
・アナログ変換器である。
ス電流と入力されるディジタル・データとを1tWして
その積に対応する電流を出力端子に引き込むディジタル
・アナ1コグ変換部と、正入力端子は前記第1の抵抗と
前記第2の抵抗との接続点に接続され、負入力端子は前
記ディジタル・アナログ変換部の出力端子と負帰還抵抗
とが接続され、前記入力されたディジタル・データに対
応する電圧を出力する演算増幅器とからなるディジタル
・アナログ変換器である。
く作用〉
本発明のディジタル・アナログ変換器は、リファレンス
電流を変えた場合に、この変更値に応じて出力電圧の最
低値が変化するとともに、ディジタル・アナログ変換出
力もリファレンス電流に比例して変化づ゛る。
電流を変えた場合に、この変更値に応じて出力電圧の最
低値が変化するとともに、ディジタル・アナログ変換出
力もリファレンス電流に比例して変化づ゛る。
〈実施例〉
第1図に本発明を実施したディジタル・アナログ変換器
の構成を表わす。
の構成を表わす。
この図において、1は前述した8ビツトのディジタル・
データD′ (0〜255)が与えられる乗算型ディジ
タル・アナログ変換部、2は通常の演算増幅器、R+
、R2は基準電圧Vuzに接続される直列抵抗回路であ
る。
データD′ (0〜255)が与えられる乗算型ディジ
タル・アナログ変換部、2は通常の演算増幅器、R+
、R2は基準電圧Vuzに接続される直列抵抗回路であ
る。
直列抵抗回路R+ r R2はディジタル・アナログ変
換部1の正リファレンス端子vr+に接続されてリファ
レンス1!流1rを与え、また、抵抗R1とR2の接続
点は演算増幅器2の正入力端子に接続される。
換部1の正リファレンス端子vr+に接続されてリファ
レンス1!流1rを与え、また、抵抗R1とR2の接続
点は演算増幅器2の正入力端子に接続される。
演算増幅器2の負入力端子は、ディジタル・アナログ変
換部1の出力端子と負帰還抵抗R3が接続され、ディジ
タル・アナログ変−換部1は出力電流[Uを引き込み、
演算増幅器2から所望の変換電圧Voutが出力される
。
換部1の出力端子と負帰還抵抗R3が接続され、ディジ
タル・アナログ変−換部1は出力電流[Uを引き込み、
演算増幅器2から所望の変換電圧Voutが出力される
。
さて、このようなディジタル・アナログ変換器の動作を
次に説明づる。
次に説明づる。
ディジタル・アナログ変換部1の正リファレンス端子V
r十はグラウンド・レベルであるから、リファレンス電
流1rは、 Ir−Vtn/(R+ −ト R2)
”・ (1)と表わされる。
r十はグラウンド・レベルであるから、リファレンス電
流1rは、 Ir−Vtn/(R+ −ト R2)
”・ (1)と表わされる。
また演郷増幅V!h2の正入力端子の電圧値は、R2・
Vrn/(R雷 + R2) と表わされる。
Vrn/(R雷 + R2) と表わされる。
更に、出力電流値■咽は、
Ia= Ir −D’ /256 −(2)
と表わされる。
と表わされる。
演算増幅器2の出力電圧Vaは、
Va=Ra ” Vtn/ (R+ +R2)+■顛・
Rコ ・・・(3) で表わされる。
Rコ ・・・(3) で表わされる。
ここで(3)式に(+)、(2)式を代入すると、次式
が得られる。
が得られる。
Va−(Vtn/ (R1+R2))
・ (R2+ (R3・D’/256)) ・−(
4)(4)式は、基準電圧V tnとディジタル・デー
タD′を入力して電圧v outを出力する関係を表わ
す。
4)(4)式は、基準電圧V tnとディジタル・デー
タD′を入力して電圧v outを出力する関係を表わ
す。
出力電圧Voutは、基準電圧V tnに対して正比例
、ディジタル・データD′に対しては一次関数となって
いる。
、ディジタル・データD′に対しては一次関数となって
いる。
この関係を第2図のグラフに表わす。このグラフは第1
図の回路において、ディジタル・データD’ −0とD
’ −255の場合における基準電圧v tnと出力電
圧V outとの関係を表わしたものである。
図の回路において、ディジタル・データD’ −0とD
’ −255の場合における基準電圧v tnと出力電
圧V outとの関係を表わしたものである。
例えば基準電圧値V tnがvlの場合、与えられたデ
ィジタル・データD′について、その出力電圧範囲はA
となる。この例は、ディジタル・データD’−0に対応
する出力電圧値を、ディジタル・データD’ −255
に対応する出力電圧値の50%ど回路内の定数を設定し
ている。
ィジタル・データD′について、その出力電圧範囲はA
となる。この例は、ディジタル・データD’−0に対応
する出力電圧値を、ディジタル・データD’ −255
に対応する出力電圧値の50%ど回路内の定数を設定し
ている。
このとさ、ディジタル・データD’ −80の出力電圧
値はVaである。更に、外乱により基準電圧v【rLを
v2に変化させた場合、出力電圧Vaの範囲はBとなり
、同じディジタル・データD’ −80の出力電圧値は
Vbとなる。
値はVaである。更に、外乱により基準電圧v【rLを
v2に変化させた場合、出力電圧Vaの範囲はBとなり
、同じディジタル・データD’ −80の出力電圧値は
Vbとなる。
即ち、基準電圧がvlのとき出力レンジはA。
埴*電圧がv2のとき出力レンジはBであり、ディジタ
ル・データD’−80についてみると、その出力電圧値
は原点、a点、b点を通る直線上に存在することとなる
。
ル・データD’−80についてみると、その出力電圧値
は原点、a点、b点を通る直線上に存在することとなる
。
このように、リファレンスIR流Ir即ち基*電圧V
tnを変更した場合でも、入力されたディジタル・デー
タD′に対応する出力電圧レンジだ番プでなく、第2図
のグラフの横軸vLrLのレベルからD’ −0の直線
グラフのレベルまでに対応するオフセット分をも含めた
形で出力レンジ全体を同じ比率で変更することができ、
この限定された出力電圧レンジ内でディジタル・アナロ
グ変換を行なうので、変換における分解能が向上づる。
tnを変更した場合でも、入力されたディジタル・デー
タD′に対応する出力電圧レンジだ番プでなく、第2図
のグラフの横軸vLrLのレベルからD’ −0の直線
グラフのレベルまでに対応するオフセット分をも含めた
形で出力レンジ全体を同じ比率で変更することができ、
この限定された出力電圧レンジ内でディジタル・アナロ
グ変換を行なうので、変換における分解能が向上づる。
〈発明の効果〉
本発明のディジタル・アナログ変換器は、リファレンス
N流を変えた場合に、この変更値に応じて出力電圧の最
低値が変化するとともに、ディジタル・アナログ変換出
力もリファレンス電流に比例して変化するので、乗痒型
ディジタル・アナログ変換装置を用いたディジタル・ア
ナログ変換器において、外乱に応じてリファレンス電流
を変えた場合にこれに対応して出力電圧レンジも変更で
き、ディジタル・アナログ変換動作の分解能を向上する
ことができる。
N流を変えた場合に、この変更値に応じて出力電圧の最
低値が変化するとともに、ディジタル・アナログ変換出
力もリファレンス電流に比例して変化するので、乗痒型
ディジタル・アナログ変換装置を用いたディジタル・ア
ナログ変換器において、外乱に応じてリファレンス電流
を変えた場合にこれに対応して出力電圧レンジも変更で
き、ディジタル・アナログ変換動作の分解能を向上する
ことができる。
第1図は本発明を実施したディジタル・アナログ変換器
の構成を表わす図、第2図は本発明のディジタル・アナ
ログ変換器の特性を表わすグラフ、第3図は従来のディ
ジタル・アナログ変換器の構成を表わす図、第4図は従
来のディジタル・アナログ変換器の特性を表わすグラフ
である。 1・・・ディジタル・アナログ変換部、2・・・演算増
幅器。 ’I + r2 e R1+ R2* R3”’抵抗器
。 第 1 図 裏 2 ;
の構成を表わす図、第2図は本発明のディジタル・アナ
ログ変換器の特性を表わすグラフ、第3図は従来のディ
ジタル・アナログ変換器の構成を表わす図、第4図は従
来のディジタル・アナログ変換器の特性を表わすグラフ
である。 1・・・ディジタル・アナログ変換部、2・・・演算増
幅器。 ’I + r2 e R1+ R2* R3”’抵抗器
。 第 1 図 裏 2 ;
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 基準電圧源に接続される第1の抵抗と第2の抵抗よりな
る直列抵抗回路と、 この直列抵抗回路が正リファレンス端子に接続され、こ
の正リファレンス端子に供給されるリファレンス電流と
入力されるディジタル・データとを乗算してその積に対
応する電流を出力端子に引き込むディジタル・アナログ
変換部と、 正入力端子は前記第1の抵抗と前記第2の抵抗との接続
点に接続され、負入力端子は前記ディジタル・アナログ
変換部の出力端子と負帰還抵抗とが接続され、前記入力
されたディジタル・データに対応する電圧を出力する演
搾増幅器と からなるディジタル・アナログ変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10091887A JPS63266928A (ja) | 1987-04-23 | 1987-04-23 | デイジタル・アナログ変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10091887A JPS63266928A (ja) | 1987-04-23 | 1987-04-23 | デイジタル・アナログ変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63266928A true JPS63266928A (ja) | 1988-11-04 |
Family
ID=14286720
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10091887A Pending JPS63266928A (ja) | 1987-04-23 | 1987-04-23 | デイジタル・アナログ変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63266928A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007043782A (ja) * | 2005-08-01 | 2007-02-15 | Toyo Electric Corp | 交流電力制御装置 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS518707A (en) * | 1974-07-15 | 1976-01-23 | Dantani Plywood Co | Purehabujutakuno kochikuhoho |
JPS60241307A (ja) * | 1984-05-16 | 1985-11-30 | Hitachi Ltd | 乗算型d−a変換器 |
-
1987
- 1987-04-23 JP JP10091887A patent/JPS63266928A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS518707A (en) * | 1974-07-15 | 1976-01-23 | Dantani Plywood Co | Purehabujutakuno kochikuhoho |
JPS60241307A (ja) * | 1984-05-16 | 1985-11-30 | Hitachi Ltd | 乗算型d−a変換器 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007043782A (ja) * | 2005-08-01 | 2007-02-15 | Toyo Electric Corp | 交流電力制御装置 |
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