JPH0354492B2 - - Google Patents
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- JPH0354492B2 JPH0354492B2 JP58122505A JP12250583A JPH0354492B2 JP H0354492 B2 JPH0354492 B2 JP H0354492B2 JP 58122505 A JP58122505 A JP 58122505A JP 12250583 A JP12250583 A JP 12250583A JP H0354492 B2 JPH0354492 B2 JP H0354492B2
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- JP
- Japan
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- output
- signal
- detector
- distortion
- differentiator
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Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000009191 jumping Effects 0.000 description 3
- 238000002156 mixing Methods 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 101100482056 Abies grandis ag9 gene Proteins 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
- H04B1/1669—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal
- H04B1/1676—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal of the sum or difference signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はFMチユーナにおけるマルチパス歪
を低減する回路に関するものである。
を低減する回路に関するものである。
従来、この種の回路として第１図に示すような
ものがあつた。図において、フロントエンド１の
出力には10.7Mのバンドパスフイルタ（以下BPF
という）２が接続されており、その出力にはFM
検波器３の入力が接続され、その出力をステレオ
復調器４の入力に接続し、更にその出力がLch出
力５、Rch出力６となつて、この２つの出力間に
コンデンサＣとスイツチSWの直列接続が接続さ
れている。
ものがあつた。図において、フロントエンド１の
出力には10.7Mのバンドパスフイルタ（以下BPF
という）２が接続されており、その出力にはFM
検波器３の入力が接続され、その出力をステレオ
復調器４の入力に接続し、更にその出力がLch出
力５、Rch出力６となつて、この２つの出力間に
コンデンサＣとスイツチSWの直列接続が接続さ
れている。
かかる構成において、マルチパスが発生してノ
イズが増大し、聞きづらくなつた時にLch出力５
とRch出力６との間に接続されているスイツチ
SWをオンすることにより耳ざわりなLch出力、
Rch出力で逆相の高い周波数成分はコンデンサＣ
でシヨートされるのでキヤンセルされ、聴感上ノ
イズが低減された音となる。
イズが増大し、聞きづらくなつた時にLch出力５
とRch出力６との間に接続されているスイツチ
SWをオンすることにより耳ざわりなLch出力、
Rch出力で逆相の高い周波数成分はコンデンサＣ
でシヨートされるのでキヤンセルされ、聴感上ノ
イズが低減された音となる。
従来の回路は以上のように構成されているの
で、信号の成分が高い周波数になるほどLchと
Rchの混合比が大きくなり、セパレーシヨン（分
離度）が大きく劣化するという欠点があつた。
で、信号の成分が高い周波数になるほどLchと
Rchの混合比が大きくなり、セパレーシヨン（分
離度）が大きく劣化するという欠点があつた。
この発明はかかる従来回路の欠点を除去するた
めに成されたもので、IF信号のエンベロープ成
分を検出し、そこから歪のキヤンセル信号を作り
だし、マルチパス歪を低減することのできる回路
を提供することを目的としている。
めに成されたもので、IF信号のエンベロープ成
分を検出し、そこから歪のキヤンセル信号を作り
だし、マルチパス歪を低減することのできる回路
を提供することを目的としている。
以下この発明の一実施例を図に基づいて説明す
る。
る。
第２図において、フロントエンド１の出力は第
１の10.7MHzBPF２と第２の10.7MHzBPF７に接
続されている。また、10.7MHzBPF２の出力は
FM検波器３に接続される。このFM検波出力は
微分器１０と加算器１２の一方の入力に接続され
ている。また、10.7MHzBPF７の出力はAM検波
器８の入力に接続され、AM検波器８の出力から
AM検波器にはAGC９がかけられている。
１の10.7MHzBPF２と第２の10.7MHzBPF７に接
続されている。また、10.7MHzBPF２の出力は
FM検波器３に接続される。このFM検波出力は
微分器１０と加算器１２の一方の入力に接続され
ている。また、10.7MHzBPF７の出力はAM検波
器８の入力に接続され、AM検波器８の出力から
AM検波器にはAGC９がかけられている。
一方、微分器１０の出力は乗算器１１の一方の
入力端に接続されており、AM検波器８の出力が
乗算器１１の他方の入力端に接続されている。
入力端に接続されており、AM検波器８の出力が
乗算器１１の他方の入力端に接続されている。
また、乗算器１１の出力は加算器１２の他方の
入力に接続されており、加算器１２の出力はステ
レオ復調器４に接続されている。そして、ステレ
オ復調器４の出力はLch出力５とRch出力６とな
る。
入力に接続されており、加算器１２の出力はステ
レオ復調器４に接続されている。そして、ステレ
オ復調器４の出力はLch出力５とRch出力６とな
る。
次にこの発明の作用について説明する。
まず、例えばモノラルで遅延信号が一波のとき
を考えてみる。このときFM検波器３の出力は第
４図のイに示す検波された基本波である正弦波の
半波ごとに、飛び出たひげと、飛び込んだひげと
が交互に現れる波形になつている。また、フロン
トエンド１の出力であるIF信号は第４図ロのよ
うになつており、イとロは関連があることがわか
る。この関連を用いてマルチパスの歪低減を計つ
たのがこの発明である。
を考えてみる。このときFM検波器３の出力は第
４図のイに示す検波された基本波である正弦波の
半波ごとに、飛び出たひげと、飛び込んだひげと
が交互に現れる波形になつている。また、フロン
トエンド１の出力であるIF信号は第４図ロのよ
うになつており、イとロは関連があることがわか
る。この関連を用いてマルチパスの歪低減を計つ
たのがこの発明である。
つまり、フロントエンド１の出力第４図ロのエ
ンベロープを検出し、それを用いて歪のキヤンセ
ル信号を作り、それをFM検波出力から引いてや
ると歪は低減する。
ンベロープを検出し、それを用いて歪のキヤンセ
ル信号を作り、それをFM検波出力から引いてや
ると歪は低減する。
まず、フロントエンド１の出力を帯域内の振幅
特性がフラツトなフイルタ10.7MHzBPF７を通
し、不要な妨害を除去してやる。次にAGC９を
加えたAM検波器８を通すことによりIF信号のエ
ンベロープを検出する。このエンベロープ信号は
AGCがかけてあるので、IF信号の入力にかかわ
らず一定である。これを示したのが、第４図のハ
である。
特性がフラツトなフイルタ10.7MHzBPF７を通
し、不要な妨害を除去してやる。次にAGC９を
加えたAM検波器８を通すことによりIF信号のエ
ンベロープを検出する。このエンベロープ信号は
AGCがかけてあるので、IF信号の入力にかかわ
らず一定である。これを示したのが、第４図のハ
である。
また、第４図イに示すFM検波出力３の歪を見
ればわかるように、歪の出力は基本波の半周期ご
とに反転しているので、第４図ハのAM検波器８
の出力と、FM検波器３の出力である基本波（第
４図イ）の半周期ごと位相を反転させる微分器１
０の出力（第４図ニ）とを乗算器１１に加える。
この乗算器１１では第４図ニの微分器１０の出力
が正の部分では第４図ハのAM検波器８の波形が
そのまま乗算器１１の出力となり、微分器１０の
出力が負の部分ではAM検波器８の波形が反転し
て乗算器１１の出力となり、第４図ホの波形がみ
られる。この第４図ホに示す波形は、第４図イに
示す基本波の半周期ごとに現れる飛び出したひげ
の部分に対応した飛び込みひげの波形が得られ、
第４図イの飛び込んだひげの部分に対応して飛び
出した波形が得られ、第４図イのFM検波器３の
出力と打ち消し合うキヤンセル信号が作り出され
る。
ればわかるように、歪の出力は基本波の半周期ご
とに反転しているので、第４図ハのAM検波器８
の出力と、FM検波器３の出力である基本波（第
４図イ）の半周期ごと位相を反転させる微分器１
０の出力（第４図ニ）とを乗算器１１に加える。
この乗算器１１では第４図ニの微分器１０の出力
が正の部分では第４図ハのAM検波器８の波形が
そのまま乗算器１１の出力となり、微分器１０の
出力が負の部分ではAM検波器８の波形が反転し
て乗算器１１の出力となり、第４図ホの波形がみ
られる。この第４図ホに示す波形は、第４図イに
示す基本波の半周期ごとに現れる飛び出したひげ
の部分に対応した飛び込みひげの波形が得られ、
第４図イの飛び込んだひげの部分に対応して飛び
出した波形が得られ、第４図イのFM検波器３の
出力と打ち消し合うキヤンセル信号が作り出され
る。
また、変調周波数が高くなるほど歪の出かたは
大きくなるので変調周波数が高くなるほどキヤン
セル信号を大きくしなければならない。これらを
行うのが第２図における微分器１０と乗算器１１
である。微分器１０の利得位相特性は第３図のよ
うに、横軸の入力周波数に対して縦軸の位相特性
は全周波数にわたつて位相90゜移送されて一定で
あり、利得特性は直線的に増加しており、FM検
波器３の出力は微分器１０を通ると90゜移相され
第４図のニの波形となり、これと第４図ハの波形
とを乗算器１１で掛け合わすと第４図ホに示すキ
ヤンセルすることができる信号が得られ、この信
号レベルをボリユームで調整してキヤンセル信号
が得られる。このキヤンセル信号を第４図イの検
波出力から減算するのが加算器１２であり、この
結果加算器１２の出力には、FM変調波の放送局
等からの伝搬経路の差異により生じるマルチパス
歪が低減された波形が得られる。以上が波形によ
るキヤンセル効果の説明である。
大きくなるので変調周波数が高くなるほどキヤン
セル信号を大きくしなければならない。これらを
行うのが第２図における微分器１０と乗算器１１
である。微分器１０の利得位相特性は第３図のよ
うに、横軸の入力周波数に対して縦軸の位相特性
は全周波数にわたつて位相90゜移送されて一定で
あり、利得特性は直線的に増加しており、FM検
波器３の出力は微分器１０を通ると90゜移相され
第４図のニの波形となり、これと第４図ハの波形
とを乗算器１１で掛け合わすと第４図ホに示すキ
ヤンセルすることができる信号が得られ、この信
号レベルをボリユームで調整してキヤンセル信号
が得られる。このキヤンセル信号を第４図イの検
波出力から減算するのが加算器１２であり、この
結果加算器１２の出力には、FM変調波の放送局
等からの伝搬経路の差異により生じるマルチパス
歪が低減された波形が得られる。以上が波形によ
るキヤンセル効果の説明である。
次に計算式による歪キヤンセルの様子を示す。
FMされた波IFMは、
IFM＝Isin（ω0t＋Δω／ｐ・sinpt）
であり、これに対して時間τ遅延した波I0は、
I0＝I′sin（ω0（ｔ−τ）＋Δω／
ｐ・sinp（ｔ−τ）） であり、この２式の合成波により位相変調分によ
る歪が生成する。ここで、Ｉ、I′はFMされた波
の振幅、ω0はキヤリア角周波数、Δωは角周波数
偏移、ｐは変調周波数である。
ｐ・sinp（ｔ−τ）） であり、この２式の合成波により位相変調分によ
る歪が生成する。ここで、Ｉ、I′はFMされた波
の振幅、ω0はキヤリア角周波数、Δωは角周波数
偏移、ｐは変調周波数である。
従つて、マルチパスの歪の式というのは遅延波
が一波とすると、次式で表わされる。
が一波とすると、次式で表わされる。
ｄ＝2mfpsinpτ／２・sinp（ｔ−τ／２）／
１＋１／ｘ＋cos〔wo〓＋2mfsinp〓／２・cos（ｔ−τ
／２）／ｘ＋cos〔wo〓＋2mfsinp〓／２・cos（ｔ−τ
／２） ここで、ｘ＝DU比（直接波と反射波との大き
さの比）、τ＝遅延時間、ｍ＝変調度、ｆ＝75K
Hz、w0＝キヤリア角周波数、ｐ＝変調周波数で
ありこれを横軸を時間、たて軸を歪の大きさとし
てプロツトしたのが第５図である。
１＋１／ｘ＋cos〔wo〓＋2mfsinp〓／２・cos（ｔ−τ
／２）／ｘ＋cos〔wo〓＋2mfsinp〓／２・cos（ｔ−τ
／２） ここで、ｘ＝DU比（直接波と反射波との大き
さの比）、τ＝遅延時間、ｍ＝変調度、ｆ＝75K
Hz、w0＝キヤリア角周波数、ｐ＝変調周波数で
ありこれを横軸を時間、たて軸を歪の大きさとし
てプロツトしたのが第５図である。
また第２図におけるAM検波器８の出力である
IF信号のエンベロープに微分器１０の出力であ
るFM検波出力の微分をかけ合わせると、FM検
波器８の出力をｆ（ｐ）として、その微分器１０
の出力がdf（ｐ）／dtとなることから、歪の式は
次式となる。
IF信号のエンベロープに微分器１０の出力であ
るFM検波出力の微分をかけ合わせると、FM検
波器８の出力をｆ（ｐ）として、その微分器１０
の出力がdf（ｐ）／dtとなることから、歪の式は
次式となる。
この式をプロツトしたのが第６図であり、この
図を第５図と比較すると、類似していることがわ
かり、このことからマルチパスの歪低減ができる
ことが示される。すなわち、第５図と第６図の
DU比が−3dB及び−6dBの曲線では、時系列的
に、第５図のするどい落ち込み及びするどい立上
がりの波形と第６図の滑らかな歪の波形とはその
差異が大きくマルチパスの歪をキヤンセルするこ
とは期待薄であるが、第５図の−10dBの曲線で
は滑らかな歪波形となり、時系列的に時間1.3ｍ
secまで及び後の時間2.5ｍsecまでの歪波形の位
相的な上がり下がりが両図ともほぼ一致している
ので、この両波を加算器１２に加えることによ
り、ある程度のキヤンセル効果が発揮され、マル
チパスの歪を低減することができる。実際に実験
した場合において、DU比−10dBでおよそ十数
dBの歪低減効果があつた。
図を第５図と比較すると、類似していることがわ
かり、このことからマルチパスの歪低減ができる
ことが示される。すなわち、第５図と第６図の
DU比が−3dB及び−6dBの曲線では、時系列的
に、第５図のするどい落ち込み及びするどい立上
がりの波形と第６図の滑らかな歪の波形とはその
差異が大きくマルチパスの歪をキヤンセルするこ
とは期待薄であるが、第５図の−10dBの曲線で
は滑らかな歪波形となり、時系列的に時間1.3ｍ
secまで及び後の時間2.5ｍsecまでの歪波形の位
相的な上がり下がりが両図ともほぼ一致している
ので、この両波を加算器１２に加えることによ
り、ある程度のキヤンセル効果が発揮され、マル
チパスの歪を低減することができる。実際に実験
した場合において、DU比−10dBでおよそ十数
dBの歪低減効果があつた。
以上はモノラル信号放送時を１例にとつて説明
したが、ステレオ信号放送時にも同様のことがい
えてマルチパス歪が低減できる。
したが、ステレオ信号放送時にも同様のことがい
えてマルチパス歪が低減できる。
また、上記実施例ではマルチパス低減回路のみ
としたが、Lch出力、Rch出力間に容量の小さい
コンデンサを挿入し、軽くハイブレンドをかけて
も良い。また、上記実施例において、微分器１０
の入力はFM検波器３の出力からとつているが、
第７図に示すようにこの入力は加算器１２の出力
からとつてもよい。すなわち、加算器１２の出力
から微分器１０を介して乗算器１１に加えてい
る。そうすれば、加算器１２の出力には第４図イ
のマルチパスの歪の低減された正弦波が得られ、
それを微分器１０により位相を90゜ずらせ、この
微分器１０の出力が正のときはAM検波器８の出
力はそのまま乗算器１１の出力となり、微分器１
０の出力が負のときはAM検波器８の出力は反転
されて乗算器１１の出力となり、第３図の構成と
は同様に、加算器１２の出力には、マルチパの歪
が低減された信号を得ることができる。
としたが、Lch出力、Rch出力間に容量の小さい
コンデンサを挿入し、軽くハイブレンドをかけて
も良い。また、上記実施例において、微分器１０
の入力はFM検波器３の出力からとつているが、
第７図に示すようにこの入力は加算器１２の出力
からとつてもよい。すなわち、加算器１２の出力
から微分器１０を介して乗算器１１に加えてい
る。そうすれば、加算器１２の出力には第４図イ
のマルチパスの歪の低減された正弦波が得られ、
それを微分器１０により位相を90゜ずらせ、この
微分器１０の出力が正のときはAM検波器８の出
力はそのまま乗算器１１の出力となり、微分器１
０の出力が負のときはAM検波器８の出力は反転
されて乗算器１１の出力となり、第３図の構成と
は同様に、加算器１２の出力には、マルチパの歪
が低減された信号を得ることができる。
以上のようにこの発明によれば、IF信号のエ
ンベロープ信号を検波してマルチパスキヤンセル
信号を作り出し、それによつてマルチパスを低減
するように構成したので、セパレーシヨンの悪化
などなしにマルチパス歪を低減できる。また、マ
ルチパスの伝搬経路の相違を補正するために通常
遅延回路を必要としたが、この発明によれば、斯
かる遅延回路を具備せずしてマルチパス歪を低減
できる。
ンベロープ信号を検波してマルチパスキヤンセル
信号を作り出し、それによつてマルチパスを低減
するように構成したので、セパレーシヨンの悪化
などなしにマルチパス歪を低減できる。また、マ
ルチパスの伝搬経路の相違を補正するために通常
遅延回路を必要としたが、この発明によれば、斯
かる遅延回路を具備せずしてマルチパス歪を低減
できる。
第１図は従来の回路を示す図、第２図は本発明
の実施例を示す図、第３図は第２図微分器の特性
を示す図、第４図は第２図の回路の各部の波形を
示す図、第５図はマルチパス歪の計算結果による
特性を示す図、第６図は第２図回路のAM検波器
出力と微分器出力とを乗算した計算結果による特
性を示す図、第７図は本発明の他の実施例を示す
図である。 １……フロントエンド、２，７……バンドパス
フイルタ、３……FM検波器、４……ステレオ復
調器、５……Lch出力、６……Rch出力、８……
AM検波器、９……AGC、１０……微分器、１
１……乗算器、１２……加算器。
の実施例を示す図、第３図は第２図微分器の特性
を示す図、第４図は第２図の回路の各部の波形を
示す図、第５図はマルチパス歪の計算結果による
特性を示す図、第６図は第２図回路のAM検波器
出力と微分器出力とを乗算した計算結果による特
性を示す図、第７図は本発明の他の実施例を示す
図である。 １……フロントエンド、２，７……バンドパス
フイルタ、３……FM検波器、４……ステレオ復
調器、５……Lch出力、６……Rch出力、８……
AM検波器、９……AGC、１０……微分器、１
１……乗算器、１２……加算器。
Claims (1)
- １ マルチパス妨害を受けたFM信号のエンベロ
ープ成分を検出するAM検波回路と、このAM検
波回路の出力がFM信号入力の大きさにかかわら
ず一定にするAGC回路と、前記FM信号を復調す
るFM検波回路の出力を90゜移相させ且つ高い周波
数ほどレベルを大きなものとなるようにする微分
器と、前記微分器の出力と前記AM検波回路の出
力とを掛け合わせキヤンセル信号を作り出す乗算
器と、前記キヤンセル信号と前記FM検波回路の
出力とを加え合わせる加算器とを備えたことを特
徴とするマルチパス歪低減回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58122505A JPS6014524A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | マルチパス歪低減回路 |
| US06/622,336 US4590615A (en) | 1983-07-06 | 1984-06-19 | Multipath distortion reducing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58122505A JPS6014524A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | マルチパス歪低減回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6014524A JPS6014524A (ja) | 1985-01-25 |
| JPH0354492B2 true JPH0354492B2 (ja) | 1991-08-20 |
Family
ID=14837504
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58122505A Granted JPS6014524A (ja) | 1983-07-06 | 1983-07-06 | マルチパス歪低減回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4590615A (ja) |
| JP (1) | JPS6014524A (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6216621A (ja) * | 1985-07-16 | 1987-01-24 | Clarion Co Ltd | Ｆｍ受信回路 |
| NL8502695A (nl) * | 1985-10-02 | 1987-05-04 | Philips Nv | Ontvanger voorzien van een multipaddetektor. |
| US5408685A (en) * | 1992-04-06 | 1995-04-18 | Ford Motor Company | Multipath detector using phase comparison of stereo pilot signal |
| US5249233A (en) * | 1992-04-06 | 1993-09-28 | Ford Motor Company | Multipath noise minimizer for radio receiver |
| WO1995034140A1 (en) * | 1994-06-03 | 1995-12-14 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for cancelling interference in signals having undergone multipath |
| US5554955A (en) * | 1995-08-28 | 1996-09-10 | Myers; Glen A. | Method and apparatus for removing the effects of co-channel interference from the message on a dominant frequency modulated carrier and for recovering the message from each of two co-channel carriers |
| US5828954A (en) * | 1996-04-04 | 1998-10-27 | Lucent Technologies Inc. | Transmission system for digital audio broadcasting |
| JP3670555B2 (ja) * | 2000-05-24 | 2005-07-13 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 無線通信装置及び無線通信方法 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL276220A (ja) * | 1961-03-21 | |||
| US4166251A (en) * | 1977-05-30 | 1979-08-28 | Victor Company Of Japan, Ltd. | System for removing interference distortion in the demodulated signal of a frequency-modulated signal |
| JPS5567245A (en) * | 1978-11-16 | 1980-05-21 | Victor Co Of Japan Ltd | Fm multi-path distortion removing unit |
| JPS57125542A (en) * | 1981-01-29 | 1982-08-04 | Nissan Motor Co Ltd | Multi-path distortion detector for fm radio receiver |
-
1983
- 1983-07-06 JP JP58122505A patent/JPS6014524A/ja active Granted
-
1984
- 1984-06-19 US US06/622,336 patent/US4590615A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6014524A (ja) | 1985-01-25 |
| US4590615A (en) | 1986-05-20 |
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