JPS6324675Y2 - - Google Patents
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- JPS6324675Y2 JPS6324675Y2 JP8402583U JP8402583U JPS6324675Y2 JP S6324675 Y2 JPS6324675 Y2 JP S6324675Y2 JP 8402583 U JP8402583 U JP 8402583U JP 8402583 U JP8402583 U JP 8402583U JP S6324675 Y2 JPS6324675 Y2 JP S6324675Y2
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- 230000004069 differentiation Effects 0.000 claims description 4
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
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- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
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- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案はFM復調出力中の歪を低減したFM受
信機に関する。
信機に関する。
FM受信機におけるFM復調出力中の高周波歪
はフロントエンドおよび中間周波段の周波数帯域
特性に起因して発生し、かつ周囲温度、湿度等の
周囲条件の変化および経時変化による周波数帯域
域特性の変化によつて変化する。したがつて、一
定の環境下において歪最小の状態に調整しても常
に歪最小の状態に維持できるものではない。
はフロントエンドおよび中間周波段の周波数帯域
特性に起因して発生し、かつ周囲温度、湿度等の
周囲条件の変化および経時変化による周波数帯域
域特性の変化によつて変化する。したがつて、一
定の環境下において歪最小の状態に調整しても常
に歪最小の状態に維持できるものではない。
（考案の目的）
本考案は上記にかんがみなされたもので、フロ
ントエンドおよび中間周波段の周波数帯域特性に
起因する高周波歪成分、周波数帯域特性の変化に
かかわらず、常に打消して低減させたFM受信機
を提供することを目的とする。
ントエンドおよび中間周波段の周波数帯域特性に
起因する高周波歪成分、周波数帯域特性の変化に
かかわらず、常に打消して低減させたFM受信機
を提供することを目的とする。
この目的は本考案によれば、FM復調出力をｎ
乗（ｎは２以上の自然数）するｎ乗回路と、ｎ乗
回路の出力を微分する微分回路と、レベル制御さ
れた微分回路の出力とFM復調出力とを合成する
合成回路と、FM復調出力中のまたは合成回路の
出力中の角周波数ｐなるパイロツト信号に同期し
た角周波数npの同期信号を発生する同期信号発
生手段と、同期信号発生手段の出力または同期信
号発生手段の出力を90度移相した出力と同期信号
発生手段の入力とを同期検波する同期検波回路
と、同期検波回路の出力に対応して微分回路の出
力レベルを制御するレベル制御回路とを備えるこ
とにより達成される。
乗（ｎは２以上の自然数）するｎ乗回路と、ｎ乗
回路の出力を微分する微分回路と、レベル制御さ
れた微分回路の出力とFM復調出力とを合成する
合成回路と、FM復調出力中のまたは合成回路の
出力中の角周波数ｐなるパイロツト信号に同期し
た角周波数npの同期信号を発生する同期信号発
生手段と、同期信号発生手段の出力または同期信
号発生手段の出力を90度移相した出力と同期信号
発生手段の入力とを同期検波する同期検波回路
と、同期検波回路の出力に対応して微分回路の出
力レベルを制御するレベル制御回路とを備えるこ
とにより達成される。
以下、本考案を実施例によつて説明する。
（考案の一実施例における構成）
第１図は本考案の一実施例の構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
本実施例では第２高調波歪および第３高調波歪
を打消す場合を例に説明する。
を打消す場合を例に説明する。
第１図においては、１はフロントエンドを、２
は中間周波段を、３はFM復調器を示し、フロン
トエンド１、中間周波段２およびFM復調器３に
よりFMチユーナを構成してある。
は中間周波段を、３はFM復調器を示し、フロン
トエンド１、中間周波段２およびFM復調器３に
よりFMチユーナを構成してある。
本実施例においては歪打消回路Ａを備えてお
り、FM復調器３の出力は歪打消回路Ａを介して
次段へ供給するように構成してある。また歪打消
回路Ａの後述するレベル制御回路に制御出力を供
給する周波数帯域特性検出回路Ｂを備えている。
歪打消回路ＡはFM復調出力が供給される加算器
１１、２乗回路１６および３乗回路１７と、２乗
回路１６の出力を微分する微分回路１８と、微分
回路１８の出力を微分する微分回路１９と、３乗
回路１７の出力を微分する微分回路２０と、微分
回路２０の出力を微分する微分回路２１と、乗算
器からなり微分回路１８の出力レベルを制御しか
つ出力を加算器１１へ供給するレベル制御回路２
２と、乗算器からなり微分回路１９の出力レベル
を制御するレベル制御回路２３と、レベル制御回
路２３の出力と加算器１１の出力とを加算する加
算器１２と、乗算器からなり微分回路２０の出力
レベルを制御するレベル制御回路２４と、レベル
制御回路２４の出力と加算器１２の出力とを加算
する加算器１３と、乗算器からなり微分回路２１
の出力レベルを制御するレベル制御回路２５と、
レベル制御回路２５の出力と加算器１３の出力と
を加算する加算器１４とからなつている。
り、FM復調器３の出力は歪打消回路Ａを介して
次段へ供給するように構成してある。また歪打消
回路Ａの後述するレベル制御回路に制御出力を供
給する周波数帯域特性検出回路Ｂを備えている。
歪打消回路ＡはFM復調出力が供給される加算器
１１、２乗回路１６および３乗回路１７と、２乗
回路１６の出力を微分する微分回路１８と、微分
回路１８の出力を微分する微分回路１９と、３乗
回路１７の出力を微分する微分回路２０と、微分
回路２０の出力を微分する微分回路２１と、乗算
器からなり微分回路１８の出力レベルを制御しか
つ出力を加算器１１へ供給するレベル制御回路２
２と、乗算器からなり微分回路１９の出力レベル
を制御するレベル制御回路２３と、レベル制御回
路２３の出力と加算器１１の出力とを加算する加
算器１２と、乗算器からなり微分回路２０の出力
レベルを制御するレベル制御回路２４と、レベル
制御回路２４の出力と加算器１２の出力とを加算
する加算器１３と、乗算器からなり微分回路２１
の出力レベルを制御するレベル制御回路２５と、
レベル制御回路２５の出力と加算器１３の出力と
を加算する加算器１４とからなつている。
周波数帯域特性検出回路Ｂは、たとえばPLL
回路からなり加算器１４の出力が供給されて加算
器１４の出力中のパイロツト信号に同期した一定
振幅の出力を発生する同期信号発生回路３１と、
同期信号発生回路３１の出力周波数をそれぞれ各
別に２逓倍、３逓倍する２逓回路３２、３逓倍回
路３３と、２逓倍回路３２の出力を90度移相させ
る移相回路３４と、３逓回路の出力を90度移相さ
せる移相回路３５と、加算器１４の出力を移相回
路３４の出力で同期検波する乗算器３６およびロ
ーパスフイルタ４０と、加算器１４の出力を２逓
倍回路３２の出力で同期検波する乗算器３７およ
びローパスフイルタ４１と、加算器１４の出力を
移相回路３５の出力で同期検波する乗算器３８お
よびローパスフイルタ４２と、加算器１４の出力
を逓倍回路３３の出力で同期検波する乗算器３９
およびローパスフイルタ４３とからなり、ローパ
スフイルタ４０，４１，４２，４３の出力はレベ
ル制御回路２２，２３，２４，２５にそれぞれ各
別にレベル制御信号として供給してある。
回路からなり加算器１４の出力が供給されて加算
器１４の出力中のパイロツト信号に同期した一定
振幅の出力を発生する同期信号発生回路３１と、
同期信号発生回路３１の出力周波数をそれぞれ各
別に２逓倍、３逓倍する２逓回路３２、３逓倍回
路３３と、２逓倍回路３２の出力を90度移相させ
る移相回路３４と、３逓回路の出力を90度移相さ
せる移相回路３５と、加算器１４の出力を移相回
路３４の出力で同期検波する乗算器３６およびロ
ーパスフイルタ４０と、加算器１４の出力を２逓
倍回路３２の出力で同期検波する乗算器３７およ
びローパスフイルタ４１と、加算器１４の出力を
移相回路３５の出力で同期検波する乗算器３８お
よびローパスフイルタ４２と、加算器１４の出力
を逓倍回路３３の出力で同期検波する乗算器３９
およびローパスフイルタ４３とからなり、ローパ
スフイルタ４０，４１，４２，４３の出力はレベ
ル制御回路２２，２３，２４，２５にそれぞれ各
別にレベル制御信号として供給してある。
（考案の一実施例における作用）
以上の如く構成した本考案の一実施例の作用に
ついて説明する。
ついて説明する。
FM復調器３から出力されるFM復調出力S3は、
変調信号をΔΩcosωtとすれば、 S3＝ΔΩcosωt＋k1ωΔΩ2sin2ωt ＋l1ω2ΔΩ2cos2ωt ＋m1ωΔΩ3sin3ωt ＋n1ω2ΔΩ3cos3ωt ……(1) で表わされる。
変調信号をΔΩcosωtとすれば、 S3＝ΔΩcosωt＋k1ωΔΩ2sin2ωt ＋l1ω2ΔΩ2cos2ωt ＋m1ωΔΩ3sin3ωt ＋n1ω2ΔΩ3cos3ωt ……(1) で表わされる。
(1)式は第３高周波歪分までを示しており、また
(1)式においてk1，l1，m1，n1はフロントエンド１
および中間周波段２の周波数帯域特性によつて定
まる定数であつて、｜k1｜≪１，｜l1｜≪１，｜m1
｜≪１，｜n1｜≪１である。またΔΩは変調信号
の振幅を、ωは変調信号の角周波数を表わしてい
る。
(1)式においてk1，l1，m1，n1はフロントエンド１
および中間周波段２の周波数帯域特性によつて定
まる定数であつて、｜k1｜≪１，｜l1｜≪１，｜m1
｜≪１，｜n1｜≪１である。またΔΩは変調信号
の振幅を、ωは変調信号の角周波数を表わしてい
る。
FMステレオ放送は最大53kHzまでの変調周波
数を有するが、その中にパイロツト信号SPが常時
含まれている。
数を有するが、その中にパイロツト信号SPが常時
含まれている。
パイロツト信号SPは、
SP＝ΔΩPcospt ……(2)
で表わされる。ΔΩPはパイロツト信号の振幅を、
Ｐはパイロツト信号の角周波数を表わしている。
Ｐはパイロツト信号の角周波数を表わしている。
いまパイロツト信号SPに注目して、その復調出
力S3Pは、 S3P＝ΔΩPcospt ＋k1pΔΩP 2sin2pt ＋l1p2ΔΩP 2cos2pt ＋m1pΔΩP 3sin3pt ＋n1p2ΔΩP 3cos3pt ……(3) と表わせる。
力S3Pは、 S3P＝ΔΩPcospt ＋k1pΔΩP 2sin2pt ＋l1p2ΔΩP 2cos2pt ＋m1pΔΩP 3sin3pt ＋n1p2ΔΩP 3cos3pt ……(3) と表わせる。
いま仮にレベル制御回路２２〜２５の出力が零
あつたと仮定すると、加算器１４の出力S14は
FM復調出力S3と等しく、S14＝S3となる。
あつたと仮定すると、加算器１４の出力S14は
FM復調出力S3と等しく、S14＝S3となる。
一方、同期信号発生回路３１の出力S31、２逓
倍回路３２の出力S32、３逓倍回路３３の出力
S33、移相回路３４の出力S34、移相回路３５の出
力S35は、 ｛S31＝cospt S32＝cos2pt S33＝cos3pt S34＝sin2pt S35＝sin3pt｝ ……(4) となる。
倍回路３２の出力S32、３逓倍回路３３の出力
S33、移相回路３４の出力S34、移相回路３５の出
力S35は、 ｛S31＝cospt S32＝cos2pt S33＝cos3pt S34＝sin2pt S35＝sin3pt｝ ……(4) となる。
そこで、乗算器３６の出力、乗算器３７の出
力、乗算器３８の出力、乗算器３９の出力からそ
れぞれローパスフイルタ４０，４１，４２，４３
によつて直流成分を抽出した出力すなわちローパ
スフイルタ４０，４１，４２，４３の出力S40，
S41，S42，S43は、 となる。
力、乗算器３８の出力、乗算器３９の出力からそ
れぞれローパスフイルタ４０，４１，４２，４３
によつて直流成分を抽出した出力すなわちローパ
スフイルタ４０，４１，４２，４３の出力S40，
S41，S42，S43は、 となる。
ここでｐは〔2π×19kHz〕、ΔΩPは、日本にお
いてはパイロツト信号の周波数偏位が最大周波数
偏位75kHzの９％なので〔2π×6.75kHz〕の一定
の値であるため、 とおくと、S40〜S43はフロントエンド１および中
間周波段２の周波数帯域特性により定まる定数
k1，l1，m1，n1の変化に対応する出力であること
が判る。
いてはパイロツト信号の周波数偏位が最大周波数
偏位75kHzの９％なので〔2π×6.75kHz〕の一定
の値であるため、 とおくと、S40〜S43はフロントエンド１および中
間周波段２の周波数帯域特性により定まる定数
k1，l1，m1，n1の変化に対応する出力であること
が判る。
一方、歪打消回路Ａには(1)式に示したFM復調
出力S3が供給され、２乗回路１６、３乗回路１７
でそれぞれ各別に２乗、３乗される。しかるに｜
k1｜≪１，｜l1｜≪１，｜m1｜≪１，｜n1｜≪１で
あるためFM復調出力S3の第１項のみが２乗、３
乗されると見做して差支えない。
出力S3が供給され、２乗回路１６、３乗回路１７
でそれぞれ各別に２乗、３乗される。しかるに｜
k1｜≪１，｜l1｜≪１，｜m1｜≪１，｜n1｜≪１で
あるためFM復調出力S3の第１項のみが２乗、３
乗されると見做して差支えない。
したがつて２乗回路１６の出力S16、３乗回路
１７の出力S17は、 S16＝（ΔΩcosωt）2 ＝ΔΩ2（１／２＋１／２cos2ωt） ……(7) S17＝（ΔΩcosωt）3 ＝ΔΩ3（１／２cosωt ＋１／２cos2ωtcosωt） ＝ΔΩ3（３／４cosωt＋１／４cos3ωt） ≒１／４ΔΩ3cos3ωt ……(8) となる。なおcosωtの基本成分は、歪について無
関係であるため、(8)式において省略してある。
１７の出力S17は、 S16＝（ΔΩcosωt）2 ＝ΔΩ2（１／２＋１／２cos2ωt） ……(7) S17＝（ΔΩcosωt）3 ＝ΔΩ3（１／２cosωt ＋１／２cos2ωtcosωt） ＝ΔΩ3（３／４cosωt＋１／４cos3ωt） ≒１／４ΔΩ3cos3ωt ……(8) となる。なおcosωtの基本成分は、歪について無
関係であるため、(8)式において省略してある。
微分回路１８，１９の出力S18，S19は、
S18＝S16′＝−ωΔΩ2sin2ωt ……(9)
S19＝S18′＝−2ω2ΔΩ2cos2ωt ……(10)
となる。
微分回路２０，２１の出力S20，、S21は
S20＝S17′＝−３／４ωΔΩ3sin3ωt……(11)
S21＝S20′＝−９／４ω2ΔΩ3cos3ωt ……(12)
となる。
そこでレベル制御回路２２，２３，２４，２５
の出力S22，S23，S24，S25は、 S22＝（S18×S40） ＝−G1k1ωΔΩ2sin2ωt ……（13） S23＝（S19×S41） ＝−2G2l1ω2ΔΩ2cos2ωt ……（14） S24＝（S20×S42） ＝−３／４G3m1ωΔΩ3sin3ωt……（15） S25＝（S21×S43） ＝−９／４G4n1ω2ΔΩ3cos3ωt ……（16） となる。
の出力S22，S23，S24，S25は、 S22＝（S18×S40） ＝−G1k1ωΔΩ2sin2ωt ……（13） S23＝（S19×S41） ＝−2G2l1ω2ΔΩ2cos2ωt ……（14） S24＝（S20×S42） ＝−３／４G3m1ωΔΩ3sin3ωt……（15） S25＝（S21×S43） ＝−９／４G4n1ω2ΔΩ3cos3ωt ……（16） となる。
そこで加算器１１，１２，１３および１４によ
つて(1)式に、出力S22，S23，S24およびS25が加算
される。
つて(1)式に、出力S22，S23，S24およびS25が加算
される。
各レベル制御回路２２，２３，２４，２５に供
給される制御信号は閉ループを形成しているので
加算器１４の出力S14には、(1)式で表わされる
FM復調出力S3の基本角周波数ω成分はそのまま
残り、歪成分がそれぞれ１／（１＋G1），１／
（１＋2G2），１／（（１＋３／４G3），１／（１＋９
／４ G4）倍されて、 S14＝ΔΩcosωt ＋１／１＋G1k1ωΔΩ2sin2ωt ＋１／１＋2G2l1ω2ΔΩ2cos2ωt ＋１／１＋３／４G3m1ωΔΩ3sin3ωt ＋１／１＋９／４G4n1ω2ΔΩ3cos3ωt ……（17） と表わすことができる。
給される制御信号は閉ループを形成しているので
加算器１４の出力S14には、(1)式で表わされる
FM復調出力S3の基本角周波数ω成分はそのまま
残り、歪成分がそれぞれ１／（１＋G1），１／
（１＋2G2），１／（（１＋３／４G3），１／（１＋９
／４ G4）倍されて、 S14＝ΔΩcosωt ＋１／１＋G1k1ωΔΩ2sin2ωt ＋１／１＋2G2l1ω2ΔΩ2cos2ωt ＋１／１＋３／４G3m1ωΔΩ3sin3ωt ＋１／１＋９／４G4n1ω2ΔΩ3cos3ωt ……（17） と表わすことができる。
したがつてG1〜G4を十分に大きく設定すると
FM復調出力中の歪成分は十分抑圧されることが
判る。
FM復調出力中の歪成分は十分抑圧されることが
判る。
定数G1〜G4は第１図においてローパスフイル
タ４０〜４３の各出力に図示していない直流増幅
器を接続することにより任意に大きくすることが
できる。したがつて、上記した図示していない直
流繊幅器を接続することにより、加算器１４の出
力S14中の歪成分は抑圧されることになる。
タ４０〜４３の各出力に図示していない直流増幅
器を接続することにより任意に大きくすることが
できる。したがつて、上記した図示していない直
流繊幅器を接続することにより、加算器１４の出
力S14中の歪成分は抑圧されることになる。
（17）式からも明らかな如く、加算器１１〜１
４の加算順序は入れ替つても差支えない。
４の加算順序は入れ替つても差支えない。
なお、以上説明した本考案の一実施例におい
て、FM復調出力中の第３次高調波歪まで打ち消
す場合を例に説明したが、さらに高次の高調波歪
までも、第１図に示した本考案の一実施例を拡脹
することにより打消すことができる。
て、FM復調出力中の第３次高調波歪まで打ち消
す場合を例に説明したが、さらに高次の高調波歪
までも、第１図に示した本考案の一実施例を拡脹
することにより打消すことができる。
また、以上説明した本考案の一実施例は(1)式に
もとづく一般的なFM復調出力の歪を除去する場
合について説明したが、フロントエンド１および
中間周波段２の周波数帯域特性に起因して発生す
る歪は、周波数帯域特性により基本波に対して90
度移相の歪成分すなわち(1)式中の正弦項が支配的
な場合、また基本波に対して同相の歪成分すなわ
ち(1)式中の余弦項が支配的な場合が存在する。こ
のような場合、支配的な歪成分を除去するだけで
も歪低減効果は大きい。またたとえば第２高調波
歪成分のみをFM復調出力から除去する場合は、
３乗回路１７、微分回路２０，２１、レベル制御
回路２４，２５、加算器１３，１４、３逓倍回路
３３、移相回路３５、乗算器３８，３９、ローパ
スフイルタ４２，４３を本考案の一実施例から省
略すればよく、３次高調波歪成分のみをFM復調
出力から除去する場合は、２乗回路１６、微分回
路１８，１９、レベル制御回路２２，２３、加算
器１１，１２、２逓倍回路３２、移相回路３４、
乗算器３６，３７、ローパスフイルタ４０，４１
を本考案の一実施例から省略すればよい。また基
本波に対して90度移相の歪成分のみを除去する場
合は同様に微分回路１９，２１、レベル制御回路
２３，２５、加算器１２，１４、乗算器３７，３
９、ローパスフイルタ４１，４３を本考案の一実
施例から省略すればよい。また基本波に対して同
相の歪成分のみを除去する場合は同様にレベル制
御回路２２，２４、加算器１１，１３、移相回路
３４，３５、乗算器３６，３８、ローパスフイル
タ４０，４２を本考案の一実施例から省略すれば
よい。
もとづく一般的なFM復調出力の歪を除去する場
合について説明したが、フロントエンド１および
中間周波段２の周波数帯域特性に起因して発生す
る歪は、周波数帯域特性により基本波に対して90
度移相の歪成分すなわち(1)式中の正弦項が支配的
な場合、また基本波に対して同相の歪成分すなわ
ち(1)式中の余弦項が支配的な場合が存在する。こ
のような場合、支配的な歪成分を除去するだけで
も歪低減効果は大きい。またたとえば第２高調波
歪成分のみをFM復調出力から除去する場合は、
３乗回路１７、微分回路２０，２１、レベル制御
回路２４，２５、加算器１３，１４、３逓倍回路
３３、移相回路３５、乗算器３８，３９、ローパ
スフイルタ４２，４３を本考案の一実施例から省
略すればよく、３次高調波歪成分のみをFM復調
出力から除去する場合は、２乗回路１６、微分回
路１８，１９、レベル制御回路２２，２３、加算
器１１，１２、２逓倍回路３２、移相回路３４、
乗算器３６，３７、ローパスフイルタ４０，４１
を本考案の一実施例から省略すればよい。また基
本波に対して90度移相の歪成分のみを除去する場
合は同様に微分回路１９，２１、レベル制御回路
２３，２５、加算器１２，１４、乗算器３７，３
９、ローパスフイルタ４１，４３を本考案の一実
施例から省略すればよい。また基本波に対して同
相の歪成分のみを除去する場合は同様にレベル制
御回路２２，２４、加算器１１，１３、移相回路
３４，３５、乗算器３６，３８、ローパスフイル
タ４０，４２を本考案の一実施例から省略すれば
よい。
また本考案の一実施例において周波数帯域特性
検出回路Ｂの入力を歪打消回路Ａの出力側から検
出している場合を例示したが、歪打消回路Ａの入
力側から取り出してもよい。この場合は閉ループ
が形成されないために歪打消しの安定性が、閉ル
ープを形成した場合に比較して劣るが、或る程度
の効果を得ることができる。
検出回路Ｂの入力を歪打消回路Ａの出力側から検
出している場合を例示したが、歪打消回路Ａの入
力側から取り出してもよい。この場合は閉ループ
が形成されないために歪打消しの安定性が、閉ル
ープを形成した場合に比較して劣るが、或る程度
の効果を得ることができる。
（考案の効果）
以上説明した如く本考案によれば簡単な構成で
FM復調出力中から、フロントエンドおよび中間
周波段の周波数帯域特性に起因して発生する高調
波歪を打ち消すことができる。さらに周波数帯域
特性が周囲条件の変化および経時変化により変化
して歪分が増減しても常に歪分が打ち消されて、
歪最小の受信状態で受信することができる。
FM復調出力中から、フロントエンドおよび中間
周波段の周波数帯域特性に起因して発生する高調
波歪を打ち消すことができる。さらに周波数帯域
特性が周囲条件の変化および経時変化により変化
して歪分が増減しても常に歪分が打ち消されて、
歪最小の受信状態で受信することができる。
第１図は本考案の一実施例の構成を示すブロツ
ク図。 １……フロントエンド、２……中間周波段、３
……FM復調器、１１，１２，１３および１４…
…加算器、１６……２乗回路、１７……３乗回
路、１８，１９，２０および２１……微分回路、
２２，２３，２４および２５……レベル制御回
路、３１……同期信号発生回路、３２……２逓倍
回路、３３……３逓倍回路、３４および３５……
移相回路、３６，３７，３８および３９……乗算
器、４０，４１，４２および４３……ローパスフ
イルタ。
ク図。 １……フロントエンド、２……中間周波段、３
……FM復調器、１１，１２，１３および１４…
…加算器、１６……２乗回路、１７……３乗回
路、１８，１９，２０および２１……微分回路、
２２，２３，２４および２５……レベル制御回
路、３１……同期信号発生回路、３２……２逓倍
回路、３３……３逓倍回路、３４および３５……
移相回路、３６，３７，３８および３９……乗算
器、４０，４１，４２および４３……ローパスフ
イルタ。
Claims (1)
- FM復調出力をｎ乗（ｎは２以上の自然数）す
るｎ乗回路と、ｎ乗回路の出力を微分する微分回
路と、レベル制御された微分回路の出力とFM復
調出力とを合成する合成回路と、FM復調出力中
のまたは合成回路中の角周波数ｐなるパイロツト
信号に同期した角周波数npの同期信号を発生す
る同期信号発生手段と、同期信号発生手段の出力
または同期信号発生手段の出力を90度移相した出
力と同期信号発生手段の入力とを同期検波する同
期検波回路と、同期検波回路の出力に対応して微
分回路の出力レベルを制御するレベル制御回路と
を備えてなることを特徴とするFM受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8402583U JPS601052U (ja) | 1983-06-03 | 1983-06-03 | Ｆｍ受信機 |
| US06/596,524 US4561113A (en) | 1983-04-09 | 1984-04-04 | Distortion canceller for FM receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8402583U JPS601052U (ja) | 1983-06-03 | 1983-06-03 | Ｆｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS601052U JPS601052U (ja) | 1985-01-07 |
| JPS6324675Y2 true JPS6324675Y2 (ja) | 1988-07-06 |
Family
ID=30213982
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8402583U Granted JPS601052U (ja) | 1983-04-09 | 1983-06-03 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS601052U (ja) |
-
1983
- 1983-06-03 JP JP8402583U patent/JPS601052U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS601052U (ja) | 1985-01-07 |
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