JPH0153803B2 - - Google Patents
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- JPH0153803B2 JPH0153803B2 JP6154083A JP6154083A JPH0153803B2 JP H0153803 B2 JPH0153803 B2 JP H0153803B2 JP 6154083 A JP6154083 A JP 6154083A JP 6154083 A JP6154083 A JP 6154083A JP H0153803 B2 JPH0153803 B2 JP H0153803B2
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- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims 3
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims 3
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
- H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/002—Modifications of demodulators to reduce interference by undesired signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はFM復調出力中の歪を低減したFM受
信機に関する。
信機に関する。
FM受信機におけるFM復調出力中の高調波歪
は中間周波段のバンドパスフイルタを含む中間周
波段の、周波数帯域特性に起因して発生する。
は中間周波段のバンドパスフイルタを含む中間周
波段の、周波数帯域特性に起因して発生する。
（発明の目的）
本発明は上記にかんがみなされたもので、中間
周波段の周波数帯域特性に起因して発生する復調
出力中の高周波歪分を打消して低減させたFM受
信機を提供することを目的とする。
周波段の周波数帯域特性に起因して発生する復調
出力中の高周波歪分を打消して低減させたFM受
信機を提供することを目的とする。
以下、本発明を実施例によつて説明する。
（発明の構成）
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図である。
ク図である。
本実施例では第２高周波歪および第３高調波歪
を打消す場合を例に説明する。
を打消す場合を例に説明する。
第１図において、１はフロントエンドを、２は
中間周波段を、３はFM復調器を示している。本
実施例においてはFM復調器３の出力は、歪打消
回路４を介して次段へ供給する。
中間周波段を、３はFM復調器を示している。本
実施例においてはFM復調器３の出力は、歪打消
回路４を介して次段へ供給する。
歪打消回路４はFM復調出力が供給される加算
器１１、２乗回路１６および３乗回路１７と、２
乗回路１６の出力を微分する微分回路１８、微分
回路１８の出力を微分する微分回路１９、３乗回
路１７の出力を微分する微分回路２０、微分回路
２０の出力を微分する微分回路２１、微分回路１
８の出力レベルを調整しかつ出力を加算器１１へ
供給するレベル調整回路２２、微分回路１９の出
力レベルを調整するレベル調整回路２３、加算器
１１の出力とレベル調整回路２３の出力とを加算
する加算器１２、微分回路２０の出力レベルを調
整するレベル調整回路２４、加算器１２の出力と
レベル調整回路２４の出力とを加算する加算器１
３、微分回路２１の出力レベルの調整するレベル
調整回路２５および加算器１３の出力とレベル調
整回路２５の出力とを加算する加算器１４とから
なつている。
器１１、２乗回路１６および３乗回路１７と、２
乗回路１６の出力を微分する微分回路１８、微分
回路１８の出力を微分する微分回路１９、３乗回
路１７の出力を微分する微分回路２０、微分回路
２０の出力を微分する微分回路２１、微分回路１
８の出力レベルを調整しかつ出力を加算器１１へ
供給するレベル調整回路２２、微分回路１９の出
力レベルを調整するレベル調整回路２３、加算器
１１の出力とレベル調整回路２３の出力とを加算
する加算器１２、微分回路２０の出力レベルを調
整するレベル調整回路２４、加算器１２の出力と
レベル調整回路２４の出力とを加算する加算器１
３、微分回路２１の出力レベルの調整するレベル
調整回路２５および加算器１３の出力とレベル調
整回路２５の出力とを加算する加算器１４とから
なつている。
（発明の作用）
以上の如く構成した本発明の一実施例の作用に
ついて説明する。
ついて説明する。
FM復調器３から出力されるFM復調出力Ｓは、
変調信号をΔΩcosptとすれば、 Ｓ＝ΔΩcospt＋k1pΔΩ2sin2pt ＋l1p2ΔΩ2cos2pt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ……(1) で表わされる。
変調信号をΔΩcosptとすれば、 Ｓ＝ΔΩcospt＋k1pΔΩ2sin2pt ＋l1p2ΔΩ2cos2pt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ……(1) で表わされる。
(1)式は第３高調波歪分までを示しており、また
(1)式においてk1、l1、m1、n1は中間周波段２の周
波数帯域特性により定まる定数であつて、｜k1｜
≪１、｜l1｜≪１、｜m1｜≪１、｜n1｜≪１である。
またΔΩは変調信号の振幅を示している。
(1)式においてk1、l1、m1、n1は中間周波段２の周
波数帯域特性により定まる定数であつて、｜k1｜
≪１、｜l1｜≪１、｜m1｜≪１、｜n1｜≪１である。
またΔΩは変調信号の振幅を示している。
FM復調出力Ｓは２乗回路１６および３乗回路
１７に供給されて２乗および３乗されるが、定数
｜k1｜≪１、｜l1｜≪１、｜m1｜≪１、｜n1｜≪１
であるため、FM復調出力Ｓの第１項のみが２乗
および３乗されると見做して差支えない。
１７に供給されて２乗および３乗されるが、定数
｜k1｜≪１、｜l1｜≪１、｜m1｜≪１、｜n1｜≪１
であるため、FM復調出力Ｓの第１項のみが２乗
および３乗されると見做して差支えない。
したがつて２乗回路１６および３乗回路１７の
出力S16およびS17は S16＝（ΔΩcospt）2＝ΔΩ2（１／２＋１／２cos2pt） …(2) S17＝（ΔΩcospt）3 ＝ΔΩ3（１／２cospt＋１／２cos2ptcospt） ＝ΔΩ3（３／４cospt＋１／４cos3pt） ≒１／４ΔΩ3cos3pt ……(3) となる。なおcosptの基本成分は、歪については
無関係であるため、(3)式において省略してある。
出力S16およびS17は S16＝（ΔΩcospt）2＝ΔΩ2（１／２＋１／２cos2pt） …(2) S17＝（ΔΩcospt）3 ＝ΔΩ3（１／２cospt＋１／２cos2ptcospt） ＝ΔΩ3（３／４cospt＋１／４cos3pt） ≒１／４ΔΩ3cos3pt ……(3) となる。なおcosptの基本成分は、歪については
無関係であるため、(3)式において省略してある。
微分回路１８および１９の出力S18およびS19は
S18＝S16′＝−pΔΩ2sin2pt ……(4)
S19＝S18′＝−2p2ΔΩ2cos2pt ……(5)
となる。
微分回路２０および２１の出力S20およびS21は
S20＝S17′＝−３／４pΔΩ3sin3pt ……(6)
S21＝S20′＝−９／４p2ΔΩ3cos3pt ……(7)
となる。
ここで、レベル調整回路２２は入出力レベル比
ｋがk1となるように、レベル調整回路２３は入出
力レベル比ｌがl1／２となるように、レベル調整回 路２４は入出力レベル比ｍが４／３m1となるよう に、レベル調整回路２５は入出力レベル比ｎが
４／９n1となるようにそれぞれ設定してある。
ｋがk1となるように、レベル調整回路２３は入出
力レベル比ｌがl1／２となるように、レベル調整回 路２４は入出力レベル比ｍが４／３m1となるよう に、レベル調整回路２５は入出力レベル比ｎが
４／９n1となるようにそれぞれ設定してある。
そこでレベル調整回路２２，２３，２４，２５
の出力S22，S23，S24，S25は S22＝kS18＝−kpΔΩ2sin2pt ……(8) S23＝lS19＝−2lp2ΔΩ2cos2pt ……(9) S24＝mS20＝−３／４mpΔΩ3sin3pt ……(10) S25＝nS21＝−９／４np2ΔΩ3cos3pt ……(11) となる。
の出力S22，S23，S24，S25は S22＝kS18＝−kpΔΩ2sin2pt ……(8) S23＝lS19＝−2lp2ΔΩ2cos2pt ……(9) S24＝mS20＝−３／４mpΔΩ3sin3pt ……(10) S25＝nS21＝−９／４np2ΔΩ3cos3pt ……(11) となる。
したがつて、加算器１１，１２，１３，１４の
出力S11，S12，S13，S14は S11＝Ｓ＋S22 ＝ΔΩcospt＋（k1−ｋ）pΔΩ2sin2pt ＋l1p2ΔΩ2cos2pt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ……(12) S12＝S11＋S23 ＝ΔΩcospt＋（k1−ｋ）pΔΩ2sin2pt ＋（l1−2l）p2ΔΩ2cos2pt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ……(13) S13＝S12＋S24 ＝ΔΩcospt＋（k1−ｋ）pΔΩ2sin2pt ＋（l1−2l）p2ΔΩ2cos2pt ＋（m1−３／４ｍ）pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ……(14) S14＝S13＋S25 ＝ΔΩcospt＋（k1−ｋ）pΔΩ2sin2pt ＋（l1−2l）p2ΔΩ2cos2pt ＋（m1−３／４ｍ）pΔΩ3sin3pt ＋（n1−９／４ｎ）p2ΔΩ3cos3pt ……(15) となる。
出力S11，S12，S13，S14は S11＝Ｓ＋S22 ＝ΔΩcospt＋（k1−ｋ）pΔΩ2sin2pt ＋l1p2ΔΩ2cos2pt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ……(12) S12＝S11＋S23 ＝ΔΩcospt＋（k1−ｋ）pΔΩ2sin2pt ＋（l1−2l）p2ΔΩ2cos2pt＋m1pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ……(13) S13＝S12＋S24 ＝ΔΩcospt＋（k1−ｋ）pΔΩ2sin2pt ＋（l1−2l）p2ΔΩ2cos2pt ＋（m1−３／４ｍ）pΔΩ3sin3pt ＋n1p2ΔΩ3cos3pt ……(14) S14＝S13＋S25 ＝ΔΩcospt＋（k1−ｋ）pΔΩ2sin2pt ＋（l1−2l）p2ΔΩ2cos2pt ＋（m1−３／４ｍ）pΔΩ3sin3pt ＋（n1−９／４ｎ）p2ΔΩ3cos3pt ……(15) となる。
しかるにｋ、ｌ、ｍ、ｎは前記した如くｋ＝
k1、ｌ＝l1／２、ｍ＝４／３m1、ｎ＝４／９n1に設定し
て あるため、(15)式中の第２項、第３項および第４
項は零となつて、 出力S14＝ΔΩcospt となり、歪打消回路４からは歪分の無い出力を得
ることができる。
k1、ｌ＝l1／２、ｍ＝４／３m1、ｎ＝４／９n1に設定し
て あるため、(15)式中の第２項、第３項および第４
項は零となつて、 出力S14＝ΔΩcospt となり、歪打消回路４からは歪分の無い出力を得
ることができる。
なお、(12)式〜(15)式から明らかな如く加算器１
１〜１４の加算順序は入れ替つても差支えない。
１〜１４の加算順序は入れ替つても差支えない。
また以上説明した歪打消回路４の一部を構成す
る加算器１１〜１４はたとえば第２図に示す如
く、演算増幅器３１、抵抗３２〜３６および帰還
抵抗３７からなる公知の加算回路で構成し、抵抗
３２〜３６および帰還抵抗３７の抵抗値を等しく
して、入力端子ａにFM復調出力Ｓ、入力端子
ｂ，ｃ，ｄおよびｅにそれぞれレベル調整回路２
２，２３，２４および２５の出力S22，S23，S24
およびS25を各別に供給することにより加算する
ことができる。このようにすることによつて加算
器１１〜１４は１つの加算回路で構成することが
できる。
る加算器１１〜１４はたとえば第２図に示す如
く、演算増幅器３１、抵抗３２〜３６および帰還
抵抗３７からなる公知の加算回路で構成し、抵抗
３２〜３６および帰還抵抗３７の抵抗値を等しく
して、入力端子ａにFM復調出力Ｓ、入力端子
ｂ，ｃ，ｄおよびｅにそれぞれレベル調整回路２
２，２３，２４および２５の出力S22，S23，S24
およびS25を各別に供給することにより加算する
ことができる。このようにすることによつて加算
器１１〜１４は１つの加算回路で構成することが
できる。
また３乗回路１７はたとえば第３図に示す如く
アナログ乗算器３８および３９からなり、入力端
子ｆに供給された入力を乗算器３８で乗算し、乗
算器３８の出力と入力端子ｆに供給された入力と
を乗算器３９にて乗算させるように構成すること
ができる。
アナログ乗算器３８および３９からなり、入力端
子ｆに供給された入力を乗算器３８で乗算し、乗
算器３８の出力と入力端子ｆに供給された入力と
を乗算器３９にて乗算させるように構成すること
ができる。
また、２乗回路１６は第３図に示したアナログ
乗算器３８のみで構成することができる。
乗算器３８のみで構成することができる。
また、微分回路１８〜２１は抵抗とコンデンサ
とで構成された公知の微分回路、または第４図に
示す如く演算増幅器４０、コンデンサ４１および
抵抗４２からなる公知の微分回路で構成すること
ができる。
とで構成された公知の微分回路、または第４図に
示す如く演算増幅器４０、コンデンサ４１および
抵抗４２からなる公知の微分回路で構成すること
ができる。
またレベル調整回路２２〜２５はたとえば第５
図に示す如く演算増幅器４３、可変抵抗器４４、
抵抗４５〜４７および帰還抵抗４８から構成し、
可変抵抗器４４の摺動子位置によつて演算増幅器
４３の正相入力電圧と逆相入力電圧とを可変す
る。そこで、演算増幅器４３の出力端子から振幅
および極性の異なる出力を得ることができる。し
たがつて、定数k1、l1、m1およびn1の値に対応し
てレベル比ｋ、ｌ、ｍおよびｎを設定することが
でき、かつ定数k1、l1、m1、n1が中間周波段の周
波数帯域特性により負の値となる場合においても
適用できる。
図に示す如く演算増幅器４３、可変抵抗器４４、
抵抗４５〜４７および帰還抵抗４８から構成し、
可変抵抗器４４の摺動子位置によつて演算増幅器
４３の正相入力電圧と逆相入力電圧とを可変す
る。そこで、演算増幅器４３の出力端子から振幅
および極性の異なる出力を得ることができる。し
たがつて、定数k1、l1、m1およびn1の値に対応し
てレベル比ｋ、ｌ、ｍおよびｎを設定することが
でき、かつ定数k1、l1、m1、n1が中間周波段の周
波数帯域特性により負の値となる場合においても
適用できる。
以上の如く歪打消回路４を構成するそれぞれの
加算器１１〜１４、２乗回路１６、３乗回路１
７、微分回路１８〜２１およびレベル調整回路２
２〜２５は第２図〜第５図に示した回路で具体化
できかつその構成は簡単である。
加算器１１〜１４、２乗回路１６、３乗回路１
７、微分回路１８〜２１およびレベル調整回路２
２〜２５は第２図〜第５図に示した回路で具体化
できかつその構成は簡単である。
なお、以上説明した一実施例において、FM復
調出力中の第３次高調波歪までを打ち消す場合を
例に説明したが、さらに高次の高調波歪までも、
第１図に示した本発明の一実施例を拡脹すること
により打消すことができる。
調出力中の第３次高調波歪までを打ち消す場合を
例に説明したが、さらに高次の高調波歪までも、
第１図に示した本発明の一実施例を拡脹すること
により打消すことができる。
また、加算器１１，１２，１３，１４は第１図
においてＡ点で示した位置よりも入力端側すなわ
ちFM復調器３側に挿入してもよい。
においてＡ点で示した位置よりも入力端側すなわ
ちFM復調器３側に挿入してもよい。
また以上説明した本発明の一実施例は(1)式にも
とづく一般的なFM復調出力の歪を除去する場合
について説明したが、中間周波段の周波数帯域特
性に起因して発生する歪は、周波数帯域特性によ
り基本波に対して90度移相の歪成分すなわち(1)式
中正弦項が支配的な場合、また基本波に対して同
相の歪成分すなわち(1)式中余弦項が支配的な場
合、特定の次数の高調波歪成分が支配的な場合が
存在する。このような場合、支配的な歪成分を除
去するだけでも歪低減効果は大きい。たとえば第
２高調波歪成分のみをFM復調出力から除去する
場合は３乗回路１７、微分回路２０，２１、レベ
ル調整回路２４，２５および加算器１３，１４を
本発明の一実施例から省略すればよく、３次高調
波歪成分のみを除去する場合は２乗回路１６、微
分回路１８，１９、レベル調整回路２２，２３お
よび加算器１１，１２を本発明の一実施例から省
略すればよい。また基本波に対して90度移相の歪
成分を除去する場合は同様に微分回路１９，２
１、レベル調整回路２３，２５および加算器１
２，１４を省略すればよい。
とづく一般的なFM復調出力の歪を除去する場合
について説明したが、中間周波段の周波数帯域特
性に起因して発生する歪は、周波数帯域特性によ
り基本波に対して90度移相の歪成分すなわち(1)式
中正弦項が支配的な場合、また基本波に対して同
相の歪成分すなわち(1)式中余弦項が支配的な場
合、特定の次数の高調波歪成分が支配的な場合が
存在する。このような場合、支配的な歪成分を除
去するだけでも歪低減効果は大きい。たとえば第
２高調波歪成分のみをFM復調出力から除去する
場合は３乗回路１７、微分回路２０，２１、レベ
ル調整回路２４，２５および加算器１３，１４を
本発明の一実施例から省略すればよく、３次高調
波歪成分のみを除去する場合は２乗回路１６、微
分回路１８，１９、レベル調整回路２２，２３お
よび加算器１１，１２を本発明の一実施例から省
略すればよい。また基本波に対して90度移相の歪
成分を除去する場合は同様に微分回路１９，２
１、レベル調整回路２３，２５および加算器１
２，１４を省略すればよい。
またレベル調整回路２２〜２５のそれぞれの定
数ｋ、ｌ、ｍ、ｎは、中間周波段の周波数帯域特
性に対応して設定しているが、周波数帯域特性が
バンドパスフイルタ等により決定されればそれに
対応したレベル調整回路の定数を一義的に与えて
もよい。
数ｋ、ｌ、ｍ、ｎは、中間周波段の周波数帯域特
性に対応して設定しているが、周波数帯域特性が
バンドパスフイルタ等により決定されればそれに
対応したレベル調整回路の定数を一義的に与えて
もよい。
（発明の効果）
以上説明した如く本発明によれば簡単な構成で
FM復調出力中から、中間周波段の周波数帯域特
性に起因して発生する高調波歪を打消し、高調波
歪のないFM復調出力を得ることができるため、
歪の少ない再生が行なえる。
FM復調出力中から、中間周波段の周波数帯域特
性に起因して発生する高調波歪を打消し、高調波
歪のないFM復調出力を得ることができるため、
歪の少ない再生が行なえる。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロツ
ク図。第２図、第３図、第４図および第５図は加
算器、３乗回路、微分回路およびレベル調整回路
の構成をそれぞれ示すブロツク図。 １…フロントエンド、２…中間周波段、３…
FM復調器、４…歪打消回路、１１，１２，１３
および１４…加算器、１６…２乗回路、１７…３
乗回路、１８，１９，２０および２１…微分回
路、２２，２３，２４および２５…レベル調整回
路。
ク図。第２図、第３図、第４図および第５図は加
算器、３乗回路、微分回路およびレベル調整回路
の構成をそれぞれ示すブロツク図。 １…フロントエンド、２…中間周波段、３…
FM復調器、４…歪打消回路、１１，１２，１３
および１４…加算器、１６…２乗回路、１７…３
乗回路、１８，１９，２０および２１…微分回
路、２２，２３，２４および２５…レベル調整回
路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ FM復調出力をｎ乗（ｎは２以上の自然数）
するｎ乗回路と、該ｎ乗回路の出力を微分する微
分回路と、前記微分回路からの出力レベルを中間
周波段の周波数帯域特性にともなつて設定するレ
ベル設定回路と、前記FM復調出力と前記レベル
設定回路の出力とを合成する合成手段とを、少な
くとも備えてなることを特徴とするFM受信機。 ２ FM復調出力をｎ乗（ｎは２以上の自然数）
するｎ乗回路と、該ｎ乗回路の出力を微分する第
１の微分回路と、該第１の微分回路の出力を微分
する第２の微分回路と、前記第１の微分回路から
の出力レベルを中間周波段の周波数帯域特性にと
もなつて設定する第１のレベル設定回路と、前記
第２の微分回路からの出力レベルを前記周波数帯
域特性にともなつて設定する第２のレベル設定回
路と、前記FM復調出力と前記第１のレベル設定
回路の出力と前記第２のレベル設定回路の出力と
を合成する合成手段とを、少なくとも備えてなる
ことを特徴とするFM受信機。 ３ FM復調出力をｎ乗（ｎは２以上の自然数）
するｎ乗回路と、該ｎ乗回路の出力を微分する第
１の微分回路と、該第１の微分回路の出力を微分
する第２の微分回路と、中間周波段の周波数帯域
特性に対応して前記第１の微分回路からの出力レ
ベルを設定する第１のレベル設定回路と、前記周
波数帯域特性に対応して前記第２の微分回路から
の出力レベルを設定する第２のレベル設定回路
と、FM復調出力を（ｎ＋１）乗する（ｎ＋１）
乗回路と、該（ｎ＋１）乗回路の出力を微分する
第３微分回路と、該第３の微分回路の出力を微分
する第４の微分回路と、前記中間周波段の周波数
帯域特性に対応して前記第３の微分回路の出力レ
ベルを設定する第３のレベル設定回路と、前周波
数帯域特性に対応して前記第４の微分回路の出力
レベルを設定する第４のレベル設定回路と、前記
FM復調出力と前記第１、第２、第３および第４
のレベル設定回路の出力とを合成する合成手段と
を、少なくとも備えてなることを特徴とするFM
受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6154083A JPS59188204A (ja) | 1983-04-09 | 1983-04-09 | Ｆｍ受信機 |
| US06/596,524 US4561113A (en) | 1983-04-09 | 1984-04-04 | Distortion canceller for FM receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6154083A JPS59188204A (ja) | 1983-04-09 | 1983-04-09 | Ｆｍ受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59188204A JPS59188204A (ja) | 1984-10-25 |
| JPH0153803B2 true JPH0153803B2 (ja) | 1989-11-15 |
Family
ID=13174040
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6154083A Granted JPS59188204A (ja) | 1983-04-09 | 1983-04-09 | Ｆｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59188204A (ja) |
-
1983
- 1983-04-09 JP JP6154083A patent/JPS59188204A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59188204A (ja) | 1984-10-25 |
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